JPH0113648B2

JPH0113648B2 -

Info

Publication number: JPH0113648B2
Application number: JP6809980A
Authority: JP
Inventors: Takafumi Okada
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1980-05-22
Filing date: 1980-05-22
Publication date: 1989-03-07
Also published as: JPS56164615A

Description

【発明の詳細な説明】例えば、ローパスフイルタは抵抗器及びコンデ
ンサにより構成されるので、このフイルタをIC
化するには、いくつかの問題点がある。すなわ
ち、（）抵抗値の精度があまりとれないので、フ
イルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう（）抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオ
フ周波数の温度特性が悪くなつてしまう（）抵抗値及び容量をあまり大きくできない
ので、カツトオフ周波数の低いものが作りにく
いなどである。

この発明は、これらの問題点を解決し、IC化
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。

以下その一例について説明しよう。

第１図において、トランジスタQ₁，Q₂のエミ
ツタと接地との間に、定電流源用のトランジスタ
Q₃のコレクタ・エミツタ間が接続されてトラン
ジスタQ₁，Q₂は差動接続されると共に、トラン
ジスタQ₁のベースが入力端子T₁に接続され、そ
のコレクタと電源端子T₂との間に、トランジス
タQ₄のエミツタ・コレクタ間が接続される。

このトランジスタQ₄は、これを入力側として
トランジスタQ₅と共にカレントミラー回路を構
成しているもので、そのコレクタはトランジスタ
Q₄，Q₅のベースに接続され、トランジスタQ₅の
エミツタは端子T₃に接続され、そのコレクタは
トランジスタQ₂のコレクタに接続される。

さらに、トランジスタQ₂のコレクタが、その
ベース及び出力端子T₂に接続されると共に、接
地との間にコンデンサC₁が接続される。

また、この例では、トランジスタQ₃は、トラ
ンジスタQ₆を入力側としてカレントミラー回路
を構成しているもので、トランジスタQ₆のベー
スがトランジスタQ₃のベースに接続され、トラ
ンジスタQ₆のエミツタが接地され、そのコレク
タがベースに接続されると共に、抵抗器R₁を通
じて端子T₃に接続される。

さらに、トランジスタQ₃のベース・エミツタ
間にトランジスタQ₇のコレクタ・エミツタ間が
並列接続され、そのベースにパルス発生回路１か
らインバータ２を通じてスイツチングパルスP₁
が供給される。なお、このパルスP₁の周波数は、
入力信号の最高周波数の２倍以上とされる。

このような構成において、簡単のため、トラン
ジスタQ₇が常にオフであるとする。すると、ト
ランジスタQ₁，Q₂がトランジスタQ₃を定電流源
とした差動アンプとして働くので、端子T₁に入
力信号電圧V_io（トランジスタQ₁のベースバイア
スを含む）が供給されると、その電圧V_ioの正の
半サイクル期間には、トランジスタQ₁のコレク
タ電流が増加すると共に、トランジスタQ₂のコ
レクタ電流が減少する。そして、トランジスタ
Q₁のコレクタ電流はトランジスタQ₄のコレクタ
電流でもあり、トランジスタQ₅のコレクタ電流
はトランジスタQ₄のコレクタ電流に等しいので、
トランジスタQ₅のコレクタ電流は増加する。従
つて、トランジスタQ₅のコレクタ電流の増加分
と、トランジスタQ₂のコレクタ電流の減少分の
差の電流が、コンデンサC₁に流れ込む。

また、入力信号電圧V_ioの負の半サイクル期間
には、トランジスタQ₁のコレクタ電流が減少し
てトランジスタQ₅のコレクタ電流が減少すると
共に、トランジスタQ₂のコレクタ電流が増加す
るので、トランジスタQ₅のコレクタ電流の減少
分と、トランジスタQ₂のコレクタ電流の増加分
の差の電流がコンデンサC₁から流れ出る。

なお、このとき、トランジスタQ₂，Q₅はコン
デンサC₁の充放電に対して定電流源として働く
ので、コンデンサC₁の端子電圧は、その充放電
電流に比例する。また、無信号時には、その充放
電は行われない。

そして、今、コンデンサC₁の端子電圧をV_putと
すれば、この電圧V_putはトランジスタQ₂のベース
電圧でもあるので、第１図の回路の交流等価回路
は第１０図のようになる。ただし、抵抗r_eはトラ
ンジスタQ₁，Q₂，Q₄，Q₅の各エミツタ抵抗、電
流i_sは、電圧V_iとV_putとによつて流れる信号電流
であり、 i_s＝V_io−V_put／（r_e＋r_e）（r_e＋r_e） ……(i) となる。また、 V_put＝１／jωC₁i_s ……(ii) ω：信号の角周波数である。

従つて、(i)、(ii)式からこの回路の伝達関数Ｈ
（ω）を求めると、Ｈ（ω）＝V_put／V_io ＝１／１＋jωC₁r_e ……(iii) となり、これは、カツトオフ周波数ω_cが、 ω_c＝１／C₁r_e ……(iv) のローパスフイルタであることを示している。

そして、この場合、トランジスタQ₃のコレク
タ電流を2Iとすれば、トランジスタQ₁，Q₂のエ
ミツタ電流はＩとなり、このエミツタ電流Ｉとエ
ミツタ抵抗r_eとの間には、 r_e＝kT／qI ……(v) ｋ：ボルツマン定数Ｔ：絶対温度ｑ：電子の電荷の関係があるので、この(v)式を(iii)、(iv)式に代入し
て次式が得られる。

Ｈ（ω）＝１／１＋jωkT／ｑＣ／１ ……(vi) ω_c＝ｑ／kT Ｉ／C₁ ……(vii) 従つて、第１図の回路は、トランジスタQ₇が
常にオフのときには、(vi)、(vii)式で示される特性の
ローパスフイルタとして働く。

しかし、パルス発生回路１からトランジスタ
Q₇にパルスP₁が供給されると、トランジスタQ₇
がパルスP₁に同期してオンオフされてトランジ
スタQ₃のコレクタ電流2IがパルスP₁に同期して
オンオフされるので、パルスP₁のデユーテイー
レシオをＫ×100％（０≦Ｋ≦１）とすれば、電
流2Iは実効的にＫ×100％の大きさになる。従つ
て、(vi)、(vii)式は実効的に、Ｈ（ω）＝１／１＋jωkT／ｑ C₁／IK ……(viii) ω_c＝ｑ／kT KI／C₁ ……(ix) となり、カツトオフ周波数ω_cはＫ倍され、低く
なる。

第２図は、各部の信号波形を示すもので、P₁
＝“０”のときは、トランジスタQ₃がオフなの
で、コンデンサC₁の充放電は行われない。従つ
て、出力電圧V_putは一定値にホールドされたまま
となる。

しかし、P₁＝“１”のときは、トランジスタQ₃
がオンなので、コンデンサC₁に充放電電流が流
れる。そして、この場合、トランジスタQ₁，Q₂
は差動アンプとして働いているので、V_io＞V_put
であれば、コンデンサC₁は充電され、電圧V_putは
上述のように充放電電流に比例して一定の速度で
上昇し、V_io＜V_putであれば、コンデンサC₁は放
電し、電圧V_putは放電電流に比例して一定の速度
で下降していく。そして、P₁＝“１”であつて
も、コンデンサC₁の充放電により電圧V_putが変化
して、V_io＝V_putになつたときには、その充放電
は停止しそのときの電圧V_putがホールドされる。

従つて、電圧V_putは図に示すような波形とな
り、ω＜ω_cでは電圧V_putは電圧V_ioにほぼ等しく、
ω＞ω_cでは電圧V_putは減衰し、すなわち、電圧
V_putはローパス出力となる。また、このとき、カ
ツトオフ周波数ω_cは、コンデンサC₁の充放電の
速度で決まり、すなわち、定性的には(ix)式で示さ
れる。

こうして、この発明によれば、(viii)、(ix)式で示さ
れる特性のローパスフイルタを得ることができ
る。

そして、この場合、トランジスタQ₃のコレク
タ電流はトランジスタQ₆のコレクタ電流に等し
いので、 2I＝V_CC／R₁ であり、すなわち、(viii)、(ix)式の電流Ｉは、抵抗器
R₁によつて決めることができる。そして、この
抵抗器R₁はICに外付けすることにより精度を高
く、また、温度特性も安定にできる。

従つて、このフイルタは、カツトオフ周波数
ω_cがばらつくことがなく、また、温度特性が悪
くなることがない。さらに、容量C₁が少さくて
も、パルスP₁のデユーテイーレシオＫを小さく
することによりカツトオフ周波数ω_cを低くでき、
従つて、カツトオフ周波数ω_cの低いものまで、
コンデンサC₁をICに内蔵させることができ、IC
化の効果が大きい。

また、カツトオフ周波数ω_cが電流Ｉによつて
決まるので、この電流Ｉを変更することにより、
カツトオフ周波数ω_cを広範囲にわたつて高速に
変更できる。さらに、入力端子T₁と出力端子T₂
の直流電位が等しいので、他の回路との多段接続
が非常に容易である。

また、信号電流i_sによつてもトランジスタQ₁，
Q₂のエミツタ抵抗r_eが多少変化するが、トランジ
スタQ₁のエミツタ抵抗r_eと、トランジスタQ₂の
エミツタ抵抗r_eとは、互いに逆方向に変化するの
で、この抵抗変化は相殺され、従つて、見かけ
上、信号電流i_sによる抵抗r_eの変化がなくなるの
で、歪率が良く、ダイナミツクレンジが広くな
る。さらに、トランジスタQ₆は他の回路のもの
と共用できる。また、パルスP₁の幅はデジタル
処理により容易に変更できるので、カツトオフ周
波数ω_cをデジタル処理により変更できる。

第３図に示す例においては、トランジスタQ₂
にエミツタフオロワのトランジスタQ₈及び定電
流源A₁が接続された場合である。

また、第４図の例においては、トランジスタ
Q₁₁〜Q₁₅，Q₁₈及びコンデンサC₁₁が、トランジス
タQ₁〜Q₅，Q₈及びコンデンサC₁と同様に接続さ
れると共に、定電流源A₁₁が接続される。

従つて、この回路は、第５図に等価回路を示す
ように２次のローパスフイルタとなり、トランジ
スタQ₁₃のコレクタ電流をI₁₃とすれば、カツトオ
フ周波数ω_c及びＱは、となる。

第６図の例はBBDの出力をサンプリングホー
ルドして復調する場合である。すなわち、パルス
発生回路３から第７図Ａに示すようにパルスP₃
が分周回路４に供給されて第７図Ｂに示すように
パルスP₄に1/2分周され、このパルスP₄がBBD６
にクロツクパルスとして供給される。こうして、
BBD６からは第７図Ｃに示されるように出力パ
ルスP₆が取り出される。

そして、このパルスP₆がトランジスタQ₁に供
給されると共に、パルスP₃とP₄とがナンド回路
５に供給されて第７図Ｄに示すパルスP₅が取り
出され、このパルスP₅がトランジスタQ₇に供給
される。

従つて、端子T₂には、BBD６の出力パルスP₆
のうちの、P₅＝“０”におけるサンプリングホー
ルド出力、すなわち、復調出力が取り出される。

第８図の例はテレビ受像機のAFC回路の場合
である。すなわち、１１は水平発振回路、１２は
水平出力回路を示し、この出力回路１２におい
て、水平偏向電流及び直流高圧が形成されると共
に、第９図Ａに示すように、水平周期のパルス
Pfが取り出され、このパルスPfが積分回路１３
に供給されて第９図Ｂに示すように鋸歯状波電圧
Esとされ、この電圧EsがトランジスタQ₁に供給
される。また、同期分離回路１４から第９図Ｃに
示すように水平同期パルスPhが取り出され、こ
のパルスPhがインバータ２を通じてトランジス
タQ₇に供給される。

そして、コンデンサC₁の端子電圧V_putが、ロー
パスフイルタ１５を通じて発振回路１１にその発
振周波数の制御電圧として供給される。

従つて、パルスPhに同期するように電圧Esが
安定し、このとき、パルスPfはパルスPhに同期
し、すなわち、AFCが行われる。なお、このと
き、可変抵抗器R₂により位相を微調できる。

なお、上述において、トランジスタQ₅を定電
流源としてもよい。また、定電流源であるトラン
ジスタQ₃のコレクタ電流は他の方法によつて決
定することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図、第４図、第６図、第８図は、
この発明の一例の接続図、第２図、第５図、第７
図、第９図、第１０図はその説明のための図であ
る。 T₁は入力端子、T₂は出力端子である。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１及び第２のトランジスタのエミツタが、
共通の定電流源に接続され、上記第２のトランジ
スタのコレクタに負荷が接続され、上記第２のト
ランジスタのコレクタがそのベースに接続される
と共に、コンデンサを通じて接地され、上記第１
のトランジスタのベースに入力信号が供給され、
上記定電流源の定電流がスイツチングされて上記
コンデンサに上記入力信号のローパス出力ないし
サンプリング出力が取り出されるフイルタ回路。