JP7543894B2

JP7543894B2 - 無線通信装置及び無線通信方法

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Publication number: JP7543894B2
Application number: JP2020211422A
Authority: JP
Inventors: アレクサンダーニコラビッチロズキン; 智也大田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2020-12-21
Filing date: 2020-12-21
Publication date: 2024-09-03
Anticipated expiration: 2040-12-21
Also published as: US11387878B1; US20220200677A1; JP2022098081A

Description

本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。

第５世代移動通信システム（５Ｇ）においては、例えば波長が１～１０ｍｍのミリ波をデータ通信に用いることが検討されている。ミリ波を用いることにより、広い周波数帯域幅によってデータ通信を行うことが可能となり、データレートが向上することが期待されている。一方で、ミリ波には、空間を伝搬する際の減衰が大きいという特性があることから、ミリ波を用いる通信においては、例えば多数のアンテナ素子を備えるアレイアンテナを用いてビームフォーミングが行われることがある。

ビームフォーミングは、複数のアンテナ素子にそれぞれフェーズシフタを設け、各アンテナ素子から送信される信号に位相差を設定することで、所望の方向に利得が高いビームを形成するものである。フェーズシフタを用いるビームフォーミングにおいては、比較的高価な可変フェーズシフタが各アンテナ素子に設けられるため、アレイアンテナの高コスト化が生じる。そこで、アレイアンテナを用いる例えばレーダーなどには、周波数シフトにより各アンテナ素子の信号に位相差を与えてビームを形成する周波数走査（frequency scanning）方式のビームフォーミングを行うものがある。周波数走査方式のビームフォーミングによれば、アップコンバート又はダウンコンバートのためのミキサをそれぞれのアンテナ素子に設け、例えばローカルＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）などの発振器からミキサへ供給される発振信号の周波数を調整することにより、所望の方向へビームを形成することが可能となる。

ただし、周波数走査方式のビームフォーミングでは、各アンテナ素子において送受信される信号に、ビーム方向に応じた周波数シフトが付与されるため、送受信される信号の周波数がビームの方向によって異なる。このため、通信に用いられる信号の周波数が規定されている無線通信装置においては、各アンテナ素子にミキサを設けるのみでは、所望の方向へビームを切り替えることが困難である。そこで、各アンテナ素子にミキサを設けると同時に、複数のアンテナ素子が分岐する前段の回路にも中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）のミキサを設ける構成の無線通信装置が考えられている。このような構成によれば、中間周波数のミキサにおいて、各アンテナ素子のミキサにおける周波数シフトとは逆の周波数シフトを信号に付与することができ、ビームの方向によらず送受信される信号の周波数を一定にすることができる。

特開２００３－０６０４２４号公報

しかしながら、上記のような周波数走査方式によってビームフォーミングを行う無線通信装置においては、回路規模が増大するという問題がある。具体的には、中間周波数のミキサ及び各アンテナ素子のミキサからの出力においては、希望周波数とは異なるイメージ周波数を有するイメージ成分が発生するため、このイメージ成分を除去するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）が備えられ、回路規模が増大する。

例えば、中間周波数ｆ_IFの信号がアンテナ素子のミキサによってアップコンバートされる場合について考える。アンテナ素子のミキサには、例えばローカルＶＣＯからローカル周波数ｆ_LOの発振信号が供給されるものとする。このとき、中間周波数ｆ_IFの信号ＩＦがミキサへ入力されてアップコンバートされると、例えば図５に示すように、発振信号ＬＯのローカル周波数ｆ_LOを中心周波数として、希望周波数である無線周波数ｆ_RF2（＝ｆ_LO＋ｆ_IF）の信号ＲＦ２と、イメージ周波数である無線周波数ｆ_RF1（＝ｆ_LO－ｆ_IF）のイメージ成分ＲＦ１とが出力される。

このような場合、アンテナ素子からイメージ成分ＲＦ１が放射されないように、無線周波数ｆ_RF2の信号ＲＦ２を透過してイメージ成分ＲＦ１を除去するＢＰＦがミキサの後段に設けられる。つまり、複数のアンテナ素子それぞれにイメージ成分を除去するＢＰＦが設けられる。

さらに、各アンテナ素子のミキサにおける周波数シフトを打ち消すために、中間周波数のミキサが設けられる場合には、中間周波数のミキサの出力にもイメージ成分が現れる。このため、複数のアンテナ素子が分岐する前段にも、中間周波数のミキサの出力からイメージ成分を除去するＢＰＦが設けられる。そして、ビームの方向によって各アンテナ素子のミキサにおける周波数シフトが変化することから、この周波数シフトを打ち消すための信号の周波数は変化し得る。結果として、中間周波数のミキサの出力からイメージ成分を除去するＢＰＦとしては、透過帯域が可変のＢＰＦが用いられることになる。したがって、ＢＰＦの追加による回路規模の増大は、さらに顕著になる。

開示の技術は、かかる点に鑑みてなされたものであって、回路規模の増大を抑制することができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。

本願が開示する無線通信装置は、１つの態様において、複数のアンテナ素子と、同相信号及び直交信号を出力するプロセッサと、前記プロセッサから出力される同相信号を前記複数のアンテナ素子へ分配するとともに、前記プロセッサから出力される直交信号を前記複数のアンテナ素子へ分配する分配器と、前記複数のアンテナ素子それぞれに設けられ、前記分配器によって分配される同相信号及び直交信号の直交変調により各アンテナ素子から送信される無線周波数の送信信号を生成する複数の直交変調器とを有し、前記プロセッサは、前記複数の直交変調器へ供給され無線周波数への周波数変換に用いられる第１の発振信号に、送信ビーム方向に応じた第１の周波数シフトを付与し、送信データをデジタル変調して同相信号及び直交信号を生成し、生成された同相信号及び直交信号に、前記第１の周波数シフトとは逆の第２の周波数シフトが付与された第２の発振信号を複素乗算する処理を実行する。

本願が開示する無線通信装置及び無線通信方法の１つの態様によれば、回路規模の増大を抑制することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。図２は、実施の形態１に係る無線通信方法を示すフロー図である。図３は、実施の形態２に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。図４は、実施の形態２に係る無線通信方法を示すフロー図である。図５は、アップコンバートの具体例を説明する図である。

以下、本願が開示する無線通信装置及び無線通信方法の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る無線送信装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示す無線送信装置１００は、プロセッサ１１０、Ｉ－ＤＡＣ（Digital/Analog Converter）１２０、Ｑ－ＤＡＣ１２５、Ｉ－分配器１３０、Ｑ－分配器１３５、ローカルＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）１４０、遅延器１５０及びＩＱ変調器１６０を有する。

プロセッサ１１０は、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）などを備え、無線送信装置１００の全体を統括制御する。具体的には、プロセッサ１１０は、送信データ生成部１１１、デジタル変調部１１２、周波数制御部１１３、ＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillator）１１４及び複素ミキサ部１１５を有する。

送信データ生成部１１１は、送信される情報の符号化などを実行し、送信データを生成する。

デジタル変調部１１２は、送信データをデジタル変調し、同相成分のＩ（In-phase）信号及び直交成分のＱ（Quadrature）信号を生成する。デジタル変調部１１２は、生成したＩ信号及びＱ信号を複素ミキサ部１１５へ出力する。

周波数制御部１１３は、ＮＣＯ１１４及びローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号の周波数を制御する。具体的には、周波数制御部１１３は、無線送信装置１００が形成するビームの方向に応じた周波数シフト量を決定し、決定した周波数シフト量だけローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号の周波数を増減させる。また、周波数制御部１１３は、ローカルＶＣＯ１４０における周波数シフトとは逆方向に周波数シフトするように、ＮＣＯ１１４から出力される発振信号の周波数を増減させる。すなわち、周波数制御部１１３は、ローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号の周波数を例えばΔｆ（θ）増加させる場合、ＮＣＯ１１４から出力される発振信号の周波数をΔｆ（θ）減少させる。同様に、周波数制御部１１３は、ローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号の周波数を例えばΔｆ（θ）減少させる場合、ＮＣＯ１１４から出力される発振信号の周波数をΔｆ（θ）増加させる。

ＮＣＯ１１４は、ベースバンド周波数と中間周波数を相互変換するための複素正弦波からなる発振信号を生成する発振器である。すなわち、ＮＣＯ１１４は、ベースバンド周波数と中間周波数の変換用の発振信号を生成し、この発振信号の実部及び虚部を複素ミキサ部１１５へ出力する。このとき、ＮＣＯ１１４は、周波数制御部１１３からの指示に従って、周波数シフトした発振信号を出力する。

複素ミキサ部１１５は、デジタル変調部１１２から出力されるベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号と、ＮＣＯ１１４から出力される発振信号の実部及び虚部とを複素乗算し、中間周波数のＩ信号及びＱ信号を出力する。複素ミキサ部１１５は、Ｉ信号及びＱ信号に対してデジタル処理である複素乗算を実行するため、複素ミキサ部１１５から出力されるのは中間周波数のＩ信号及びＱ信号のみであり、イメージ成分は出力されない。

Ｉ－ＤＡＣ１２０は、複素ミキサ部１１５から出力されるＩ信号に対してＤＡ変換を施し、得られたアナログのＩ信号をＩ－分配器１３０へ出力する。

Ｑ－ＤＡＣ１２５は、複素ミキサ部１１５から出力されるＱ信号に対してＤＡ変換を施し、得られたアナログのＱ信号をＱ－分配器１３５へ出力する。

Ｉ－分配器１３０は、Ｉ信号を分岐して、アレイアンテナを構成する複数のアンテナ素子に分配する。

Ｑ－分配器１３５は、Ｑ信号を分岐して、アレイアンテナを構成する複数のアンテナ素子に分配する。

ローカルＶＣＯ１４０は、中間周波数と無線周波数を相互変換するための発振信号を生成する発振器である。すなわち、ローカルＶＣＯ１４０は、中間周波数と無線周波数の変換用の発振信号を生成し、この発振信号を各アンテナ素子のＩＱ変調器１６０へ出力する。このとき、ローカルＶＣＯ１４０は、周波数制御部１１３からの指示に従って、周波数シフトした発振信号を出力する。

遅延器１５０は、ローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号にそれぞれ所定の遅延を付与する。遅延器１５０は、ビームの方向に応じた周波数シフトが付与された発振信号に、隣接するアンテナ素子間において順次遅延を付与することで、隣接するアンテナ素子のＩＱ変調器１６０へ供給される発振信号にビーム方向に対応する位相差を設定する。

ＩＱ変調器１６０は、Ｉ－分配器１３０から出力されるＩ信号とＱ－分配器１３５から出力されるＱ信号とを用いてＩＱ変調を実行する。このとき、ＩＱ変調器１６０は、ローカルＶＣＯ１４０から出力され遅延器１５０において遅延が付与された発振信号をキャリア（搬送波）生成に用いて、中間周波数のＩ信号及びＱ信号から無線周波数の送信信号を生成する。ＩＱ変調器１６０は、Ｉ信号及びＱ信号を用いたＩＱ変調を実行するため、ＩＱ変調器１６０から出力されるのは送信される高周波信号のみであり、イメージ成分は出力されない。

このように、各アンテナ素子のＩＱ変調器１６０は、それぞれビーム方向に対応する位相差が設定された発振信号をキャリア生成に用いるため、無線送信装置１００は、所望の方向へビームを形成して信号を送信することができる。また、ＩＱ変調器１６０によって用いられる発振信号の周波数シフトとは逆の周波数シフトがＮＣＯ１１４からの発振信号に付与されているため、複素ミキサ部１１５は、ＮＣＯ１１４からの発振信号に応じてＩ信号及びＱ信号を周波数シフトする。この結果、ＩＱ変調器１６０における周波数シフトが複素ミキサ部１１５における周波数シフトによって打ち消され、無線送信装置１００から送信される高周波信号の周波数は、所定の無線周波数で一定である。

次いで、上記のように構成された無線送信装置１００による無線通信方法について、図２に示すフロー図を参照しながら説明する。

まず、送信データ生成部１１１によって、送信される情報の符号化などが実行され、送信データが生成される（ステップＳ１０１）。生成された送信データは、デジタル変調部１１２によってデジタル変調され（ステップＳ１０２）、Ｉ信号及びＱ信号が複素ミキサ部１１５へ入力される。

複素ミキサ部１１５には、中間周波数に変換用の発振信号がＮＣＯ１１４から供給される。この発振信号は、複素正弦波からなり実部及び虚部を有する。また、発振信号の周波数は、周波数制御部１１３によって、ビームの方向に応じたローカルＶＣＯ１４０の周波数シフトを打ち消すように増減されている。すなわち、ビームの方向に対応するローカルＶＣＯ１４０における周波数シフトが例えばΔｆ（θ）である場合、ＮＣＯ１１４における周波数シフトは－Δｆ（θ）である。

このとき、ＮＣＯ１１４がデジタル領域において発振信号を供給するため、０Ｈｚを中心とした正負の周波数シフトを発振信号に付与することが可能である。したがって、アナログ領域において発振信号に周波数シフトを付与する場合に比べて、周波数シフトの絶対値を２分の１にすることができる。例えば、アナログ領域において２ＧＨｚの幅の周波数シフトを付与する場合には、０～２ＧＨｚの周波数シフトを付与することになるが、デジタル領域において２ＧＨｚの幅の周波数シフトを付与する場合には、－１～＋１ＧＨｚの周波数シフトを付与すれば良く、周波数シフトの絶対値は最大でも１ＧＨｚで済む。

このような周波数シフトが付与された発振信号が複素ミキサ部１１５へ供給されると、ベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号と発振信号との複素乗算が実行される（ステップＳ１０３）。すなわち、Ｉ信号及びＱ信号がデジタル処理によって中間周波数のＩ信号及びＱ信号に変換される。このとき、複素乗算がデジタル処理であるため、Ｉ信号及びＱ信号の周波数が変換されてもイメージ成分は発生しない。したがって、複素ミキサ部１１５の出力からイメージ成分を除去する必要がなく、ＢＰＦなどのフィルタを設ける必要がない。結果として、無線送信装置１００の回路規模の増大を抑制することができる。

中間周波数のＩ信号は、Ｉ－ＤＡＣ１２０へ入力され、中間周波数のＱ信号は、Ｑ－ＤＡＣ１２５へ入力される。そして、Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれＤＡ変換され（ステップＳ１０４）、Ｉ－分配器１３０及びＱ－分配器１３５へ入力される。Ｉ－分配器１３０においては、Ｉ信号が複数のアンテナ素子へ分配され、Ｑ－分配器１３５においては、Ｑ信号が複数のアンテナ素子へ分配される。そして、各アンテナ素子においては、それぞれＩ信号及びＱ信号がＩＱ変調器１６０へ入力される。

ＩＱ変調器１６０には、無線周波数に変換用の発振信号がローカルＶＣＯ１４０から供給される。この発振信号は、隣接するアンテナ素子間に設けられる遅延器１５０によって、それぞれ所定の時間ずつ遅延が付与されて各アンテナ素子のＩＱ変調器１６０へ入力される。また、発振信号の周波数は、周波数制御部１１３によって、ビームの方向に応じて周波数シフトされている。すなわち、ローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号に、ビームの方向に対応する例えばΔｆ（θ）の周波数シフトが付与されている。

このような無線周波数に変換用の発振信号が供給されるＩＱ変調器１６０によって、中間周波数のＩ信号及びＱ信号がＩＱ変調される（ステップＳ１０５）。すなわち、無線周波数に変換用の発振信号がキャリア生成に用いられ、Ｉ信号及びＱ信号による直交変調が実行されることにより、無線周波数の送信信号が得られる。このとき、ＩＱ変調が実行されてもイメージ成分は発生しないため、ＩＱ変調器１６０の出力からイメージ成分を除去する必要はない。したがって、各アンテナ素子のＩＱ変調器１６０の出力段に、ＢＰＦなどのフィルタを設ける必要がない。結果として、無線送信装置１００の回路規模の増大を抑制することができる。

また、ＩＱ変調器１６０へ供給される発振信号には、ビームの方向に応じた周波数シフトが付与され、この発振信号は、隣接するアンテナ素子間において順次所定の遅延が付与されてＩＱ変調器１６０へ供給されている。このため、複数のアンテナ素子それぞれのＩＱ変調器１６０から出力される信号には位相差が設定され、所望の方向を向く送信ビームが形成される。さらに、あらかじめ複素ミキサ部１１５へ供給される発振信号に、無線周波数における周波数シフトΔｆ（θ）を打ち消すための周波数シフト－Δｆ（θ）が付与されているため、ＩＱ変調器１６０から出力される信号の周波数が無線通信システムにおいて規定された無線周波数を逸脱することがない。

このようにしてＩＱ変調器１６０から出力される送信信号は、それぞれのアンテナ素子から送信される（ステップＳ１０６）。すなわち、周波数シフトに応じたビームの方向へ、無線通信システムにおいて規定された無線周波数の信号が送信される。

以上のように、本実施の形態によれば、デジタル処理である複素乗算によって、Ｉ信号及びＱ信号の周波数を周波数シフトした中間周波数に変換し、Ｉ信号及びＱ信号をそれぞれＤＡ変換する。そして、各アンテナ素子において、ビーム方向に応じて周波数シフトした発振信号を用いてＩ信号及びＱ信号のＩＱ変調を実行することにより、無線周波数の送信信号を生成する。このため、複素乗算及びＩＱ変調によって周波数変換が行われることから、周波数変換時にイメージ成分が発生することがなく、イメージ成分を除去するための例えばＢＰＦなどのフィルタが不要となる。結果として、無線送信装置の回路規模の増大を抑制することができる。また、ビーム方向に応じた周波数シフトが中間周波数への変換の際の周波数シフトによってキャンセルされるため、アンテナ素子から放射される高周波信号の周波数を一定にすることができる。

（実施の形態２）
上記実施の形態１においては、周波数走査方式によって送信ビームを形成する場合について説明したが、周波数走査方式によって受信ビームを形成する場合にも、回路規模の増大を抑制することが可能である。そこで、実施の形態２においては、周波数走査方式によって受信ビームを形成する場合について説明する。

図３は、実施の形態２に係る無線受信装置２００の構成を示すブロック図である。図３において、図１と同じ部分には同じ符号を付し、その説明を省略する。図３に示す無線受信装置２００は、ローカルＶＣＯ１４０、遅延器１５０、ＩＱ復調器２１０、Ｉ－合成器２２０、Ｑ－合成器２２５、Ｉ－ＡＤＣ（Analog/Digital Converter）２３０、Ｑ－ＡＤＣ２３５及びプロセッサ２４０を有する。

ＩＱ復調器２１０は、複数のアンテナ素子それぞれに備えられ、各アンテナ素子によって受信された受信信号をＩＱ復調する。このとき、ＩＱ復調器２１０は、ローカルＶＣＯ１４０から出力され遅延器１５０において遅延が付与された発振信号をキャリア（搬送波）除去に用いて、無線周波数の受信信号から中間周波数のＩ信号及びＱ信号を生成する。ＩＱ復調器２１０は、受信信号をＩＱ復調するため、ＩＱ復調器２１０から出力されるのはＩ信号及びＱ信号のみであり、イメージ成分は出力されない。

各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０は、それぞれビーム方向に対応する周波数シフトによって位相差が設定された発振信号をキャリア除去に用いるため、無線受信装置２００は、所望の方向へビームを形成して信号を受信することができる。

Ｉ－合成器２２０は、各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０から出力されるＩ信号を合成して、合成により得られる１つのＩ信号をＩ－ＡＤＣ２３０へ出力する。

Ｑ－合成器２２５は、各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０から出力されるＱ信号を合成して、合成により得られる１つのＱ信号をＱ－ＡＤＣ２３５へ出力する。

Ｉ－ＡＤＣ２３０は、Ｉ－合成器２２０から出力されるＩ信号に対してＡＤ変換を施し、得られたデジタルのＩ信号をプロセッサ２４０へ出力する。

Ｑ－ＡＤＣ２３５は、Ｑ－合成器２２５から出力されるＱ信号に対してＡＤ変換を施し、得られたデジタルのＱ信号をプロセッサ２４０へ出力する。

プロセッサ２４０は、例えばＣＰＵ、ＦＰＧＡ又はＤＳＰなどを備え、無線受信装置２００の全体を統括制御する。具体的には、プロセッサ２４０は、周波数制御部１１３、ＮＣＯ１１４、複素ミキサ部２４１及びデジタル復調部２４２を有する。

複素ミキサ部２４１は、Ｉ－ＡＤＣ２３０及びＱ－ＡＤＣ２３５から出力される中間周波数のＩ信号及びＱ信号と、ＮＣＯ１１４から出力される発振信号の実部及び虚部とを複素乗算し、ベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号を出力する。複素ミキサ部２４１は、Ｉ信号及びＱ信号に対してデジタル処理である複素乗算を実行するため、複素ミキサ部２４１から出力されるのはベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号のみであり、イメージ成分は出力されない。

また、ＩＱ復調器２１０によって用いられる発振信号の周波数シフトとは逆の周波数シフトがＮＣＯ１１４からの発振信号に付与されているため、複素ミキサ部２４１は、ＮＣＯ１１４からの発振信号に応じてＩ信号及びＱ信号を周波数シフトする。この結果、ＩＱ復調器２１０における周波数シフトが複素ミキサ部２４１における周波数シフトによって打ち消され、プロセッサ２４０において処理されるＩ信号及びＱ信号の周波数は、所定のベースバンド周波数で一定である。

デジタル復調部２４２は、Ｉ信号及びＱ信号をデジタル復調し、得られた受信データを出力する。

次いで、上記のように構成された無線受信装置２００による無線通信方法について、図４に示すフロー図を参照しながら説明する。

ＩＱ復調器２１０には、中間周波数に変換用の発振信号がローカルＶＣＯ１４０から供給される。この発振信号は、隣接するアンテナ素子間に設けられる遅延器１５０によって、それぞれ所定の時間ずつ遅延が付与されて各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０へ入力される。また、発振信号の周波数は、周波数制御部１１３によって、ビームの方向に応じて周波数シフトされている。すなわち、ローカルＶＣＯ１４０から出力される発振信号に、ビームの方向に対応する例えばΔｆ（θ）の周波数シフトが付与されている。

このように、周波数シフトが付与された発振信号に遅延が付与されてＩＱ復調器２１０へ供給されるため、所望の方向に複数のアンテナ素子の利得が大きい受信ビームが形成される。この受信ビームによって信号が受信されると（ステップＳ２０１）、各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０によって、受信信号のＩＱ復調が実行される（ステップＳ２０２）。すなわち、中間周波数に変換用の発振信号がキャリア除去に用いられ、受信信号の直交復調が実行されることにより、中間周波数のＩ信号及びＱ信号が得られる。このとき、ＩＱ復調が実行されてもイメージ成分は発生しないため、ＩＱ復調器２１０の出力からイメージ成分を除去する必要はない。したがって、各アンテナ素子のＩＱ復調器２１０の出力段に、ＢＰＦなどのフィルタを設ける必要がない。結果として、無線受信装置２００の回路規模の増大を抑制することができる。

各アンテナ素子のＩ信号は、Ｉ－合成器２２０へ入力され、各アンテナ素子のＱ信号は、Ｑ－合成器２２５へ入力される。そして、Ｉ信号及びＱ信号は、それぞれ合成され、Ｉ－ＡＤＣ２３０によってＩ信号がＡＤ変換され、Ｑ－ＡＤＣ２３５によってＱ信号がＡＤ変換される（ステップＳ２０３）。そして、デジタルのＩ信号及びＱ信号は、プロセッサ２４０の複素ミキサ部２４１へ入力される。

複素ミキサ部２４１には、ベースバンド周波数に変換用の発振信号がＮＣＯ１１４から供給される。この発振信号は、複素正弦波からなり実部及び虚部を有する。また、発振信号の周波数は、周波数制御部１１３によって、ビームの方向に応じたローカルＶＣＯ１４０の周波数シフトを打ち消すように増減されている。すなわち、ビームの方向に対応するローカルＶＣＯ１４０における周波数シフトが例えばΔｆ（θ）である場合、ＮＣＯ１１４における周波数シフトは－Δｆ（θ）である。

このような周波数シフトが付与された発振信号が複素ミキサ部２４１へ供給されると、中間周波数のＩ信号及びＱ信号と発振信号との複素乗算が実行される（ステップＳ２０４）。すなわち、Ｉ信号及びＱ信号がデジタル処理によってベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号に変換される。このとき、複素乗算がデジタル処理であるため、Ｉ信号及びＱ信号の周波数が変換されてもイメージ成分は発生しない。したがって、複素ミキサ部２４１の出力からイメージ成分を除去する必要がなく、ＢＰＦなどのフィルタを設ける必要がない。結果として、無線受信装置２００の回路規模の増大を抑制することができる。

また、複素ミキサ部２４１へ供給される発振信号に、無線周波数における周波数シフトを打ち消すための周波数シフトが付与されているため、複素ミキサ部２４１から出力される信号のベースバンド周波数が周波数シフトによって変化することがない。

このようにしてベースバンド周波数に周波数変換されたＩ信号及びＱ信号は、デジタル復調部２４２によって、デジタル復調され（ステップＳ２０５）、受信データが得られる。

以上のように、本実施の形態によれば、各アンテナ素子において、ビーム方向に応じて周波数シフトした発振信号を用いてＩ信号及びＱ信号のＩＱ復調を実行することにより、受信信号から中間周波数のＩ信号及びＱ信号を生成する。そして、Ｉ信号及びＱ信号をＡＤ変換し、デジタル処理である複素乗算によって、Ｉ信号及びＱ信号の周波数をベースバンド周波数に変換する。このため、ＩＱ復調及び複素乗算によって周波数変換が行われることから、周波数変換時にイメージ成分が発生することがなく、イメージ成分を除去するための例えばＢＰＦなどのフィルタが不要となる。結果として、無線受信装置の回路規模の増大を抑制することができる。また、ビーム方向に応じた周波数シフトがベースバンド周波数への変換の際の周波数シフトによってキャンセルされるため、ビーム形成のための周波数シフトの影響を受けることなくベースバンド周波数を一定にすることができる。

なお、上記実施の形態１、２を組み合わせて、無線通信装置が周波数走査方式によって送信ビーム及び受信ビームの双方を形成するようにすることも可能である。また、実施の形態１に係る無線送信装置１００又は実施の形態２に係る無線受信装置２００を、ＣＵ（Central Unit）に接続されるＤＵ（Distributed Unit）に適用したり、ＣＵ／ＤＵに接続されるＲＵ（Radio Unit）に適用したりすることも可能である。この場合、ＣＵ又はＤＵによって生成されるベースバンド周波数のＩ信号及びＱ信号がＤＵ又はＲＵへ入力され、ＤＵ又はＲＵにおいてＩ信号及びＱ信号が発振信号との複素乗算により周波数変換されても良い。

１１０、２４０プロセッサ
１１１送信データ生成部
１１２デジタル変調部
１１３周波数制御部
１１４ＮＣＯ
１１５、２４１複素ミキサ部
１２０Ｉ－ＤＡＣ
１２５Ｑ－ＤＡＣ
１３０Ｉ－分配器
１３５Ｑ－分配器
１４０ローカルＶＣＯ
１５０遅延器
１６０ＩＱ変調器
２１０ＩＱ復調器
２２０Ｉ－合成器
２２５Ｑ－合成器
２３０Ｉ－ＡＤＣ
２３５Ｑ－ＡＤＣ
２４２デジタル復調部

Claims

送信信号を送信する複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子それぞれに対応する複数の直交変調器と、
前記複数の直交変調器へ供給され周波数変換に用いられる第１の発振信号に、送信ビーム方向に応じた第１の周波数シフトを付与するように制御を行い、
送信データにデジタル変調を行い、第１の同相信号及び第１の直交信号を生成し、
生成された前記第１の同相信号及び前記第１の直交信号に、前記第１の周波数シフトとは逆の第２の周波数シフトが付与された第２の発振信号を複素乗算することで、第２の同相信号及び第２の直交信号を生成し、
前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号を出力するプロセッサと、
前記第２の同相信号を前記複数の直交変調器へ分配する第１の分配器と、
前記第２の直交信号を前記複数の直交変調器へ分配する第２の分配器と、を有し、
前記複数の直交変調器は、
前記第１の分配器によって分配された第３の同相信号と、前記第２の分配器によって分配された第３の直交信号と、に直交変調を行い、前記送信信号を生成する、
ことを特徴とする無線通信装置。
前記複数の直交変調器へ供給される前記第１の発振信号に、所定の遅延を付与する遅延器をさらに有することを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記複数の直交変調器へ供給される前記第１の発振信号を生成する発振器をさらに有し、
前記付与する処理は、
前記発振器が生成する前記第１の発振信号に第１の周波数シフトを付与する
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
前記複素乗算する処理は、
前記第１の同相信号及び前記第１の直交信号の周波数をベースバンド周波数から中間周波数に周波数変換する
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信装置。
複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子それぞれに設けられ、受信信号の直交復調により中間周波数の同相信号及び直交信号を生成する複数の直交復調器と、
前記複数の直交復調器によって生成される同相信号を合成するとともに、前記複数の直交復調器によって生成される直交信号を合成する合成器と、
前記合成器によって合成された同相信号及び直交信号が入力されるプロセッサとを有し、
前記プロセッサは、
前記複数の直交復調器へ供給され中間周波数への周波数変換に用いられる第１の発振信号に、受信ビーム方向に応じた第１の周波数シフトを付与し、
前記合成器から入力される同相信号及び直交信号に、前記第１の周波数シフトとは逆の第２の周波数シフトが付与された第２の発振信号を複素乗算し、
複素乗算により得られるベースバンド周波数の同相信号及び直交信号をデジタル復調する
処理を実行することを特徴とする無線通信装置。
前記複数の直交復調器へ供給される前記第１の発振信号に、所定の遅延を付与する遅延器をさらに有することを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
前記複数の直交復調器へ供給される前記第１の発振信号を生成する発振器をさらに有し、
前記付与する処理は、
前記発振器が生成する前記第１の発振信号に第１の周波数シフトを付与する
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
前記複素乗算する処理は、
同相信号及び直交信号の周波数を中間周波数からベースバンド周波数に周波数変換する
ことを特徴とする請求項５記載の無線通信装置。
送信信号を送信する複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子それぞれに対応する複数の直交変調器と、プロセッサと、第１の分配器と、第２の分配器とを有する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、
前記プロセッサは、
前記複数の直交変調器へ供給され周波数変換に用いられる第１の発振信号に、送信ビーム方向に応じた第１の周波数シフトを付与するように制御し、
送信データにデジタル変調を行い、第１の同相信号及び第１の直交信号を生成し、
生成された前記第１の同相信号及び前記第１の直交信号に、前記第１の周波数シフトとは逆の第２の周波数シフトが付与された第２の発振信号を複素乗算することで、第２の同相信号及び第２の直交信号を生成し、
前記第２の同相信号及び前記第２の直交信号を出力し、
前記第１の分配器は、前記第２の同相信号を前記複数の直交変調器へ分配し、
前記第２の分配器は、前記第２の直交信号を前記複数の直交変調器へ分配し、
前記複数の直交変調器は、前記第１の分配器によって分配された第３の同相信号と、前記第２の分配器によって分配された第３の直交信号と、に直交変調を行い、前記送信信号を生成する、
ことを特徴とする無線通信方法。
複数のアンテナ素子を有する無線通信装置が実行する無線通信方法であって、
前記複数のアンテナ素子それぞれにおいて、受信信号の直交復調により中間周波数の同相信号及び直交信号を生成し、
前記複数のアンテナ素子それぞれにおいて生成された同相信号を合成するとともに、前記複数のアンテナ素子それぞれにおいて生成された直交信号を合成し、
合成された同相信号及び直交信号から受信データを取得する処理を有し、
前記同相信号及び直交信号を生成する処理は、
中間周波数への周波数変換に用いられる第１の発振信号に、受信ビーム方向に応じた第１の周波数シフトを付与する処理を含み、
前記受信データを取得する処理は、
合成された同相信号及び直交信号に、前記第１の周波数シフトとは逆の第２の周波数シフトが付与された第２の発振信号を複素乗算し、
複素乗算により得られるベースバンド周波数の同相信号及び直交信号をデジタル復調する処理を含む
ことを特徴とする無線通信方法。