JP7635550B2 - 振動整流誤差補正装置、センサーモジュール及び振動整流誤差補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、振動整流誤差補正装置、センサーモジュール及び振動整流誤差補正方法に関する。

特許文献１には、第１ローパスフィルターを物理量センサーの出力信号に同期させて動作させ、後段の第２ローパスフィルターで基準クロックに同期したリサンプリングを行う構成とするセンサーモジュールが記載されている。このセンサーモジュールによれば、ローパスフィルター全体の入出力に非線形性が生じ、この非線形性に起因する振動整流誤差を、物理量センサーのカンチレバー共振により生じる振動整流誤差と逆位相になるように調整することで、互いの振動整流誤差を打ち消し、最終出力に現れる振動整流誤差を低減することができる。

特開２０１９－１９０８９７号公報

特許文献１に記載のセンサーモジュールでは、第１ローパスフィルターの群遅延量を調整することでローパスフィルター全体の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差を補正しているため、物理量センサーの特性に応じて調整後のローパスフィルター全体の群遅延量が変化してしまう。

本発明に係る振動整流誤差補正装置の一態様は、
基準信号を出力する基準信号発生回路と、
第１の被測定信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第１の周波数デルタシグマ変調信号を生成する第１の周波数デルタシグマ変調回路と、
第１のフィルターと、
前記基準信号に同期して動作する第２のフィルターと、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第１の被測定信号を遅延させた第１のタイミング信号を生成し、前記第１のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第１のタイミング制御回路と、を備え、
前記第１のフィルター及び前記第１のタイミング制御回路は、前記第１の周波数デルタシグマ変調回路の出力から前記第２のフィルターの入力までの信号経路上に設けられている。

本発明に係るセンサーモジュールの一態様は、
前記振動整流誤差補正装置の一態様と、
物理量センサーと、を備え、
前記第１の被測定信号は、前記物理量センサーの出力信号に基づく信号である。

本発明に係るセンサーモジュールの他の一態様は、
前記振動整流誤差補正装置の一態様と、
第１の物理量センサーと、
第２の物理量センサーと、を備え、
前記第１の被測定信号は、前記第１の物理量センサーの出力信号に基づく信号であり、
前記第２の被測定信号は、前記第２の物理量センサーの出力信号に基づく信号である。

本発明に係る振動整流誤差補正方法の一態様は、
被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
前記タイミング信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
前記基準信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む。

本発明に係る振動整流誤差補正方法の他の一態様は、
被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
前記被測定信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
前記基準信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む。

センサーモジュールの斜視図。 センサーモジュールの分解斜視図。 物理量センサーの斜視図。 物理量センサーの平面図。 図４のＰ１－Ｐ１線における断面図。 物理量センサーの動作の説明図。 物理量センサーの動作の説明図。 センサーモジュールの機能ブロック図。 出力波形歪により振動整流誤差が生じることを原理的に説明する図。 印加される加速度とレシプロカルカウント値との非線形性を示す図。 印加される加速度と物理量センサーの発振周波数との非線形性を示す図。 物理量センサーの発振周波数とレシプロカルカウント値との非線形性を示す図。 周波数比測定回路の構成例を示す図。 第１ローパスフィルターの構成例を示す図。 第２ローパスフィルターの構成例を示す図。 周波数比測定回路の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差を調整可能であることを説明するための図。 測定値に含まれる振動整流誤差のタップ数に対する依存性を示す図。 周波数比測定回路の構成例を示す図。 第１ローパスフィルターの構成例を示す図。 ＦＩＦＯレジスターに入出力されるカウント値のタイミングチャート図。 周波数比測定回路の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差を調整可能であることを説明するための図。 改良された周波数比測定回路の構成例を示す図。 タイミング制御回路の構成例を示す図。 タイミング制御回の動作時の各種信号のタイミングチャート図。 図１３の構成の周波数比測定回路による測定結果を示す図。 図２２の構成の周波数比測定回路による測定結果を示す図。 改良された周波数比測定回路の他の構成例を示す図。 タイミング制御回路の他の構成例を示す図。 振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図。 振動整流誤差補正方法の手順の他の一例を示すフローチャート図。 第２実施形態における周波数比測定回路の構成例を示す図。 第２実施形態における周波数比測定回路の他の構成例を示す図。 第２実施形態における振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図。 第２実施形態における振動整流誤差補正方法の手順の他の一例を示すフローチャート図。 第３実施形態における周波数比測定回路の構成例を示す図。 第３実施形態における周波数比測定回路の他の構成例を示す図。 第３実施形態における振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図。 第３実施形態における振動整流誤差補正方法の手順の他の一例を示すフローチャート図。 第４実施形態における振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．第１実施形態
１－１．センサーモジュールの構造
まず、本実施形態のセンサーモジュールの構造の一例について説明する。

図１は、センサーモジュール１が固定される被装着面側から見た場合のセンサーモジュール１の斜視図である。以下の説明において、平面視で長方形をなすセンサーモジュール１の長辺に沿った方向をＸ軸方向、平面視でＸ軸方向と直交する方向をＹ軸方向、センサーモジュール１の厚さ方向をＺ軸方向として説明する。

センサーモジュール１は、平面形状が長方形の直方体であり、Ｘ軸方向に沿った長辺と、Ｘ軸方向と直交するＹ軸方向に沿った短辺と、を有する。一方の長辺のそれぞれの端部近傍の２箇所および他方の長辺の中央部の１箇所には、ネジ穴１０３が形成されている。この３箇所のネジ穴１０３のそれぞれに、固定ネジを通して、例えばビルや掲示板、各種の装置などの構造物の被装着体の被装着面に、固定した状態で使用される。

図１に示すように、センサーモジュール１の被装着面側からみた表面には、開口部１２１が設けられている。開口部１２１の内部には、プラグ型のコネクター１１６が配置されている。コネクター１１６は、２列に配置された複数のピンを有しており、それぞれの列において、複数のピンがＹ軸方向に配列されている。コネクター１１６には、被装着体から不図示のソケット型のコネクターが接続され、センサーモジュール１の駆動電圧や、検出データ等の電気信号の送受信が行われる。

図２は、センサーモジュール１の分解斜視図である。図２に示すように、センサーモジュール１は、容器１０１、蓋１０２、シール部材１４１及び回路基板１１５などから構成されている。詳述すれば、センサーモジュール１は、容器１０１の内部に、固定部材１３０を介在させて、回路基板１１５を取り付け、容器１０１の開口を、緩衝性を有するシール部材１４１を介した蓋１０２によって覆った構成となっている。

容器１０１は、例えばアルミニウムを用い、内部空間を有する箱状に成形された回路基板１１５の収容容器である。容器１０１の外形は、前述したセンサーモジュール１の全体形状と同様に、平面形状が略長方形の直方体であり、一方の長辺の両端部近傍の２箇所、及び他方の長辺の中央部の１箇所に、固定突起１０４が設けられている。この固定突起１０４のそれぞれには、ネジ穴１０３が形成されている。

容器１０１は、外形が直方体で一方に開口した箱状である。容器１０１の内部は、底壁１１２と側壁１１１とで囲まれた内部空間となっている。換言すれば、容器１０１は、底壁１１２と対向する一面を開口面１２３とする箱状であり、回路基板１１５の外縁が側壁１１１の内面１２２に沿うように配置され、開口を覆うように蓋１０２が固定される。開口面１２３には、容器１０１の一方の長辺の両端部近傍の２箇所および他方の長辺の中央部の１箇所において、固定突起１０４が立設されている。そして、固定突起１０４の上面、すなわち、－Ｚ方向に露出する面が、容器１０１の上面から突出している。

また、容器１０１の内部空間には、他方の長辺の中央部に設けられた固定突起１０４と対向する一方の長辺の中央部であって、底壁１１２から開口面１２３にかけて側壁１１１から内部空間側に突出する突起１２９が設けられている。突起１２９の上面には、雌ネジ１７４が設けられている。蓋１０２は、貫通孔１７６に挿通されるネジ１７２と雌ネジ１７４とによって、容器１０１にシール部材１４１を介して固定される。なお、突起１２９および固定突起１０４は、後述する回路基板１１５の括れ部１３３，１３４に対向する位置に設けられる。

容器１０１の内部空間には、底壁１１２から開口面１２３側に向かって一段高い段状に突出する第１の台座１２７および第２の台座１２５が設けられている。第１の台座１２７は、回路基板１１５に取り付けられたプラグ型のコネクター１１６の配置領域と対向する位置に設けられている。第１の台座１２７には、図１に示す開口部１２１が設けられており、開口部１２１にはプラグ型のコネクター１１６が挿入される。第１の台座１２７は、回路基板１１５を容器１０１に固定するための台座として機能する。

第２の台座１２５は、長辺の中央部に位置する固定突起１０４および突起１２９に対して第１の台座１２７と反対側に位置し、固定突起１０４および突起１２９の近傍に設けられている。第２の台座１２５は、固定突起１０４および突起１２９に対して第１の台座１２７と反対側において、回路基板１１５を容器１０１に固定するための台座として機能する。

なお、容器１０１の外形は、平面形状が略長方形の直方体で蓋のない箱状であるとして説明したが、これに限らず、容器１０１の外形の平面形状が、正方形、六角形、八角形などであっても良い。また、容器１０１の外形の平面形状において、多角形の頂点部分の角が面取りされていてもよく、さらに、各辺のいずれかが曲線からなる平面形状であっても良い。また、容器１０１の内部の平面形状も、上述した形状に限らず、他の形状であっても良い。さらに、容器１０１の外形と内部との平面形状は、相似形であっても良いし、相似形でなくても良い。

回路基板１１５は、複数のスルーホールなどが形成された多層基板であり、例えば、ガラスエポキシ基板、コンポジット基板、セラミック基板等が用いられる。

回路基板１１５は、底壁１１２側の第２面１１５ｒと、第２面１１５ｒと表裏の関係である第１面１１５ｆとを有する。回路基板１１５の第１面１１５ｆには、振動整流誤差補正装置２、３つの物理量センサー２００、その他の不図示の電子部品等が搭載されている。また、回路基板１１５の第２面１１５ｒには、コネクター１１６が搭載されている。なお、図示およびその説明は省略するが、回路基板１１５には、その他の配線や端子電極などが設けられていてもよい。

回路基板１１５は、平面視で、容器１０１の長辺に沿ったＸ軸方向の中央部に、回路基板１１５の外縁が括れている括れ部１３３，１３４を備える。括れ部１３３，１３４は、平面視で、回路基板１１５のＹ軸方向の両側に設けられ、回路基板１１５の外縁から中央に向かって括れておいる。また、括れ部１３３，１３４は、容器１０１の突起１２９および固定突起１０４に対向して設けられている。

回路基板１１５は、第２面１１５ｒを第１の台座１２７、および第２の台座１２５に向けて容器１０１の内部空間に挿入される。そして、回路基板１１５は、第１の台座１２７と、第２の台座１２５とによって、容器１０１に支持されている。

３つの物理量センサー２００は、それぞれ、印加される物理量に応じて出力信号の周波数が変化する周波数変化型のセンサーである。３つの物理量センサー２００のうち、物理量センサー２００ＸはＸ軸方向の物理量を検出し、物理量センサー２００ＹはＹ軸方向の物理量を検出し、物理量センサー２００ＺはＺ軸方向の物理量を検出する。具体的には、物理量センサー２００Ｘは、Ｘ軸方向にパッケージの表裏面が向くように、且つ回路基板１１５の第１面１１５ｆに側面を対向させて立設される。そして、物理量センサー２００Ｘは、検出したＸ軸方向の物理量に応じた信号を出力する。物理量センサー２００Ｙは、Ｙ軸方向にパッケージの表裏面が向くように、且つ回路基板１１５の第１面１１５ｆに側面を対向させて立設される。そして、物理量センサー２００Ｙは、検出したＹ軸方向の物理量に応じた信号を出力する。物理量センサー２００Ｚは、Ｚ軸方向にパッケージの表裏面が向くように、即ちパッケージの表裏面が回路基板１１５の第１面１１５ｆと正対するように設けられる。そして、物理量センサー２００Ｚは、検出したＺ軸方向の物理量に応じた信号を出力する。

振動整流誤差補正装置２は、図示しない配線や電子部品を介して、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚと電気的に接続されている。また、振動整流誤差補正装置２は、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚの出力信号に基づいて、振動整流誤差を低減させた物理量データを生成する。

１－２．物理量センサーの構造
次に、物理量センサー２００が加速度センサーである場合を例に挙げ、物理量センサー２００の構造の一例について説明する。図２に示した３つの物理量センサー２００、すなわち、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚの構造は同じであってもよい。

図３は、物理量センサー２００の斜視図であり、図４は、物理量センサー２００の平面図であり、図５は、図４のＰ１－Ｐ１線における断面図である。なお、図３～図５は、物理量センサー２００のパッケージ内部のみが図示されている。以降の各図には、説明の便宜上、互いに直交する３つの軸として、ｘ軸、ｙ軸、ｚ軸を図示している。また、以降の説明では、説明の便宜上、延出部３８ａ，３８ｂの厚み方向であるｚ軸方向から見たときの平面視を単に「平面視」とも謂う。

物理量センサー２００は、図３～図５に示すように、基板部５と、４つの錘５０，５２，５４，５６と、を有する。

基板部５は、ｘ軸方向に延出し互いに反対を向く主面１０ａ，１０ｂを有している板状の基部１０と、基部１０からｙ軸方向へ延出している継手部１２と、継手部１２から基部１０と反対方向へ矩形状をなして延出している可動部１３と、基部１０のｘ軸方向の両端から可動部１３の外縁に沿って延出している２つの支持部３０ａ，３０ｂと、基部１０から可動部１３に掛け渡されて基部１０及び可動部１３に接合されている物理量検出素子４０と、を備えている。

２つの支持部３０ａ，３０ｂにおいて、支持部３０ａは、可動部１３と間隙３２ａを隔ててｙ軸に沿うように延出し、支持部３０ａを固定する接合部３６ａと、可動部１３と間隙３２ｃを隔ててｘ軸に沿うように延出する延出部３８ａと、が設けられている。換言すると、支持部３０ａは、可動部１３と間隙３２ａを隔ててｙ軸に沿うように延出し、可動部１３と間隙３２ｃを隔ててｘ軸に沿うように延出する延出部３８ａが設けられ、支持部３０ａから延出部３８ａ部分に接合部３６ａが設けられている。また、支持部３０ｂは、可動部１３と間隙３２ｂを隔ててｙ軸に沿うように延出し、支持部３０ｂを固定する接合部３６ｂと、可動部１３と間隙３２ｃを隔ててｘ軸に沿うように延出する延出部３８ｂと、が設けられている。換言すると、支持部３０ｂは、可動部１３と間隙３２ｂを隔ててｙ軸に沿うように延出し、可動部１３と間隙３２ｃを隔ててｘ軸に沿うように延出する延出部３８ｂが設けられ、支持部３０ｂから延出部３８ｂ部分に接合部３６ｂが設けられている。

なお、支持部３０ａ，３０ｂに設けられている接合部３６ａ，３６ｂは、物理量センサー２００の基板部５をパッケージ等の外部部材に実装するためのものである。また、基部１０、継手部１２、可動部１３、支持部３０ａ，３０ｂおよび延出部３８ａ，３８ｂは一体に形成されていてもよい。

可動部１３は、支持部３０ａ，３０ｂおよび基部１０によって囲まれていて、基部１０に継手部１２を介して接続され、片持ち支持された状態である。そして、可動部１３は、互いに反対を向く主面１３ａ，１３ｂと、支持部３０ａに沿う側面１３ｃおよび支持部３０ｂに沿う側面１３ｄと、を有している。主面１３ａは、基部１０の主面１０ａと同じ側を向いた面であり、主面１３ｂは、基部１０の主面１０ｂと同じ側を向いた面である。

継手部１２は、基部１０と可動部１３との間に設けられ、基部１０と可動部１３とを接続している。継手部１２の厚みは、基部１０や可動部１３の厚みよりも薄く形成されている。継手部１２は、溝１２ａ，１２ｂを有している。この溝１２ａ，１２ｂは、Ｘ軸に沿って形成されていて、継手部１２は、可動部１３が基部１０に対して変位する際に、溝１２ａ，１２ｂが支点、即ち中間ヒンジとして機能する。このような継手部１２および可動部１３は、カンチレバーとして機能する。

また、基部１０の主面１０ａから可動部１３の主面１３ａにかけての面には、物理量検出素子４０が接合剤６０によって固定されている。物理量検出素子４０の固定位置は、主面１０ａおよび主面１３ａそれぞれのｘ軸方向における中央位置の２箇所である。

物理量検出素子４０は、基部１０の主面１０ａに接合剤６０で固定されているベース部４２ａと、可動部１３の主面１３ａに接合剤６０で固定されているベース部４２ｂと、ベース部４２ａとベース部４２ｂとの間にあって物理量を検出するための振動梁４１ａ，４１ｂと、を有している。この場合、振動梁４１ａ，４１ｂの形状は、角柱状であり、振動
梁４１ａ，４１ｂに設けられた不図示の励振電極に交流電圧の駆動信号が印加されると、ｘ軸に沿って、互いに離間または近接するように屈曲振動をする。即ち、物理量検出素子４０は、音叉型振動片である。

物理量検出素子４０のベース部４２ａ上には、引き出し電極４４ａ，４４ｂが設けられている。これら引き出し電極４４ａ，４４ｂは、振動梁４１ａ，４１ｂに設けられた不図示の励振電極と電気的に接続されている。引き出し電極４４ａ，４４ｂは、金属ワイヤー４８によって、基部１０の主面１０ａに設けられた接続端子４６ａ，４６ｂと電気的に接続されている。接続端子４６ａ，４６ｂは、図示しない配線によって、外部接続端子４９ａ，４９ｂと電気的に接続されている。外部接続端子４９ａ，４９ｂは、物理量センサー２００がパッケージ等に実装される側の面である基部１０の主面１０ｂ側に、平面視でパッケージ接合部３４と重なるように設けられている。パッケージ接合部３４は、物理量センサー２００の基板部５をパッケージ等の外部部材に実装するためのものであり、基部１０のｘ軸方向の両端側の端部に２箇所設けられている。

物理量検出素子４０は、水晶の原石等から所定の角度で切り出された水晶基板を、フォトリソグラフィー技術およびエッチング技術によってパターニングすることにより形成されている。この場合、物理量検出素子４０は、基部１０および可動部１３との線膨張係数との差を小さくすることを考慮すれば、基部１０および可動部１３の材質と同質にすることが望ましい。

錘５０，５２，５４，５６は、平面視で矩形状であり、可動部１３に設けられている。錘５０，５２が可動部１３の主面１３ａに接合部材６２で固定され、錘５４，５６が可動部１３の主面１３ｂに接合部材６２で固定されている。ここで、主面１３ａに固定される錘５０は、平面視において、矩形の縁辺である１辺と可動部１３の側面１３ｃとの方向が合っており、且つ他の１辺と延出部３８ａの側面３１ｄとの方向が合っており、このように方向を合わせることにより可動部１３の側面１３ｃの側に配置され、平面視で錘５０と延出部３８ａとが重なるように配置されている。同様に、主面１３ａに固定される錘５２は、平面視において、矩形の縁辺である１辺と可動部１３の側面１３ｄとの方向が合っており、且つ他の１辺と延出部３８ｂの側面３１ｅとの方向が合っており、これにより可動部１３の側面１３ｄの側に配置され、平面視で錘５２と延出部３８ｂとが重なるように配置されている。主面１３ｂに固定される錘５４は、平面視において、矩形の１辺と可動部１３の側面１３ｃとの方向が合っており、且つ他の１辺と延出部３８ａの側面３１ｄとの方向が合っており、これにより可動部１３の側面１３ｃの側に配置され、平面視で錘５４と延出部３８ａとが重なるように配置されている。同様に、主面１３ｂに固定される錘５６は、平面視において、矩形の１辺と可動部１３の側面１３ｄとの方向が合っており、且つ他の１辺と延出部３８ｂの側面３１ｅとの方向が合っており、これにより可動部１３の側面１３ｄの側に配置され、平面視で錘５６と延出部３８ｂとが重なるように配置されている。

このように配置された錘５０，５２，５４，５６は、錘５０，５２が物理量検出素子４０を中心にして左右対称に配置され、錘５４，５６は、平面視で、錘５０，５２にそれぞれ重なるように配置されている。これら錘５０，５２，５４，５６は、錘５０，５２，５４，５６の重心位置にそれぞれ設けられている接合部材６２によって、可動部１３に固定されている。また、平面視で、錘５０，５４と延出部３８ａおよび錘５２，５６と延出部３８ｂがそれぞれ重なっているので、過剰な物理量が印加された場合に、錘５０，５２，５４，５６が延出部３８ａ，３８ｂに当接し、錘５０，５２，５４，５６の変位量を抑制することができる。

接合部材６２は、シリコーン樹脂系の熱硬化型接着剤等で構成されている。可動部１３
の主面１３ａおよび主面１３ｂに、それぞれ２カ所ずつ、塗布され、錘５０，５２，５４，５６が載置された後、加熱により硬化して、錘５０，５２，５４，５６を可動部１３に固定する。なお、錘５０，５２，５４，５６の可動部１３の主面１３ａおよび主面１３ｂに対向する接合面は、粗面である。これにより、錘５０，５２，５４，５６を可動部１３へ固定する際、接合面における接合面積が大きくなり、接合強度を向上させることができる。

以上のように構成されている物理量センサー２００に、図６に示すように、矢印α１で表される＋Ｚ方向の加速度が印加されると、可動部１３には－Ｚ方向に力が作用し、可動部１３は継手部１２を支点として－Ｚ方向に変位する。これにより、物理量検出素子４０には、Ｙ軸に沿ってベース部４２ａとベース部４２ｂとが互いに離れる方向の力が加わり、振動梁４１ａ，４１ｂには引っ張り応力が生じる。そのため、振動梁４１ａ，４１ｂが振動する周波数は高くなる。

一方、図７に示すように、物理量センサー２００に、矢印α２で表される－Ｚ方向の加速度が印加されると、可動部１３には＋Ｚ方向に力が作用し、可動部１３は、継手部１２を支点として＋Ｚ方向に変位する。これにより、物理量検出素子４０には、Ｙ軸に沿ってベース部４２ａとベース部４２ｂとが互いに近づく方向の力が加わり、振動梁４１ａ，４１ｂには圧縮応力が生じる。そのため、振動梁４１ａ，４１ｂが振動する周波数は低くなる。

加速度に応じて振動梁４１ａ，４１ｂが振動する周波数が変化すると、物理量センサー２００の外部接続端子４９ａ，４９ｂから出力される信号の周波数が変化する。センサーモジュール１は、物理量センサー２００の出力信号の周波数の変化に基づいて、物理量センサー２００に印加された加速度の値を算出することができる。

なお、物理量である加速度の検出精度を高めるために、固定部である基部１０と可動部１３とをつなぐ継手部１２は、Ｑ値の高い部材である水晶であることが望ましい。例えば、基部１０，支持部３０ａ，３０ｂおよび可動部１３は、水晶板で形成されていて、継手部１２の溝１２ａ，１２ｂは、水晶板の両面からハーフエッチングによって形成されてもよい。

１－３．センサーモジュールの機能的構成
図８は、センサーモジュール１の機能ブロック図である。前述のように、センサーモジュール１は、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚと、振動整流誤差補正装置２とを備える。

振動整流誤差補正装置２は、発振回路２０１Ｘ，２０１Ｙ，２０１Ｚ、周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚ、マイクロコントロールユニット２１０、記憶部２２０及びインターフェース回路２３０を含む。

発振回路２０１Ｘは、物理量センサー２００Ｘの出力信号を増幅して駆動信号を生成し、当該駆動信号を物理量センサー２００Ｘに印加する。当該駆動信号により、物理量センサー２００Ｘの振動梁４１ａ，４１ｂが、Ｘ軸方向の加速度に応じた周波数で振動し、当該周波数の信号が物理量センサー２００Ｘから出力される。また、発振回路２０１Ｘは、物理量センサー２００Ｘの出力信号を増幅した矩形波信号である被測定信号ＳＩＮ＿Ｘを周波数比測定回路２０２Ｘに出力する。被測定信号ＳＩＮ＿Ｘは、物理量センサー２００Ｘの出力信号に基づく信号である。なお、物理量センサー２００Ｘは「第１の物理量センサー」の一例であり、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘは「第１の被測定信号」の一例である。

同様に、発振回路２０１Ｙは、物理量センサー２００Ｙの出力信号を増幅して駆動信号を生成し、当該駆動信号を物理量センサー２００Ｙに印加する。当該駆動信号により、物理量センサー２００Ｙの振動梁４１ａ，４１ｂが、Ｙ軸方向の加速度に応じた周波数で振動し、当該周波数の信号が物理量センサー２００Ｙから出力される。また、発振回路２０１Ｙは、物理量センサー２００Ｙの出力信号を増幅した矩形波信号である被測定信号ＳＩＮ＿Ｙを周波数比測定回路２０２Ｙに出力する。被測定信号ＳＩＮ＿Ｙは、物理量センサー２００Ｙの出力信号に基づく信号である。なお、物理量センサー２００Ｙは「第２の物理量センサー」の一例であり、また、被測定信号ＳＩＮ＿Ｙは「第２の被測定信号」の一例である。

同様に、発振回路２０１Ｚは、物理量センサー２００Ｚの出力信号を増幅して駆動信号を生成し、当該駆動信号を物理量センサー２００Ｚに印加する。当該駆動信号により、物理量センサー２００Ｚの振動梁４１ａ，４１ｂが、Ｚ軸方向の加速度に応じた周波数で振動し、当該周波数の信号が物理量センサー２００Ｚから出力される。また、発振回路２０１Ｚは、物理量センサー２００Ｚの出力信号を増幅した矩形波信号である被測定信号ＳＩＮ＿Ｚを周波数比測定回路２０２Ｚに出力する。被測定信号ＳＩＮ＿Ｚは、物理量センサー２００Ｚの出力信号に基づく信号である。

基準信号発生回路２０３は、一定周波数の基準信号ＣＬＫを発生させて出力する。本実施形態では、基準信号ＣＬＫの周波数は、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘ，ＳＩＮ＿Ｙ，ＳＩＮ＿Ｚの周波数よりも高い。基準信号ＣＬＫは周波数精度が高いことが好ましく、基準信号発生回路２０３は、例えば、温度補償型水晶発振器であってもよい。

周波数比測定回路２０２Ｘは、発振回路２０１Ｘから出力される信号に基づく信号である被測定信号ＳＩＮ＿Ｘの所定周期に含まれる基準信号ＣＬＫのパルス数をカウントし、カウント値ＣＮＴ＿Ｘを出力する。カウント値ＣＮＴ＿Ｘは、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘと基準信号ＣＬＫとの周波数比に対応するレシプロカルカウント値である。

周波数比測定回路２０２Ｙは、発振回路２０１Ｙから出力される被測定信号ＳＩＮ＿Ｙの所定周期に含まれる基準信号ＣＬＫのパルス数をカウントし、カウント値ＣＮＴ＿Ｙを出力する。カウント値ＣＮＴ＿Ｙは、被測定信号ＳＩＮ＿Ｙと基準信号ＣＬＫとの周波数比に対応するレシプロカルカウント値である。

周波数比測定回路２０２Ｚは、発振回路２０１Ｚから出力される被測定信号ＳＩＮ＿Ｚの所定周期に含まれる基準信号ＣＬＫのパルス数をカウントし、カウント値ＣＮＴ＿Ｚを出力する。カウント値ＣＮＴ＿Ｚは、被測定信号ＳＩＮ＿Ｚと基準信号ＣＬＫとの周波数比に対応するレシプロカルカウント値である。

記憶部２２０は、プログラムやデータを記憶するものであり、ＳＲＡＭやＤＲＡＭなどの揮発性メモリーを含んでもよい。ＳＲＡＭはStatic Random Access Memoryの略であり、ＤＲＡＭはDynamic Random Access Memoryの略である。

また、記憶部２２０は、ＥＥＰＲＯＭやフラッシュメモリーなどの半導体メモリーやハードディスク装置等の磁気記憶装置や光学ディスク装置等の光学式記憶装置等の不揮発性メモリーを含んでもよい。ＥＥＰＲＯＭは、Electrically Erasable Programmable Read Only Memoryの略である。

マイクロコントロールユニット２１０は、基準信号ＣＬＫに同期して動作し、記憶部２２０に記憶された不図示のプログラムを実行することにより、所定の演算処理や制御処理を行う。例えば、マイクロコントロールユニット２１０は、周波数比測定回路２０２Ｘか
ら出力されるカウント値ＣＮＴ＿Ｘ、周波数比測定回路２０２Ｙから出力されるカウント値ＣＮＴ＿Ｙ及び周波数比測定回路２０２Ｚから出力されるカウント値ＣＮＴ＿Ｚに基づいて、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚがそれぞれ検出した物理量を測定する。具体的には、マイクロコントロールユニット２１０は、カウント値ＣＮＴ＿Ｘ、カウント値ＣＮＴ＿Ｙ及びカウント値ＣＮＴ＿Ｚを、それぞれ、Ｘ軸方向の物理量の測定値、Ｙ軸方向の物理量の測定値及びＺ軸方向の物理量の測定値に変換する。例えば、記憶部２２０にカウント値と物理量の測定値との対応関係を規定したテーブル情報、あるいはカウント値と物理量の測定値との関係式の情報が記憶されており、マイクロコントロールユニット２１０は、当該情報を参照して各カウント値を物理量の測定値に変換してもよい。

マイクロコントロールユニット２１０は、Ｘ軸方向の物理量の測定値、Ｙ軸方向の物理量の測定値及びＺ軸方向の物理量の測定値を、インターフェース回路２３０を介して、処理装置３に送信してもよい。あるいは、マイクロコントロールユニット２１０は、Ｘ軸方向の物理量の測定値、Ｙ軸方向の物理量の測定値及びＺ軸方向の物理量の測定値を、それぞれ記憶部２２０に書き込み、処理装置３が、インターフェース回路２３０を介して、各測定値を読み出してもよい。

なお、周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚの構成及び動作は同じであるため、以降は、周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚの任意の１つを周波数比測定回路２０２と称する。また、周波数比測定回路２０２に入力される、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘ，ＳＩＮ＿Ｙ，ＳＩＮ＿Ｚの任意の１つを被測定信号ＳＩＮと称し、周波数比測定回路２０２から出力される、カウント値ＣＮＴ＿Ｘ，ＣＮＴ＿Ｙ，ＣＮＴ＿Ｚの任意の１つをカウント値ＣＮＴと称する。

１－４．振動整流誤差
振動整流誤差は、振動に対するセンサーモジュール１の応答の非線形性により整流時に生じるＤＣオフセットに対応し、センサーモジュール１の出力オフセットの異常なシフトとして観測される。センサーモジュール１を用いた傾斜計等、センサーモジュール１のＤＣ出力がそのまま測定対象となるようなアプリケーションでは、深刻な測定誤差の要因となる。振動整流誤差を生じさせる主なメカニズムとしては、［１］非対称レールによるもの、［２］スケールファクターの非線形性によるもの、［３］物理量センサー２００の構造共振によるもの、の３つを挙げることができる。

［１］非対称レールにより生じる振動整流誤差
物理量センサー２００の感度軸が重力加速度方向にある場合、センサーモジュール１の測定値には、重力加速度が１ｇ＝９．８ｍ／ｓ^２であることに対応したオフセットが生じる。例えば、物理量センサー２００のダイナミックレンジが２ｇであれば、クリッピングなしで測定できるのは１ｇの振動までとなる。この状態で１ｇを超える振動が加わるとクリッピングが非対称に発生するため、測定値に振動整流誤差が含まれることになる。

例えばダイナミックレンジが１５ｇのように広い場合、通常の使用環境でクリッピングが問題になる場合はほとんどない。一方で、物理量センサー２００には、物理量検出素子４０の破損を防ぐ目的で物理的な保護機構が内蔵されており、振動レベルがある閾値を超えると保護機構が働くため、クリッピングが発生する。これを防ぐには、センサーモジュール１を設置するためのアタッチメントを工夫し、共振周波数帯の振動をダンパーする等の対策を行うことが必要となる。

［２］スケールファクターの非線形性により生じる振動整流誤差
図９は、出力波形歪により振動整流誤差が生じることを原理的に説明する図である。図９において、実線は、正弦波の振動波形及び当該振動波形を平滑化した波形を示し、破線
は振動中心の上下で非対称な振動波形及び当該振動波形を平滑化した波形を示す。実線で示す平滑化波形は０であるのに対して、破線で示す平滑化波形は負の値となっており、平滑時にオフセットが生じている。

物理量センサー２００は周波数変化型のセンサーであり、被測定信号ＳＩＮと基準信号ＣＬＫとの周波数比に対応するカウント値ＣＮＴはレシプロカルカウント値である。物理量センサー２００に印加される加速度とレシプロカルカウント値との関係は非線形性を有する。図１０の破線は、印加される加速度とレシプロカルカウント値との非線形性を示す。また、図１１の破線は、印加される加速度と物理量センサー２００の発振周波数との非線形性を示す。また、図１２の破線は、物理量センサー２００の発振周波数とレシプロカルカウント値との非線形性を示す。図１０の破線は、図１１の破線と図１２の破線の合成によって得られる。

ここで、発振周波数とレシプロカルカウント値の関係を図１２の実線のように補正することで、加速度とレシプロカルカウント値との関係を図１０の実線のように線形に近づけることができる。具体的には、前述のマイクロコントロールユニット２１０は、式（１）で表される補正関数を用いて、カウント値ＣＮＴを補正することができる。

式（１）において、ｃは図１０の破線に対応する補正前のカウント値であり、Ｙは図１０の実線に対応する補正後のカウント値であり、ｄは図１２に示した補正の程度を決める係数である。例えば、係数ｄは、記憶部２２０に記憶され、あるいは、処理装置３によって設定される。

［３］カンチレバー共振により生じる振動整流誤差
物理量センサー２００は、加速度の検出原理として、加速度による錘付きカンチレバーのたわみを双音叉振動子である物理量検出素子４０に伝えることで物理量検出素子４０に働く張力を変化させ、これにより発振周波数を変化させる。そのため、物理量検出素子４０はカンチレバーの構造に起因する共振周波数を有し、カンチレバー共振が励起されると固有の振動整流誤差が発生する。カンチレバー共振は、検出可能な加速度の範囲に対応する周波数帯域よりも高い周波数であり、その振動成分は、振動整流誤差補正装置２の内部のローパスフィルターにより除去されるが、振動の非対称性を反映したバイアスオフセットとして振動整流誤差が生じる。カンチレバー共振の振幅が大きくなるに従って物理量センサー２００の出力波形の非対称性が増すことにより、振動整流誤差も増加する。したがって、カンチレバー共振により生じる振動整流誤差を低減させることが重要な課題となる。

本実施形態では、周波数比測定回路２０２は、被測定信号ＳＩＮの所定周期に含まれる基準信号ＣＬＫのパルス数をカウントするレシプロカルカウント方式であるため、このカウント値を取得するタイミングは被測定信号ＳＩＮに同期する。一方で、周波数比測定回路２０２から出力されるカウント値ＣＮＴは、基準信号ＣＬＫの分周信号に同期させる必要があり、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値を取得するタイミングと、基準信号ＣＬＫの分周信号とは同期していないことからリサンプリングが必要となる。周波数比測定回路２０２において、リサンプリングに必要な構成を工夫することで、カンチレバー共振により生じる振動整流誤差が補正されたカウント値ＣＮＴを生成することができる。

１－５．周波数比測定回路の構成
周波数比測定回路２０２は、レシプロカルカウント方式によって、被測定信号ＳＩＮと基準信号ＣＬＫとの周波数比を測定する。図１３は、周波数比測定回路２０２の構成例を示す図である。図１３に示すように、周波数比測定回路２０２は、周波数デルタシグマ変調回路３００と、第１ローパスフィルター３１０と、ラッチ回路３２０と、第２ローパスフィルター３３０と、を備える。

周波数デルタシグマ変調回路３００は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。周波数デルタシグマ変調回路３００は、カウンター３０１と、ラッチ回路３０２と、ラッチ回路３０３と、減算器３０４と、を備える。カウンター３０１は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジをカウントしてカウント値ＣＴ０を出力する。ラッチ回路３０２は、被測定信号ＳＩＮの立ち上がりエッジに同期して、カウント値ＣＴ０をラッチして保持する。ラッチ回路３０３は、被測定信号ＳＩＮの立ち上がりエッジに同期して、ラッチ回路３０２が保持するカウント値をラッチして保持する。減算器３０４は、ラッチ回路３０２が保持するカウント値からラッチ回路３０３が保持するカウント値を減算してカウント値ＣＴ１を生成して出力する。このカウント値ＣＴ１が、周波数デルタシグマ変調回路３００が生成する周波数デルタシグマ変調信号である。

この周波数デルタシグマ変調回路３００は、１次の周波数デルタシグマ変調器とも呼ばれ、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値を、被測定信号ＳＩＮによって２回ラッチしており、被測定信号ＳＩＮの立ち上がりエッジをトリガーとして、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値を順次保持する。ここでは、周波数デルタシグマ変調回路３００が被測定信号ＳＩＮの立ち上がりエッジでラッチ動作を行うものとして説明したが、立ち下がりエッジ、もしくは、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの両方でラッチ動作を行ってもよい。また、減算器３０４は、ラッチ回路３０２，３０３に保持されている２つのカウント値の差分を演算することで、被測定信号ＳＩＮが１周期推移する間に観測される基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値の増分を、時間経過とともに不感期間なく出力する。被測定信号ＳＩＮの周波数をｆｘ、基準信号ＣＬＫの周波数をｆｃとしたとき、周波数比は、ｆｃ／ｆｘとなる。周波数デルタシグマ変調回路３００は、周波数比を示す周波数デルタシグマ変調信号を、デジタル信号列として出力するものである。

第１ローパスフィルター３１０は、被測定信号ＳＩＮに同期して動作し、周波数デルタシグマ変調回路３００から出力される周波数デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値ＣＴ２を出力する。図１３では、第１ローパスフィルター３１０は、周波数デルタシグマ変調回路３００の直後に設けられているが、周波数デルタシグマ変調回路３００の出力から第２ローパスフィルター３３０の入力までの信号経路上に設けられていればよい。

ラッチ回路３２０は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、第１ローパスフィルター３１０から出力されるカウント値ＣＴ２をラッチし、カウント値ＣＴ３として保持する。

第２ローパスフィルター３３０は、基準信号ＣＬＫに同期して動作し、ラッチ回路３２０が保持するカウント値ＣＴ３に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値を出力する。この第２ローパスフィルター３３０から出力されるカウント値が、カウント値ＣＮＴとしてマイクロコントロールユニット２１０に出力される。

図１４は、第１ローパスフィルター３１０の構成例を示す図である。図１４の例では、第１ローパスフィルター３１０は、遅延素子３１１と、積分器３１２と、積分器３１３と、デシメーター３１４と、遅延素子３１５と、微分器３１６と、遅延素子３１７と、微分
器３１８と、を有する。第１ローパスフィルター３１０の各部は、被測定信号ＳＩＮに同期して動作する。

遅延素子３１１は、被測定信号ＳＩＮに同期して、カウント値ＣＴ１を遅延させたカウント値を出力する。遅延素子３１１のタップ数はｎａである。例えば、遅延素子３１１は、ｎａ個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターによって実現される。

積分器３１２は、被測定信号ＳＩＮに同期して、遅延素子３１１から出力されるカウント値を積算したカウント値を出力する。

積分器３１３は、被測定信号ＳＩＮに同期して、積分器３１２から出力されるカウント値を積算したカウント値を出力する。

デシメーター３１４は、被測定信号ＳＩＮに同期して、積分器３１３から出力されるカウント値を、１／Ｒのレートにデシメーションしたカウント値を出力する。

遅延素子３１５は、被測定信号ＳＩＮに同期して、デシメーター３１４から出力されるカウント値を遅延させたカウント値を出力する。遅延素子３１５のタップ数はｎ１である。例えば、遅延素子３１５は、ｎ１個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターによって実現される。

微分器３１６は、デシメーター３１４から出力されるカウント値から、遅延素子３１５から出力されるカウント値を減算したカウント値を出力する。

遅延素子３１７は、被測定信号ＳＩＮに同期して、微分器３１６から出力されるカウント値を遅延させたカウント値を出力する。遅延素子３１７のタップ数はｎ２である。例えば、遅延素子３１７は、ｎ２個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターによって実現される。

微分器３１８は、微分器３１６から出力されるカウント値から、遅延素子３１７から出力されるカウント値を減算したカウント値ＣＴ２を出力する。

タップ数ｎ１，ｎ２及びデシメーション比Ｒは固定され、タップ数ｎａは可変である。例えば、タップ数ｎａは、記憶部２２０に記憶され、あるいは、処理装置３によって設定される。

このように構成される第１ローパスフィルター３１０は、タップ数ｎａによって群遅延量が可変のＣＩＣフィルターとして機能する。ＣＩＣは、Cascaded Integrator Combの略である。

図１５は、第２ローパスフィルター３３０の構成例を示す図である。図１５の例では、第２ローパスフィルター３３０は、積分器３３１と、遅延素子３３２と、微分器３３３と、デシメーター３３４と、を有する。第２ローパスフィルター３３０の各部は、基準信号ＣＬＫに同期して動作する。

積分器３３１は、基準信号ＣＬＫに同期して、カウント値ＣＴ３を積算したカウント値を出力する。

遅延素子３３２は、基準信号ＣＬＫに同期して、積分器３３１から出力されるカウント値を遅延させたカウント値を出力する。遅延素子３３２のタップ数はｎ３である。例えば
、遅延素子３３２は、ｎ３個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターによって実現される。

微分器３３３は、積分器３３１から出力されるカウント値から、遅延素子３３２から出力されるカウント値を減算したカウント値を出力する。

デシメーター３３４は、基準信号ＣＬＫに同期して、微分器３３３から出力されるカウント値を、１／ｎ３のレートにデシメーションしたカウント値ＣＮＴを出力する。

タップ数及びデシメーション比であるｎ３は固定される。

このように構成される第２ローパスフィルター３３０は、カウント値ＣＴ３を基準信号ＣＬＫでリサンプリングしながら積算することから、カウント値ＣＴ３をその継続時間で重み付けした加重移動平均フィルターとして機能する。

このように、第１ローパスフィルター３１０は被測定信号ＳＩＮに同期して動作し、第２ローパスフィルター３３０は基準信号ＣＬＫに同期したリサンプリングを行うため、周波数比測定回路２０２の入出力に非線形性が生じる。そのため、周波数比測定回路２０２から出力されるカウント値ＣＮＴには、この非線形性に起因する振動整流誤差が含まれる。そして、第１ローパスフィルター３１０が有する遅延素子３１１のタップ数ｎａを調整することで、この振動整流誤差を調整可能である。

図１６は、周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差を調整可能であることを説明するための図である。図１６では、被測定信号ＳＩＮの周期が基準信号ＣＬＫの周期よりも長く、カウント値ＣＮＴの更新周期が被測定信号ＳＩＮの周期よりも長い場合の例が示されており、横軸方向は時間の経過に対応する。図１６において、基準信号ＣＬＫについては、立ち上がりエッジのタイミングを短い縦線で示している。また、カウント値ＣＴ１，ＣＴ２については、値が変化するタイミングを短い縦線で示している。なお、図１６は、振動整流誤差の調整メカニズムを説明することを目的として、理解を容易にするため、簡略化した数値が用いられている。また、カウント値ＣＴ１の確定後でなければカウント値ＣＴ２は確定しないにも関わらず、カウント値ＣＴ１の確定前にカウント値ＣＴ２が確定しているように記載されているが、実際のカウント値ＣＴ２の演算はカウント値ＣＴ１が確定した後に実行される。

図１６において、（Ａ）は被測定信号ＳＩＮの周期が一定である場合の例であり、（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）は被測定信号ＳＩＮが周波数変調されている場合の例である。（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）では、第１ローパスフィルター３１０の群遅延量が互いに異なる。簡単のために基準信号ＣＬＫの周期と被測定信号ＳＩＮの周期とは単純な整数比とし、第１ローパスフィルター３１０に入力されたカウント値ＣＴ１は一定の群遅延でそのまま出力されるものとしている。第２ローパスフィルター３３０は、基準信号ＣＬＫに同期して、第１ローパスフィルター３１０から出力されるカウント値ＣＴ２がラッチされたカウント値ＣＴ３を積算し、１６回分の積算値をカウント値ＣＮＴとして出力する。

（Ａ）の例では、カウント値ＣＴ２は常に４であり、カウント値ＣＮＴは４×１６＝６４となる。（Ｂ）の例では、被測定信号ＳＩＮが周波数変調されており、第１ローパスフィルター３１０の群遅延を０としているため、カウント値ＣＴ２は５，５，３，３を繰り返す。積算の際に時間による重み付けがなされるため、カウント値ＣＮＴは、５×１０＋３×６＝６８となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴよりも大きくなる。（Ｃ）の例では、カウント値ＣＴ２が５，５，３，３，を繰り返すのは（Ｂ）の例と同様であるが、第１ローパスフィルター３１０で群遅延が生じる場合を示している。積算の際に時間による重み付
けがなされる結果、カウント値ＣＮＴは５×８＋３×８＝６４となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴと同じ値となる。（Ｄ）の例では、カウント値ＣＴ２が５，５，３，３，を繰り返すのは（Ｂ）及び（Ｃ）の例と同様であるが、（Ｃ）の例と比較して第１ローパスフィルター３１０で生じる群遅延が大きい場合を示している。（Ｄ）の例では、カウント値ＣＮＴは５×６＋３×１０＝６０となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴよりも小さくなる。

図１６を用いた考察より、周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差は、第１ローパスフィルター３１０の群遅延量により変化することが定性的に理解できる。この周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差が、カンチレバー共振により生じる振動整流誤差と逆位相になるように、第１ローパスフィルター３１０の群遅延量を調整することで、互いの振動整流誤差を打ち消すことが可能となる。第１ローパスフィルター３１０の群遅延量は、遅延素子３１１のタップ数ｎａの設定によって調整可能である。

図１７は、振動整流誤差補正装置２による測定値に含まれる振動整流誤差のタップ数ｎａに対する依存性を示す図である。図１７において、横軸はタップ数ｎａであり、縦軸は振動整流誤差である。なお、縦軸のＶＲＥは、Vibration Rectification Errorの略である。図１７より、タップ数ｎａを適切に設定すれば、振動整流誤差を補正して０に近づけることが可能である。

図１４の構成の第１ローパスフィルター３１０において、遅延素子３１１は、シフトレジスターを用いたＦＩＦＯレジスターで実現されるので、当該ＦＩＦＯレジスターを第１ローパスフィルター３１０の外部に取り出すと、図１３の構成の周波数比測定回路２０２は図１８に示す構成となり、図１４の構成の第１ローパスフィルター３１０は図１９に示す構成となる。ＦＩＦＯは、First In First Outの略である。

図２０に、ＦＩＦＯレジスター３４０に入力されるカウント値ＣＴ１及びＦＩＦＯレジスター３４０から出力されるカウント値ＣＴ１’のタイミングチャートの一例を示す。図２０の例では、被測定信号ＳＩＮの両エッジに同期してカウント値ＣＴ１，ＣＴ１’が変化している。すなわち、図２０の例では、周波数デルタシグマ変調回路３００及びＦＩＦＯレジスター３４０は被測定信号ＳＩＮの両エッジに同期して動作している。Ｃａｓｅ１は、ＦＩＦＯレジスター３４０の段数が２の場合であり、Ｃａｓｅ２は、ＦＩＦＯレジスター３４０の段数が４の場合である。

図１８の構成の周波数比測定回路２０２においても、遅延素子３１１のタップ数ｎａと等価であるＦＩＦＯレジスター３４０の段数を調整して群遅延量を適切に設定すれば、振動整流誤差を補正して０に近づけることが可能である。

ただし、物理量センサー２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚが有する３つの物理量検出素子４０の特性は個々にばらつきを持つことから、周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚにおいて、振動整流誤差の補正に必要な群遅延量の最適値も個々にばらつきを持つ。したがって、周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚの群遅延量の最適値が互いに異なる場合、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘ，ＳＩＮ＿Ｙ，ＳＩＮ＿Ｚがそれぞれ周波数比測定回路２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚに入力されてからカウント値ＣＮＴ＿Ｘ，ＣＮＴ＿Ｙ，ＣＮＴ＿Ｚがそれぞれ出力されるまでの時間も互いに異なることになる。そのため、例えば、Ｘ軸、Ｙ軸及びＺ軸の間で高精度での同期計測が要求される場合には問題となる可能性がある。

そこで、本実施形態では、群遅延量を固定したままカウント値ＣＴ１’が出力されるタイミングを制御することで、すなわち、第１ローパスフィルター３１０からカウント値Ｃ
Ｔ２が出力されるタイミングを制御することで振動整流誤差を補正するように、周波数比測定回路２０２を改良する。

図２１は、カウント値ＣＴ２が出力されるタイミングを制御することにより、周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差を調整可能であることを説明するための図である。図２１では、被測定信号ＳＩＮの周期が基準信号ＣＬＫの周期よりも長く、カウント値ＣＮＴの更新周期が被測定信号ＳＩＮの周期よりも長い場合の例が示されており、横軸方向は時間の経過に対応する。図２１において、基準信号ＣＬＫについては、立ち上がりエッジのタイミングを短い縦線で示している。また、カウント値ＣＴ１，ＣＴ２については、値が変化するタイミングを短い縦線で示している。なお、図２１は、振動整流誤差の調整メカニズムを説明することを目的として、理解を容易にするため、簡略化した数値が用いられている。また、カウント値ＣＴ１の確定後でなければカウント値ＣＴ２は確定しないにも関わらず、カウント値ＣＴ１の確定前にカウント値ＣＴ２が確定しているように記載されているが、実際のカウント値ＣＴ２の演算はカウント値ＣＴ１が確定した後に実行される。

図２１において、（Ａ）は被測定信号ＳＩＮの周期が一定である場合の例であり、（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）は被測定信号ＳＩＮが周波数変調されている場合の例である。（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）では、カウント値ＣＴ２の出力タイミングが互いに異なる。簡単のために基準信号ＣＬＫの周期と被測定信号ＳＩＮの周期とは単純な整数比とし、カウント値ＣＴ１は、第１ローパスフィルター３１０から一定のタイミングでそのまま出力されるものとしている。第２ローパスフィルター３３０は、基準信号ＣＬＫに同期して、カウント値ＣＴ２がラッチされたカウント値ＣＴ３を積算し、１６回分の積算値をカウント値ＣＮＴとして出力する。

図２１の（Ａ）の例では、カウント値ＣＴ２は常に４であり、カウント値ＣＮＴは４×１６＝６４となる。（Ｂ）の例では、被測定信号ＳＩＮが周波数変調されており、カウント値ＣＴ２の出力タイミングをカウント値ＣＴ１の出力タイミングと同じにしているため、カウント値ＣＴ２は５，５，３，３を繰り返す。積算の際に時間による重み付けがなされるため、カウント値ＣＮＴは、５×１０＋３×６＝６８となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴよりも大きくなる。（Ｃ）の例では、カウント値ＣＴ２が５，５，３，３，を繰り返すのは（Ｂ）の例と同様であるが、カウント値ＣＴ２の出力タイミングをカウント値ＣＴ１の出力タイミングよりも遅らせた場合を示している。積算の際に時間による重み付けがなされる結果、カウント値ＣＮＴは５×８＋３×８＝６４となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴと同じ値となる。（Ｄ）の例では、カウント値ＣＴ２が５，５，３，３，を繰り返すのは（Ｂ）及び（Ｃ）の例と同様であるが、（Ｃ）の例と比較してカウント値ＣＴ２の出力タイミングをさらに遅らせた場合を示している。（Ｄ）の例では、カウント値ＣＮＴは５×６＋３×１０＝６０となり、（Ａ）のカウント値ＣＮＴよりも小さくなる。

図２１を用いた考察より、周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差は、カウント値ＣＴ２の出力タイミングにより変化することが定性的に理解できる。この周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差が、カンチレバー共振により生じる振動整流誤差と逆位相になるように、カウント値ＣＴ２の出力タイミングを制御することで、すなわち、カウント値ＣＴ１’の出力タイミングを制御することで、互いの振動整流誤差を打ち消すことが可能となる。

図２２は、カウント値ＣＴ１’の出力タイミングを制御することで振動整流誤差を補正するように改良した周波数比測定回路２０２の構成例を示す図である。図２２において、図１８と同じ構成要素には同じ符号が付されている。

図２２の例では、周波数比測定回路２０２は、周波数デルタシグマ変調回路３００と、第１ローパスフィルター３１０と、ラッチ回路３２０と、第２ローパスフィルター３３０と、タイミング制御回路３５０と、を備える。

周波数デルタシグマ変調回路３００の動作は、図１３と同じであるので、その説明を省略する。

タイミング制御回路３５０には、デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１が入力される。そして、タイミング制御回路３５０は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ１をカウント値ＣＴ１’として出力するタイミングを制御する。

第１ローパスフィルター３１０は、タイミング制御回路３５０の出力信号であるカウント値ＣＴ１’が入力され、タイミング信号ＴＭに同期して動作する。そして、第１ローパスフィルター３１０は、カウント値ＣＴ１’に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値ＣＴ２を出力する。

ラッチ回路３２０及び第２ローパスフィルター３３０の動作は、図１３と同じであるので、その説明を省略する。

図２３は、タイミング制御回路３５０の構成例を示す図である。図２３の例では、タイミング制御回路３５０は、ラッチ回路３５１と、カウンター３５２と、デュアルポートＲＡＭ３５３と、出力タイミング生成回路３５４と、カウンター３５５と、バッファー回路３５６と、を備える。

ラッチ回路３５１は、被測定信号ＳＩＮのエッジに同期して、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０の下位ｍビットの値をラッチし、カウント値ＩＣＴとして保持する。ｍは、１以上の整数である。

カウンター３５２は、被測定信号ＳＩＮのエッジをカウントしてカウント値ＩＡＤＤＲを出力する。

デュアルポートＲＡＭ３５３は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、カウント値ＩＡＤＤＲで指定されるアドレスにカウント値ＩＣＴを書き込む。また、デュアルポートＲＡＭ３５３は、カウント値ＯＡＤＤＲで指定されるアドレスに記憶されているカウント値をカウント値ＯＣＴとして出力する。

出力タイミング生成回路３５４は、カウント値ＣＴ０の下位ｍビットの値とカウント値ＯＣＴとが一致する毎に論理レベルが反転するタイミング信号ＴＭを生成する。例えば、カウント値ＣＴ０の下位３ビットの値とカウント値ＯＣＴとが一致する毎に、タイミング信号ＴＭの論理レベルが反転する。

カウンター３５５は、タイミング信号ＴＭのエッジをカウントしてカウント値ＯＡＤＤＲを出力する。

バッファー回路３５６は、被測定信号ＳＩＮのエッジに同期してカウント値ＣＴ１を取得して保持し、タイミング信号ＴＭのエッジに同期して、保持しているＭ個のカウント値のうち最も古いカウント値をカウント値ＣＴ１’として出力する。Ｍは２以上の整数である。例えば、バッファー回路３５６は、Ｍ段のＦＩＦＯレジスターであってもよい。

このように構成されるタイミング制御回路３５０は、カウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、カウント値ＣＴ１をカウント値ＣＴ１’として出力するタイミングを制御する。マイクロコントロールユニット２１０がカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を設定し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値が変わると、カウント値ＣＴ１’の出力タイミングが変わる。

図２４に、タイミング制御回路３５０の動作時の各種信号のタイミングチャートの一例を示す。図２４の例では、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期してカウント値ＣＴ０が初期値の０から１ずつカウントアップしている。これにより、カウント値ＣＴ０の下位３ビットは、繰り返し０から７までカウントアップして０に戻る。また、被測定信号ＳＩＮの両エッジに同期して、カウント値ＩＡＤＤＲが初期値の０から１ずつカウントアップしている。また、被測定信号ＳＩＮの両エッジに同期して、カウント値ＩＣＴがカウント値ＣＴ０の下位３ビットの値に変化している。また、被測定信号ＳＩＮの両エッジに同期してカウント値ＣＴ１が変化する。Ｃａｓｅ１は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値が２の場合であり、Ｃａｓｅ２は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値が０の場合である。

カウント値ＯＡＤＤＲは、カウント値ＩＡＤＤＲのカウントアップが開始してから所定の時間が経過した後に初期化される。図２４の例では、カウント値ＣＴ０が１６になるタイミングで、カウント値ＯＡＤＤＲが初期化されている。カウント値ＯＣＴは、カウント値ＯＡＤＤＲに同期して変化し、カウント値ＣＴ０の下位３ビットの値とカウント値ＯＣＴとが一致する毎に、タイミング信号ＴＭの論理レベルが反転している。バッファー回路３５６は、４段のＦＩＦＯレジスターであり、被測定信号ＳＩＮのエッジに同期してカウント値ＣＴ１を取得して保持し、タイミング信号ＴＭのエッジに同期して、カウント値ＣＴ１’を出力する。

Ｃａｓｅ１とＣａｓｅ２とを比較すると、タイミング信号ＴＭの論理レベルが反転するタイミングが異なることにより、カウント値ＣＴ１’の出力タイミングが異なるので、周波数比測定回路２０２の入出力の非線形性に起因する振動整流誤差も異なる。したがって、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を設定することで、カンチレバー共振により最終的に生じる振動整流誤差を低減するように補正することができる。

カウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭの遅延量を制御するための情報であり、記憶部２２０に記憶される。例えば、センサーモジュール１の製造工程において、検査装置が、インターフェース回路２３０を介して、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を順次変更しながら測定値の振動整流誤差を取得し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係を求める。そして、検査装置は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係に基づいて、測定値の振動整流誤差が低減されるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を算出し、算出したカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を、インターフェース回路２３０を介して記憶部２２０の不揮発性メモリーに書き込む。このように、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、センサーモジュール１が測定を開始する前に、振動整流誤差補正装置２の記憶部２２０に記憶される。記憶部２２０に記憶されているカウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、マイクロコントロールユニット２１０によって読み出され、タイミング制御回路３５０のカウンター３５５に設定される。

また、図２４の例では、Ｃａｓｅ１のカウント値ＣＴ１’の出力タイミングとＣａｓｅ２のカウント値ＣＴ１’の出力タイミングとの差は、被測定信号ＳＩＮの１周期に満たない時間であり、群遅延量が固定されていることがわかる。図２５は、図１３のように構成された周波数比測定回路２０２においてタップ数ｎａを異ならせた２通りの場合の同一環境における測定値をプロットした図である。一方、図２６は、図２２のように構成された
周波数比測定回路２０２においてカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を異ならせた２通りの場合の同一環境における測定値をプロットした図である。図２５及び図２６において、横軸は時間であり、縦軸は加速度である。また、実線は一方の測定結果を示し、一点鎖線は他方の測定結果を示す。図２５では２つの測定結果に１ｍｓ程度の群遅延差が生じているのに対して、図２６では２つの測定結果の群遅延差は測定誤差以下であることが確認できる。

なお、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、周波数デルタシグマ変調回路３００は、「第１の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、周波数デルタシグマ変調回路３００の出力信号であるカウント値ＣＴ１は「第１の周波数デルタシグマ変調信号」の一例であり、タイミング制御回路３５０は「第１のタイミング制御回路」の一例である。また、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、第１ローパスフィルター３１０は「第１のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第２のフィルター」の一例である。また、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、タイミング信号ＴＭは「第１のタイミング信号」の一例である。また、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘは「第１の被測定信号」の一例である。

また、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、周波数デルタシグマ変調回路３００は「第２の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、周波数デルタシグマ変調回路３００の出力信号であるカウント値ＣＴ１は「第２の周波数デルタシグマ変調信号」の一例であり、タイミング制御回路３５０は「第３のタイミング制御回路」の一例である。また、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、第１ローパスフィルター３１０は「第４のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第５のフィルター」の一例である。また、図２２の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、タイミング信号ＴＭは「第３のタイミング信号」の一例である。また、被測定信号ＳＩＮ＿Ｙは「第２の被測定信号」の一例である。

図２２では、周波数比測定回路２０２において、第１ローパスフィルター３１０は、タイミング制御回路３５０の直後に設けられているが、第１ローパスフィルター３１０及びタイミング制御回路３５０は、周波数デルタシグマ変調回路３００の出力から第２ローパスフィルター３３０の入力までの信号経路上に設けられていればよい。

例えば、図２７に示すように、周波数比測定回路２０２において、第１ローパスフィルター３１０の直後にタイミング制御回路３５０が設けられていてもよい。図２７の構成の周波数比測定回路２０２が有するタイミング制御回路３５０の構成例を図２８に示す。

図２７の例において、周波数デルタシグマ変調回路３００の動作は、図１３と同じであるので、その説明を省略する。

第１ローパスフィルター３１０は、周波数デルタシグマ変調回路３００から出力される周波数デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１が入力され、被測定信号ＳＩＮに同期して動作する。そして、第１ローパスフィルター３１０は、カウント値ＣＴ１に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値ＣＴ２を出力する。

タイミング制御回路３５０には、第１ローパスフィルター３１０の出力信号であるカウント値ＣＴ２が入力される。そして、タイミング制御回路３５０は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ２をカウント値ＣＴ２’として出力するタイミングを制御する。

ラッチ回路３２０は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、タイミング制御回路３５０から出力されるカウント値ＣＴ２’をラッチし、カウント値ＣＴ３として保持する。

ラッチ回路３２０及び第２ローパスフィルター３３０の動作は、図１３と同じであるので、その説明を省略する。

また、図２８に示すタイミング制御回路３５０は、バッファー回路３５６にカウント値ＣＴ２が入力されてカウント値ＣＴ２’が出力される点及びタイミング信号ＴＭが第１ローパスフィルター３１０に入力されない点を除いて、図２３に示したタイミング制御回路３５０と同じであるので、その説明を省略する。

なお、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、周波数デルタシグマ変調回路３００は、「第１の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、タイミング制御回路３５０は「第１のタイミング制御回路」の一例である。また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、第１ローパスフィルター３１０は「第１のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第２のフィルター」の一例である。また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｘにおいて、タイミング信号ＴＭは「第１のタイミング信号」の一例である。

また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、周波数デルタシグマ変調回路３００は、「第２の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、タイミング制御回路３５０は「第３のタイミング制御回路」の一例である。また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、第１ローパスフィルター３１０は「第４のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第５のフィルター」の一例である。また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２Ｙにおいて、タイミング信号ＴＭは「第３のタイミング信号」の一例である。

１－６．振動整流誤差補正方法
図２９は、図２２の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図２９に示すように、まず、工程Ｓ１０において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ２０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ１０で生成した周波数デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ３０において、振動整流誤差補正装置２は、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ２０で出力するタイミングが制御された信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ４０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ３０の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ３に対して第２のフィルター処理を行う。

工程Ｓ５０において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１０，Ｓ２０，Ｓ３０，Ｓ４０を繰り返し行う。

図３０は、図２７の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３０に示すように、まず、工程Ｓ１１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ２１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮに同期して、工程Ｓ１１で生成した周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ３１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ２１の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ２’を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ４１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ３１でタイミング信号ＴＭに同期して出力するタイミングが制御された信号であるカウント値ＣＴ２’に基づく信号であるカウント値ＣＴ３に対して第２のフィルター処理を行う。

工程Ｓ５１において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ４１を繰り返し行う。

１－７．作用効果
以上に説明したように、第１実施形態のセンサーモジュール１では、振動整流誤差補正装置２において、周波数デルタシグマ変調回路３００が被測定信号ＳＩＮを用いて基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、第１ローパスフィルター３１０が被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭ又は被測定信号ＳＩＮに同期して動作し、第２ローパスフィルター３３０が被測定信号ＳＩＮとは異なる基準信号ＣＬＫに同期して動作する。そのため、周波数デルタシグマ変調信号と第２ローパスフィルター３３０の出力信号との関係に非線形性が生じ、この非線形性によって生じる振動整流誤差は、タイミング信号ＴＭの遅延量に応じて変化する。そのため、タイミング信号ＴＭの遅延量を適切な値に設定することにより、この非線形性によって生じる振動整流誤差と被測定信号ＳＩＮの非対称性によって生じる振動整流誤差とが打ち消しあい、第２ローパスフィルター３３０の出力信号に含まれる振動整流誤差が低減される。また、振動整流誤差補正装置２において、タイミング制御回路３５０は、振動整流誤差が補正されるように、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号の遅延量を制御するのではなく、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御するので、被測定信号ＳＩＮが第２ローパスフィルター３３０の出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定である。したがって、第１実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２は、群遅延量を固定したまま振動整流誤差を補正することができる。

また、第１実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２において、タイミング信号ＴＭの遅延量の情報であるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値が記憶部２２０の不揮発性メモリーに記憶されることにより、当該情報を処理装置３から受け取るこ
となく、振動整流誤差を補正することができる。

また、第１実施形態のセンサーモジュール１では、振動整流誤差補正装置２において、被測定信号ＳＩＮ＿Ｘが周波数比測定回路２０２Ｘの第２ローパスフィルター３３０の出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定であり、被測定信号ＳＩＮ＿Ｙが周波数比測定回路２０２Ｙの第２ローパスフィルター３３０の出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定であり、被測定信号ＳＩＮ＿Ｚが周波数比測定回路２０２Ｚの第２ローパスフィルター３３０の出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定である。そのため、周波数比測定回路２０２Ｘに被測定信号ＳＩＮ＿Ｘが入力されてから対応する信号が出力されるまでの時間と、周波数比測定回路２０２Ｙに被測定信号ＳＩＮ＿Ｙが入力されてから対応する信号が出力されるまでの時間と、周波数比測定回路２０２Ｚに被測定信号ＳＩＮ＿Ｚが入力されてから対応する信号が出力されるまでの時間とがほぼ同じである。したがって、第１実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２において、周波数比測定回路２０２Ｘによる被測定信号ＳＩＮ＿Ｘに対する測定と、周波数比測定回路２０２Ｙによる被測定信号ＳＩＮ＿Ｙに対する測定と、周波数比測定回路２０２Ｚによる被測定信号ＳＩＮ＿Ｚに対する測定とのタイミングを合わせながら振動整流誤差を補正することができるので、測定精度や同期計測の精度が向上する。

２．第２実施形態
以下、第２実施形態のセンサーモジュールについて、第１実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、第１実施形態と重複する説明は省略または簡略し、主に第１実施形態と異なる内容について説明する。

第１実施形態では、タイミング制御回路３５０の動作が被測定信号ＳＩＮに同期するため、振動整流誤差の補正分解能は被測定信号ＳＩＮの周期によって決まり、被測定信号ＳＩＮの周期が長いほど低くなる。そのため、振動整流誤差の補正分解能には一定の限界がある。

そこで、本実施形態では、振動整流誤差の補正分解能を向上させるために、周波数比測定回路２０２を改良する。図３１は、第２実施形態のセンサーモジュール１が備える周波数比測定回路２０２の構成例を示す図である。図３１において、図２２と同じ構成要素には同じ符号が付されている。

図３１の例では、周波数比測定回路２０２は、周波数デルタシグマ変調回路３００と、第１ローパスフィルター３１０と、ラッチ回路３２０と、ラッチ回路３２１と、第２ローパスフィルター３３０と、第１タイミング制御回路３５０－１と、第２タイミング制御回路３５０－２と、第３ローパスフィルター３６０と、乗算器３７１と、乗算器３７２と、加算器３７３と、を備える。

周波数デルタシグマ変調回路３００の動作は、図２２と同じであるので、その説明を省略する。

第１タイミング制御回路３５０－１には、デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１が入力される。そして、第１タイミング制御回路３５０－１は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第１タイミング信号ＴＭ－１を生成し、第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ１をカウント値ＣＴ１’－１として出力するタイミングを制御する。第１タイミング制御回路３５０－１の構成は、図２３に示したタイミング制御回路３５０の構成と同様であるため、その図示及び説明を省略する。

第１ローパスフィルター３１０は、第１タイミング制御回路３５０－１の出力信号であるカウント値ＣＴ１’－１が入力され、第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して動作する。そして、第１ローパスフィルター３１０は、カウント値ＣＴ１’－１に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値ＣＴ２－１を出力する。

ラッチ回路３２０は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、第１ローパスフィルター３１０から出力されるカウント値ＣＴ２－１をラッチし、カウント値ＣＴ３－１として保持する。

第２タイミング制御回路３５０－２には、デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１が入力される。そして、第２タイミング制御回路３５０－２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第２タイミング信号ＴＭ－２を生成し、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ１をカウント値ＣＴ１’－２として出力するタイミングを制御する。第２タイミング制御回路３５０－２の構成は、図２３に示したタイミング制御回路３５０の構成と同様であるため、その図示及び説明を省略する。

第３ローパスフィルター３６０は、第２タイミング制御回路３５０－２の出力信号であるカウント値ＣＴ１’－２が入力され、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して動作する。そして、第３ローパスフィルター３６０は、カウント値ＣＴ１’－２に含まれるノイズ成分を除去又は低減したカウント値ＣＴ２－２を出力する。第３ローパスフィルター３６０の構成は、図１９に示した第１ローパスフィルター３１０の構成と同様であるため、その図示及び説明を省略する。

ラッチ回路３２１は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、第３ローパスフィルター３６０から出力されるカウント値ＣＴ２－２をラッチし、カウント値ＣＴ３－２として保持する。

乗算器３７１は、ラッチ回路３２０が保持するカウント値ＣＴ３－１をａ倍したカウント値を出力する。ａは所定の正の実数である。乗算器３７１から出力されるカウント値は、第１ローパスフィルター３１０の出力信号に基づく第１の信号である。

乗算器３７２は、ラッチ回路３２１が保持するカウント値ＣＴ３－２をｂ倍したカウント値を出力する。ｂは所定の正の実数である。乗算器３７２から出力されるカウント値は、第３ローパスフィルター３６０の出力信号に基づく第２の信号である。

加算器３７３は、第１の信号である乗算器３７１から出力されるカウント値と第２の信号である乗算器３７２から出力されるカウント値とを加算したカウント値ＣＴ４を出力する。加算器３７３から出力されるカウント値ＣＴ４は、第１の信号と第２の信号とに基づく第３の信号である。

第２ローパスフィルター３３０には、第３の信号である加算器３７３から出力されるカウント値ＣＴ４が入力される。そして、第２ローパスフィルター３３０は、基準信号ＣＬＫに同期して動作し、カウント値ＣＴ４に含まれるノイズ成分を除去又は低減した第４の信号であるカウント値を出力する。この第２ローパスフィルター３３０から出力されるカウント値が、カウント値ＣＮＴとしてマイクロコントロールユニット２１０に出力される。

ここで、仮に第１の信号である乗算器３７１から出力されるカウント値が第２ローパスフィルター３３０に入力された場合に第２ローパスフィルター３３０から出力される第５
の信号に含まれる第１の振動整流誤差と、仮に第２の信号である乗算器３７２から出力されるカウント値が第２ローパスフィルター３３０に入力された場合に第２ローパスフィルター３３０から出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なるように、第１タイミング制御回路３５０－１からカウント値ＣＴ１’－１が出力されるタイミング及び第２タイミング制御回路３５０－２からカウント値ＣＴ１’－２が出力されるタイミングが適切なタイミングに制御されている。そのため、加算器３７３における第１の信号と第２の信号との加算により、第１の振動整流誤差と第２の振動整流誤差とが互いに打ち消しあい、第４の信号であるカウント値ＣＮＴに含まれる振動整流誤差が低減される。すなわち、図３１の構成の周波数比測定回路２０２によって、振動整流誤差の補正分解能が向上する。

図３２は、第２実施形態のセンサーモジュール１が備える周波数比測定回路２０２の他の構成例を示す図である。図３２において、図３１と同じ構成要素には同じ符号が付されている。

図３２の例では、周波数比測定回路２０２は、周波数デルタシグマ変調回路３００と、第１ローパスフィルター３１０と、ラッチ回路３２０と、ラッチ回路３２１と、第２ローパスフィルター３３０と、第１タイミング制御回路３５０－１と、第２タイミング制御回路３５０－２と、乗算器３７１と、乗算器３７２と、加算器３７３と、を備える。

周波数デルタシグマ変調回路３００及び第１ローパスフィルター３１０の動作は、図２７と同じであるので、その説明を省略する。

第１タイミング制御回路３５０－１には、第１ローパスフィルター３１０の出力信号であるカウント値ＣＴ２が入力される。そして、第１タイミング制御回路３５０－１は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第１タイミング信号ＴＭ－１を生成し、不図示の第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ２をカウント値ＣＴ２’－１として出力するタイミングを制御する。第１タイミング制御回路３５０－１の構成は、図２８に示したタイミング制御回路３５０の構成と同様であるため、その図示及び説明を省略する。なお、第１タイミング信号ＴＭ－１は、図２８のタイミング信号ＴＭに相当する。

ラッチ回路３２０は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、第１ローパスフィルター３１０から出力されるカウント値ＣＴ２’－１をラッチし、カウント値ＣＴ３－１として保持する。

第２タイミング制御回路３５０－２には、第１ローパスフィルター３１０の出力信号であるカウント値ＣＴ２が入力される。そして、第２タイミング制御回路３５０－２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた不図示の第２タイミング信号ＴＭ－２を生成し、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して、入力された信号であるカウント値ＣＴ２をカウント値ＣＴ２’－２として出力するタイミングを制御する。第２タイミング制御回路３５０－２の構成は、図２８に示したタイミング制御回路３５０の構成と同様であるため、その図示及び説明を省略する。なお、第２タイミング信号ＴＭ－２は、図２８のタイミング信号ＴＭに相当する。

ラッチ回路３２１は、基準信号ＣＬＫの立ち上がりエッジに同期して、第３ローパスフィルター３６０から出力されるカウント値ＣＴ２’－２をラッチし、カウント値ＣＴ３－２として保持する。

乗算器３７１、乗算器３７２、加算器３７３及び第２ローパスフィルター３３０の動作
は、図３１と同じであるので、その説明を省略する。

ここで、仮に第１の信号である乗算器３７１から出力されるカウント値が第２ローパスフィルター３３０に入力された場合に第２ローパスフィルター３３０から出力される第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と、仮に第２の信号である乗算器３７２から出力されるカウント値が第２ローパスフィルター３３０に入力された場合に第２ローパスフィルター３３０から出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なるように、第１タイミング制御回路３５０－１からカウント値ＣＴ２’－１が出力されるタイミング及び第２タイミング制御回路３５０－２からカウント値ＣＴ２’－２が出力されるタイミングが適切なタイミングに制御されている。そのため、加算器３７３における第１の信号と第２の信号との加算により、第１の振動整流誤差と第２の振動整流誤差とが互いに打ち消しあい、第４の信号であるカウント値ＣＮＴに含まれる振動整流誤差が低減される。すなわち、図３２の構成の周波数比測定回路２０２によって、振動整流誤差の補正分解能が向上する。

なお、図３１及び図３２において、周波数デルタシグマ変調回路３００は、「第１の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、第１タイミング制御回路３５０－１は「第１のタイミング制御回路」の一例であり、第２タイミング制御回路３５０－２は「第２のタイミング制御回路」の一例である。また、第１タイミング信号ＴＭ－１は「第１のタイミング信号」の一例であり、第２タイミング信号ＴＭ－２は「第２のタイミング信号」の一例である。また、第１ローパスフィルター３１０は「第１のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第２のフィルター」の一例である。

例えば、センサーモジュール１の製造工程において、検査装置が、インターフェース回路２３０を介して、第１タイミング制御回路３５０－１におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値と第２タイミング制御回路３５０－２におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を同じ値に保って順次変更しながら測定値の振動整流誤差を取得し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係を求める。そして、検査装置は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係に基づいて、測定値の振動整流誤差が低減される第１タイミング制御回路３５０－１におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値及び第２タイミング制御回路３５０－２におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を算出し、算出したこれらのカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を、インターフェース回路２３０を介して記憶部２２０の不揮発性メモリーに書き込む。このように、第１タイミング制御回路３５０－１におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値及び第２タイミング制御回路３５０－２におけるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、センサーモジュール１が測定を開始する前に、振動整流誤差補正装置２の記憶部２２０に記憶される。記憶部２２０に記憶されているこれらのカウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、マイクロコントロールユニット２１０によって読み出され、第１タイミング制御回路３５０－１のカウンター３５５及び第２タイミング制御回路３５０－２のカウンター３５５にそれぞれ設定される。

図３３は、図３１の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３３に示すように、まず、工程Ｓ１１０において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ１２０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第１タイミング信号ＴＭ－１を生成し、第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して、工程Ｓ１１０で生成した周波数
デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’－１を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ１３０において、振動整流誤差補正装置２は、第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して、工程Ｓ１２０で出力するタイミングが制御された信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’－１に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ１４０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第２タイミング信号ＴＭ－２を生成し、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して、工程Ｓ１１０で生成した周波数デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’－２を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ１５０において、振動整流誤差補正装置２は、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して、工程Ｓ１４０で出力するタイミングが制御された信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’－２に対して第３のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ１６０において、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１３０の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２－１に基づく第１の信号と、工程Ｓ１５０の第３のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２－２に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号であるカウント値ＣＴ４を生成する。

次に、工程Ｓ１７０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ１６０で生成した第３の信号であるカウント値ＣＴ４に対して第２のフィルター処理を行って第４の信号であるカウント値ＣＮＴを生成する。

工程Ｓ１８０において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１１０，Ｓ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１４０，Ｓ１５０，Ｓ１６０，Ｓ１７０を繰り返し行う。

図３４は、図３２の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３４に示すように、まず、工程Ｓ１１１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ１２１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮに同期して、工程Ｓ１１１で生成した周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ１３１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第１タイミング信号ＴＭ－１を生成し、第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して、工程Ｓ１２１の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ２’－１を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ１４１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させた第２タイミング信号ＴＭ－２を生成し、第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して、工程Ｓ１２１の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ
２’－２を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ１５１において、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１３１で第１タイミング信号ＴＭ－１に同期して出力するタイミングが制御された信号であるカウント値ＣＴ２’－１に基づく第１の信号と、工程Ｓ１４１で第２タイミング信号ＴＭ－２に同期して出力するタイミングが制御された信号であるカウント値ＣＴ２’－２に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号であるカウント値ＣＴ４を生成する。

次に、工程Ｓ１６１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ１５１で生成した第３の信号であるカウント値ＣＴ４に対して第２のフィルター処理を行って第４の信号であるカウント値ＣＮＴを生成する。

工程Ｓ１７１において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ１１１，Ｓ１２１，Ｓ１３１，Ｓ１４１，Ｓ１５１，Ｓ１６１を繰り返し行う。

以上に説明した第２実施形態のセンサーモジュール１によれば、第１実施形態のセンサーモジュール１と同様の効果を奏する。

また、第２実施形態のセンサーモジュール１では、振動整流誤差補正装置２において、周波数デルタシグマ変調信号と、第５の信号及び第６の信号との関係に非線形性が生じる。そして、第１タイミング信号ＴＭ－１の遅延量と第２タイミング信号ＴＭ－２の遅延量とを異ならせることにより、周波数デルタシグマ変調信号と第５の信号との関係の非線形性と、周波数デルタシグマ変調信号と第６の信号との関係の非線形性とは程度が異なる。したがって、第２実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２において、第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と、第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差との極性が異なるように、第１タイミング信号ＴＭ－１の遅延量と第２タイミング信号ＴＭ－２の遅延量とが適切な値に設定された第１の信号と第２の信号とを用いることにより、振動整流誤差の補正分解能が向上するため、第４の信号に含まれる振動整流誤差を効果的に低減することができる。その結果、測定値の振動整流誤差を効果的に低減することができるので、物理量の測定精度が向上する。

３．第３実施形態
以下、第３実施形態のセンサーモジュールについて、第１実施形態又は第２実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、第１実施形態又は第２実施形態と重複する説明は省略または簡略し、主に第１実施形態及び第２実施形態と異なる内容について説明する。

図３５は、第３実施形態のセンサーモジュール１が備える周波数比測定回路２０２の構成例を示す図である。図３５において、図２２と同じ構成要素には同じ符号が付されている。

図３５の例では、周波数比測定回路２０２は、周波数デルタシグマ変調回路３００と、第１ローパスフィルター３１０と、ラッチ回路３２０と、第２ローパスフィルター３３０と、タイミング制御回路３５０と、遅延素子３７４と、遅延素子３７５と、加算器３７６と、を備える。

周波数デルタシグマ変調回路３００、タイミング制御回路３５０、第１ローパスフィルター３１０、ラッチ回路３２０及び第２ローパスフィルター３３０の動作は、図２２と同じであるので、その説明を省略する。

遅延素子３７４は、基準信号ＣＬＫに同期して、第２ローパスフィルター３３０の出力
信号であるカウント値ＣＴ４をａ倍して遅延させたカウント値を出力する。遅延素子３７４のタップ数はｎａである。ａは正の実数である。例えば、遅延素子３７４は、乗算器と、ｎａ個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターとによって実現される。遅延素子３７４から出力されるカウント値は、第２のフィルターの出力信号に基づく第１の群遅延量を有する第１の信号である。

遅延素子３７５は、基準信号ＣＬＫに同期して、第２ローパスフィルター３３０の出力信号であるカウント値ＣＴ４をｂ倍して遅延させたカウント値を出力する。ｂは正の実数である。遅延素子３７５のタップ数はｎｂである。例えば、遅延素子３７５は、乗算器と、ｎｂ個のレジスターがシリアルに接続されたシフトレジスターとによって実現される。遅延素子３７５から出力されるカウント値は、第２のフィルターの出力信号に基づく第１の群遅延量とは異なる第２の群遅延量を有する第１の信号である。

加算器３７６は、第１の信号である遅延素子３７４から出力されるカウント値と第２の信号である遅延素子３７５から出力されるカウント値とを加算したカウント値を出力する。加算器３７３から出力されるカウント値ＣＴ４は、第１の信号と第２の信号とに基づく第３の信号である。この加算器３７３から出力されるカウント値が、カウント値ＣＮＴとしてマイクロコントロールユニット２１０に出力される。

ここで、第１の信号である遅延素子３７４から出力されるカウント値に含まれる第１の振動整流誤差と、第２の信号である遅延素子３７５から出力されるカウント値に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なるように、第１の群遅延量と第２の群遅延量とが適切な値に設定される。そのため、加算器３７６における第１の信号と第２の信号との加算により、第１の振動整流誤差と第２の振動整流誤差とが互いに打ち消しあい、第３の信号であるカウント値ＣＮＴに含まれる振動整流誤差が低減される。すなわち、図３５の構成の周波数比測定回路２０２によって、振動整流誤差の補正分解能が向上する。

図３５では、周波数比測定回路２０２において、第１ローパスフィルター３１０は、タイミング制御回路３５０の直後に設けられているが、第１ローパスフィルター３１０及びタイミング制御回路３５０は、周波数デルタシグマ変調回路３００の出力から第２ローパスフィルター３３０の入力までの信号経路上に設けられていればよい。

例えば、図３６に示すように、周波数比測定回路２０２において、第１ローパスフィルター３１０の直後にタイミング制御回路３５０が設けられていてもよい。図３６の例において、周波数デルタシグマ変調回路３００、第１ローパスフィルター３１０、タイミング制御回路３５０、ラッチ回路３２０及び第２ローパスフィルター３３０の動作は、図２７と同じであるので、その説明を省略する。また、遅延素子３７４、遅延素子３７５及び加算器３７６の動作は、図３５と同じであるので、その説明を省略する。

なお、図３５及び図３６において、周波数デルタシグマ変調回路３００は、「第１の周波数デルタシグマ変調回路」の一例であり、タイミング制御回路３５０は「第１のタイミング制御回路」の一例である。また、タイミング信号ＴＭは「第１のタイミング信号」の一例である。また、第１ローパスフィルター３１０は「第１のフィルター」の一例であり、第２ローパスフィルター３３０は「第２のフィルター」の一例である。

例えば、センサーモジュール１の製造工程において、検査装置が、インターフェース回路２３０を介して、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を順次変更しながら測定値の振動整流誤差を取得し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係を求める。そして、検査装置は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係に基づいて、測定値の振動整流誤差が低減されるカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を算出する。さらに、カウ
ント値ＯＡＤＤＲの初期値を算出した値に設定した状態で、検査装置が、インターフェース回路２３０を介して、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を算出した値に設定し、タップ数ｎａ，ｎｂを同じ値に保って順次変更しながら測定値の振動整流誤差を取得し、タップ数と振動整流誤差との関係を求める。そして、検査装置は、タップ数と振動整流誤差との関係に基づいて、測定値の振動整流誤差が低減されるタップ数ｎａ，ｎｂ及び実数ａ，ｂを算出する。検査装置は、算出したカウント値ＯＡＤＤＲの初期値、タップ数ｎａ，ｎｂ及び実数ａ，ｂを、インターフェース回路２３０を介して記憶部２２０の不揮発性メモリーに書き込む。このように、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値、タップ数ｎａ，ｎｂ及び実数ａ，ｂは、センサーモジュール１が測定を開始する前に、振動整流誤差補正装置２の記憶部２２０に記憶される。記憶部２２０に記憶されているカウント値ＯＡＤＤＲの初期値は、マイクロコントロールユニット２１０によって読み出され、タイミング制御回路３５０のカウンター３５５に設定される。また、記憶部２２０に記憶されているタップ数ｎａ，ｎｂ及び実数ａ，ｂは、マイクロコントロールユニット２１０によって読み出され、遅延素子３７４，３７５に設定される。

図３７は、図３５の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３７に示すように、まず、工程Ｓ２１０において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ２２０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ２１０で生成した周波数デルタシグマ変調信号であるカウント値ＣＴ１に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ２３０において、振動整流誤差補正装置２は、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ２２０で出力するタイミングが制御された信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１’に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ２４０において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ２３０の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ３に対して第２のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ２５０において、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ２４０の第２のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ４に基づく第１の群遅延量を有する第１の信号と、工程Ｓ２４０の第２のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ４に基づく第１の群遅延量とは異なる第２の群遅延量を有する第２の信号と、に基づく第３の信号であるカウント値ＣＮＴを生成する。

工程Ｓ２６０において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ２１０，Ｓ２２０，Ｓ２３０，Ｓ２４０，Ｓ２５０を繰り返し行う。

図３８は、図３６の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３８に示すように、まず、工程Ｓ２１１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮを用いて、基準信号ＣＬＫを周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグ
マ変調信号を生成する。

次に、工程Ｓ２２１において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮに同期して、工程Ｓ２１１で生成した周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号であるカウント値ＣＴ１に対して第１のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ２３１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫのパルス数のカウント値ＣＴ０に基づいて、被測定信号ＳＩＮを遅延させたタイミング信号ＴＭを生成し、タイミング信号ＴＭに同期して、工程Ｓ２２１の第１のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ２に基づく信号であるカウント値ＣＴ２’を出力するタイミングを制御する。

次に、工程Ｓ２４１において、振動整流誤差補正装置２は、基準信号ＣＬＫに同期して、工程Ｓ２３１でタイミング信号ＴＭに同期して出力するタイミングが制御された信号であるカウント値ＣＴ２’に基づく信号であるカウント値ＣＴ３に対して第２のフィルター処理を行う。

次に、工程Ｓ２５１において、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ２４１の第２のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ４に基づく第１の群遅延量を有する第１の信号と、工程Ｓ２４１の第２のフィルター処理によって得られた信号であるカウント値ＣＴ４に基づく第１の群遅延量とは異なる第２の群遅延量を有する第２の信号と、に基づく第３の信号であるカウント値ＣＮＴを生成する。

工程Ｓ２６１において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ２１１，Ｓ２２１，Ｓ２３１，Ｓ２４１，Ｓ２５１を繰り返し行う。

以上に説明した第３実施形態のセンサーモジュール１によれば、第１実施形態のセンサーモジュール１と同様の効果を奏する。

また、第３実施形態のセンサーモジュール１では、振動整流誤差補正装置２において、周波数デルタシグマ変調信号と第１の信号及び第２の信号との関係に非線形性が生じる。そして、第１の信号が有する第１の群遅延量と第２の信号が有する第２の群遅延量とが異なることにより、周波数デルタシグマ変調信号と第１の信号との関係の非線形性と、周波数デルタシグマ変調信号と第２の信号との関係の非線形性とは程度が異なる。したがって、第３実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２において、第１の信号に含まれる第１の振動整流誤差と第２の信号に含まれる第２の振動整流誤差との極性が異なるように、第１の群遅延量と第２の群遅延量とが適切な値に設定された第１の信号と第２の信号とを用いることにより、振動整流誤差の補正分解能が向上するため、第３の信号であるカウント値ＣＮＴに含まれる振動整流誤差を効果的に低減することができる。その結果、測定値の振動整流誤差を効果的に低減することができるので、物理量の測定精度が向上する。

４．第４実施形態
以下、第４実施形態のセンサーモジュールについて、第１実施形態、第２実施形態又は第３実施形態と同様の構成要素には同じ符号を付し、第１実施形態、第２実施形態又は第３実施形態と重複する説明は省略または簡略し、主に第１実施形態、第２実施形態及び第３実施形態と異なる内容について説明する。

物理量センサー２００の感度はカンチレバー共振周波数と強く相関するので、カンチレバー共振周波数を計測することで物理量センサー２００の感度異常をチェックすることが
できる。例えば、カンチレバーに固定されている錘が何らかの理由で欠落するとカンチレバーの質量が減少するためカンチレバー共振周波数は高周波へシフトする。同時に物理量センサー２００の感度が低下し、物理量センサー２００の感度異常となって現れる。また、強い衝撃等でカンチレバーが損傷を受けた場合も物理量センサー２００の感度異常となって現れ、カンチレバー共振周波数もシフトする。したがって、カンチレバー共振周波数を同定することは、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているか否かを判定するための１つの手法となる。一般に共振周波数の同定にはＦＦＴを用いることができるが、カンチレバー共振周波数は測定対象の信号帯域よりも高い周波数であり、共振周波数成分は第１ローパスフィルター３１０及び第２ローパスフィルター３３０によって減衰するため、共振周波数を高精度に同定するには何らかの工夫が必要となる。図２１を用いて説明したように、タイミング制御回路３５０からカウント値が出力されるタイミングの変化に対して振動整流誤差は一定周期で変化する。この周期はカンチレバー共振周波数と物理量検出素子４０の周波数によって決まり、カンチレバー共振周波数もしくは物理量検出素子４０の周波数が変化すると、振動整流誤差の変動周期も変化する。したがって、タイミング制御回路３５０からのカウント値の出力タイミングの変化に対する振動整流誤差の変化の周期を計測することで、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているかどうかの判定指標を得ることができる。

第４実施形態のセンサーモジュール１の構造及び機能的構成は、第１実施形態、第２実施形態又は第３実施形態と同様であるため、その図示及び説明を省略する。

第４実施形態のセンサーモジュール１では、振動整流誤差補正装置２は、前述した被測定信号ＳＩＮと基準信号ＣＬＫとの周波数比を測定する通常動作モードと、物理量センサー２００の感度チェックを行う検査モードと、を有する。マイクロコントロールユニット２１０が、インターフェース回路２３０を介して、処理装置３から所定のコマンドを受け取ることによって、振動整流誤差補正装置２が通常動作モード又は検査モードに設定される。例えば、センサーモジュール１の製造工程において、検査装置が振動整流誤差補正装置２を検査モードに設定し、振動整流誤差補正装置２が物理量センサー２００の感度チェックを行ってもよい。検査装置は、感度チェックの結果に基づいてセンサーモジュール１の良品選別を行ってもよい。あるいは、センサーモジュール１の設置後、稼働前に、処理装置３が、振動整流誤差補正装置２を検査モードに設定し、振動整流誤差補正装置２が物理量センサー２００の感度チェックを行う。処理装置３は、感度チェックの結果に基づいて物理量センサー２００の感度に異常がなければ振動整流誤差補正装置２を通常動作モードに設定してセンサーモジュール１を稼働させる。通常動作モードでは、第１実施形態、第２実施形態又は第３実施形態と同様、振動整流誤差が補正された測定値が得られる。また、処理装置３は、定期的に振動整流誤差補正装置２を検査モードに設定し、振動整流誤差補正装置２が感度チェックを行ってもよい。なお、通常動作モードは「第１の動作モード」の一例であり、検査モードは「第２の動作モード」の一例である。

検査モードでは、安定した振動環境下で物理量センサー２００を動作させ、マイクロコントロールユニット２１０が、制御回路として機能し、タイミング制御回路３５０からのカウント値の出力タイミングを変化させながら、物理量センサー２００の出力信号に基づいて、振動整流誤差の出力タイミング依存性を取得する。そのために、まず、マイクロコントロールユニット２１０は、第２ローパスフィルター３３０のカットオフ周波数を通常動作モードよりも低くする。具体的には、マイクロコントロールユニット２１０は、第２ローパスフィルター３３０の出力値に含まれる振動整流誤差が強調されるように、第２ローパスフィルター３３０のカットオフ周波数を例えば数Ｈｚに設定する。例えば、マイクロコントロールユニット２１０は、第２ローパスフィルター３３０のタップ数を通常動作モードよりも増やすことによって、カットオフ周波数を低くしてもよい。

さらに、マイクロコントロールユニット２１０は、図２３又は図２８に示した構成のタイミング制御回路３５０に対してカウント値ＯＡＤＤＲの初期値を順次変更しながら測定値の振動整流誤差を取得し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差とを対応づけて記憶部２２０に記憶させる。

処理装置３は、インターフェース回路２３０を介して記憶部２２０からカウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との対応情報を読み出し、図１７に示したようなタップ数と振動整流誤差との関係をプロットしたグラフと同様の、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係をプロットしたグラフから振動整流誤差が変化する周期を算出する。この周期はカンチレバー共振周波数と物理量検出素子４０の周波数によって決まるので、処理装置３は、カンチレバー共振周波数を逆算することができる。処理装置３は、算出したカンチレバー共振周波数に基づいて、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているか否かを判定することができる。

あるいは、マイクロコントロールユニット２１０が、記憶部２２０からカウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との対応情報を読み出し、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値と振動整流誤差との関係をプロットしたグラフに基づいてカンチレバー共振周波数を算出し、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているか否かを判定してもよい。

図３９は、第４実施形態の振動整流誤差補正装置２による振動整流誤差補正方法の手順の一例を示すフローチャート図である。

図３９に示すように、まず、工程Ｓ３１０において通常動作モードに設定されている場合、工程Ｓ３２０において、振動整流誤差補正装置２は、被測定信号ＳＩＮと基準信号ＣＬＫとの周波数比を測定する。具体的には、図２２の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図２９の工程Ｓ１０，Ｓ２０，Ｓ３０，Ｓ４０を行う。また、図２７の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図３０の工程Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ４１を行う。また、図３１の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図３３の工程Ｓ１１０，Ｓ１２０，Ｓ１３０，Ｓ１４０，Ｓ１５０，Ｓ１６０，Ｓ１７０を行う。また、図３２の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図３４の工程Ｓ１１１，Ｓ１２１，Ｓ１３１，Ｓ１４１，Ｓ１５１，Ｓ１６１を行う。また、図３５の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図３７の工程Ｓ２１０，Ｓ２２０，Ｓ２３０，Ｓ２４０，Ｓ２５０を行う。また、図３６の構成の周波数比測定回路２０２を備える振動整流誤差補正装置２は、図３８の工程Ｓ２１１，Ｓ２２１，Ｓ２３１，Ｓ２４１，Ｓ２５１を行う。

工程Ｓ３３０において、測定を終了するまで、振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ３２０を繰り返し行う。

工程Ｓ３１０において通常動作モードに設定されておらず、工程Ｓ３４０において検査モードに設定されている場合、工程Ｓ３５０において、振動整流誤差補正装置２は、第２ローパスフィルター３３０のカットオフ周波数を通常動作モードよりも低くする。

次に、工程Ｓ３６０において、振動整流誤差補正装置２は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を所定値に設定する。

次に、工程Ｓ３７０において、振動整流誤差補正装置２は、周波数比測定回路２０２の出力値であるカウント値ＣＮＴを取得する。

次に、工程Ｓ３８０において、振動整流誤差補正装置２は、感度判定に必要な周波数比測定回路２０２の出力値をすべて取得したか否かを判定する。

必要な出力値の取得が完了していない場合は、工程Ｓ３９０において、振動整流誤差補正装置２は、カウント値ＯＡＤＤＲの初期値を変更する。

そして、必要な出力値の取得が完了すると、工程Ｓ４００において、処理装置３又は振動整流誤差補正装置２は、工程Ｓ３７０において取得した周波数比測定回路２０２の出力値を用いて、振動整流誤差の変化の周期を算出する。

次に、工程Ｓ４１０において、処理装置３又は振動整流誤差補正装置２は、振動整流誤差の変化の周期からカンチレバー共振周波数を算出する。

次に、工程Ｓ４２０において、処理装置３又は振動整流誤差補正装置２は、カンチレバー共振周波数に基づいて、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているか否かを判定する。

そして、工程Ｓ４３０において、振動整流誤差補正装置２の検査モードを終了し、工程Ｓ３１０以降が繰り返される。

以上に説明した第４実施形態のセンサーモジュール１によれば、第１実施形態、第２実施形態又は第３実施形態のセンサーモジュール１と同様、振動整流誤差補正装置２において、通常動作モードでは振動整流誤差が低減された測定値が得られる。

一方、検査モードでは、第２ローパスフィルター３３０のカットオフ周波数を通常動作モードよりも低くすることにより、第２ローパスフィルター３３０から出力される信号に含まれる振動整流誤差が強調される。したがって、第３実施形態のセンサーモジュール１によれば、振動整流誤差補正装置２が、検査モードにおいて、タイミング信号ＴＭの遅延量と振動整流誤差との関係を示す情報又は第１タイミング信号ＴＭ－１の遅延量及び第２タイミング信号ＴＭ－２の遅延量と振動整流誤差との関係を示す情報が得られる。振動整流誤差補正装置２、検査装置あるいは処理装置３は、この情報を用いることにより、物理量センサー２００のカンチレバー共振周波数を算出し、カンチレバー共振周波数に基づいて、物理量センサー２００の感度が仕様内に入っているか否かを判定することができる。

５．変形例
本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。

例えば、上記の各実施形態では、センサーモジュール１は、物理量センサー２００を３つ有しているが、センサーモジュール１が有する物理量センサー２００の数は、１つ、２つ又は４つ以上であってもよい。

また、上記の各実施形態では、物理量センサー２００として加速度センサーを備えたセンサーモジュール１を例に挙げたが、センサーモジュール１は、物理量センサー２００として、角速度センサー、圧力センサー、光学センサー等のセンサーを備えていてもよい。また、センサーモジュール１は、加速度センサー、角速度センサー、圧力センサー、光学センサー等の各種の物理量センサーのうちの２種類以上の物理量センサーを備えていてもよい。

また、上記の各実施形態では、物理量センサー２００が有する物理量検出素子４０とし
て水晶を用いて構成された素子を例に挙げたが、物理量検出素子４０は、水晶以外の圧電素子を用いて構成されていてもよいし、静電容量型のＭＥＭＳ素子であってもよい。ＭＥＭＳは、Micro Electro Mechanical Systemsの略である。

また、上記の各実施形態では、第１のフィルターとして第１ローパスフィルター３１０を例に挙げ、第２のフィルターとして第２ローパスフィルター３３０を例に挙げ、第３のフィルターとして第３ローパスフィルター３６０を例に挙げたが、第１のフィルター、第２のフィルター及び第３のフィルターは、ハイパスフィルター、バンドパスフィルター又は平滑化フィルターであってもよい。同様に、第１のフィルター処理、第２のフィルター処理及び第３のフィルター処理は、ローパスフィルター処理以外にも、ハイパスフィルター処理、バンドパスフィルター処理又は平滑化フィルター処理であってもよい。

本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。

上述した実施形態および変形例は一例であって、これらに限定されるわけではない。例えば、各実施形態および各変形例を適宜組み合わせることも可能である。

本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成、例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

上述した実施形態および変形例から以下の内容が導き出される。

振動整流誤差補正装置の一態様は、
基準信号を出力する基準信号発生回路と、
第１の被測定信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第１の周波数デルタシグマ変調信号を生成する第１の周波数デルタシグマ変調回路と、
第１のフィルターと、
前記基準信号に同期して動作する第２のフィルターと、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第１の被測定信号を遅延させた第１のタイミング信号を生成し、前記第１のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第１のタイミング制御回路と、を備え、
前記第１のフィルター及び前記第１のタイミング制御回路は、前記第１の周波数デルタシグマ変調回路の出力から前記第２のフィルターの入力までの信号経路上に設けられている。

この振動整流誤差補正装置では、周波数デルタシグマ変調回路が第１の被測定信号を用いて基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第２のフィルターが第１の被測定信号とは異なる基準信号に同期して動作するので、周波数デルタシグマ変調信号と第２のフィルターの出力信号との関係に非線形性が生じる。そして、この非線形性によって生じる振動整流誤差は、第１のタイミング信号の遅延量に応じて変化する。そのため、第１のタイミング信号の遅延量を適切な値に設定することにより、この非線形性によって生じる振動整流誤差と第１の被測定信号の非対称性によって生じる振動整流誤差とが打ち消しあい、第２のフィルターの出力信号に含まれる振動整流誤差が低減される。また、振動整流誤差が補正されるように、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号の遅延量を制御するのではなく、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御するので、第１
の被測定信号が第２のフィルターの出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定である。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、群遅延量を固定したまま振動整流誤差を補正することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様は、
前記第１のタイミング信号の遅延量を制御するための情報を記憶する記憶部を備えてもよい。

この振動整流誤差補正装置によれば、第１のタイミング信号の遅延量の情報を外部装置から受け取ることなく、振動整流誤差を補正することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様において、
前記第１のタイミング制御回路には、前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、
前記第１のフィルターは、前記第１のタイミング制御回路の出力信号が入力され、前記第１のタイミング信号に同期して動作してもよい。

前記振動整流誤差補正装置の一態様は、
前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第１の被測定信号を遅延させた第２のタイミング信号を生成し、前記第２のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第２のタイミング制御回路と、
前記第２のタイミング制御回路の出力信号が入力され、前記第１のタイミング信号に同期して動作する第３のフィルターと、を備え、
前記第２のフィルターは、前記第１のフィルターの出力信号に基づく第１の信号と、前記第３のフィルターの出力信号に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号が入力されて第４の信号を出力し、
仮に前記第１の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と、仮に前記第２の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なってもよい。

この振動整流誤差補正装置では、周波数デルタシグマ変調信号と第５の信号及び第６の信号との関係に非線形性が生じる。そして、第１のタイミング信号の遅延量と第２のタイミング信号の遅延量とを異ならせることにより、周波数デルタシグマ変調信号と第５の信号との関係の非線形性と、周波数デルタシグマ変調信号と第６の信号との関係の非線形性とは程度が異なる。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差との極性が異なるように、第１のタイミング信号の遅延量と第２のタイミング信号の遅延量とが適切な値に設定された第１の信号と第２の信号とを用いることにより、振動整流誤差の補正分解能が向上するため、第４の信号に含まれる振動整流誤差を効果的に低減することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様において、
前記第１のフィルターは、前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、前記第１の被測定信号に同期して動作し、
前記第１のタイミング制御回路には、前記第１のフィルターの出力信号が入力されてもよい。

前記振動整流誤差補正装置の一態様は、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて前記第１の被測定信号を遅延させた第
２のタイミング信号を生成し、前記第２のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第２のタイミング制御回路と、を備え、
前記第２のタイミング制御回路には、前記第１のフィルターの出力信号が入力され、
前記第２のフィルターは、前記第１のタイミング制御回路の出力信号に基づく第１の信号と、前記第２のタイミング制御回路の出力信号に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号が入力されて第４の信号を出力し、
仮に前記第１の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と、仮に前記第２の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なってもよい。

この振動整流誤差補正装置では、周波数デルタシグマ変調信号と第５の信号及び第６の信号との関係に非線形性が生じる。そして、第１のタイミング信号の遅延量と第２のタイミング信号の遅延量とを異ならせることにより、周波数デルタシグマ変調信号と第５の信号との関係の非線形性と、周波数デルタシグマ変調信号と第６の信号との関係の非線形性とは程度が異なる。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差と第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差との極性が異なるように、第１のタイミング信号の遅延量と第２のタイミング信号の遅延量とが適切な値に設定された第１の信号と第２の信号とを用いることにより、振動整流誤差の補正分解能が向上するため、第４の信号に含まれる振動整流誤差を効果的に低減することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様において、
前記第２のフィルターの出力信号に基づく第１の群遅延量を有する第１の信号と、前記第２のフィルターに基づく前記第１の群遅延量とは異なる第２の群遅延量を有する第２の信号と、に基づく第３の信号を生成し、
前記第１の信号に含まれる第１の振動整流誤差と前記第２の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なってもよい。

この振動整流誤差補正装置では、周波数デルタシグマ変調信号と第２のフィルターの出力信号に基づく第１の信号及び第２のフィルターの出力信号に基づく第２の信号との関係に非線形性が生じる。そして、第１の信号が有する第１の群遅延量と第２の信号が有する第２の群遅延量とが異なることにより、周波数デルタシグマ変調信号と第１の信号との関係の非線形性と、周波数デルタシグマ変調信号と第２の信号との関係の非線形性とは程度が異なる。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、第１の信号に含まれる第１の振動整流誤差と第２の信号に含まれる第２の振動整流誤差との極性が異なるように、第１の群遅延量と第２の群遅延量とが適切な値に設定された第１の信号と第２の信号とを用いることにより、振動整流誤差の補正分解能が向上するため、第３の信号に含まれる振動整流誤差を効果的に低減することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様は、
前記第１の被測定信号と前記基準信号との周波数比を測定する第１の動作モードと、前記第２のフィルターのカットオフ周波数が前記第１の動作モードよりも低い第２の動作モードと、を有してもよい。

この振動整流誤差補正装置では、第１の動作モードでは第２のフィルターの出力信号に含まれる振動整流誤差の低減効果が得られる。一方、第２の動作モードでは、第２のフィルターのカットオフ周波数が第１の動作モードよりも低いので、第２のフィルターの出力信号に含まれる振動整流誤差が強調される。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、第２の動作モードにおいて、第１のタイミング信号の遅延量を変更しながら、第２のフィルターの出力信号を取得することにより、第１のタイミング信号の遅延量と振動整
流誤差との関係を示す情報が得られる。振動整流誤差補正装置あるいは外部装置は、この情報を用いることにより、例えば、被測定信号を出力するセンサーの構造共振の周波数を算出し、当該構造共振の周波数に基づいて、センサーの感度が仕様内に入っているか否かを判定することができる。

前記振動整流誤差補正装置の一態様は、
第２の被測定信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第２の周波数デルタシグマ変調信号を生成する第２の周波数デルタシグマ変調回路と、
前記第２の被測定信号に同期して動作する第４のフィルターと、
前記基準信号に同期して動作する第５のフィルターと、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第２の被測定信号を遅延させた第３のタイミング信号を生成し、前記第３のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第３のタイミング制御回路と、を備え、
前記第４のフィルター及び前記第３のタイミング制御回路は、前記第２の周波数デルタシグマ変調回路の出力から前記第５のフィルターの入力までの信号経路上に設けられていてもよい。

この振動整流誤差補正装置では、第１の被測定信号が第２のフィルターの出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定であり、第２の被測定信号が第５のフィルターの出力まで伝搬する信号経路の群遅延量も一定である。そのため、第１の被測定信号が入力されてから、第２のフィルターから対応する信号が出力されるまでの時間と、第２の被測定信号が入力されてから、第５のフィルターから対応する信号が出力されるまでの時間とがほぼ同じである。したがって、この振動整流誤差補正装置によれば、第１の被測定信号に対する測定と第２の被測定信号に対する測定とのタイミングを合わせながら振動整流誤差を補正することができる。

センサーモジュールの一態様は、
前記振動整流誤差補正装置の一態様と、
物理量センサーと、を備え、
前記第１の被測定信号は、前記物理量センサーの出力信号に基づく信号である。

このセンサーモジュールによれば、振動整流誤差補正装置を備えることにより、群遅延量を固定したまま物理量センサーの出力信号に基づく測定値の振動整流誤差を補正することができるので、測定精度が向上する。

センサーモジュールの他の一態様は、
前記振動整流誤差補正装置の一態様と、
第１の物理量センサーと、
第２の物理量センサーと、を備え、
前記第１の被測定信号は、前記第１の物理量センサーの出力信号に基づく信号であり、
前記第２の被測定信号は、前記第２の物理量センサーの出力信号に基づく信号である。

このセンサーモジュールによれば、振動整流誤差補正装置を備えることにより、群遅延量を固定したまま第１の物理量センサーの出力信号に基づく測定値の振動整流誤差及び第２の物理量センサーの出力信号に基づく測定値の振動整流誤差を補正することができるので、測定精度や同期計測の精度が向上する。

振動整流誤差補正方法の一態様は、
被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
前記タイミング信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
前記基準信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む。

この振動整流誤差補正方法では、被測定信号を遅延させたタイミング信号に同期して第１のフィルター処理を行い、被測定信号とは異なる基準信号に同期して第２のフィルターを行うので、周波数デルタシグマ変調信号と第２のフィルターの出力信号との関係に非線形性が生じる。そして、この非線形性によって生じる振動整流誤差は、タイミング信号の遅延量に応じて変化する。そのため、タイミング信号の遅延量を適切な値に設定することにより、この非線形性によって生じる振動整流誤差と被測定信号の非対称性によって生じる振動整流誤差とが打ち消しあい、第２のフィルターの出力信号に含まれる振動整流誤差が低減される。また、振動整流誤差が補正されるように、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号の遅延量を制御するのではなく、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御するので、被測定信号が第２のフィルターの出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定である。したがって、この振動整流誤差補正方法によれば、群遅延量を固定したまま振動整流誤差を補正することができる。

振動整流誤差補正方法の他の一態様は、
被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
前記被測定信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
前記基準信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む。

この振動整流誤差補正方法では、被測定信号に同期して第１のフィルター処理を行い、被測定信号とは異なる基準信号に同期して第２のフィルターを行うので、周波数デルタシグマ変調信号と第２のフィルターの出力信号との関係に非線形性が生じる。そして、この非線形性によって生じる振動整流誤差は、タイミング信号の遅延量に応じて変化する。そのため、タイミング信号の遅延量を適切な値に設定することにより、この非線形性によって生じる振動整流誤差と被測定信号の非対称性によって生じる振動整流誤差とが打ち消しあい、第２のフィルターの出力信号に含まれる振動整流誤差が低減される。また、振動整流誤差が補正されるように、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号の遅延量を制御するのではなく、周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御するので、被測定信号が第２のフィルターの出力まで伝搬する信号経路の群遅延量は一定である。したがって、この振動整流誤差補正方法によれば、群遅延量を固定したまま振動整流誤差を補正することができる。

１…センサーモジュール、２…振動整流誤差補正装置、３…処理装置、５…基板部、１０…基部、１２…継手部、１３…可動部、３０ａ，３０ｂ…支持部、３４…パッケージ接合部、３６ａ，３６ｂ…接合部、３８ａ，３８ｂ…延出部、４０…物理量検出素子、５０，５２，５４，５６…錘、６２…接合部材、１０１…容器、１０２…蓋、１０３…ネジ穴、
１０４…固定突起、１１１…側壁、１１２…底壁、１１５…回路基板、１１５ｆ…第１面、１１５ｒ…第２面、１１６…コネクター、１２１…開口部、１２２…内面、１２３…開口面、１２５…第２の台座、１２７…第１の台座、１２９…突起、１３０…固定部材、１３３，１３４…括れ部、１４１…シール部材、１７２…ネジ、１７４…雌ネジ、１７６…貫通孔、２００，２００Ｘ，２００Ｙ，２００Ｚ…物理量センサー、２０１Ｘ，２０１Ｙ，２０１Ｚ…発振回路、２０２，２０２Ｘ，２０２Ｙ，２０２Ｚ…周波数比測定回路、２０３…基準信号発生回路、２１０…マイクロコントロールユニット、２２０…記憶部、２３０…インターフェース回路、３００…周波数デルタシグマ変調回路、３０１…カウンター、３０２…ラッチ回路、３０３…ラッチ回路、３０４…減算器、３１０…第１ローパスフィルター、３１１…遅延素子、３１２…積分器、３１３…積分器、３１４…デシメーター、３１５…遅延素子、３１６…微分器、３１７…遅延素子、３１８…微分器、３２０…ラッチ回路、３２１…ラッチ回路、３３０…第２ローパスフィルター、３３１…積分器、３３２…遅延素子、３３３…微分器、３３４…デシメーター、３４０…ＦＩＦＯレジスター、３５０…タイミング制御回路、３５０－１…第１タイミング制御回路、３５０－２…第２タイミング制御回路、３５１…ラッチ回路、３５２…カウンター、３５３…デュアルポートＲＡＭ、３５４…出力タイミング生成回路、３５５…カウンター、３５６…バッファー回路、３６０…第３ローパスフィルター、３７１…乗算器、３７２…乗算器、３７３…加算器、３７４…遅延素子、３７５…遅延素子、３７６…加算器

Claims (13)

1. 基準信号を出力する基準信号発生回路と、
   第１の被測定信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第１の周波数デルタシグマ変調信号を生成する第１の周波数デルタシグマ変調回路と、
   第１のフィルターと、
   前記基準信号に同期して動作する第２のフィルターと、
   前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第１の被測定信号を第１の遅延量で遅延させた第１のタイミング信号を生成し、前記第１のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第１のタイミング制御回路と、を備え、
   前記第１のフィルター及び前記第１のタイミング制御回路は、前記第１の周波数デルタシグマ変調回路の出力から前記第２のフィルターの入力までの信号経路上に設けられている、振動整流誤差補正装置。
2. 請求項１において、
   前記第１の遅延量を制御するための情報を記憶する記憶部を備える、振動整流誤差補正装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記第１のタイミング制御回路には、前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、
   前記第１のフィルターは、前記第１のタイミング制御回路の出力信号が入力され、前記第１のタイミング信号に同期して動作する、振動整流誤差補正装置。
4. 請求項３において、
   前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第１の被測定信号を前記第１の遅延量とは異なる第２の遅延量で遅延させた第２のタイミング信号を生成し、前記第２のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第２のタイミング制御回路と、
   前記第２のタイミング制御回路の出力信号が入力され、前記第２のタイミング信号に同
   期して動作する第３のフィルターと、を備え、
   前記第２のフィルターは、前記第１のフィルターの出力信号に基づく第１の信号と、前記第３のフィルターの出力信号に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号が入力されて第４の信号を出力し、
   前記第１の遅延量及び前記第２の遅延量は、前記第１の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差の極性と、前記第２の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差の極性が異なるように設定される、振動整流誤差補正装置。
5. 請求項１又は２において、
   前記第１のフィルターは、前記第１の周波数デルタシグマ変調信号が入力され、前記第１の被測定信号に同期して動作し、
   前記第１のタイミング制御回路には、前記第１のフィルターの出力信号が入力される、振動整流誤差補正装置。
6. 請求項５において、
   前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて前記第１の被測定信号を前記第１の遅延量とは異なる第２の遅延量で遅延させた第２のタイミング信号を生成し、前記第２のタイミング信号に同期して、入力された信号を出力するタイミングを制御する第２のタイミング制御回路と、を備え、
   前記第２のタイミング制御回路には、前記第１のフィルターの出力信号が入力され、
   前記第２のフィルターは、前記第１のタイミング制御回路の出力信号に基づく第１の信号と、前記第２のタイミング制御回路の出力信号に基づく第２の信号と、に基づく第３の信号が入力されて第４の信号を出力し、
   前記第１の遅延量及び前記第２の遅延量は、前記第１の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第５の信号に含まれる第１の振動整流誤差の極性と、前記第２の信号が前記第２のフィルターに入力された場合に前記第２のフィルターから出力される第６の信号に含まれる第２の振動整流誤差の極性が異なるように設定される、振動整流誤差補正装置。
7. 請求項３又は５において、
   前記第２のフィルターの出力信号に基づく第１の群遅延量を有する第１の信号と、前記第２のフィルターに基づく前記第１の群遅延量とは異なる第２の群遅延量を有する第２の信号と、に基づく第３の信号を生成し、
   前記第１の信号に含まれる第１の振動整流誤差と前記第２の信号に含まれる第２の振動整流誤差とは極性が異なる、振動整流誤差補正装置。
8. 請求項１乃至４のいずれか一項において、
   前記第１の被測定信号と前記基準信号との周波数比を測定する第１の動作モードと、前記第２のフィルターのカットオフ周波数が前記第１の動作モードよりも低い第２の動作モードと、を有する、振動整流誤差補正装置。
9. 請求項１乃至８のいずれか一項において、
   第２の被測定信号を用いて、前記基準信号を周波数デルタシグマ変調し、第２の周波数デルタシグマ変調信号を生成する第２の周波数デルタシグマ変調回路と、
   前記第２の被測定信号に同期して動作する第４のフィルターと、
   前記基準信号に同期して動作する第５のフィルターと、
   前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記第２の被測定信号を遅延させた第３のタイミング信号を生成し、前記第３のタイミング信号に同期して、入力された信号
   を出力するタイミングを制御する第３のタイミング制御回路と、を備え、
   前記第４のフィルター及び前記第３のタイミング制御回路は、前記第２の周波数デルタシグマ変調回路の出力から前記第５のフィルターの入力までの信号経路上に設けられている、振動整流誤差補正装置。
10. 請求項１乃至８のいずれか一項に記載の振動整流誤差補正装置と、
    物理量センサーと、を備え、
    前記第１の被測定信号は、前記物理量センサーの出力信号に基づく信号である、センサーモジュール。
11. 請求項９に記載の振動整流誤差補正装置と、
    第１の物理量センサーと、
    第２の物理量センサーと、を備え、
    前記第１の被測定信号は、前記第１の物理量センサーの出力信号に基づく信号であり、
    前記第２の被測定信号は、前記第２の物理量センサーの出力信号に基づく信号である、センサーモジュール。
12. 被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
    前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
    前記タイミング信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
    前記基準信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む、振動整流誤差補正方法。
13. 被測定信号を用いて、基準信号を周波数デルタシグマ変調し、周波数デルタシグマ変調信号を生成する工程と、
    前記被測定信号に同期して、前記周波数デルタシグマ変調信号に基づく信号に対して第１のフィルター処理を行う工程と、
    前記基準信号のパルス数のカウント値に基づいて、前記被測定信号を遅延させたタイミング信号を生成し、前記タイミング信号に同期して、前記第１のフィルター処理によって得られた信号に基づく信号を出力するタイミングを制御する工程と、
    前記基準信号に同期して、前記タイミングが制御された前記信号に基づく信号に対して第２のフィルター処理を行う工程と、を含む、振動整流誤差補正方法。

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