JPH01148073A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH01148073A JPH01148073A JP30599687A JP30599687A JPH01148073A JP H01148073 A JPH01148073 A JP H01148073A JP 30599687 A JP30599687 A JP 30599687A JP 30599687 A JP30599687 A JP 30599687A JP H01148073 A JPH01148073 A JP H01148073A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 20
- 238000003079 width control Methods 0.000 abstract description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 241000283986 Lepus Species 0.000 description 1
- 235000010724 Wisteria floribunda Nutrition 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
この発明は、交流電源から直流電源をつくるスイッチン
グ方式の電源装置に関する。
グ方式の電源装置に関する。
(従来の技術)
商用電源などを入力とする一般的なスイッチング電源の
ほとんどは、第3図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路1で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ72で平滑されてDC−DCコンバ
ータ3に入力される。このコンデンサ・インプット型整
流回路の各部の波形は、周知のとおり第4図のようにな
る。
ほとんどは、第3図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路1で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ72で平滑されてDC−DCコンバ
ータ3に入力される。このコンデンサ・インプット型整
流回路の各部の波形は、周知のとおり第4図のようにな
る。
(発明が解決しようとする問題点)
例えば「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウJ
(CQ出版株式会社、1986年8月1日発行、著者
:長谷用彰)の170〜171ページにも解説されてい
るように、コンデンサ・インプット型整流回路において
は、入力電流Iiは、交流入力の半周期ごとにごく短時
間だけ流れるパルス電流となり、電流ピーク値は非常に
大きくなる。
(CQ出版株式会社、1986年8月1日発行、著者
:長谷用彰)の170〜171ページにも解説されてい
るように、コンデンサ・インプット型整流回路において
は、入力電流Iiは、交流入力の半周期ごとにごく短時
間だけ流れるパルス電流となり、電流ピーク値は非常に
大きくなる。
そのため、入力電流が流れる部分の回路素子(整流ダイ
オードや突入防止回路などの素子)に充分な耐電流特性
のものを使用しなければならず、このことがコスト低減
の阻害要因の1つになっている。
オードや突入防止回路などの素子)に充分な耐電流特性
のものを使用しなければならず、このことがコスト低減
の阻害要因の1つになっている。
また、交流電源ラインに鋭くてピーク値の大きいパルス
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させている
。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、商
用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続され
た場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、問
題はより大きくなる。
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させている
。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、商
用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続され
た場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、問
題はより大きくなる。
またコンデンサ・インプット型整流回路の場合、交流入
力の電圧を例えば100vから200 V 1.:変更
すると、平滑コンデンサ2の出力電圧も同様に変わるの
で、そのままではDC−DCコンバータ3への入力電圧
が許容範囲を超えてしまい、安定化電源としては動作し
ない。入力として100V@源と200v電源の両方に
対応できるようにした従来の装置では、整流部の構成を
倍電圧整流回路と普通の全波整流回路とにスイッチによ
って切り換えるようにしている。入力電源の電圧ランク
によって上記スイッチを切り換えることで、DC−DC
コンバータに許容範囲内の平滑電圧を供給することがで
きる。また別の従来装置では入力段にトランスを設け、
トランスのタップ切り換えによって入力電圧の変更に対
応できるようにしている。いずれにしても従来の装置で
は、使用する交流電源の電圧ランクに応じた切り換え操
作が必要であった。
力の電圧を例えば100vから200 V 1.:変更
すると、平滑コンデンサ2の出力電圧も同様に変わるの
で、そのままではDC−DCコンバータ3への入力電圧
が許容範囲を超えてしまい、安定化電源としては動作し
ない。入力として100V@源と200v電源の両方に
対応できるようにした従来の装置では、整流部の構成を
倍電圧整流回路と普通の全波整流回路とにスイッチによ
って切り換えるようにしている。入力電源の電圧ランク
によって上記スイッチを切り換えることで、DC−DC
コンバータに許容範囲内の平滑電圧を供給することがで
きる。また別の従来装置では入力段にトランスを設け、
トランスのタップ切り換えによって入力電圧の変更に対
応できるようにしている。いずれにしても従来の装置で
は、使用する交流電源の電圧ランクに応じた切り換え操
作が必要であった。
この発明は上述した従来の問題点に鑑みなされたもので
、その目的は、交流電源がらの入力電流が抵抗負荷の場
合と同様な入力電圧にほぼ比例した電流となり、また交
流電源の電圧ランクが大きく変更になってもコンデンサ
の両端にほぼ一定の電圧を発生することができるように
した電源装置を提供することにある。
、その目的は、交流電源がらの入力電流が抵抗負荷の場
合と同様な入力電圧にほぼ比例した電流となり、また交
流電源の電圧ランクが大きく変更になってもコンデンサ
の両端にほぼ一定の電圧を発生することができるように
した電源装置を提供することにある。
(問題点を解決するための手段)
この発明に係る電源装置は、交流電源を全波整流して脈
流出力を得る整流回路と; 上記交流電源より充分に高い周波数で同時にオン/オフ
駆動される2つのスイッチング素子と、このスイッチン
グ素子に挾まれて上記整流回路の出力間に直列接続され
たインダクタと、上記スイッチング素子のオフ時に上記
インダクタを通して電流が流れるように上記インダクタ
の両端に直列接続された2つのダイオードとコンデンサ
とを含み、このコンデンサの両端がら入力と同極性の平
滑された直流出力を得るように入出力の一端を共通接続
したチョッパ回路と; 上記整流回路の出力電圧の波形と、上記インダクタを流
れる電流の低周波成分の波形とをそれぞれ検出し、電流
波形が電圧波形に追従して変化するように上記スイッチ
ング素子の駆動パルス幅を制御する第1の制御手段と; 上記チョッパ回路の出力電圧を検出し、その電圧の基準
電圧に対する誤差を小さくするように上記スイッチング
素子の駆動パルス幅を制御する第2の制御手段と; を備えたものである。
流出力を得る整流回路と; 上記交流電源より充分に高い周波数で同時にオン/オフ
駆動される2つのスイッチング素子と、このスイッチン
グ素子に挾まれて上記整流回路の出力間に直列接続され
たインダクタと、上記スイッチング素子のオフ時に上記
インダクタを通して電流が流れるように上記インダクタ
の両端に直列接続された2つのダイオードとコンデンサ
とを含み、このコンデンサの両端がら入力と同極性の平
滑された直流出力を得るように入出力の一端を共通接続
したチョッパ回路と; 上記整流回路の出力電圧の波形と、上記インダクタを流
れる電流の低周波成分の波形とをそれぞれ検出し、電流
波形が電圧波形に追従して変化するように上記スイッチ
ング素子の駆動パルス幅を制御する第1の制御手段と; 上記チョッパ回路の出力電圧を検出し、その電圧の基準
電圧に対する誤差を小さくするように上記スイッチング
素子の駆動パルス幅を制御する第2の制御手段と; を備えたものである。
(作 用)
上述の構成において、第1の制御手段によって上記スイ
ッチング素子の駆動パルス幅が制御され、上記インダク
タを流れる電流は全波整流電圧波形にほぼ追従して変化
する。また、第2の制御手段によって上記スイッチング
素子の駆動パルス幅が制御され、上記チョッパ回路の出
力電圧は基準電圧にほぼ等しく保たれる。
ッチング素子の駆動パルス幅が制御され、上記インダク
タを流れる電流は全波整流電圧波形にほぼ追従して変化
する。また、第2の制御手段によって上記スイッチング
素子の駆動パルス幅が制御され、上記チョッパ回路の出
力電圧は基準電圧にほぼ等しく保たれる。
(実施例)′
第1図はこの発明の一実施例による電源装置の構成を示
すもので、これを非絶縁型AC−DCコンバータとして
単独で用いることができるし、絶縁型DC−DCコンバ
ータの前段のAC−DCコンバータとして用いても良い
。第2図は第1図の回路における主要部分の波形図であ
る。
すもので、これを非絶縁型AC−DCコンバータとして
単独で用いることができるし、絶縁型DC−DCコンバ
ータの前段のAC−DCコンバータとして用いても良い
。第2図は第1図の回路における主要部分の波形図であ
る。
正弦波の交流入力はダイオードブリッジからなる整流回
路10で全波整流され、以下に詳述する昇圧型のチョッ
パ回路20に入力される。チョッパ回路20は、PWM
(パルス幅制御)回路31によって交流電源より充分
に高い周波数で同時にオン/オフ駆動される2つのスイ
ッチング素子Q1およびQ2と、スイッチング素子Q1
とQ2に挾まれて整流回路10の出力間に直列接続され
たインダクタL1と、スイッチング素子Q1.Q2のオ
フ時にインダクタL1を通して電流が流れるようにイン
ダクタL1の両端に直列接続された2つのダイオードD
1およびD2とコンデンサC1とを有する。このコンデ
ンサC1の一端は入力のマイナスラインと共通接続され
ている。コンデンサC1は相当大きな容量があり、これ
の両端から平滑化され電圧安定化(後述)された直流出
力が取り出される。なお、コンデンサC2は高周波リッ
プルを吸収するための小容量のコンデンサで、本発明に
必須のものではない。
路10で全波整流され、以下に詳述する昇圧型のチョッ
パ回路20に入力される。チョッパ回路20は、PWM
(パルス幅制御)回路31によって交流電源より充分
に高い周波数で同時にオン/オフ駆動される2つのスイ
ッチング素子Q1およびQ2と、スイッチング素子Q1
とQ2に挾まれて整流回路10の出力間に直列接続され
たインダクタL1と、スイッチング素子Q1.Q2のオ
フ時にインダクタL1を通して電流が流れるようにイン
ダクタL1の両端に直列接続された2つのダイオードD
1およびD2とコンデンサC1とを有する。このコンデ
ンサC1の一端は入力のマイナスラインと共通接続され
ている。コンデンサC1は相当大きな容量があり、これ
の両端から平滑化され電圧安定化(後述)された直流出
力が取り出される。なお、コンデンサC2は高周波リッ
プルを吸収するための小容量のコンデンサで、本発明に
必須のものではない。
整流回路10の全波整流の出力電圧V1の信号はVCA
(電圧制御型可変利得増幅器)32を経て差動増幅器
33に入力される。チョッパ回路20のインダクタL1
を流れる電流■1が変流器34で検出され、その低周波
成分の信号が差動増幅器33に入力される。PWM回路
31は、この差動増幅器33の差動出力に従って動作し
、差動出力が最小になるようにスイッチング素子Q1.
Q2の駆動パルス幅(オン時間)を変化させる。また、
チョッパ回路20の出力電圧v2の基準電圧Vsに対す
る誤差が誤差増幅器35で検出され、この出力がVCA
32の制御電圧となる。
(電圧制御型可変利得増幅器)32を経て差動増幅器
33に入力される。チョッパ回路20のインダクタL1
を流れる電流■1が変流器34で検出され、その低周波
成分の信号が差動増幅器33に入力される。PWM回路
31は、この差動増幅器33の差動出力に従って動作し
、差動出力が最小になるようにスイッチング素子Q1.
Q2の駆動パルス幅(オン時間)を変化させる。また、
チョッパ回路20の出力電圧v2の基準電圧Vsに対す
る誤差が誤差増幅器35で検出され、この出力がVCA
32の制御電圧となる。
以上の構成において、差動増幅器33では、チョッパ回
路20の入力V1の波形と、インダクタL1を流れる電
流11の波形とが比較され、電流波形が電圧波形に追従
して変化するように、PWM回路31によってスイッチ
ング素子Ql、Q2のオン時間が変えられる。
路20の入力V1の波形と、インダクタL1を流れる電
流11の波形とが比較され、電流波形が電圧波形に追従
して変化するように、PWM回路31によってスイッチ
ング素子Ql、Q2のオン時間が変えられる。
スイッチング素子Ql、Q2がオンのとき、整流回路1
0からスイッチング素子Q1.Q2を通してインダクタ
L1に電流が流れ、インダクタL1にエネルギーが蓄積
される。このオン期間の電流増加値は、入力電圧v1に
比例するとともにオン時間に比例する。スイッチング素
子Q1.Q2がオフすると、これに蓄積されたエネルギ
ーの放出による電流がコンデンサC1側に供給される。
0からスイッチング素子Q1.Q2を通してインダクタ
L1に電流が流れ、インダクタL1にエネルギーが蓄積
される。このオン期間の電流増加値は、入力電圧v1に
比例するとともにオン時間に比例する。スイッチング素
子Q1.Q2がオフすると、これに蓄積されたエネルギ
ーの放出による電流がコンデンサC1側に供給される。
入力電圧波形とインダクタL1の電流波形との比較によ
るパルス幅制御は、結果として、入力電圧v1が大きい
ほどスイッチング素子Q1.Q2のオン時間を短くする
ように作用する。この制御によって電流波形の変化が、
入力電圧の全波整流波形にほぼ等しくなる。つまり、交
流入力側から見ると、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ
波形で位相差もなくなり、あたかも負荷が抵抗である場
合とほぼ同じ状態になる。以上が前述した第1の制御手
段の作用である。
るパルス幅制御は、結果として、入力電圧v1が大きい
ほどスイッチング素子Q1.Q2のオン時間を短くする
ように作用する。この制御によって電流波形の変化が、
入力電圧の全波整流波形にほぼ等しくなる。つまり、交
流入力側から見ると、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ
波形で位相差もなくなり、あたかも負荷が抵抗である場
合とほぼ同じ状態になる。以上が前述した第1の制御手
段の作用である。
また、第2の制御手段は次のように作用する。
出力電圧v2が基準電圧Vsより大きいほどvCA32
のゲインが小さくなり、V2がVsより小さいほどVC
A32のゲインが大きくなる。このVCA32は第1の
制御手段における入力電圧の波形信号が通る回路であり
、これのゲインは第1の制御手段の基底的なパラメータ
となる。つまり、出力電圧v2が高すぎるとスイッチン
グ素子Ql。
のゲインが小さくなり、V2がVsより小さいほどVC
A32のゲインが大きくなる。このVCA32は第1の
制御手段における入力電圧の波形信号が通る回路であり
、これのゲインは第1の制御手段の基底的なパラメータ
となる。つまり、出力電圧v2が高すぎるとスイッチン
グ素子Ql。
Q2のオン時間が短縮され、反対に低すぎるとオン時間
が伸長され、出力電圧V2を基準電圧Vsに近ずけるよ
うに作用する。
が伸長され、出力電圧V2を基準電圧Vsに近ずけるよ
うに作用する。
(発明の効果)
以上詳細に説明したように、この発明に係る電源装置で
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。
また、前記チョッパ回路の昇圧および降圧作用と、第2
の制御手段による出力電圧のフィードバック制御作用と
によって、交流入力の電圧が変動したり、あるいは電圧
ランクを変更した場合でも、出力電圧を一定に保つこと
ができる。その結果、まったく切り換えを必要とせず、
例えば交流100v電源から交流400V電源まで適合
する電源装置が容易に構成できるようになる。
の制御手段による出力電圧のフィードバック制御作用と
によって、交流入力の電圧が変動したり、あるいは電圧
ランクを変更した場合でも、出力電圧を一定に保つこと
ができる。その結果、まったく切り換えを必要とせず、
例えば交流100v電源から交流400V電源まで適合
する電源装置が容易に構成できるようになる。
第1図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
2図は第1図の回路の要部波形図、第3図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第4図は第
3図の回路の要部波形図である。 10・・・・・・整流回路 20・・・・・・チョッパ回路 31・・・・・・パルス幅制御回路 特許出願人 富士電気化学株式会社代 理
人 弁理士 −色 健 軸向
弁理士 松 本雅利第2図
2図は第1図の回路の要部波形図、第3図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第4図は第
3図の回路の要部波形図である。 10・・・・・・整流回路 20・・・・・・チョッパ回路 31・・・・・・パルス幅制御回路 特許出願人 富士電気化学株式会社代 理
人 弁理士 −色 健 軸向
弁理士 松 本雅利第2図
Claims (1)
- (1)交流電源を全波整流して脈流出力を得る整流回路
と; 上記交流電源より充分に高い周波数で同時にオン/オフ
駆動される2つのスイッチング素子と、このスイッチン
グ素子に挾まれて上記整流回路の出力間に直列接続され
たインダクタと、上記スイッチング素子のオフ時に上記
インダクタを通して電流が流れるように上記インダクタ
の両端に直列接続された2つのダイオードとコンデンサ
とを含み、このコンデンサの両端から入力と同極性の平
滑された直流出力を得るように入出力の一端を共通接続
したチョッパ回路と; 上記整流回路の出力電圧の波形と、上記インダクタを流
れる電流の低周波成分の波形とをそれぞれ検出し、電流
波形が電圧波形に追従して変化するように上記スイッチ
ング素子の駆動パルス幅を制御する第1の制御手段と; 上記チョッパ回路の出力電圧を検出し、その電圧の基準
電圧に対する誤差を小さくするように上記スイッチング
素子の駆動パルス幅を制御する第2の制御手段と; を備えたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62305996A JPH0697846B2 (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62305996A JPH0697846B2 (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01148073A true JPH01148073A (ja) | 1989-06-09 |
JPH0697846B2 JPH0697846B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=17951813
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62305996A Expired - Fee Related JPH0697846B2 (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0697846B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02307365A (ja) * | 1989-05-19 | 1990-12-20 | Nichicon Corp | 電源装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5568877A (en) * | 1978-11-16 | 1980-05-23 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Generalized dc-dc converter |
JPS6253178A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-07 | Toshiba Corp | インバ−タ回路の電源装置 |
-
1987
- 1987-12-04 JP JP62305996A patent/JPH0697846B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5568877A (en) * | 1978-11-16 | 1980-05-23 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Generalized dc-dc converter |
JPS6253178A (ja) * | 1985-08-30 | 1987-03-07 | Toshiba Corp | インバ−タ回路の電源装置 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02307365A (ja) * | 1989-05-19 | 1990-12-20 | Nichicon Corp | 電源装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0697846B2 (ja) | 1994-11-30 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |