JP7256075B2 - 照明用電源およびその保護回路 - Google Patents

Description

本発明は、照明用電源およびその保護回路に関する。

近年、照明において従来の蛍光灯に置き換わるものとして、発光ダイオード（以下、ＬＥＤ：Light Emitting Diode）を用いた照明装置が製品化されている。メリットとして、ＬＥＤ照明装置は、蛍光灯に比べて長寿命であること、また、蛍光灯には水銀が使用されているので環境保護の観点からＬＥＤ照明装置が優れていることである。

ＬＥＤ照明装置においては、通常、降圧型チョッパー方式またはシリーズ式のレギュレータと、ＤＣ－ＤＣコンバータとを組み合わせてＬＥＤランプを駆動する。
これらのＬＥＤランプを駆動する電源は、電源回路内の部品故障時や異物混入などによる短絡時に、電源は発煙や発火を発生させてはならず、対策の為に保護部品または保護回路が設けられている。
過電流保護のために使用される部品の一つに温度ヒューズがある。

特許文献１には、半導体素子と温度ヒューズを電気的に直列接続し、半導体素子が取り付けられた放熱フィンに、温度ヒューズを取り付けた発明が開示されている。半導体素子が過電流によって温度が上昇すると、半導体素子が破壊する前に温度ヒューズを溶断させて、半導体素子を保護するものである。
この半導体素子と温度ヒューズは放熱フィンを介して熱的に結合され、具体的には半導体素子および温度ヒューズ本体がネジにより放熱フィンに直接取り付けられている。

そこで、この温度ヒューズを使用した照明用電源の従来回路のブロック図を図９に示す。
この照明用電源は、位相制御（トライアック）方式の調光器を備え、保持電流回路の電源に、ＭＯＳＦＥＴ、抵抗、ツェナーダイオードを使用したレギュレータが使用されている。さらに、レギュレータにはＬＥＤ照明のチラツキを防止するための保持電流回路が接続されている。

この調光可能な電源は、商用電源から調光器を介してダイオードブリッジで整流した脈流電圧を入力とし、ＭＯＳＦＥＴのドレイン－ゲート間に抵抗、ゲート－ＧＮＤ間に、ツェナーダイオードを介装することにより、ソース－ＧＮＤ間に方形波電圧が形成され、保持電流回路内のダイオードとコンデンサにより平滑された直流電圧を保持電流回路の電源として使用する。
また、ダイオードブリッジで整流された脈流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路に供給し、脈流電圧を平滑しＬＥＤを点灯させる電流・電圧に変換する。

保持電流回路の詳細な説明は後述するが、保持電流回路の故障には、保持電流を流すスイッチング素子が短絡し、それに接続された抵抗（ブリーダー抵抗という）がそのままＧＮＤに接続される場合、あるいはその他の保持電流回路内の部品が短絡する場合などがある。
ブリーダー抵抗やその他の保持電流回路内の部品が短絡となった場合は、レギュレータのＭＯＳＦＥＴのソースと直列に接続された温度ヒューズが溶断することにより短絡保護が可能である。

その温度ヒューズを使用するための取り付け方法を図１０に示す。図１０はＭＯＳＦＥＴのボディーに温度ヒューズを接着用ボンド等で直接取り付けた概略図である。ＭＯＳＦＥＴのソースと温度ヒューズの端子を電気的に直列接続することにより、過電流となってＭＯＳＦＥＴの温度が上昇し温度ヒューズの溶断温度に達すると温度ヒューズが溶断し、ＭＯＳＦＥＴのソース側ラインが切断されることにより、ＭＯＳＦＥＴやブリーダー抵抗を保護する。

特開平２－３１４５５号公報

しかし、ＭＯＳＦＥＴのボディーに温度ヒューズを直接取り付けるためには、接着用ボンドやチューブ等の取り付け工数が必要であり、また、ＭＯＳＦＥＴと温度ヒューズとの密着が不十分な場合にはＭＯＳＦＥＴの異常発熱が伝わらず、取り付けに対する信頼性の課題もある。
そのため、温度ヒューズを用いる替わりに、ヒューズ抵抗を使用することにより取り付けや信頼性の課題を解決することが行われている。

ところが、単に温度ヒューズをヒューズ抵抗に置き換えただけでは、次のような課題が残る。保持電流回路のブリーダー抵抗をオンオフ動作させるためのＭＯＳＦＥＴ（ブリーダー抵抗制御用ＭＯＳＦＥＴ）のドレインーソース間が短絡となった場合、すなわちブリーダー抵抗がＧＮＤに接続されるような場合に、通常ブリーダー抵抗よりもヒューズ抵抗の抵抗値が小さいことから、ヒューズ抵抗が溶断しないことがあり、レギュレータのＭＯＳＦＥＴやブリーダー抵抗の消費電力が増加してしまう。その結果、レギュレータのＭＯＳＦＥＴやブリーダー抵抗が異常な温度となって、部品の焼損やその部品を実装したプリント基板の焼損の発生が課題となっていた。

本発明は、上記の課題を解決するために、照明用電源にヒューズ抵抗を使用し、部品および基板が焼損する前に、ヒューズ抵抗を強制的に溶断させる保護回路を提供する。
すなわち、本発明は、照明負荷に対応した直流電力を出力する照明用電源であって、レギュレータと、そのレギュレータの出力に応じて動作する保持電流回路およびヒューズ抵抗とを備え、保持電流回路が過電流状態となる異常時に、保持電流回路の出力信号に基づきヒューズ抵抗を強制的に溶断させる保護回路を設けたことを特徴とする。

この構成によれば、保持電流回路が過電流状態となっても、保護回路により強制的にヒューズ抵抗を溶断させることができレギュレータおよび保持電流回路を保護することができる。

また、整流回路により整流された脈流電圧を変換して直流電力を出力する照明用電源において、保持電流回路は、保持電流を流すための第１の抵抗と第１のスイッチング素子とを直列に接続した回路を有し、脈流電圧が所定値以下のときに第１のスイッチング素子をオン動作させて保持電流を流す回路であって、第１のスイッチング素子の故障により第１の抵抗に過電流が流れてもヒューズ抵抗が溶断しない場合に、第１のスイッチング素子のオンオフ動作の信号を保持電流回路の出力信号として保護回路に出力することにより、ヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする。

この構成によれば、保持電流回路のスイッチング素子（第１のスイッチング素子）のオンオフ動作の信号を保護回路に出力することによりヒューズ抵抗を溶断させることができるため、過電流による焼損の拡大を防ぐことができる。

さらに、保護回路は、ヒューズ抵抗とＧＮＤ間に介装された第２のスイッチング素子を備え、保持電流回路の正常時は第２のスイッチング素子がオン動作しないように保持し、保持電流回路の異常時は第２のスイッチング素子をオン動作させてヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする。

この構成により、保護回路は、保持電流回路からの信号を判定し、異常時にのみヒューズ抵抗を溶断させレギュレータおよび保持電流回路を保護することができる。

さらに、保護回路は、第１と第２のトランジスタ、第２のスイッチング素子のゲートとＧＮＤ間に並列接続したコンデンサをさらに備え、第２のトランジスタのオン動作によりコンデンサに充電して第２のスイッチング素子のゲート電圧を上昇させる一方、第１のトランジスタのオン動作により、コンデンサから放電させてゲート電圧を低下させる回路であって、保持電流回路の正常時は第１のトランジスタと第２のトランジスタを交互にオン動作させることによって、第２のスイッチング素子がオン動作しないゲート電圧に保持し、保持電流回路の異常時は第１のトランジスタをオン動作させないで、第２のトランジスタのオン動作を継続させることにより、第２のスイッチング素子のゲート電圧を上昇させ、第２のスイッチング素子をオン動作させてヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする。

この構成によれば、保護回路は、正常時は２つのトランジスタ（第１および第２のトランジスタ）を交互に動作させ、異常時は１つのトランジスタの動作を継続させることにより、異常時のみヒューズ抵抗を溶断させることができる。

また、調光器をさらに備えた照明用電源において、保護回路は、第２のトランジスタとコンデンサとに接続された抵抗をさらに備え、その抵抗とコンデンサとの時定数によって、第２のスイッチング素子のゲート電圧を徐々に上昇させ、時定数は調光器による光量が最小であっても第２のスイッチング素子がオン動作しないように設定されていることを特徴とする。

この構成によれば、保護回路の時定数を設定することによって、調光器の光量の大小にかかわらず過電流が発生した異常時のみ保持電流回路の保護ができる。

また、照明負荷に対応した直流電力を出力する照明用電源の保護回路であって、照明用電源は、レギュレータと、そのレギュレータの出力に応じて動作する保持電流回路およびヒューズ抵抗とを備え、保持電流回路が過電流状態となる異常時に、保持電流回路の出力信号に基づきヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする照明用電源の保護回路である。

この保護回路により、保持電流回路が過電流状態となっても強制的にヒューズ抵抗を溶断させることができ、レギュレータおよび保持電流回路を保護することができる。

また、照明用電源は整流回路により整流された脈流電圧を変換して直流電力を出力し、保持電流回路は、保持電流を流すための第１の抵抗と第１のスイッチング素子とを直列に接続した回路を有し、脈流電圧が所定値以下のときに第１のスイッチング素子をオン動作させて保持電流を流す回路であり、第１のスイッチング素子の故障により第１の抵抗に過電流が流れてもヒューズ抵抗が溶断しない場合に、第１のスイッチング素子のオンオフ動作の信号を保持電流回路の出力信号として当該第１のスイッチング素子のオンオフ動作の信号に基づきヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする。

この構成によれば、保持電流回路のスイッチング素子（第１のスイッチング素子）のオンオフ動作の信号が保護回路に出力されることによりヒューズ抵抗を強制的に溶断させることができるため、レギュレータおよび保持電流回路を保護することができる。

さらに、保護回路は、第１および第２のトランジスタと、ヒューズ抵抗とＧＮＤ間に介装された第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子のゲートとＧＮＤ間に並列接続したコンデンサとを備え、第２のトランジスタのオン動作によりコンデンサに充電して第２のスイッチング素子のゲート電圧を上昇させる一方、第１のトランジスタのオン動作により、前記のコンデンサから放電させてゲート電圧を低下させ、保持電流回路の正常時は第２のスイッチング素子がオン動作しないゲート電圧に保持し、保持電流回路の異常時は第２のスイッチング素子をオン動作させてヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする。

この構成によれば、保護回路は、正常時は２つのトランジスタ（第１および第２のトランジスタ）を交互に動作させ、異常時は１つのトランジスタの動作を継続させることにより、異常時のみヒューズ抵抗を溶断させることができる。

以上、本発明によれば、温度ヒューズを使用する場合の取り付け工数が不要となり、ヒューズ抵抗を使用したときに溶断しないで異常な温度が継続する場合でも、保持電流回路の出力信号に基づきヒューズ抵抗を強制的に溶断させてレギュレータおよび保持電流回路を保護することができる。また、ヒューズ抵抗は小型の面実装部品で構成できるため取り付けに対する信頼性も向上できる。

照明用電源のブロック図である。 保持電流回路の詳細回路である。 保持電流回路の動作を説明する図である。 保護回路の詳細回路である。 調光の光量が最大時の保護回路の各波形を示す図である。 調光の光量が最小時の保護回路の各波形を示す図である。 保持電流回路のコンデンサが短絡した場合の動作を説明する図である。 スイッチング素子短絡時に保護回路がないとした場合のヒューズ抵抗の消費電力を説明する図である。 温度ヒューズを使用した照明用電源の従来回路のブロック図である。 半導体素子に温度ヒューズを取り付けた概略図である。

本発明の実施形態に係る照明用電源について図面を参照して説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る照明用電源のブロック図である。
照明用電源１は、調光器３、ダイオードブリッジ４、抵抗５、スイッチング素子６、ヒューズ抵抗７、ツェナーダイオード８、ＤＣ／ＤＣ変換回路１０、保護回路１１および保持電流回路１２より構成され、その照明用電源１に商用電源２およびＬＥＤ（照明負荷）９が接続されている。

照明用電源１は、商用電源２からの交流電力を位相制御（トライアック）方式の調光器３を介してダイオードブリッジ（整流回路）４で整流した脈流電圧ＶｄｃをＤＣ／ＤＣ変換回路１０に供給し、ＤＣ／ＤＣ変換回路１０はＬＥＤ９を点灯させる直流電力（直流電圧および電流）に変換する。
スイッチング素子６のドレイン－ゲート間に電流制限用の抵抗５、ゲート－ＧＮＤ間に、ツェナーダイオード８を介装する。
抵抗５、スイッチング素子６、ツェナーダイオード８およびヒューズ抵抗７で構成されるシリーズレギュレータは、抵抗５とツェナーダイオード８の直列接続によりツェナーダイオード８のツェナー電圧から、スイッチング素子６のゲート閾値電圧を差し引いた電圧Ｖ１を方形波電圧として出力する。

例えば、ツェナー電圧２２[Ｖ]のツェナーダイオード８を使用することにより、スイッチング素子６のソースとＧＮＤ間に約１８[Ｖ]の方形波電圧Ｖ１が形成され、保持電流回路１２内で平滑された直流電圧に変換されて保持電流回路１２の電源として供給される。
さらに、照明用電源１は、保持電流回路１２を構成する部品等が故障して発生する回路の焼損等を防止するための保護回路１１を備える。
なお、図１中の電圧Ｖ２は、ヒューズ抵抗７の下流側の電圧、保持電流回路１２および保護回路１１への入力電圧である。

初めに、保持電流回路１２について説明する。
図２は、保持電流回路の詳細回路である。保持電流回路１２は、スイッチング素子（第１のスイッチング素子）２１、スイッチング素子２２、オペアンプ２３、ダイオード２４、抵抗２５（第１の抵抗）、抵抗２６～２８、コンデンサ３０および設定電圧源３１により構成される。

ダイオードブリッジ４から出力される脈流電圧Ｖｄｃを抵抗２７と抵抗２８により分圧し、この分圧した電圧と設定電圧（所定値）Ｖ３１がオペアンプ２３に入力される。分圧した電圧が設定電圧Ｖ３１と比較して高いときには、スイッチング素子２２がオンして、スイッチング素子２１をオフさせる。この時抵抗（ブリーダー抵抗）２５に保持電流は流れない。

一方、分圧した電圧が設定電圧Ｖ３１以下のときには、スイッチング素子２２がオフし、スイッチング素子２１がオンする。この時、抵抗２５に電流が流れる。すなわち、調光器の誤動作を防ぐ保持電流が流れる。
また、この抵抗２５は、通常ヒューズ抵抗７より抵抗値は大きい。保持電流回路１２のスイッチング素子２１が故障により短絡状態となっても、ヒューズ抵抗７は溶断しないことがあるため、後述する保護回路１１の機能によりヒューズ抵抗７を溶断させないと、ブリーダー抵抗２５やスイッチング素子６は異常な温度が継続してしまう。

ここで、脈流電圧Ｖｄｃと設定電圧Ｖ３１の関係について図３を基に説明する。
図３は、保持電流回路の動作を説明する図であり、（Ａ）設定電圧（低）および（Ｂ）設定電圧（高）の２つのケースの、各々について３つの波形を示す。上から順に、ダイオードブリッジ４出力の脈流電圧Ｖｄｃ、スイッチング素子２１のドレインーソース間電圧Ｖｍ１ｄおよび抵抗２５の消費電力Ｐｒを示す。横軸は時間であり、商用電源２の２サイクル分の４０[ｍｓ]を示す。

脈流電圧Ｖｄｃと設定電圧Ｖ３１と比較して、脈流電圧Ｖｄｃが設定電圧Ｖ３１以下になったとき、Ｖｍ１ｄは０[Ｖ]（以下、各スイッチング素子のオン時のドレインーソース間電圧も０[Ｖ]とする）になり、スイッチング素子２１はオンする。このとき、抵抗２５に電流が流れ、抵抗２５による消費電力Ｐｒが発生する。しかし、設定電圧Ｖ３１が低く設定されているときのこの時間はわずかである。
抵抗２５の消費電力Ｐｒがパルス状の波形を示すのは、脈流電圧Ｖｄｃが低くなったときには、シリーズレギュレータの動作もオフするため電源が供給されないことによる。よって、設定電圧Ｖ３１の低い時の抵抗２５の消費電力Ｐｒは非常に少なく約２０[ｍＷ]である。

一方、設定電圧Ｖ３１が高く設定されているときには、電圧Ｖｍ１ｄの０[Ｖ]期間が長くなり、すなわち第１のスイッチング素子２１のオン時間が長くなり、抵抗２５にも長時間電流が流れ、抵抗２５の消費電力Ｐｒも大きくなる。この設定電圧の場合（約１００[Ｖ]）の消費電力は約５７０[ｍＷ]である。
よって、設定電圧Ｖ３１は、短時間であっても保持電流が流れる設定値とし、かつ消費電力が小さくなるような設定値とする。

つぎに、本発明の保護回路の詳細について説明する。
図４は、保護回路１１の詳細回路である。スイッチング素子（第２のスイッチング素子）５１、スイッチング素子５２、トランジスタ５３（第１のトランジスタ）、トランジスタ５４（第２のトランジスタ）、ダイオード５５、コンデンサ５６（第１のコンデンサ）、コンデンサ５７（第２のコンデンサ）、抵抗５８（第２の抵抗）、抵抗５９（第３の抵抗）、抵抗６０（第４の抵抗）、抵抗６１（第５の抵抗）、抵抗６２および抵抗６３から構成される。

ヒューズ抵抗７からの入力は、ダイオード５５のアノードとスイッチング素子５１のドレインに接続される。ダイオード５５のカソードはコンデンサ５７と抵抗５８の一端に接続される。この抵抗５８は、抵抗５９および抵抗６０と直列に接続され、抵抗６０の他端はＧＮＤに接続される。スイッチング素子５１のソース、コンデンサ５７の他端もＧＮＤに接続される。

抵抗５８と抵抗５９の接続点はトランジスタ５３のベースに接続され、抵抗５９と抵抗６０の接続点はトランジスタ５４のエミッタに接続される。
なお、本実施形態ではトランジスタ５３およびトランジスタ５４はＰＮＰ型を使用する。
保持電流回路１２からの入力は抵抗６３の一端に接続され、抵抗６３の他端はトランジスタ５３のエミッタおよびトランジスタ５４のベースに接続される。トランジスタ５３のコレクタはスイッチング素子５２のゲートおよび抵抗６２の一端に接続され、スイッチング素子５２のソースおよび抵抗６２の他端はＧＮＤに接続される。

トランジスタ５４のコレクタは、抵抗６１の一端に接続され、抵抗６１の他端はスイッチング素子５２のドレイン、コンデンサ５６およびスイッチング素子５１のゲートに接続される。コンデンサ５６の他端はＧＮＤに接続される。

ダイオード５５とコンデンサ５７は平滑回路として機能し、抵抗５８～６０はコンデンサ５７の電圧Ｖｃ２を分圧し、トランジスタ５３のベースおよびトランジスタ５４のエミッタに入力される電圧を決定する。
保持電流回路１２のスイッチング素子２１のドレインーソース間の電圧Ｖａ（Ｖｍ１ｄ）と、トランジスタ５３のベース電圧およびトランジスタ５４のエミッタ電圧との関係によって、保護回路は動作する。
なお、電圧Ｖａはスイッチング素子２１のオンオフ動作の信号であることから、スイッチング素子２１のオンオフ動作の信号が保持電流回路の出力信号として保護回路に出力されることにより、保護回路が動作すると言える。

ここで、抵抗５８～６０とトランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂおよびトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅの関係について、説明する。
抵抗５８と抵抗５９の接続点の電圧、すなわちトランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂは、
Ｖｑ１ｂ＝（（抵抗５９＋抵抗６０）／（抵抗５８＋抵抗５９＋抵抗６０））＊Ｖｃ２・・・（１）
で決定される。これらの抵抗により分圧されたトランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂは、基準電圧Ｖａ（Ｈ）とする。ここでＶｃ２はコンデンサ５７の電圧である。

また、抵抗５９と抵抗６０の接続点の電圧、すなわちトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅは、
Ｖｑ２ｅ＝（抵抗６０／（抵抗５８＋抵抗５９＋抵抗６０））＊Ｖｃ２ ・・・（２）
で決定される。これらの抵抗により分圧されたトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅは、基準電圧Ｖａ（Ｌ）とする。
ここで、保持電流回路１２のスイッチング素子２１がオン状態では、電圧Ｖａは０[Ｖ]である。また、スイッチング素子２１がオフの状態では、Ｖａ＝Ｖｍ１ｄとなる。この時スイッチング素子２１には電流が流れないため、電圧Ｖｍ１ｄは、電圧Ｖ２とほぼ同じになる。

トランジスタ５３がオンするためには、トランジスタ５３のベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅとすると、電圧Ｖａが
Ｖａ＞Ｖｑ１ｂ＋Ｖｂｅ ・・・（３）
になると、トランジスタ５３がオンし、抵抗６２に電流が流れ、スイッチング素子５２がオンする。スイッチング素子５２がオンすると、コンデンサ５６の電荷を放電させ、スイッチング素子５１のゲート電圧が低下する。
電圧Ｖａが、基準電圧Ｖａ（Ｈ）にトランジスタ５３のベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅ加算した電圧を超えるとトランジスタ５３はオンすることになる。

また、トランジスタ５４のベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅとすると、電圧Ｖａが、
Ｖａ＜Ｖｑ２ｅ－Ｖｂｅ ・・・（４）
になると、トランジスタ５４がオンし、抵抗６１を介してコンデンサ５６を充電する。コンデンサ５６の電圧Ｖｃ１がスイッチング素子５１のゲート閾値電圧を超えるとスイッチング素子５１がオンする。電圧Ｖａが、基準電圧Ｖａ（Ｌ）からトランジスタ５４のベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅを減じた電圧未満になるとトランジスタ５４はオンすることになる。

電圧Ｖａは、保持電流回路１２のスイッチング素子２１のオンオフ動作やスイッチング素子２１の短絡故障等により変化する。保持電流回路１２の正常時には、電圧Ｖａが基準電圧Ｖａ（Ｈ）超える期間と基準電圧Ｖａ（Ｌ）を下回る期間が交互に発生する（以下、厳密には基準電圧Ｖａ（Ｈ）および（Ｌ）はトランジスタのベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅも関係する）。異常時の電圧Ｖａは、基準電圧Ｖａ（Ｌ）を上回ることはないように、抵抗５８～６０を選定する。

よって、保持電流回路１２が正常時には、トランジスタ５３とトランジスタ５４が交互にオン動作して、スイッチング素子５１のゲート電圧をスイッチング素子５１がオン動作しない電圧値に保持する。
すなわち、正常時はスイッチング素子５１のゲート―ソース間に並列接続されたコンデンサ５６にトランジスタ５４のオン動作によって充電され、トランジスタ５３のオン動作によって放電される。正常時にはこの充電と放電が繰り返され、スイッチング素子５１がオン動作となることはない。

異常時になると、電圧Ｖａは、保持電流回路１２のスイッチング素子２１がオン動作と同じ状態になるため、電圧Ｖａは０[Ｖ]になって、基準電圧Ｖａ（Ｌ）を超えない。トランジスタ５４はオン動作となり、スイッチング素子５１に接続されたコンデンサの充電が継続され、スイッチング素子５１のゲート閾値電圧を超えると、スイッチング素子５１がオン動作となる。
Ｖａ（Ｌ）未満の期間が長く継続すると、すなわち保持電流回路１２が過電流状態となって保持電流回路のスイッチング素子２１が短絡したままの場合は、トランジスタ５３がオン動作しないで、トランジスタ５４がオン動作を継続する。

トランジスタ５４のオン動作が継続することにより、スイッチング素子５１のゲート電圧が、コンデンサ５６と抵抗６１によって定まる時定数により上昇する。トランジスタ５４のオン動作が所定の期間継続すると、スイッチング素子５１がオン動作するゲート閾値電圧を超えスイッチング素子５１がオン動作し、スイッチング素子５１と直列に接続されたヒューズ抵抗７を強制的に溶断させて保持電流回路を保護する。

なお、抵抗６１とコンデンサ５６による時定数は、調光器３の調光量が最小時であっても、すなわち商用電源の０．５サイクルの期間に、Ｖａ（Ｌ）未満の期間が長くなっても、正常時にはスイッチング素子５１がオン動作するゲート閾値電圧までは上昇しないように選定する。

また、保護回路１１のダイオード５５およびコンデンサ５７の平滑回路は省略してもよい。この場合は、抵抗５８の一端を保持電流回路１２のダイオード２４のカソードに接続する。これにより、保護回路の平滑機能は、保持電流回路の機能を供用することになり、部品が省略できる。
さらに、本実施形態ではトランジスタ５３および５４はバイポーラトランジスタ（ＰＮＰ型）を使用しているが、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子であってもよい。またスイッチング素子５１および５２、保持電流回路のスイッチング素子２１はバイポーラトランジスタを使用してもよい。なお、抵抗６３は電流制限抵抗である。

次に、保護回路１１の動作を図５および図６に示す波形を基に詳細に説明する。
図５は、調光器による光量が最大時の保護回路１１の各波形を示す図であり、図６は光量が最小時の同様の図である。図５および図６は共に、保護回路１１が、正常の期間（ａ）から保持電流回路１１のスイッチング素子２１が短絡して過電流が流れ始める期間（ｂ）および過電流が継続して流れる期間（ｃ）を示している。
なお、図５および図６は、シミュレーションによる波形であり、上述の図３、以下の図７および図８も同様である。

図５および図６は、上から順に、（Ａ）ヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒ、（Ｂ）スイッチング素子５１のドレイン―ソース間電圧Ｖｍ２ｄ、（Ｃ）保持電流回路１２からの入力と抵抗６３の接続点の電圧Ｖａ、（Ｄ）トランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅ、（Ｅ）トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂ、（Ｆ）ダイオードブリッジ出力の脈流電圧Ｖｄｃである。横軸は時間である。
なお、（Ｄ）トランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅおよび（Ｅ）トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂは、上記式（１）および（２）によって決定される。
また、スイッチング素子５１のドレイン―ソース間電圧Ｖｍ２ｄは、上記図１中の電圧Ｖ２と同じである。

図５に示す期間（ａ）は、電源投入後、正常に動作している期間である。正常状態の期間（ａ）の脈流電圧Ｖｄｃは、商用電源２のゼロクロスから所定の位相角で調光器の素子を点弧した全波整流の波形である。この波形は期間（ｂ）および期間（ｃ）でも変わらない。
図５（Ｂ）の電圧Ｖｍ２ｄは、レギュレータの出力に接続されたヒューズ抵抗７の下流側電圧Ｖ２と同じである。保持電流回路１２が正常に動作しているときには、スイッチング素子５１はオン動作しないため、電圧Ｖｍ２ｄの波形は、レギュレータの出力波形とほぼ同様で、ピーク電圧は約２０[Ｖ]となる。脈流電圧Ｖｄｃが低下したときには、０[Ｖ]になる。

図５（Ｃ）の電圧Ｖａは、脈流電圧Ｖｄｃが保持電流回路１２の設定電圧Ｖ３１より大きい間は、スイッチング素子２１はオフするため、抵抗２５による電圧降下は発生せず、電圧Ｖａは電圧Ｖｍ２ｄと等しくなる。
図３で説明したように、脈流電圧Ｖｄｃが設定電圧Ｖ３１以下のときにスイッチング素子２１が短時間オン動作し、その後レギュレータの出力停止とともに０[Ｖ]になる。

図５（Ｄ）のトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅおよび（Ｅ）トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂは、式（１）および式（２）から算出される電圧である。
なお、図５（Ｄ）および（Ｅ）に示す波形の抵抗比は、抵抗５８：抵抗５９：抵抗６０＝１：１：１４．２である。
図５（Ｄ）のトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅは、上記の抵抗比から高い電圧値となるように設定されているが、この電圧値が高ければ、スイッチング素子５１が確実に異常時にオン動作する。

ここで、抵抗５８～６０の抵抗比は、トランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅを１０[Ｖ]（Ｖｍ２ｄの１／２）以上にすればコンデンサ５８の充電が可能となることから、トランジスタ５４がオン動作するときの抵抗６３（本実施形態では、抵抗６０と抵抗値は同じ）も考慮し、少なくとも抵抗５８：抵抗５９：抵抗６０＝１：１：４、すなわち、抵抗６０の抵抗比は４以上であればよい。

正常の期間（ａ）におけるコンデンサ５７の電圧Ｖｃ２は、レギュレータが動作している間はほぼ一定であるが、レギュレータがオフする期間の電圧Ｖｃ２は、抵抗５８～６０による放電とトランジスタ５４の動作により徐々に低下する。
よって、（Ｄ）トランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅおよび（Ｅ）トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂの波形も、脈流電圧Ｖｄｃが０[Ｖ]になる間は低下し、レギュレータが動作を開始すればすぐに元に戻る波形になっている。

ここで、トランジスタ５３および５４のオン動作は、電圧Ｖａ、エミッタ電圧Ｖｑ２ｅおよびベース電圧Ｖｑ１ｂの電圧によって決定されるので、図５（Ｃ）～（Ｅ）を参照して比較する。
電圧Ｖａがハイレベル（約２０[Ｖ]）の間は、トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂ＋ベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅより高くなり、トランジスタ５３がオン動作し、コンデンサ５６は放電される。
また、電圧Ｖａがローレベル（０[Ｖ]）になると、エミッタ電圧Ｖｑ２ｅ－ベース―エミッタ間電圧Ｖｂｅより低くなって、トランジスタ５４がオン動作し、コンデンサ５６に充電される。

保持電流回路の正常の期間（ａ）の間は、トランジスタ５３とトランジスタ５４のオン動作が交互に行われる。コンデンサ５６の電圧はゲート閾値電圧未満に保持され、スイッチング素子５１はオン動作しない。
なお、正常な期間（ａ）は、ヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒも保持電流が流れるのみで約２[ｍＷ]と少ない。

次に、図５に示す期間（ｂ）は、保持電流回路１２のスイッチング素子２１の故障により短絡となる期間である。
この時、脈流電圧Ｖｄｃは、正常時と比べて変化はない。電圧Ｖｍ２ｄは、短絡が発生したと同時に、電圧のピーク値が低下している。これは、スイッチング素子２１が短絡し、脈流電圧Ｖｄｃが設定電圧Ｖ３１より高くても、抵抗２５に電流が流れヒューズ抵抗７に流れる電流も増加するため、正常時よりヒューズ抵抗７の電圧降下分が増加し、電圧Ｖ２は正常時より低下する。
また、電圧Ｖａは、スイッチング素子２１が短絡しているため、０[Ｖ]になる。

一方、この期間（ｂ）はコンデンサ５７には充電されず、コンデンサ５７の電圧Ｖｃ２は，抵抗５８～６０による放電およびトランジスタ５４のオン動作のため、徐々に低下する。そのため、トランジスタ５３のベース電圧Ｖｑ１ｂおよびトランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅも徐々に低下する。
しかし、トランジスタ５４のエミッタ電圧Ｖｑ２ｅは徐々に低下しているが、電圧Ｖａは、０[Ｖ]となっており、トランジスタ５４はオン動作が継続し、抵抗６１を介してコンデンサ５６を充電し続ける。このコンデンサ５６の電圧Ｖｃ１は、徐々に上昇し、スイッチング素子５１のゲート閾値電圧を超えるとスイッチング素子５１がオン動作する。

このスイッチング素子５１がオン動作するまでの時間は、抵抗６１とコンデンサ５６の時定数により定まる。図５に示すシミュレーションでは、時定数は２２０[ｍｓ]としているが、この時商用電源の２サイクルでオン動作し始めている。
さらに、スイッチング素子５１のゲート電圧は徐々に上昇し、短絡してから商用電源の約４サイクルで、スイッチング素子５１は完全にオン動作となっている。
よって、図５（Ｂ）に示す電圧Ｖｍ２ｄは、スイッチング素子５１に流れる電流が徐々に増加するため低下し、スイッチング素子５１が完全にオン動作になると０[Ｖ]になる。

この時、ヒューズ抵抗７は最大の電流が流れ、ヒューズ抵抗７による消費電力Ｐｆｒも最大となっている（図５に示すシミュレーションでは、約１０[Ｗ]）。
なお、期間（ｃ）では、ヒューズ抵抗７は溶断するが、図５に示すシミュレーションは、ヒューズ抵抗７が最大の電流が流れる状態を継続した図となっており、溶断後の波形は示していない。

図６は、調光器の光量が最小のときの図であって、図５とは、脈流電圧Ｖｄｃが異なるため、電圧Ｖｍ２ｄおよび電圧Ｖａのハイレベルとなる期間が異なる。
期間（ｂ）の保持電流回路１２のスイッチング素子２１が短絡の状態では、電圧Ｖａは０[Ｖ]となっているため、トランジスタ５４のオン動作は継続する。スイッチング素子５１がオンし始める時間および完全にオンする時間は、図５に示す光量が最大の場合と同じである。このとき、光量が最大の場合と比べてレギュレータのオンする期間が短いため、期間（ｃ）のヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒは約４[Ｗ]である。

よって、調光器の光量が最大の場合でも最小の場合でも、スイッチング素子２１が短絡となった場合、選定したヒューズ抵抗の定格電力により溶断までの時間は異なるがヒューズ抵抗７は溶断する。
なお、正常の期間（ａ）でも、光量が最小時の場合、商用電源２の０．５サイクルの期間で電圧Ｖａが０[Ｖ]になる時間が調光の光量が最大のときに比べて長いため、トランジスタ５４のオン動作が継続し、この期間にコンデンサ５６が充電されて、スイッチング素子５１のゲート電圧が上昇する。しかし、抵抗６１とコンデンサ５６の時定数は、商用電源２の０．５サイクルと比べて十分長く設定されているため、正常時にスイッチング素子５１がオン動作することはない。

ここで、図５および図６に示すシミュレーションでは、時定数を２２０[ｍｓ]としているが、ノイズによる誤動作を防止するため、および調光器の光量が最小になるときでもスイッチング素子５１がオン動作しないようにするため、少なくとも時定数は５５[ｍｓ]以上であればよい。
これは、図５のシミュレーションでは、時定数２２０[ｍｓ]でスイッチング素子５１が動作し始めるのは商用電源の２サイクル（４０[ｍｓ]）後である。このことから少なくとも調光量の光量が最小となるときにもスイッチング素子５１を０．５サイクル（１０[ｍｓ]）でもオン動作させないとするためには、１０[ｍｓ]の５．５倍（２２０[ｍｓ]／４０[ｍｓ]）とした。

図７は、保持電流回路１２内のスイッチング素子２１以外の、例えば、コンデンサ３０が故障して短絡した場合の動作を説明する図である。図７の上から順に、ヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒ、ダイオード２４のアノードの電圧Ｖｍ２ｄ（Ｖ２）、脈流電圧Ｖｄｃを示したものであり、横軸は時間である。コンデンサ３０が短絡した時点（横軸の時間１００[ｍｓ]）で、電圧Ｖｍ２ｄはほぼ０[Ｖ]となる。この時のヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒはスイッチング素子５１のオン状態と同様で、約１０[Ｗ]であり、ヒューズ抵抗７が溶断して保護が働く。

また、図８は、保護回路１２がないとした場合のヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒを説明する図である。保持電流回路１２のスイッチング素子２１がオン動作したままの状態のシミュレーションであり、３つの波形は、図７の波形と同じである。また、横軸は時間である。
横軸の時間１００[ｍｓ]の時点でスイッチング素子２１の短絡故障が発生し、その後脈流電圧Ｖｄｃが設定電圧Ｖ３１より大きい期間も抵抗２５に保持電流が流れるが、保護回路１１がある場合と比べてヒューズ抵抗７に流れる電流値は少ない。この結果、本発明の保護回路１２がないとした場合では、ヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒは約１８５[ｍＷ]となる。
この場合ヒューズ抵抗７は溶断しないため、スイッチング素子６やブリーダー抵抗２５が異常発熱し、回路の焼損につながる。

よって、本実施形態では、ヒューズ抵抗７は、スイッチング素子２１の短絡となる消費電力Ｐｆｒの約１８５[ｍＷ]では溶断しないが、保護回路１１の動作により調光器３の光量の最小時は、消費電力Ｐｆｒが約４[Ｗ]となるため、溶断するヒューズ抵抗７の定格電力は０．２５[Ｗ]または０．５[Ｗ]のものを使用する。
なお、ヒューズ抵抗７の定格電力は、照明用電源１や保護回路１１によって異なるが、ヒューズ抵抗７の消費電力Ｐｆｒの１／４～１／8であればよい。

１・・・照明用電源、２・・・商用電源、３・・・調光器、４・・・ダイオードブリッジ（整流回路）、５・・・抵抗、６・・・スイッチング素子、７・・・ヒューズ抵抗、８・・・ツェナーダイオード、９・・・ＬＥＤ（照明負荷）、１０・・・ＤＣ／ＤＣ変換回路、１１・・・保護回路、１２・・・保持電流回路、２１・・・スイッチング素子（第１のスイッチング素子）。２２・・・スイッチング素子、２３・・・オペアンプ、２４・・・ダイオード、２５・・・抵抗（第１の抵抗）、２６～２８・・・抵抗、３０・・・コンデンサ、３１・・・設定電圧源、Ｖ３１・・・設定電圧（所定値）、５１・・・スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、５２・・・スイッチング素子、５３…トランジスタ（第１のトランジスタ）、５４・・・トランジスタ（第２のトランジスタ）、５５・・・ダイオード、５６・・・コンデンサ（第１のコンデンサ）、５７・・・コンデンサ（第２のコンデンサ）、５８・・・抵抗（第２の抵抗）、５９・・・抵抗（第３の抵抗）、６０・・・抵抗（第４の抵抗）、６１・・・抵抗（第５の抵抗）、６２、６３・・・抵抗、１００・・・照明用電源。

Claims (3)

1. 調光器を介して入力された交流電力を整流回路により整流し、整流された脈流電圧を変換して照明負荷に対応した直流電力を出力する照明用電源であって、
   ヒューズ抵抗を含むレギュレータと、
   該レギュレータの出力に応じて動作する保持電流回路と、
   前記保持電流回路が過電流状態となる異常時に前記ヒューズ抵抗を強制的に溶断させる保護回路とを備え、
   前記保持電流回路は、前記レギュレータおよび前記整流回路を介して接続される前記調光器に保持電流を流すための第１の抵抗と第１のスイッチング素子とを直列に接続した回路を有し、前記脈流電圧が所定値以下のときに前記第１のスイッチング素子をオン動作させて前記保持電流を流し、
   前記保護回路は、前記ヒューズ抵抗とＧＮＤ間に介装された第２のスイッチング素子を有し、
   前記保護回路は、前記保持電流回路の正常時は前記第２のスイッチング素子がオン動作しないように保持し、前記保持電流回路が前記第１のスイッチング素子の故障により前記第１の抵抗に過電流が流れても前記ヒューズ抵抗が溶断しない異常時は、前記第１のスイッチング素子のオン動作時の前記第１のスイッチング素子のドレイン－ソース間の電圧に基づき前記第２のスイッチング素子をオン動作させて前記ヒューズ抵抗を溶断させる
   ことを特徴とする照明用電源。
   
2. 前記保護回路は、第１と第２のトランジスタ、前記第２のスイッチング素子のゲートとＧＮＤ間に並列接続したコンデンサをさらに備え、
   前記第２のトランジスタのオン動作により前記コンデンサに充電して第２のスイッチング素子のゲート電圧を上昇させる一方、前記第１のトランジスタのオン動作により、前記コンデンサから放電させてゲート電圧を低下させる回路であって、
   前記保持電流回路の正常時は前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタを交互にオン動作させることによって、前記第２のスイッチング素子がオン動作しないゲート電圧に保持し、前記保持電流回路の異常時は前記第１のトランジスタをオン動作させないで、前記第２のトランジスタのオン動作を継続させることにより、前記第２のスイッチング素子のゲート電圧を上昇させ、前記第２のスイッチング素子をオン動作させて前記ヒューズ抵抗を強制的に溶断させることを特徴とする請求項１に記載の照明用電源。
3. 前記保護回路は、前記第２のトランジスタと前記コンデンサとに接続された抵抗をさらに備え、該抵抗と前記コンデンサとの時定数によって、前記第２のスイッチング素子のゲート電圧を徐々に上昇させ、前記時定数は前記調光器による光量が最小であっても前記第２のスイッチング素子がオン動作しないように設定されていることを特徴とする請求項２に記載された照明用電源。
   

Images