JPH01117665A - 変圧器の偏励磁防止制御方法 - Google Patents
変圧器の偏励磁防止制御方法Info
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- JPH01117665A JPH01117665A JP62271948A JP27194887A JPH01117665A JP H01117665 A JPH01117665 A JP H01117665A JP 62271948 A JP62271948 A JP 62271948A JP 27194887 A JP27194887 A JP 27194887A JP H01117665 A JPH01117665 A JP H01117665A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 28
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 12
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 13
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 abstract description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
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- Regulation Of General Use Transformers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分計〕
本発明は、インバータにより励磁される変圧器の偏励磁
防止方法に関する。
防止方法に関する。
！！３図に従来の偏励磁防止方法を示す。第４図は第３
図の動作波形岡を示す波形図である。
図の動作波形岡を示す波形図である。
第３図において、半導体スイッチ３と４は直列に接続さ
れ、同様に半導体スイッチ５と６は直列に接続され、こ
れ・らがコンデンサ２に並列に接続され、さらに半導体
スイッチ３，４，５．６にはそれぞれ環流ダイオ°−ド
ア、８，９．１０が接続される。また、コンデンサ２に
は、配線インダクタンス３０ｔ−介して直流電源１が接
続され、インバータ回路１００を構成する。ざらに、イ
ンバータ回路１００の交流出力端子Ａ、Ｂには変圧器ｌ
゛２の１次巻線が接続され、該変圧器１２の２次巻線は
ａ流ダイオード１３，１４，１５，１６および平滑リア
クトル１７、平滑コンデンサ１８で構成される整流回路
１０１の交流入力端子Ｃ，Ｄに接続される。また該整流
回路１０１の直流出力端子Ｂ、Ｆには負荷回路１９が接
続される。また、該インバータ回路１００の交流出力端
子Ｂにはコンデンサ２０の一方の端子が接続され、該コ
ンデンサの他方の端子は変圧器の１次巻線に接続され
・る。
れ、同様に半導体スイッチ５と６は直列に接続され、こ
れ・らがコンデンサ２に並列に接続され、さらに半導体
スイッチ３，４，５．６にはそれぞれ環流ダイオ°−ド
ア、８，９．１０が接続される。また、コンデンサ２に
は、配線インダクタンス３０ｔ−介して直流電源１が接
続され、インバータ回路１００を構成する。ざらに、イ
ンバータ回路１００の交流出力端子Ａ、Ｂには変圧器ｌ
゛２の１次巻線が接続され、該変圧器１２の２次巻線は
ａ流ダイオード１３，１４，１５，１６および平滑リア
クトル１７、平滑コンデンサ１８で構成される整流回路
１０１の交流入力端子Ｃ，Ｄに接続される。また該整流
回路１０１の直流出力端子Ｂ、Ｆには負荷回路１９が接
続される。また、該インバータ回路１００の交流出力端
子Ｂにはコンデンサ２０の一方の端子が接続され、該コ
ンデンサの他方の端子は変圧器の１次巻線に接続され
・る。
このような回路構成にお、いて、（牛導体スイッチ３，
６をオン、４，５をオフ）→（３ｅ４，５゜６をオフ）
→（３，６をオフ、４，５をオン）→（ａ ｔ ４＋
ｓ ＊ ｓをオフ）の順で点弧動作をくり返すことによ
り、インバータの出力端子には、いわゆるパルス幅制御
された交流出力電圧ｖ１が得られる。この出力電圧ｖｌ
ヲ変圧器１２の１次巻線に印加し、２次巻線の電圧を整
流し平滑することにより、絶縁された直流電圧を得るこ
とができる。
６をオン、４，５をオフ）→（３ｅ４，５゜６をオフ）
→（３，６をオフ、４，５をオン）→（ａ ｔ ４＋
ｓ ＊ ｓをオフ）の順で点弧動作をくり返すことによ
り、インバータの出力端子には、いわゆるパルス幅制御
された交流出力電圧ｖ１が得られる。この出力電圧ｖｌ
ヲ変圧器１２の１次巻線に印加し、２次巻線の電圧を整
流し平滑することにより、絶縁された直流電圧を得るこ
とができる。
ところで、インバータ出力電圧ｖ１の正および負の電圧
時間積は通常わずかな差が生じるため、出力電圧Ｖｌ中
に直光成分が含まれる。この直流成分は変圧器１２を直
流偏励磁し、これが積算されると磁気飽和に達して１次
巻線には過大な励磁電光が流れる。その結果、第４図（
ロ）ＶＣ示すように、インバータの出力電流１１が過電
流（破線参照）になる表どの不都合が生じる。そのため
、従来は第３図に示すようにコンデンサ２０ｔ″接続し
、これに直流電圧成分を持たせることにより、変圧器１
２の１次側巻線には正、負電圧時間積の等しい交ｆｔ電
圧（第４図（ニ））が加わるようにして、変圧器の偏励
磁を防止するようにしている。
時間積は通常わずかな差が生じるため、出力電圧Ｖｌ中
に直光成分が含まれる。この直流成分は変圧器１２を直
流偏励磁し、これが積算されると磁気飽和に達して１次
巻線には過大な励磁電光が流れる。その結果、第４図（
ロ）ＶＣ示すように、インバータの出力電流１１が過電
流（破線参照）になる表どの不都合が生じる。そのため
、従来は第３図に示すようにコンデンサ２０ｔ″接続し
、これに直流電圧成分を持たせることにより、変圧器１
２の１次側巻線には正、負電圧時間積の等しい交ｆｔ電
圧（第４図（ニ））が加わるようにして、変圧器の偏励
磁を防止するようにしている。
しかし、この方法ではコンデンサとしてインバータの出
力電流を全て覧すことができる電光容量と、交流成分を
十分に通過させることができる静電容量が必要であり、
コンデンサが大形かつ高価格になるという問題点がある
。また、コンデンサの損失に伴う装置効率の低下も問題
になる。
力電流を全て覧すことができる電光容量と、交流成分を
十分に通過させることができる静電容量が必要であり、
コンデンサが大形かつ高価格になるという問題点がある
。また、コンデンサの損失に伴う装置効率の低下も問題
になる。
したがって、本発明は上記問題点を除去し、安価に実現
可能な変圧器の偏励磁防止方法を提供することを目的と
する。
可能な変圧器の偏励磁防止方法を提供することを目的と
する。
交流出力電圧の正、負の電圧時間積を制御可能な電圧形
インバータ装置の交流出力端子に変圧器ｆ：接続し、該
変圧器の２次巻線から正、負対称波形の電流を負荷に供
給するに当たり、前記インバータの直流入力側に接続さ
れたコンデンサの流出電流を検出すると−もに、該イン
バータが正の出力電圧を発生しているときの前記コンデ
ンサの流出［流の平均値と、該インバータが負の出力電
圧を発生しているときの前記コンデンサの流出電流の平
均値との差分を検出し、該差分が零となるようにイ／°
バータの交流出力電圧の正および負電圧の電圧時間積を
制御する。
インバータ装置の交流出力端子に変圧器ｆ：接続し、該
変圧器の２次巻線から正、負対称波形の電流を負荷に供
給するに当たり、前記インバータの直流入力側に接続さ
れたコンデンサの流出電流を検出すると−もに、該イン
バータが正の出力電圧を発生しているときの前記コンデ
ンサの流出［流の平均値と、該インバータが負の出力電
圧を発生しているときの前記コンデンサの流出電流の平
均値との差分を検出し、該差分が零となるようにイ／°
バータの交流出力電圧の正および負電圧の電圧時間積を
制御する。
本発明は交流出力電圧の正、負の電圧時間積を制御可能
な電圧形インバータ回路の交流出力端子に変圧器の１次
巻線を接続し、該変圧器の２次巻線から正、負対称波形
の電流を負荷に供給するに当たり、該電圧形インバータ
により励磁される該変圧器が偏励磁状態になった場合、
インバータの出力電流すなわち変圧器の１次電流中には
直流電流成分が含まれるが、との時インバータが正の出
力電圧を発生している期間と、負の出力電圧を発生して
いる期間とでは、インバータの直流入力側のコンデンサ
の流出電流値が一方の期間では増加し、他方の期間では
減少することに着目したものであり、該コンデンサの流
出電流がインバータの正、負の出力電圧期間によらず等
しくなるように、交流出力電圧の正、負の電圧時間積を
制御することにより、該変圧器の偏励磁を防止するもの
である。
な電圧形インバータ回路の交流出力端子に変圧器の１次
巻線を接続し、該変圧器の２次巻線から正、負対称波形
の電流を負荷に供給するに当たり、該電圧形インバータ
により励磁される該変圧器が偏励磁状態になった場合、
インバータの出力電流すなわち変圧器の１次電流中には
直流電流成分が含まれるが、との時インバータが正の出
力電圧を発生している期間と、負の出力電圧を発生して
いる期間とでは、インバータの直流入力側のコンデンサ
の流出電流値が一方の期間では増加し、他方の期間では
減少することに着目したものであり、該コンデンサの流
出電流がインバータの正、負の出力電圧期間によらず等
しくなるように、交流出力電圧の正、負の電圧時間積を
制御することにより、該変圧器の偏励磁を防止するもの
である。
第１図に本発明の実施例を、第２図にその動作波形例を
示す。
示す。
＠１図において、インバータ回路１００．整流回路１０
１．変圧器１２および負荷回路１９は第３図と同様であ
る。インバータの直流入力部のコンデンサ２の両端に、
直流電ｉｆが配線インダクタンス３０を介して接続され
る。また、インバータの直流入力部のコンデンサ２の一
方の結線には、電流検出器１１が接続される。電流検出
器１１の検出信号は半波整光回路２０１０入力に接続さ
れ、その出力はスイッチ２０４の入力と没転増幅回路２
０２の入力に接続される。反転増幅回路２０２の出力は
、スイッチ２０３０入力に接続される０スイツチ２０３
と２０４の出力は平滑回路２０５の入力に接続され、そ
の出力はインバータ制御回路２０６に与えられる。以上
の半波整流回路２０１、反転増幅回路２０２．半導体ス
イッチ２０３゜２０４および平滑回路２０５で偏励磁検
出回路２００ｔ−構成する。インバータ制御回路２０６
は偏励磁検出回路２００の信号によりインバータの正。
１．変圧器１２および負荷回路１９は第３図と同様であ
る。インバータの直流入力部のコンデンサ２の両端に、
直流電ｉｆが配線インダクタンス３０を介して接続され
る。また、インバータの直流入力部のコンデンサ２の一
方の結線には、電流検出器１１が接続される。電流検出
器１１の検出信号は半波整光回路２０１０入力に接続さ
れ、その出力はスイッチ２０４の入力と没転増幅回路２
０２の入力に接続される。反転増幅回路２０２の出力は
、スイッチ２０３０入力に接続される０スイツチ２０３
と２０４の出力は平滑回路２０５の入力に接続され、そ
の出力はインバータ制御回路２０６に与えられる。以上
の半波整流回路２０１、反転増幅回路２０２．半導体ス
イッチ２０３゜２０４および平滑回路２０５で偏励磁検
出回路２００ｔ−構成する。インバータ制御回路２０６
は偏励磁検出回路２００の信号によりインバータの正。
負の出力電圧時間積を増減させる機能を有しているＯ
この様な回路構成において、インバータ回路１００の出
力電圧ｖ１に含まれる直流成分によって、変圧器１２が
直流偏励磁された場合を考える。この時、インバータの
出力電光工１は直流偏励磁がない場合の電流ＩＯと直流
偏励磁電流Ｉｄｃとの和になる。従って、電流１１の正
、負の振幅は一方はＩｏ＋Ｉｄｃｘ他方はｌ０Ｉｄｃに
なる。このときのコンデンサ２の流入、流出電流は第２
図■に示すように、電ｆｉＩｔの振幅にほぼ比例する。
力電圧ｖ１に含まれる直流成分によって、変圧器１２が
直流偏励磁された場合を考える。この時、インバータの
出力電光工１は直流偏励磁がない場合の電流ＩＯと直流
偏励磁電流Ｉｄｃとの和になる。従って、電流１１の正
、負の振幅は一方はＩｏ＋Ｉｄｃｘ他方はｌ０Ｉｄｃに
なる。このときのコンデンサ２の流入、流出電流は第２
図■に示すように、電ｆｉＩｔの振幅にほぼ比例する。
コンデンサ２の流入、流出電流は電流検出器１１で検出
され、半波整流回路２０１でコンデンサ２の流出電流波
形だけが取り出される（第２図＠）。
され、半波整流回路２０１でコンデンサ２の流出電流波
形だけが取り出される（第２図＠）。
この検出波形（第２図Ｏ）のうち、インバータの出力電
圧ｖ１が正の電圧を出力する時（スイッチ３．６がオン
の時）はスイッチ２０４がオンし、検出波形はそのまま
平滑回路２０５に供給され、負の電圧を出力する時（ス
イッチ４，５がオンの時）はスイッチ２０３がオンして
、検出波形（第２図Ｏ）は反転増幅回路２０２で極性反
転され、平滑回路２０５に供給される。従って、平滑回
路２０５０入力波形は第２図θの様に、変圧器１２の偏
磁量に相当する直流電流成分と交流波形との和になるか
ら、平滑回路２０５の出力には直流偏励磁に伴う直流電
流成分に相当する電圧Ｖｘが得られる。この電圧ｖｘは
インバータ制御回路２０６に供給されｓ Ｖｘが零にな
るようにインバータの正、負出力電圧の電圧時間積が制
御される。
圧ｖ１が正の電圧を出力する時（スイッチ３．６がオン
の時）はスイッチ２０４がオンし、検出波形はそのまま
平滑回路２０５に供給され、負の電圧を出力する時（ス
イッチ４，５がオンの時）はスイッチ２０３がオンして
、検出波形（第２図Ｏ）は反転増幅回路２０２で極性反
転され、平滑回路２０５に供給される。従って、平滑回
路２０５０入力波形は第２図θの様に、変圧器１２の偏
磁量に相当する直流電流成分と交流波形との和になるか
ら、平滑回路２０５の出力には直流偏励磁に伴う直流電
流成分に相当する電圧Ｖｘが得られる。この電圧ｖｘは
インバータ制御回路２０６に供給されｓ Ｖｘが零にな
るようにインバータの正、負出力電圧の電圧時間積が制
御される。
従って、変圧器が飽和して大きな励磁電流を流すことな
く、直流偏励磁を防止することができる。
く、直流偏励磁を防止することができる。
また、と＼では電流検出器として直流電流検出器に比べ
て一般に安価である交流電流検出器により、直に偏励磁
に伴う直流電流成分を検出するようにしている。
て一般に安価である交流電流検出器により、直に偏励磁
に伴う直流電流成分を検出するようにしている。
この発明によれば、交流出力電圧の正、負の電圧時間積
を制御可能な電圧形インバータ回路の交流出力端子に変
圧器の１次巻線を接続し、該変圧器の２次巻線から正、
負対称波形の電流を負荷に供給するに当たり、インバー
タの直流入力側のコンデンサの流出電流を検出し、該イ
ンバータの出力電圧が正の電圧を発生している時の該検
出波形と、負の電圧を発生している時の該検出波形の平
均値の差分を検出し、この直流偏励磁成分の検出値が零
になるようにインバータの交流出力電圧の正、負の電圧
時間積を制御することにより、簡単な構成で変圧器の直
流偏励磁を防止する効果が得られる。また、インバータ
の直流入力側に接続されるコンデンサの流出電流の検出
には、直流電流検出器などに比べて一般に安価な交流電
流検出器を使用できると云う効果もある。
を制御可能な電圧形インバータ回路の交流出力端子に変
圧器の１次巻線を接続し、該変圧器の２次巻線から正、
負対称波形の電流を負荷に供給するに当たり、インバー
タの直流入力側のコンデンサの流出電流を検出し、該イ
ンバータの出力電圧が正の電圧を発生している時の該検
出波形と、負の電圧を発生している時の該検出波形の平
均値の差分を検出し、この直流偏励磁成分の検出値が零
になるようにインバータの交流出力電圧の正、負の電圧
時間積を制御することにより、簡単な構成で変圧器の直
流偏励磁を防止する効果が得られる。また、インバータ
の直流入力側に接続されるコンデンサの流出電流の検出
には、直流電流検出器などに比べて一般に安価な交流電
流検出器を使用できると云う効果もある。
第１図は本発明が実施される偏励磁防止回路の一例を示
す構成図、第２図はその動作を説明するための各部波形
図、第３図は偏励磁防止回路の従来例を示す回路図、第
４図はその動作を説明するための各部波形図である。 符号説明 １・・・・・・直光電源、２．２０・・・・・・コンデ
ンサ、３゜４．５，６・・・・・・半導体スイッチ、７
，８，９，１０・・・・・・環流ダイオ−Ｆ、１１・・
・・・・電流検出器、１２・・・・・・変圧器、１３，
１４，１５．１６・・・・・・整流ダイオード、１７・
・・・・・平滑リアクトル、１８・・・・・・平滑コン
デンサ、１９・・・・・・負荷、３０・・・・・・配線
インダクタンス、１００・・・・・・インバータ回路、
１０１・・・・・・整流回路、２００・・・・・・偏励
磁検出回路、２０１・・・・・・半波整流回路、２０２
・・・・・・反転増幅回路、２０３．２０．４・・・・
・・スイッチ、２０５・・・・・・平滑回路、２０６・
・・・・・インバータ制御回路。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 １ 図 笥 ３ 図
す構成図、第２図はその動作を説明するための各部波形
図、第３図は偏励磁防止回路の従来例を示す回路図、第
４図はその動作を説明するための各部波形図である。 符号説明 １・・・・・・直光電源、２．２０・・・・・・コンデ
ンサ、３゜４．５，６・・・・・・半導体スイッチ、７
，８，９，１０・・・・・・環流ダイオ−Ｆ、１１・・
・・・・電流検出器、１２・・・・・・変圧器、１３，
１４，１５．１６・・・・・・整流ダイオード、１７・
・・・・・平滑リアクトル、１８・・・・・・平滑コン
デンサ、１９・・・・・・負荷、３０・・・・・・配線
インダクタンス、１００・・・・・・インバータ回路、
１０１・・・・・・整流回路、２００・・・・・・偏励
磁検出回路、２０１・・・・・・半波整流回路、２０２
・・・・・・反転増幅回路、２０３．２０．４・・・・
・・スイッチ、２０５・・・・・・平滑回路、２０６・
・・・・・インバータ制御回路。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 １ 図 笥 ３ 図
Claims (1)
- 交流出力電圧の正，負の電圧時間積を制御可能な電圧
形インバータ装置の交流出力端子に変圧器の１次巻線を
接続し、該変圧器の２次巻線から正，負対称波形の電流
を負荷に供給するに当たり、前記インバータの直流入力
側に接続されたコンデンサの流出電流を検出するとゝも
に、該インバータが正の出力電圧を発生しているときの
前記コンデンサの流出電流の平均値と、該インバータが
負の出力電圧を発生しているときの前記コンデンサの流
出電流の平均値との差分を検出し、該差分が零となるよ
うにインバータの交流出力電圧の正および負電圧の電圧
時間積を制御することを特徴とする変圧器の偏励磁防止
制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62271948A JPH0695833B2 (ja) | 1987-10-29 | 1987-10-29 | 変圧器の偏励磁防止制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62271948A JPH0695833B2 (ja) | 1987-10-29 | 1987-10-29 | 変圧器の偏励磁防止制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01117665A true JPH01117665A (ja) | 1989-05-10 |
| JPH0695833B2 JPH0695833B2 (ja) | 1994-11-24 |
Family
ID=17507053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62271948A Expired - Lifetime JPH0695833B2 (ja) | 1987-10-29 | 1987-10-29 | 変圧器の偏励磁防止制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0695833B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH044762A (ja) * | 1990-04-19 | 1992-01-09 | Fuji Electric Co Ltd | 変圧器の偏磁検出回路 |
-
1987
- 1987-10-29 JP JP62271948A patent/JPH0695833B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH044762A (ja) * | 1990-04-19 | 1992-01-09 | Fuji Electric Co Ltd | 変圧器の偏磁検出回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0695833B2 (ja) | 1994-11-24 |
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