JPH01101734A - 信号変換回路 - Google Patents
信号変換回路Info
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- JPH01101734A JPH01101734A JP25823587A JP25823587A JPH01101734A JP H01101734 A JPH01101734 A JP H01101734A JP 25823587 A JP25823587 A JP 25823587A JP 25823587 A JP25823587 A JP 25823587A JP H01101734 A JPH01101734 A JP H01101734A
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- Japan
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 48
- 230000006870 function Effects 0.000 claims abstract description 6
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 2
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は1.オーディオ信号等を高精度にD/A変換、
A / D変換するのに好適な信号変換回路に関する。
A / D変換するのに好適な信号変換回路に関する。
C従来の技術〕
最近、オーディオ信号等をディジタル技術により処理す
るディジタルオーディオ機器が普及している。。
るディジタルオーディオ機器が普及している。。
この種の機器においては、アナログ信号とディジタル信
号との間の変換過程での変換回路の精度が信号の品質に
太き(影響する。
号との間の変換過程での変換回路の精度が信号の品質に
太き(影響する。
従来のこの種変換回路に用いられる高精度A/D変換器
は、例えば特開昭59−223019号公報に記載のよ
うに、基準値発生回路と誤差量検出回路と出力補正回路
により構成されていた。
は、例えば特開昭59−223019号公報に記載のよ
うに、基準値発生回路と誤差量検出回路と出力補正回路
により構成されていた。
上記従来技術においては、基準値発生回路のアナログ値
に対するA/D変換後の期待値との誤差を検出するごと
により、オフセット誤差の改善には効果がある。しかし
、リニアリティ利得誤差の点については配慮がされてお
らず、高精度変換においては不充分であるという問題が
あった。
に対するA/D変換後の期待値との誤差を検出するごと
により、オフセット誤差の改善には効果がある。しかし
、リニアリティ利得誤差の点については配慮がされてお
らず、高精度変換においては不充分であるという問題が
あった。
本発明は、D/A変換器、LPF (ローパスフィルタ
)、A/D変換器の累積の誤差を検出し、高精度のディ
ジタル−ディジタル変換をすることを可能とした信号変
換回路を提供することを目的とする。
)、A/D変換器の累積の誤差を検出し、高精度のディ
ジタル−ディジタル変換をすることを可能とした信号変
換回路を提供することを目的とする。
上記目的は、ROMなどのメモリにランプ関数等の基準
ディジタル信号を格納しておき、D/A変換、LPF、
A/D変換したディジタル値と上記基準ディジタル値を
比較して誤差を検出し、D/A、LPF、A/D変換系
を校正することにより達成される。
ディジタル信号を格納しておき、D/A変換、LPF、
A/D変換したディジタル値と上記基準ディジタル値を
比較して誤差を検出し、D/A、LPF、A/D変換系
を校正することにより達成される。
まず基準信号をD/A変換して、LPF、A/D変換器
を介して得たディジタル信号と基準信号とを比較演算し
て、フルスケールのゲイン及びオフセットを調整する。
を介して得たディジタル信号と基準信号とを比較演算し
て、フルスケールのゲイン及びオフセットを調整する。
これによりD/A変換器とA/D変換器のフルスケール
が一致する。次に基準ディジタル信号発生回路からラン
プ関数発生により全ビットステップの誤差をメモリに記
憶させ、この後、本来のディジタル信号をD/A変換器
に入力して、A/D変換しそれぞれのディジタルコード
に応じた誤差を差し引(ことにより、D/A。
が一致する。次に基準ディジタル信号発生回路からラン
プ関数発生により全ビットステップの誤差をメモリに記
憶させ、この後、本来のディジタル信号をD/A変換器
に入力して、A/D変換しそれぞれのディジタルコード
に応じた誤差を差し引(ことにより、D/A。
LP−F、A/D系の誤差をキャンセルすることができ
高精度の変換を行なうことができる。この場合−度デイ
ジタル値をアナログ値に変換しているため、D/A系と
A/D系のサンプリング周波数が異っていてもよい。こ
のことは高精度のサンプリング周波数変換器としても好
結果が得られることを示している。
高精度の変換を行なうことができる。この場合−度デイ
ジタル値をアナログ値に変換しているため、D/A系と
A/D系のサンプリング周波数が異っていてもよい。こ
のことは高精度のサンプリング周波数変換器としても好
結果が得られることを示している。
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図であって、
1は基準ディジタル信号発生器であり制′a装置11の
指示によりランプ開成を1ステツプづつ出力する。2は
D/A変換器(D/Aコンバータ)3に入力するディジ
タルデータを切り換えるスイッチであり、A側で基準信
号、B側で本来の入力信号に切換わる。4はローパスフ
ィルタであり、D/Aコンバータ3の出力の不要帯域を
除去する。5はA/D変換器(A/Dコンバータ)6の
変換時間内サンプル値を保持するサンプルホールド回路
であり、ゲイン・オフセット制御回路10の出力でゲイ
ン調整・オフセット誤差を行なう機能を併わせ持ってい
る。7はA/Dコンバータ6の出力ディジタル値と基準
ディジタル信号発生回路1の出力の基準ディジタル値の
差を演算する演算回路である。演算回路7の出力はゲイ
ン・オフセット制御回路10とメモリ8に供給される。
1は基準ディジタル信号発生器であり制′a装置11の
指示によりランプ開成を1ステツプづつ出力する。2は
D/A変換器(D/Aコンバータ)3に入力するディジ
タルデータを切り換えるスイッチであり、A側で基準信
号、B側で本来の入力信号に切換わる。4はローパスフ
ィルタであり、D/Aコンバータ3の出力の不要帯域を
除去する。5はA/D変換器(A/Dコンバータ)6の
変換時間内サンプル値を保持するサンプルホールド回路
であり、ゲイン・オフセット制御回路10の出力でゲイ
ン調整・オフセット誤差を行なう機能を併わせ持ってい
る。7はA/Dコンバータ6の出力ディジタル値と基準
ディジタル信号発生回路1の出力の基準ディジタル値の
差を演算する演算回路である。演算回路7の出力はゲイ
ン・オフセット制御回路10とメモリ8に供給される。
8はメモリであり各ディジタルコードに対応した誤差を
ストアしておく。9は加算器であり、A/Dコンバータ
6の出力信号と該出力信号に応じた誤差をメモリ8から
引き出して加算する。10はゲイン・オフセット制御回
路であり、ゲイン・オフセットそれぞれの調整用アナロ
グ電圧を出力するD/Aコンバータで構成されている。
ストアしておく。9は加算器であり、A/Dコンバータ
6の出力信号と該出力信号に応じた誤差をメモリ8から
引き出して加算する。10はゲイン・オフセット制御回
路であり、ゲイン・オフセットそれぞれの調整用アナロ
グ電圧を出力するD/Aコンバータで構成されている。
11はマイクロコンピュータであり、基準ディジタル信
号発生器1.スイッチ2.ゲインオフセット制御回路1
0、演算回路7を制御している。
号発生器1.スイッチ2.ゲインオフセット制御回路1
0、演算回路7を制御している。
第2図は第1図に示した構成のシーケンスを示すフロー
チャートである。
チャートである。
以下、第1図に示す信号変換回路の動作を説明する。
まずD/Aコンバータ3.LPF4.サンプルホールド
回路5.A/Dコンバータ6の変換累積誤差を測定し、
A/Dコンバータ出力コードに応じた誤差をメモリ8に
書き込む校正作業を行なう。
回路5.A/Dコンバータ6の変換累積誤差を測定し、
A/Dコンバータ出力コードに応じた誤差をメモリ8に
書き込む校正作業を行なう。
マイクロコンピュータ11は第2図に示すフローチャー
トに従って動作する。
トに従って動作する。
第2図において、まず第1図のスイッチ2をA側に切り
換え(ステップ31)、MビットのD/Aコンバータ3
にMビットの中点ディジクルデータ″100・・・・・
・・・・0″を入力する(ステップS2)。
換え(ステップ31)、MビットのD/Aコンバータ3
にMビットの中点ディジクルデータ″100・・・・・
・・・・0″を入力する(ステップS2)。
次に、(M+1)ビットのA/Dコンバータの出力デー
タと基準データ“100・・・・・・・・・0”との差
を演算回路で演算しこのデータをゲイン・オフセット制
御回路10に入力し、サンプルホールド回路5のオフセ
ットを変化させる(ステップS3)。
タと基準データ“100・・・・・・・・・0”との差
を演算回路で演算しこのデータをゲイン・オフセット制
御回路10に入力し、サンプルホールド回路5のオフセ
ットを変化させる(ステップS3)。
このループをくり返し誤差がなくなれば、次にゲインの
調整を行なう。基準ディジタル信号発生器1から000
・・・・・・・・・0”のデータ及び“111・・・・
・・・・・1”のデータを出力して誤差を一定以下とな
るようにサンプルホールド回路のゲインを調整する(ス
テップS4)。ゲインがOKなら(ステップ55)2次
に、基準ディジタル信号発生回路から“000・・・・
・・・・・01″、“OOO・・・・・・・・・10″
。
調整を行なう。基準ディジタル信号発生器1から000
・・・・・・・・・0”のデータ及び“111・・・・
・・・・・1”のデータを出力して誤差を一定以下とな
るようにサンプルホールド回路のゲインを調整する(ス
テップS4)。ゲインがOKなら(ステップ55)2次
に、基準ディジタル信号発生回路から“000・・・・
・・・・・01″、“OOO・・・・・・・・・10″
。
“000・・・・・・・・・111と1ステツプずつM
ビットのデータを増加させ(ステップS6)、これに応
じた(M+1)ビットのA/Dコンバータ出力コ−ドに
合わせた誤差を演算回路7で演算して(ステップS7)
、RAM8にストアしていく(ステップS8)。
ビットのデータを増加させ(ステップS6)、これに応
じた(M+1)ビットのA/Dコンバータ出力コ−ドに
合わせた誤差を演算回路7で演算して(ステップS7)
、RAM8にストアしていく(ステップS8)。
最大値″111・・・・・・・・・11′″まで校正を
終わると(ステップS9)校正モードは終了する。
終わると(ステップS9)校正モードは終了する。
次に変換モードでは、スイッチ2をB側に切換え(ステ
ップ510)入力端子12から本来変換したいディジタ
ルデータをD/Aコンバータ3に入力し、A/Dコンバ
ータ6の出力データにメモリ8にストアされたデータを
逆極性で引き出して加算器9で加算する(ステップ5l
l)、こうしてD/Aコンバータ3.LPF4.サンプ
ルホールド回路5、A/Dコンバータ6の累積誤差がキ
ャンセルされ、理想的なディジタル−ディジタル変換が
行なえる(ステップ512)ことになる。
ップ510)入力端子12から本来変換したいディジタ
ルデータをD/Aコンバータ3に入力し、A/Dコンバ
ータ6の出力データにメモリ8にストアされたデータを
逆極性で引き出して加算器9で加算する(ステップ5l
l)、こうしてD/Aコンバータ3.LPF4.サンプ
ルホールド回路5、A/Dコンバータ6の累積誤差がキ
ャンセルされ、理想的なディジタル−ディジタル変換が
行なえる(ステップ512)ことになる。
ここで、D/Aコンバータ3とA/Dコンバータ6のサ
ンプリング周波数が異っていても、−度アナログ信号に
変換しているため何ら問題はない。
ンプリング周波数が異っていても、−度アナログ信号に
変換しているため何ら問題はない。
この場合は、ディジタル−ディジタルの高精度サンプリ
ング周波数変換器として使用できる効果がある。
ング周波数変換器として使用できる効果がある。
第3図は第1図に示した構成における変換のリニアリテ
ィ誤差の一例を示す説明図であって、21は理想的ディ
ジタル−アナログ、アナログ−ディジタル変換特性、2
2はD/Aコンバータ3のディジタル−アナログ変換特
性で、オフセット誤差を生じている。23はA/Dコン
バータ6の出力特性であり、更にオフセット誤差、ゲイ
ン誤差。
ィ誤差の一例を示す説明図であって、21は理想的ディ
ジタル−アナログ、アナログ−ディジタル変換特性、2
2はD/Aコンバータ3のディジタル−アナログ変換特
性で、オフセット誤差を生じている。23はA/Dコン
バータ6の出力特性であり、更にオフセット誤差、ゲイ
ン誤差。
リニアリティ誤差を生じている。24はゲイン・オフセ
ット制御回路の動作した結果であり、オフセット誤差、
ゲイン誤差が補正されている。特性21と特性24の差
が特性25に示すリニアリティ誤差であり、これがディ
ジタル値でメモリ8にストアされる。
ット制御回路の動作した結果であり、オフセット誤差、
ゲイン誤差が補正されている。特性21と特性24の差
が特性25に示すリニアリティ誤差であり、これがディ
ジタル値でメモリ8にストアされる。
第4図は本発明の他の実施例であって、第1図と同一符
号は同一部分に対応し、19は出力補正回路である。
号は同一部分に対応し、19は出力補正回路である。
同図において、A/Dコンバータ6が十分なビット数を
有している場合には、ゲイン、オフセットの調整なしに
ゲイン誤差、オフセット誤差を含めた誤差をメモリ8に
ストアしておき、第1図の加算器9の位置に、出力補正
回路19を設け、A/Dコンバータ6の出力信号とメモ
リ8の出力データを使って、出力補正回路19で本来の
Mビットの信号に演算することによって第1図に示した
ものと同等の効果を得ることができる。
有している場合には、ゲイン、オフセットの調整なしに
ゲイン誤差、オフセット誤差を含めた誤差をメモリ8に
ストアしておき、第1図の加算器9の位置に、出力補正
回路19を設け、A/Dコンバータ6の出力信号とメモ
リ8の出力データを使って、出力補正回路19で本来の
Mビットの信号に演算することによって第1図に示した
ものと同等の効果を得ることができる。
第5図は第4図に示した構成のシーケンスを示すフロー
チャートであって、第4図のスイッチ2をA側に切り換
えた後(ステップSl’)基準ディジタル信号発生器1
から前記と同様に1ステツプずつMビットのデータを増
加させ(ステップ32′)、これに応じた(M+1)ビ
ットのA/Dコンバータ出力コードに合わせた誤差を演
算回路7で演算しくステップS3 ’) 、RAM8に
ストアする(ステップS4’)、そして、最大値″11
1・・・・・・・・・11′まで校正を終わると(ステ
ップ85′)、校正モードは終了する。
チャートであって、第4図のスイッチ2をA側に切り換
えた後(ステップSl’)基準ディジタル信号発生器1
から前記と同様に1ステツプずつMビットのデータを増
加させ(ステップ32′)、これに応じた(M+1)ビ
ットのA/Dコンバータ出力コードに合わせた誤差を演
算回路7で演算しくステップS3 ’) 、RAM8に
ストアする(ステップS4’)、そして、最大値″11
1・・・・・・・・・11′まで校正を終わると(ステ
ップ85′)、校正モードは終了する。
変換モード(ステップS6’、S7’、S8’)は前記
実施例と同じである。
実施例と同じである。
第6図は第4図に示した構成における変換のリニアリテ
ィ誤差の一例を示す説明図で、26が検出誤差である。
ィ誤差の一例を示す説明図で、26が検出誤差である。
第7図は本発明のさらに他の実施例であって、D/Aコ
ンバータ3の前にオーバサンプリングを行なうディジタ
ルフィルタ14を、A/Dコンバータ6の後にディジタ
ルフィルタ15を設けたもので、このシステムにおいて
も効果は上記実施例のものと同様である。
ンバータ3の前にオーバサンプリングを行なうディジタ
ルフィルタ14を、A/Dコンバータ6の後にディジタ
ルフィルタ15を設けたもので、このシステムにおいて
も効果は上記実施例のものと同様である。
第8図は本発明のさらにまた他の実施例であって、動作
は第1図に示したものと同様であるが、メモリ8にスト
アしておく誤差は、A/Dコンバータ6の出力信号でな
く、基準ディジタル信号発生器1の基準信号に対応して
ストアしておき、変換の場合には、D/A変換するデー
タに誤差を加算する点が異っている。第8図に示す方式
ではD/Aコンバータに本来のビット数以上のものが要
求されるが、A/D変換後のデータに誤差が多。
は第1図に示したものと同様であるが、メモリ8にスト
アしておく誤差は、A/Dコンバータ6の出力信号でな
く、基準ディジタル信号発生器1の基準信号に対応して
ストアしておき、変換の場合には、D/A変換するデー
タに誤差を加算する点が異っている。第8図に示す方式
ではD/Aコンバータに本来のビット数以上のものが要
求されるが、A/D変換後のデータに誤差が多。
く、同じディジタル値が複数出力されるような場合にも
補正が完全に行なわれる効果がある。
補正が完全に行なわれる効果がある。
第9図は本発明のなおさらまた他の実施例であり、ゲイ
ン誤差、オフセット誤差をストアした場合で、この構成
でも第8図と同様な効果が得られる。
ン誤差、オフセット誤差をストアした場合で、この構成
でも第8図と同様な効果が得られる。
以上説明したように、本発明によれば、ディジタル信号
をD/A変換してローパスフィルタを介してアナログ信
号とし、更にA/D変換して再びディジタル信号を得る
システムにおいて、基準信号とD/A変換、A/D変換
した信号とを比較演算して誤差を記憶しておき1本来の
変換の際にこの誤差を差し引くことにより、D/Aコン
バータ。
をD/A変換してローパスフィルタを介してアナログ信
号とし、更にA/D変換して再びディジタル信号を得る
システムにおいて、基準信号とD/A変換、A/D変換
した信号とを比較演算して誤差を記憶しておき1本来の
変換の際にこの誤差を差し引くことにより、D/Aコン
バータ。
LPF、A/Dコンバータの累積誤差を補正することが
できるので、D/A変換とA/D変換のサンプリング周
波数を異ならせれば、高精度のディジタル−ディジタル
サンプリング周波数変換器を実現でき、上記従来技術の
欠点を除いて優れた機能の信号変換回路を提供すること
ができる。
できるので、D/A変換とA/D変換のサンプリング周
波数を異ならせれば、高精度のディジタル−ディジタル
サンプリング周波数変換器を実現でき、上記従来技術の
欠点を除いて優れた機能の信号変換回路を提供すること
ができる。
第1図、第4図、第7図、第8図及び第9図は本発明の
各実施例を示すブロック図、第2図は第1図に示した構
成のシーケンスを示すフローチャート、第3図は第1図
の構成の変換誤差の説明図、第5図は第4図に示した構
成のシーケンスを示すフローチャート第6図は第4図の
構成の変換誤差の説明図である。 1・・・・・・・・・基準ディジタル信号発生回路、2
・・・・・・・・・スイッチ、3・・・・・・・・・D
/Aコンバータ、4・・・・・・・・・LPF、5・・
・・・・・・・サンプルホールド回路、6・・・・・・
・・・A/Dコンバータ、7・・・・・・・・・演算回
路、8・・・・・・・・・メモリ、9・・・・・・・・
・加算器、10・・・・・・・・・ゲイン・オフセット
制御回路、19・・・・・・・・・出力補正回路。 第2図 第3図 第4図 1q 第5図 第6図 第7図 第8図 第9図 1ス
各実施例を示すブロック図、第2図は第1図に示した構
成のシーケンスを示すフローチャート、第3図は第1図
の構成の変換誤差の説明図、第5図は第4図に示した構
成のシーケンスを示すフローチャート第6図は第4図の
構成の変換誤差の説明図である。 1・・・・・・・・・基準ディジタル信号発生回路、2
・・・・・・・・・スイッチ、3・・・・・・・・・D
/Aコンバータ、4・・・・・・・・・LPF、5・・
・・・・・・・サンプルホールド回路、6・・・・・・
・・・A/Dコンバータ、7・・・・・・・・・演算回
路、8・・・・・・・・・メモリ、9・・・・・・・・
・加算器、10・・・・・・・・・ゲイン・オフセット
制御回路、19・・・・・・・・・出力補正回路。 第2図 第3図 第4図 1q 第5図 第6図 第7図 第8図 第9図 1ス
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、D/A変換器と低減濾波器とA/D変換器より成る
信号変換回路において、前記D/A変換器に入力する基
準ディジタル信号発生回路と該基準ディジタル信号発生
回路の出力と本来のD/A変換器に入力される信号と切
り換えるスイッチと、前記A/D変換器に前置し利得調
整機能を有したサンプル・ホールド回路と、前記A/D
変換器出力のディジタル信号と上記基準ディジタル信号
発生回路の出力信号とを比較して誤差を検出する演算回
路と、該演算回路で検出した誤差を記憶しておくメモリ
と、前記A/D変換器出力信号から正しいディジタル値
が得られるように、上記メモリに記憶された誤差を使用
して補正する補正回路とを設け、信号変換に伴うリニア
リティ利得誤差を校正可能に構成したことを特徴とする
信号変換回路。 2、特許請求の範囲第1項に記載の信号変換回路におい
て、前記演算回路の出力信号により前記サンプル・ホー
ルド回路の利得を制御する利得制御回路を設けたことを
特徴とする信号変換回路。 3、特許請求の範囲第1項、又は第2項に記載の信号変
換回路において前記基準ディジタル信号発生回路と切換
スイッチと利得制御回路と演算回路とを制御する制御回
路を設け、信号のD/A変換・A/D変換に先立つて前
記基準ディジタル信号発生回路の出力信号を前記D/A
変換器に入力し、A/D変換した信号と前記基準ディジ
タル信号発生回路の出力信号との誤差を演算回路で検出
し、該誤差信号により前記利得制御回路を介して前記サ
ンプル・ホールド回路の利得を調整した後、前記基準デ
ィジタル信号発生回路の出力信号と前記A/D変換器の
出力信号との誤差を前記メモリに記憶することを特徴と
する信号変換回路。 4、特許請求の範囲第1項、第2項又は第3項に記載の
信号変換回路において、D/A変換を行なうビット数に
対してA/D変換を行なうビット数を多くしたことを特
徴とする信号変換回路。 5、特許請求の範囲該1項、第2項、第3項又は第4項
に記載の信号変換回路において、D/A変換を行なうサ
ンプリング周波数とA/D変換を行なうサンプリング周
波数を異らしめたことを特徴とする信号変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25823587A JPH01101734A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 信号変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25823587A JPH01101734A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 信号変換回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01101734A true JPH01101734A (ja) | 1989-04-19 |
Family
ID=17317399
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25823587A Pending JPH01101734A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 信号変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01101734A (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51132066A (en) * | 1975-05-13 | 1976-11-16 | Mitsubishi Electric Corp | A-d converter |
JPS5820031A (ja) * | 1981-05-18 | 1983-02-05 | フェアチァイルド・カメラ・アンド・インストルメント・コーポレーション | デジタル・アナログ変換器の較正方法及び装置 |
JPS5834623A (ja) * | 1981-08-25 | 1983-03-01 | Toshiba Corp | アナログ入力装置 |
-
1987
- 1987-10-15 JP JP25823587A patent/JPH01101734A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51132066A (en) * | 1975-05-13 | 1976-11-16 | Mitsubishi Electric Corp | A-d converter |
JPS5820031A (ja) * | 1981-05-18 | 1983-02-05 | フェアチァイルド・カメラ・アンド・インストルメント・コーポレーション | デジタル・アナログ変換器の較正方法及び装置 |
JPS5834623A (ja) * | 1981-08-25 | 1983-03-01 | Toshiba Corp | アナログ入力装置 |
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