JP7423975B2 - 電力変換器の制御方法、及び電力変換器の制御システム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の制御方法、及び電力変換器の制御システムに関する。

特許文献１は、ＰＷＭ制御を用いた電力変換器を構成するスイッチング手段の制御方法において、スイッチング手段を駆動するための搬送波の周波数（キャリア周波数）を変化（拡散）させる技術を開示している。より具体的には、インバータ制御装置（電力変換器）においてキャリア周波数拡散モードを実行するときに、所定の周波数範囲内に設定された複数のキャリア周波数のうち低周波側のキャリア周波数を選択する選択割合が、高周波側のキャリア周波数を選択する選択割合よりも低くなるようにキャリア周波数を選択する技術を開示している。このように、キャリア周波数を複数使って拡散させることで、インバータノイズや音振を低減させることができる。

特開２０１５－１０６９７９号公報

しかし、変化させるキャリア周波数をスイッチング手段の制御周期とは無関係に設定する制御方法であるため、キャリア周波数の切り替え時にトルクリプルの発生やトルク精度の低下などの影響が発生する。

そこで、本発明は、キャリア周波数の拡散を行うことで、リプル電圧を低減し、平滑コンデンサ容量を小さくしながらも、トルクリプル及びトルク精度の悪化を抑制することが可能な電力変換器の制御方法、及び電力変換器の制御システムを提供することを目的とする。

本発明の一態様における電力変換器の制御方法は、直流電源及び平滑コンデンサが接続されたスイッチング手段にＰＷＭ信号を送信する際に、スイッチング手段の一次側の電圧値と二次側の電流値に基づいて電圧指令値を生成し、電圧指令値と所定のキャリア周波数の搬送波に基づいてＰＷＭ信号を生成する電力変換器の制御方法である。当該制御方法は、キャリア周波数を電圧指令値の制御周期の整数倍の周期に対応するように設定するとともに、所定の時間ごとにキャリア周波数を切り替えるものである。

上記態様であれば、キャリア周波数の切り替えを繰り返す際にキャリア周波数の切り替えのタイミングが電圧指令値の更新のタイミングに対して変化することがないので、キャリア周波数の切り替え時のＰＷＭ信号の歪を低減することができる。したがって、キャリア周波数切り替え時のトルクリプルやトルク精度の悪化を抑制することができる。また、従来技術同様にキャリア周波数を拡散させることで定常的なリプル電圧を低減して平滑コンデンサの容量を小さく設計できるが、上記のようにキャリア周波数の切り替え時のトルクリプルの悪化も抑制できるので、その分、平滑コンデンサの容量をさらに小さくすることができる。

図１は、第１実施形態の電力変換器の制御システム（モータシステム）の概略構成図である。 図２は、本実施形態の搬送波のキャリア周波数と電圧指令値の制御周期との関係を示す図である。 図３は、本実施形態の制御フローを示す図である。 図４は、本実施形態において発生するリプル電圧を説明するための図である。 図５は、電力変換器の温度変化を説明するための図である。 図６は、本実施形態の電力変換器に外部回路を取り付けた場合を説明するための図であって、図６（ａ）は構成図であり、図６（ｂ）は図６（ａ）の等価回路である。 図７は、外部回路を取り付けた場合の搬送波のキャリア周波数と電圧指令値の制御周期との関係を示す図である。 図８は、外部回路を取り付けた場合の制御フローを示す図である。 図９は、外部回路を取り付けた場合のリプル電圧を説明するための図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

［本実施形態の基本構成］
図１は、第１実施形態の電力変換器１０の制御システム（モータシステム２００）の概略構成図である。なお、このモータシステム２００は、例えば車両に搭載される。

モータシステム２００において、電力変換器１０は、バッテリ１（直流電源）の正極ラインと負極ラインとの間に設けられるインバータであり、バッテリ１から供給される直流電力を交流電力に変換して、モータ２に供給する。バッテリ１と電力変換器１０の一次側との間にはリレー３が設けられており、リレー３が操作されることで、バッテリ１から電力変換器１０への電力供給が制御される。これにより、モータシステム２００の起動／停止が制御される。また、電力変換器１０の二次側とモータ２との間には電流センサ４が設けられており、モータ２に供給される電流を検出可能に構成されている。また、モータ２には、レゾルバ５が設けられており、モータ２の回転子の磁極位置θｅを検出する。

電力変換器１０は、電力変換回路１１（スイッチング手段）を備えており、電力変換回路１１は、スイッチング機能を有する半導体素子１２を複数有する。本実施形態においては、モータ２は３相で駆動する。また、電力変換回路１１は、３相６アーム、すなわち、ＵＶＷの３相のそれぞれにおいて上アームと下アームとにより構成されており、６つの半導体素子１２（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を備える。なお、このようなモータ２、及び、電力変換回路１１の構成は一例であって、本実施形態に限定されるものではない。

図１においては、可読性のために、図左側の２つの半導体素子１２（ＵＰ、ＵＮ）にのみが後述の信号変換部１０４に接続されているが、電力変換回路１１を構成する６つの半導体素子１２（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）の全てが信号変換部１０４が接続されている。

半導体素子１２は、制御装置１００から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に応じてスイッチングが行われる。

電力変換回路１１の筐体には、温度センサ１４が設けられている。電力変換回路１１の筐体の温度と、その内部に配置される電力変換回路１１を構成する半導体素子１２の素子温度Ｔｓとは略同一である。よって、温度センサ１４は、筐体の温度を測定することにより、素子温度Ｔｓを取得する。

電力変換器１０においては、バッテリ１の正極ラインと負極ラインとの間において、電力変換回路１１と並列に、電力変換回路１１に対してバッテリ１側に、キャパシタ１５（平滑コンデンサ）が設けられている。キャパシタ１５は、半導体素子１２のスイッチングに起因するリプルを平滑化する。また、キャパシタ１５の両端（電力変換回路１１の一次側）には電圧センサ１６が設けられており、電圧センサ１６は、電力変換器１０へ入力される直流電圧Ｖ_dcを検出する。

次に、制御装置１００の構成について説明する。制御装置１００は、中央演算装置（ＣＰＵ）、読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）及び入出力インタフェース（Ｉ／Ｏインタフェース）を備えたマイクロコンピュータによって、所定のプログラムを実行可能に構成される。制御装置１００を複数のマイクロコンピュータで構成することも可能である。

制御装置１００には、上位装置である車両コントローラ６からトルク指令値Ｔ^*が入力される。なお、車両コントローラ６は、入力センサ７から、キー、シフトレバー、ブレーキペダル、アクセルペダルなどのドライバーによる操作情報の入力を受け付けると、それらの操作情報に応じてトルク指令値Ｔ^*を算出する。

制御装置１００は、電流指令値演算部１０１、電流制御部１０２、ｄｑ／ｕｖｗ相変換部１０３、信号変換部１０４、ｕｖｗ／ｄｑ相変換部１０５、電気角速度磁極位置検出部１０６を備える。これらの複数の機能部は、制御装置１００の内部に論理的に配置されてもよいし、異なるマイクロコンピュータにより構成されてもよい。

電流指令値演算部１０１は、車両コントローラ６からのトルク指令値Ｔ^*、電圧センサ１６からの直流電圧Ｖ_dc、及び、後述の電気角速度磁極位置検出部１０６からの電気角速度ωの入力を受け付ける。電流指令値演算部１０１は、これらの入力に基づいて、予め記憶しているマップを用いて電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を算出すると、算出した電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を電流制御部１０２に出力する。なお、電流指令値演算部１０１は、トルク指令値Ｔ^*を用いなくても、所定のプログラム、直流電圧Ｖ_dc、電気角速度ωに基づいて電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*を電流制御部１０２に出力することも可能である。

電流制御部１０２は、電流指令値演算部１０１からの電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*、及び、後述のｕｖｗ／ｄｑ相変換部１０５からの電流測定値ｉ_d、ｉ_qの入力を受け付ける。電流制御部１０２は、電流指令値ｉ_d ^*、ｉ_q ^*と電流測定値ｉ_d、ｉ_qとの偏差がゼロとなるように、電圧指令値ｖ_d ^*、ｖ_q ^*を決定する。決定された電圧指令値ｖ_d ^*、ｖ_q ^*は、ｄｑ／ｕｖｗ相変換部１０３へと出力される。

電流制御部１０２においては、例えば、以下に示されるようなＰＩ制御が行われる。
ｖ_d ^*＝Ｋ_pd（ｉ_d ^*－ｉ_d）＋Ｋ_id∫（ｉ_d ^*－ｉ_d）ｄｔ－ωＬ_q・ｉ_q
ｖ_q ^*＝Ｋ_pq（ｉ_q ^*－ｉ_q）＋Ｋ_iq∫（ｉ_q ^*－ｉ_q）ｄｔ＋ω（Ｌ_d・ｉ_d＋φ）

ただし、各パラメータは、以下に示す値である。
Ｋ_pd：ｄ軸比例ゲイン
Ｋ_pq：ｑ軸比例ゲイン
Ｋ_id：ｄ軸積分ゲイン
Ｋ_iq：ｑ軸積分ゲイン
Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス
Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス
φ：モータ２の回転子に設けられる永久磁石の永久磁石鎖交磁束数

ｄｑ／ｕｖｗ相変換部１０３は、電流制御部１０２から出力される電圧指令値ｖ_d ^*、ｖ_q ^*に対して、電気角速度磁極位置検出部１０６から出力される磁極位置θｅに基づいた相変換を行うことで、電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。算出された電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*は、信号変換部１０４へと出力される。

信号変換部１０４（制御部）は、電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*と、搬送波（一般に数ｋＨｚ～１０数ｋＨｚ程度のキャリア周波数を持つ三角波）とを比較して、電力変換器１０の半導体素子１２のスイッチング制御に用いるＰＷＭ信号を出力する。電力変換器１０は、ＰＷＭ信号に応じて半導体素子１２が操作されることによって、バッテリ１から供給される直流電力をモータ２に印加する３相の交流電力に変換する。

ここで、信号変換部１０４は、キャリア周波数の基本波Ｆ０（例えば５ｋＨｚ）に係る搬送波を用いてＰＷＭ信号を生成するが、単一のキャリア周波数に限定すると所定の周波数にリプル電流が集中して、この周波数のリプル電圧レベルが大きくなり、このリプル電圧を抑制するためのキャパシタ１５の容量を大きく設計する必要が発生する。よって、信号変換部１０４は、後述のように例えばＦ０とＦ０×２のキャリア周波数を所定の時間ごとに交互に繰り返すことでリプル電圧スペクトルを拡散させ、所定の周波数のリプル電圧レベルが小さくなるようにしている。また、後述のように、信号変換部１０４は、例えば、温度センサ１４からの素子温度Ｔｓの情報、または電気角速度磁極位置検出部１０６から電気角速度ω（モータ２の回転数）の情報が入力され、所定の温度、または所定の回転数においてキャリア周波数の基本波をＦ０（第１基本波）とは異なる他のキャリア周波数Ｆ０’（第２基本波）に切り替える制御を行うこともできる。

ｕｖｗ／ｄｑ相変換部１０５は、電流センサ４により測定されたｕｖｗ相の電流測定値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wに対して、電気角速度磁極位置検出部１０６からの磁極位置θｅの入力に基づいた相変換を行うことで、ｄｑ軸の電流測定値ｉ_d、ｉ_qを算出する。算出された電流測定値ｉ_d、ｉ_qは、電流制御部１０２に出力される。

本実施形態において、信号変換部１０４は、搬送波のキャリア周波数が電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*の制御周期の整数倍（整数ｎ＝１，２，３，・・・）の周期に対応するように設定している。すなわち、信号変換部１０４は、搬送波の周期を、ｄｑ／ｕｖｗ相変換部１０３の制御周期（電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を更新する周期）のｎ倍（ｎ＝１，２，３，・・・）となるように設定している。これにより、搬送波のキャリア周波数の切り替えを繰り返す際にキャリア周波数の切り替えのタイミングが電圧指令値の更新のタイミングに対して変化することがないので、キャリア周波数の切り替え時のリプルを低減することができる。なお、ｄｑ／ｕｖｗ相変換部１０３の制御周期は、ｕｖｗ／ｄｑ相変換部１０５の制御周期（電流測定値ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを取り込む周期）に同期している。

［キャリア周波数］
図２は、第１実施形態の搬送波のキャリア周波数と電圧指令値の制御周期との関係を示す図である。電圧指令値は制御周期ｔごとに更新される。前記のように電圧指令値はトルク指令値Ｔ^*、モータ２の回転数（ω）等により周期的に変化するものであるが、その周期は、制御周期ｔに比べて十分長いものとする。図示は省略しているが、電圧指令値は、制御周期ｔの間は一定値を保っているが、制御周期ｔよりも十分長い時間範囲で見ると図に示す搬送波の上端のピークよりもわずかに低い値と下端のピークよりもわずかに高い値との間で正弦波的に周期的に変動する。

一方、搬送波は、図２に示すように三角波となっているが、その周期は、電圧指令値の制御周期ｔの整数倍となるように設定されている。また、搬送波の周期は、例えば、制御周期ｔの２倍の周期（キャリア周波数はＦ０（例えば５ｋＨｚ））及び等倍の周期（キャリア周波数はＦ０×２、Ｆ０の２倍の周波数）を交互に繰り返すように設定されている。信号変換部１０４は、キャリア周波数（Ｆ０：基本波）の搬送波の切り替え時間（ｔ₂₁）を２ｔ（制御周期ｔの２倍の時間）とし、キャリア周波数（Ｆ０×２）の搬送波の切り替え時間（ｔ₂₂）を２ｔとし、これを交互に繰り返す制御を行う。切り替え時間は、各キャリア周波数において少なくとも１周期分必要となる。また、搬送波のキャリア周波数は、制御周期ｔ以上となる周波数においては、Ｆ０の３倍以上の周波数も選択可能である。

このようにキャリア周波数を単一の周波数に限定せずに拡散させることで、電力変換回路１１で発生する特定の周波数におけるリプル電圧の増加を抑制し、これによりキャパシタ１５（平滑コンデンサ）の容量を小さく設計することが可能となっている。

ＰＷＭ信号は、前記のように、電圧指令値と搬送波との大小関係を比較し、搬送波の瞬間値が電圧指令値以上であるときにオフ信号（またはオン信号）を送信し、当該瞬間値が電圧指令値よりも低くなるとオン信号（またはオフ信号）を送信することを繰り返すことにより生成され、オン信号（またはオフ信号）が継続している時間をパルス幅とし、当該パルス幅が周期的に変化するものである。

ところで、搬送波の周期が電圧指令値の制御周期ｔの整数倍ではない場合、搬送波のキャリア周波数の切り替えのタイミングとキャリア周波数の切り替えのタイミングが一致しない場合が発生する。このため、例えばＰＷＭ信号においてオン信号を出力している間に電圧指令値が更新されて値が変化することでパルス幅が本来のパルス幅から変化する。さらに、キャリア周波数の切り替えを繰り返す際にキャリア周波数の切り替えのタイミングが電圧指令値の更新のタイミングに対して変化していく。これによりパルス幅がさらに変化する場合が発生する。これらのパルス幅の変化はＰＷＭ信号の歪となるので、その歪が電力変換器１０の出力電流においてリプルとして表れ、トルクリプルが悪化することになる。

一方、本実施形態では、搬送波の周期が電圧指令値の制御周期ｔの整数倍に設定されているので、搬送波とキャリア周波数の切り替えのタイミングと電圧指令値の更新のタイミングの差（位相差）に変化はなく、パルス幅が当該位相差の変化に伴って変化することはない。したがって、電力変換器１０において、キャリア周波数切り替え時のトルク精度の低下やトルクリプルの発生を抑制することができる。

特に、搬送波と電圧指令値とを同期させる、すなわち両者の位相差をゼロにすることが好適である。これにより、搬送波のキャリア周波数の切り替えのタイミングと、電圧指令値の更新のタイミングが一致する。よって、同一の電圧指令値を出力している間にキャリア周波数が切り替ることはない。したがって、ＰＷＭ信号のパルス幅の精度をさらに高めることができ、キャリア周波数切り替え時のトルク精度の低下やトルクリプルの発生をさらに抑制することができる。

なお、キャリア周波数の切り替えは、搬送波の瞬間値が搬送波の振幅の中間（ゼロ点）となる位置に来たときに行うことができるが、当該瞬間値が搬送波の振幅のピーク（最大値、または最小値）となる位置に来たときに切り替えることも可能である。

［制御フロー］
図３は、第１実施形態の制御フローを示す図である。信号変換部１０４は、搬送波の出力時間ｔ₁の初期値（０）と切り替え時間ｔ₂（ｔ₂₁（＝２ｔ）、ｔ₂₂（＝２ｔ））（図２）の情報を有しており、出力時間ｔ₁と切り替え時間ｔ₂とを比較し、搬送波のキャリア周波数をＦ０とＦ０×２との間で交互に切り替える制御を行う。

制御を開始すると、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₁（２ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０を入力する。これにより搬送波はキャリア周波数（Ｆ０）により振幅を開始する。このとき、搬送波の瞬間値の初期値は、搬送波の振幅の中央となる値である。

ステップＳ１１において、信号変換部１０４は、時間ｔを経過するごとに出力時間ｔ₁に時間ｔを加算する。

ステップＳ１２において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁が切り替え時間ｔ₂₁（２ｔ）に到達したか否かを判断し、Ｙｅｓであれば次のステップＳ１３に移行し、ＮｏであればステップＳ１１に戻る。

ステップＳ１３において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₂（２ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０×２を入力する。これにより搬送波は、搬送波の振幅の中央となる位置においてキャリア周波数（Ｆ０）からキャリア周波数（Ｆ０×２）に切り替り、キャリア周波数（Ｆ０×２）により振幅を継続する。

ステップＳ１４において、信号変換部１０４は、時間ｔを経過するごとに出力時間ｔ₁に時間ｔを加算する。

ステップＳ１５において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁が切り替え時間ｔ₂₂（２ｔ）に到達したか否かを判断し、ＹｅｓであればステップＳ１６に移行し、ＮｏであればステップＳ１４に戻る。

ステップＳ１６において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₁（２ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０を入力するともにステップＳ１１に移行する。これにより搬送波は、搬送波の振幅の中央となる位置においてキャリア周波数（Ｆ０×２）からキャリア周波数（Ｆ０）に切り替り、キャリア周波数（Ｆ０）により振幅を継続する。

よって、信号変換部１０４は、ステップＳ１１からステップＳ１６の工程を循環的に行うことで、キャリア周波数を周期２ｔごとにＦ０とＦ０×２に切り替えつつ搬送波の出力を継続する。なお、図３に示すように、信号変換部１０４は、制御開始時の搬送波のキャリア周波数をＦ０に設定しているが、Ｆ０×２に設定してもよい。

［リプル電圧］
図４は、第１実施形態において発生するリプル電圧を説明するための図である。図４の左図及び右図は、縦軸をリプル電圧レベル［ｒｍｓ］、横軸を周波数とするリプル電圧の周波数スペクトルを表している。図４の左図に示すように、搬送波のキャリア周波数をＦ０に固定した場合、例えばＦ０×２の周波数のところに大きなピークのリプル電圧が発生している。このような大きなリプル電圧を吸収するためにはキャパシタ１５（図１）の容量を大きく設計する必要がある。

しかし、図４の右図に示すように、信号変換部１０４は、搬送波のキャリア周波数をＦ０とＦ０×２との間で交互に切り替えて、キャリア周波数を拡散させる制御を行っている。すると、Ｆ０×４（Ｆ０の４倍の周波数）のリプル電圧がやや大きくなるものの、Ｆ０×２のリプル電圧を大幅に低減させることができ、キャパシタ１５（図１）の容量を小さく設計することができる。

［電力変換器の温度変化］
図５は、電力変換器１０の温度変化を説明するための図である。搬送波のキャリア周波数（Ｆ０）は、電力変換器１０（電力変換回路１１）の熱設計時の基本周波数に一致させている。搬送波のキャリア周波数を当該基本周波数以下の所定の周波数に固定している場合、電力変換器１０の温度は搬送波の出力により上昇するが許容された上限温度以下の温度で安定的に推移する。一方、搬送波のキャリア周波数を当該基本周波数よりも高い値に設定すると、電力変換器１０の温度が許容された上限温度を超えて電力変換器１０が熱的なダメージを受ける虞がある。

本実施形態では、搬送波のキャリア周波数として、Ｆ０のほかにＦ０×２を適用しているが、Ｆ０×２のキャリア周波数で搬送波を出力する場合に電力変換器１０の温度上昇が顕著になる虞がある。

そこで、本実施形態において、信号変換部１０４は、Ｆ０×２のキャリア周波数の搬送波の切り替え時間ｔ₂₂を電力変換器１０（電力変換回路１１）の熱時定数τよりも十分短い時間（ｔ₂₂＜＜τ）に設定している。

図５において、電力変換器１０の温度が上昇するのはキャリア周波数がＦ０×２のときであり、切り替え時間ｔ₂₂の間、温度が上昇する。一方、電力変換器１０の温度が下降するのはキャリア周波数がＦ０のときであり、切り替え時間ｔ₂₁の間、温度が下降する。前記のように、切り替え時間ｔ₂₂＜＜τとなっているので、ｔ₂₂における温度上昇がわずかに抑えられ、次の切り替え時間ｔ₂₁における温度の降下により切り替え時間ｔ₂₂における温度上昇分のほとんどを相殺することができる。よって、電力変換器１０の平均温度Ｔａは時間経過とともに上昇するが、その上昇割合を低く抑えることができる。また、切り替え時間ｔ₂₂＜＜τとなっているので切り替え時間ｔ₂₁および切り替え時間ｔ₂₂の繰り返しにより発生するリプル温度ΔＴａは平均温度Ｔａよりも十分小さくすることができる。したがって、電力変換器１０の急激な温度変化を抑制し、電力変換器１０の出力を安定化させることができる。なお、切り替え時間ｔ₂₁及びｔ₂₂をそれぞれ２ｔに設定しているが、ｔ₂₂＜＜τを満たす限り、切り替え時間ｔ₂₁及びｔ₂₂を任意の所定時間に設定することができる。

ところで、信号変換部１０４は、電力変換器１０及びモータ２の状態に応じて熱設計時の基本周波数を変更することができる。例えば、温度センサ１４から入力される温度（Ｔｓ）の情報に基づき、電力変換器１０の温度が所定温度以上なっていると判断した場合、温度を下げるために基本周波数（Ｆ０）（第１基本波）をより低い周波数（Ｆ０’：例えば２．５ｋＨｚ）（第２基本波）が基本周波数として設定することができる。また、例えば、電気角速度磁極位置検出部１０６から入力される電気角速度ω（モータ２の回転数）の情報に基づき、モータ２の回転数が所定の回転数以下になる場合には、消費電力削減等のため基本周波数をより低い周波数（Ｆ０’）が基本周波数として設定することができる。

この場合においても、信号変換部１０４は、搬送波のキャリア周波数をＦ０’とＦ０’×２（Ｆ０’の２倍の周波数）との間で交互に切り替える制御を行うことができ、各周波数の切り替え時間も所定の値に設定することができる。このとき、例えば２．５ｋＨｚに合わせて電圧指令値の制御周期もｔから２ｔに変更してもよい。

［電力変換器に外部回路を取り付けた場合］
図６は、本実施形態の電力変換器１０に外部回路３０を取り付けた場合を説明するための図であって、図６（ａ）は構成図であり、図６（ｂ）は図６（ａ）の等価回路４０である。第１実施形態の構成において、バッテリ１の正極ライン及び負極ラインに外部回路３０が接続された場合について説明する。外部回路３０は、車両の補機や他のインバータ等の車両付属回路３１と、車両付属回路３１を保護するフィルタ回路３２により構成され、電力変換器１０に事後的に取り付けられる場合がある。

図６（ｂ）の等価回路４０では、中央にバッテリ１、抵抗４２、インダクタ４３による直列回路４１が配置され、当該直列回路４１に右側回路４４と左側回路４９が並列に接続されている。

右側回路４４は、例えば電力変換器１０側の回路であって、抵抗４５及びインダクタ４６の直列回路にキャパシタ４７（キャパシタ１５）及び電流源４８の並列回路が直列に接続されたものである。

左側回路４９は、例えば外部回路３０側の回路であって、抵抗５０及びインダクタ５１の直列回路にキャパシタ５２（フィルタ回路３２）及び電流源５３の並列回路が直列に接続されたものである。

前記のように、電力変換器１０ではリプル電圧が発生する。よって、図６（ｂ）において右側回路４４及び直列回路４１においてリプル電流がループするが、キャパシタ４７（キャパシタ１５）がリプル電圧を平滑化することでリプル電圧を低減している。

等価回路４０は、直列回路４１、右側回路４４、及び左側回路４９との結合回路になっているが、当該結合回路の共振周波数が、例えばリプル電圧の周波数（Ｆ０×２）に一致する、若しくは近接する場合が発生する。すると、周波数がＦ０×２のリプル電流が等価回路４０全体で増幅され、左側回路４９のキャパシタ５２（フィルタ回路３２）の容量が小さい場合は、キャパシタ５２（フィルタ回路３２）を熱的に破損する虞がある。

そこで、本実施形態では、信号変換部１０４が、結合回路の共振周波数に一致、若しくは近接するリプル電圧（Ｆ０×２）の発生源となるキャリア周波数（Ｆ０）を使用する時間割合を低下させる制御を行い、外部回路３０を保護している。

［キャリア周波数］
図７は、外部回路３０を取り付けた場合の搬送波のキャリア周波数と電圧指令値の制御周期との関係を示す図である。図７に示すように、信号変換部１０４は、搬送波のキャリア周波数をＦ０×（１／２）（Ｆ０の１／２の周波数）、Ｆ０、Ｆ０×２の順に交互に切り替るように制御するが、順番は任意に設定することができ、また一順するごとに順番を変更することも可能である。また、切り替え時間は、キャリア周波数がＦ０×（１／２）の搬送波が４ｔ（制御周期ｔの４倍の時間）、キャリア周波数がＦ０の搬送波が２ｔ、キャリア周波数がＦ０×２の搬送波が２ｔとなっている。よって、搬送波のうち、キャリア周波数がＦ０となる時間割合は、２ｔ／（４ｔ＋２ｔ＋２ｔ）＝１／４となる。また、たとえばＦ０×２の搬送波の切り替え時間を４ｔとすると、搬送波のうち、キャリア周波数がＦ０となる時間割合を、２ｔ／（４ｔ＋２ｔ＋４ｔ）＝１／５とすることもできる。

なお、ここでは、搬送波のうち、キャリア周波数がＦ０を使用する時間割合が他のキャリア周波数となる時間割合よりも短くなることを意図している。よって、例えば搬送波のうち、キャリア周波数がＦ０となる切り替え時間を２ｔとし、キャリア周波数がＦ０×（１／２）となる切り替え時間を４ｔとし、この２つのキャリア周波数を交互に切り替えるようにしてもよい。

［制御フロー］
図８は、外部回路３０を取り付けた場合の制御フローを示す図である。信号変換部１０４は、搬送波の出力時間ｔ₁の初期値（０）と切り替え時間ｔ₂（ｔ₂₀₅（＝４ｔ）、ｔ₂₁（＝２ｔ）、ｔ₂₂（＝２ｔ））（図２）の情報を有しており、出力時間ｔ₁と切り替え時間ｔ₂とを比較し、搬送波のキャリア周波数をＦ０×（１／２）、Ｆ０、Ｆ０×２の順に繰り返す制御を行う。

制御を開始すると、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₀₅（４ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０×（１／２）を入力する。これにより搬送波はキャリア周波数（Ｆ０×（１／２））により振幅を開始する。このとき、搬送波の瞬間値の初期値は、搬送波の振幅の中央となる値である。

ステップＳ２１において、信号変換部１０４は、時間ｔを経過するごとに出力時間ｔ₁に時間ｔを加算する。

ステップＳ２２において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁が切り替え時間ｔ₂₀₅（４ｔ）に到達したか否かを判断し、Ｙｅｓであれば次のステップＳ２３に移行し、ＮｏであればステップＳ２１に戻る。

ステップＳ２３において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₁（２ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０を入力する。これにより搬送波は、搬送波の振幅の中央となる位置においてキャリア周波数（Ｆ０×（１／２））からキャリア周波数（Ｆ０）に切り替り、キャリア周波数（Ｆ０）により振幅を継続する。

ステップＳ２４において、信号変換部１０４は、時間ｔを経過するごとに出力時間ｔ₁に時間ｔを加算する。

ステップＳ２５において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁が切り替え時間ｔ₂₁（２ｔ）に到達したか否かを判断し、ＹｅｓであればステップＳ２６に移行し、ＮｏであればステップＳ２４に戻る。

ステップＳ２６において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₂（２ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０×２を入力する。これにより搬送波は、搬送波の振幅の中央となる位置においてキャリア周波数（Ｆ０）からキャリア周波数（Ｆ０×２）に切り替り、キャリア周波数（Ｆ０×２）により振幅を継続する。

ステップＳ２７において、信号変換部１０４は、時間ｔを経過するごとに出力時間ｔ₁に時間ｔを加算する。

ステップＳ２８において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁が切り替え時間ｔ₂₂（２ｔ）に到達したか否かを判断し、ＹｅｓであればステップＳ２９に移行し、ＮｏであればステップＳ２７に戻る。

ステップＳ２９において、信号変換部１０４は、出力時間ｔ₁に初期値（０）を入力し、切り替え時間ｔ₂にｔ₂₀₅（４ｔ）を入力し、キャリア周波数ＦにＦ０×（１／２）を入力するとともにステップＳ２１に移行する。

よって、信号変換部１０４は、ステップＳ２１からステップＳ２９の工程を循環的に行うことで、キャリア周波数をＦ０×（１／２）、Ｆ０、Ｆ０×２の順に切り替えつつ搬送波の出力を継続する。

［リプル電圧］
図９は、外部回路３０を取り付けた場合のリプル電圧を説明するための図である。図９の左図及び右図は、縦軸をリプル電圧のレベル［ｒｍｓ］、横軸を周波数とするリプル電圧の周波数スペクトルを表している。

図９の左図は、搬送波のキャリア周波数を図２に示すように、Ｆ０とＦ０×２の間で交互に切り替えて搬送波を出力している場合のリプル電圧の周波数スペクトルである。搬送波のうち、キャリア周波数がＦ０である時間割合は１／２となっている。図９の左図においては、前記のように、電力変換器１０に外部回路３０が取り付けられたため、電力変換器１０と外部回路３０との結合回路における共振周波数がＦ０×２に一致、若しくは近接してしまい、Ｆ０×２の周波数のリプル電圧が増幅されている。この状態を維持すると前記のように外部回路３０が破損する虞がある。

一方、図９の右図は、キャリア周波数を図７に示すように、Ｆ０×（１／２）、Ｆ０、Ｆ０×２の順に切り替えて搬送波を出力している場合のリプル電圧の周波数スペクトルである。図９の右図においても、電力変換器１０に外部回路３０が取り付けられているが、左図の場合に比べて、Ｆ０×２の周波数のリプル電圧の発生源であるＦ０のキャリア周波数の搬送波の時間割合は１／４であり、左図の場合の半分となっている。よって、図９の右図では、Ｆ０×２の周波数のリプル電圧が、図９の左図に比べて低減されており、外部回路３０の破損の虞を低減できる。

［本実施形態の効果］
本実施形態の電力変換器１０の制御方法によれば、直流電源（バッテリ１）及び平滑コンデンサ（キャパシタ１５）が接続されたスイッチング手段（電力変換回路１１）にＰＷＭ信号を送信する際に、スイッチング手段（電力変換回路１１）の一次側の電圧値と二次側の電流値に基づいて電圧指令値を生成し、電圧指令値と所定のキャリア周波数の搬送波に基づいてＰＷＭ信号を生成する電力変換器１０の制御方法であって、キャリア周波数を電圧指令値の制御周期の整数倍の周期に対応するように設定するとともに、所定の時間ごとにキャリア周波数を切り替える。

上記方法により、キャリア周波数の切り替えを繰り返す際にキャリア周波数の切り替えのタイミングが電圧指令値の更新のタイミングに対して変化することがないので、キャリア周波数の切り替え時のＰＷＭ信号の歪を低減することができる。したがって、キャリア周波数切り替え時のトルク精度の低下やトルクリプルの発生を抑制することができる。また、従来技術同様にキャリア周波数を拡散させることで定常的なリプル電圧を低減して平滑コンデンサの容量を小さく設計できるが、上記のようにキャリア周波数の切り替え時のトルクリプルの悪化も抑制できるので、その分、平滑コンデンサの容量をさらに小さくすることができる。

本実施形態において、搬送波の周期を電圧指令値の制御周期に同期させる。これにより、搬送波のキャリア周波数の切り替えのタイミングと、電圧指令値の更新のタイミングが一致する。よって、同一の電圧指令値を出力している間にキャリア周波数が切り替ることはない。したがって、ＰＷＭ信号のパルス幅の精度をさらに高めることができ、キャリア周波数切り替え時のトルクリプルやトルク精度の悪化をさらに抑制することができる。

本実施形態において、キャリア周波数を所定の切り替え時間を経過するごとに周期的に切り替える。これにより、キャリア周波数の切り替え制御を容易に行うことができる。

本実施形態において、互いに異なる２つ以上のキャリア周波数の間でキャリア周波数を切り替える。これにより、キャリア周波数の拡散性を高めトルクリプルを低減することができる。

本実施形態において、搬送波の基本波の前記キャリア周波数をＦ０とすると、前記搬送波の前記キャリア周波数をＦ０×２ⁿ（ｎ＝－１、０、及び１以上の整数）となる値から任意に選択して切り替える。これにより、キャリア周波数が電圧指令値の制御周期の整数倍に対応する条件を維持しつつ、キャリア周波数を切り替える際にキャリア周波数を任意に選択できる。

本実施形態において、搬送波の切り替え時間をキャリア周波数が異なるものごとに設定するとともに、切り替え時間を電圧指令値の制御周期の整数倍であってスイッチング手段（電力変換回路１１）の熱時定数τよりも小さい時間に設定する。これにより、スイッチング手段（電力変換回路１１）の熱設計時の基本周波数を超えるキャリア周波数があったとしてものその切り替え時間を熱時定数τよりも小さい時間にできるのでスイッチング手段（電力変換回路１１）の熱的負担を低減できる。

本実施形態において、搬送波の基本波として、第１基本波（Ｆ０）と、第１基本波とはキャリア周波数が異なる第２基本波（Ｆ０’）が選択可能である場合において、第１基本波（Ｆ０）が選択された場合は第１基本波（Ｆ０）を包含するように搬送波のキャリア周波数を切り替え、第２基本波（Ｆ０’）が選択された場合は第２基本波（Ｆ０’）を包含するように搬送波のキャリア周波数を切り替える。これにより、熱設計時の基本周波数が電力変換回路１１またはモータ２の状態により変更するシステムとなっている場合、これに対応して搬送波の基本波を変更するので、システムに対する負担を低減できる。

本実施形態において、スイッチング手段（電力変換回路１１）に外部回路３０が接続された場合において、キャリア周波数のうちスイッチング手段（電力変換回路１１）と外部回路３０との結合回路における共振周波数に一致、若しくは近接するキャリア周波数がある場合、当該キャリア周波数の搬送波の切り替え時間を当該キャリア周波数以外のキャリア周波数の搬送波の切り替え時間よりも短くする。これにより、外部回路３０の破損の虞を低減できる。

また、本字実施形態による電力変換器１０の制御システムは、ＰＷＭ信号に基づいて駆動するスイッチング手段（電力変換回路１１）と、スイッチング手段（電力変換回路１１）の一次側に接続された直流電源（バッテリ１）及び平滑コンデンサ（キャパシタ１５）と、スイッチング手段（電力変換回路１１）の一次側の電圧値と二次側の電流値に基づいて電圧指令値を生成し、電圧指令値と所定のキャリア周波数の搬送波に基づいてＰＷＭ信号を生成してスイッチング手段（電力変換回路１１）に出力する制御部（信号変換部１０４）と、を備え、制御部（信号変換部１０４）は、キャリア周波数を電圧指令値の制御周期の整数倍の周期に対応するように設定可能とされ、所定の時間ごとにキャリア周波数を切り替える。

上記構成により、キャリア周波数の切り替えを繰り返す際にキャリア周波数の切り替えのタイミングが電圧指令値の更新のタイミングに対して変化することがないので、キャリア周波数の切り替え時のＰＷＭ信号の歪を低減することができる。したがって、キャリア周波数切り替え時のトルクリプルやトルク精度の悪化を抑制可能な電力変換器１０の制御システムとなる。また、従来技術同様にキャリア周波数を拡散させることで定常的なリプル電圧を低減して平滑コンデンサの容量を小さく設計できるが、上記のようにキャリア周波数の切り替え時のトルクリプルの悪化も抑制できるので、その分、平滑コンデンサの容量をさらに小さくすることが可能な電力変換器１０の制御システムとなる。

１ バッテリ
１０ 電力変換器
１１ 電力変換回路
１５ キャパシタ
１０４ 信号変換部

Claims (9)

1. 直流電源及び平滑コンデンサが接続されたスイッチング手段にＰＷＭ信号を送信する際に、前記スイッチング手段の一次側の電圧値と二次側の電流値に基づいて電圧指令値を生成し、前記電圧指令値と所定のキャリア周波数の搬送波に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する電力変換器の制御方法であって、
   前記キャリア周波数を前記電圧指令値の制御周期の整数倍の周期に対応するように設定するとともに、所定の時間ごとに前記キャリア周波数を切り替える電力変換器の制御方法。
2. 前記搬送波の周期を前記電圧指令値の制御周期に同期させる請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
3. 前記キャリア周波数を所定の切り替え時間を経過するごとに周期的に切り替える請求項１または２に記載の電力変換器の制御方法。
4. 互いに異なる２以上の前記キャリア周波数の間で前記キャリア周波数を切り替える請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
5. 前記搬送波の基本波の前記キャリア周波数をＦ０とすると、前記搬送波の前記キャリア周波数をＦ０×２ⁿ（ｎ＝－１、０、及び１以上の整数）となる値から任意に選択して切り替える請求項４に記載の電力変換器の制御方法。
6. 前記搬送波の前記切り替え時間を前記キャリア周波数が異なるものごとに設定するとともに、前記切り替え時間を前記電圧指令値の制御周期の整数倍であって前記スイッチング手段の熱時定数よりも小さい時間に設定する請求項３に記載の電力変換器の制御方法。
7. 前記搬送波の基本波として、第１基本波と、前記第１基本波とは前記キャリア周波数が異なる第２基本波が選択可能である場合において、前記第１基本波が選択された場合は前記第１基本波を包含するように前記搬送波の前記キャリア周波数を切り替え、前記第２基本波が選択された場合は前記第２基本波を包含するように前記搬送波の前記キャリア周波数を切り替える請求項３乃至６のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
8. 前記スイッチング手段に外部回路が接続された場合において、前記キャリア周波数のうち前記スイッチング手段と前記外部回路との結合回路における共振周波数に一致、若しくは近接する前記キャリア周波数がある場合、当該キャリア周波数の前記搬送波の前記切り替え時間を当該キャリア周波数以外の前記キャリア周波数の前記搬送波の前記切り替え時間よりも短くする請求項３乃至７のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
9. ＰＷＭ信号に基づいて駆動するスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段の一次側に接続された直流電源及び平滑コンデンサと、
   前記スイッチング手段の一次側の電圧値と二次側の電流値に基づいて電圧指令値を生成し、前記電圧指令値と所定のキャリア周波数の搬送波に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成して前記スイッチング手段に出力する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   前記キャリア周波数を前記電圧指令値の制御周期の整数倍の周期に対応するように設定可能とされ、前記所定の時間ごとに前記キャリア周波数を切り替える電力変換器の制御システム。

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