JP2014117051A - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品の発熱を抑制できる電源回路及び照明装置を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、電力変換部と、制御部と、制御用電源部と、を備えた電源回路が提供される。前記電力変換部は、電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する。前記制御部は、前記交流電圧の導通角を検知し、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部による電圧の変換を制御する。前記制御用電源部は、前記電源供給経路に電気的に接続された第１分岐経路と、前記第１分岐経路に流れる電流を調整する半導体素子と、前記半導体素子の温度が上限温度以上のときに前記半導体素子に流れる電流を制限する感温素子と、を有し、前記第１分岐経路を介して入力される前記交流電圧を変換して前記制御部に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電源回路及び照明装置に関する。

導通角制御された交流電圧を所定の電圧に変換して負荷に供給する電源回路がある。こうした電源回路は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源を含む照明負荷を備えた照明装置に用いられる。照明用の電源回路は、照明負荷に対して電力を供給するとともに、調光器の導通角制御に同期して電圧の変換を行うことにより、照明光源の調光を行う。電源回路は、交流電圧の導通角を検知し、検知した導通角に応じて電圧の変換を制御する制御部と、制御部に電源を供給する制御用電源部と、を有する。こうした電源回路において、制御用電源部に含まれる部品の発熱を抑制することが望まれる。

特開２０１１−２１１１３２号公報

本発明の実施形態は、部品の発熱を抑制できる電源回路及び照明装置を提供する。

本発明の実施形態によれば、電力変換部と、制御部と、制御用電源部と、を備えた電源回路が提供される。前記電力変換部は、電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する。前記制御部は、前記交流電圧の導通角を検知し、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部による電圧の変換を制御する。前記制御用電源部は、前記電源供給経路に電気的に接続された第１分岐経路と、前記第１分岐経路に流れる電流を調整する半導体素子と、前記半導体素子の温度が上限温度以上のときに前記半導体素子に流れる電流を制限する感温素子と、を有し、前記第１分岐経路を介して入力される前記交流電圧を変換して前記制御部に供給する。

部品の発熱を抑制できる電源回路及び照明装置が提供される。

第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 第１の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図４（ａ）〜図４（ｃ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図５（ａ）〜図５（ｃ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 第１の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。 第２の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。 第２の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。 第３の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。 第３の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（負荷）と、電源回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。電源回路１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。

交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。電源回路１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧ＶＤＣに変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源を点灯させる。また、電源回路１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。

調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。

位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。

電源回路１４は、電力変換部２０と、制御部２１と、制御用電源部２２と、電流調整部２３と、を有する。電力変換部２０は、電源供給経路２５を介して供給される交流電圧ＶＣＴを照明負荷１２に応じた所定の電圧値の直流電圧ＶＤＣに変換して照明負荷１２に供給する。

制御用電源部２２は、電源供給経路２５に接続された第１分岐経路４０を有する。第１分岐経路４０は、入力端子４に接続された配線４０ａと、入力端子５に接続された配線４０ｂと、を含む。制御用電源部２２は、第１分岐経路４０を介して入力される交流電圧ＶＣＴを制御部２１に応じた直流の駆動電圧ＶＤＲに変換して、その駆動電圧ＶＤＲを制御部２１に供給する。

電流調整部２３は、制御用電源部２２に電気的に接続された第２分岐経路６０を有し、第１分岐経路４０に流れる電流の一部を第２分岐経路６０に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能である。これにより、電流調整部２３は、例えば、電源供給経路２５に流れる電流を調整する。なお、非導通状態には、動作に影響のない微小な電流が第２分岐経路６０に流れる場合も含む。非導通状態は、例えば、第２分岐経路６０に流れる電流が、導通状態よりも小さい状態である。

制御部２１は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。制御部２１は、検知した導通角に対応する制御信号ＣＴＬを生成し、その制御信号ＣＴＬを電力変換部２０に入力する。電力変換部２０は、入力された制御信号ＣＴＬに応じた電圧値の直流電圧ＶＤＣを生成する。すなわち、制御部２１は、電力変換部２０による直流電圧ＶＤＣへの変換を制御する。また、制御部２１は、検知した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを電流調整部２３に入力することにより、電流調整部２３の導通状態と非導通状態との間の切り替えを制御する。このように、制御部２１は、検知した導通角に応じて電力変換部２０と電流調整部２３とを制御することにより、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２１には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。

図２は、第１の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、電力変換部２０は、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、直流電圧変換部３４と、を有する。

整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジで構成されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。

平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、直流電圧ＶＲＥ（第１直流電圧）が現れる。

直流電圧変換部３４は、平滑コンデンサ３２の両端に接続されている。これにより、直流電圧ＶＲＥが、直流電圧変換部３４に入力される。直流電圧変換部３４は、直流電圧ＶＲＥを電圧値の異なる直流電圧ＶＤＣ（第２直流電圧）に変換し、その直流電圧ＶＤＣを電源回路１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、電源回路１４から供給された直流電圧ＶＤＣにより、照明光源１６を点灯させる。

直流電圧変換部３４は、制御部２１と接続されている。制御部２１は、直流電圧変換部３４に制御信号ＣＴＬを入力する。直流電圧変換部３４は、例えば、制御信号ＣＴＬに応じて直流電圧ＶＲＥを降圧する。これにより、直流電圧変換部３４は、例えば、直流電圧ＶＲＥを、照明負荷１２の仕様や調光器３の調光度に応じた直流電圧ＶＤＣに変換する。

直流電圧変換部３４は、例えば、ＦＥＴなどのスイッチング素子を有しており、スイッチング素子をオン・オフすることによって直流電圧ＶＲＥを降圧する。制御部２１は、例えば、スイッチング素子のオン・オフのタイミングを規定するデューティ信号を制御信号ＣＴＬとして直流電圧変換部３４に入力する。これにより、直流電圧ＶＤＣの電圧値を、制御信号ＣＴＬのデューティ比に応じた値に調整することができる。直流電圧変換部３４は、例えば、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。

電源回路１４は、フィルタコンデンサ２６と、抵抗２７、２８と、をさらに有している。フィルタコンデンサ２６は、入力端子４、５の間に接続されている。すなわち、フィルタコンデンサ２６は、電源供給経路２５に接続されている。フィルタコンデンサ２６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。

抵抗２７、２８は、入力端子４、５の間に直列に接続されている。抵抗２７、２８の接続点は、制御部２１に接続されている。これにより、抵抗２７、２８の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧ＶＲとして制御部２１に入力される。

制御用電源部２２は、整流素子４１〜４３と、抵抗４４、４５と、コンデンサ４６、４７と、レギュレータ４８と、ツェナーダイオード５０と、半導体素子５１と、を有している。

整流素子４１、４２は、例えば、ダイオードである。整流素子４１のアノードは、配線４０ａを介して整流回路３０の一方の入力端子３０ａに接続されている。整流素子４２のアノードは、配線４０ｂを介して整流回路３０の他方の入力端子３０ｂに接続されている。

半導体素子５１には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、半導体素子５１をＦＥＴ５１として説明を行う。この例において、ＦＥＴ５１は、エンハンスメント型のｎチャネルＦＥＴである。ＦＥＴ５１は、ソース電極５１Ｓ（第１主電極）と、ドレイン電極５１Ｄ（第２主電極）と、ゲート電極５１Ｇ（制御電極）と、を有する。ドレイン電極５１Ｄの電位は、ソース電極５１Ｓの電位よりも高く設定される。ゲート電極５１Ｇは、ソース電極５１Ｓとドレイン電極５１Ｄとの間に電流の流れる第１状態と、ソース電極５１Ｓとドレイン電極５１Ｄとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるために用いられる。第２状態では、ソース電極５１Ｓとドレイン電極５１Ｄとの間に実質的に電流が流れない。

ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄは、整流素子４１のカソード及び整流素子４２のカソードに接続されている。すなわち、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄは、整流素子４１、４２を介して電源供給経路２５に接続されている。ＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓは、抵抗４４の一端に接続されている。ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇは、ツェナーダイオード５０のカソードに接続されている。また、ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇは、抵抗４５を介して整流回路３０の高電位側の出力端子である高電位端子３０ｃに接続されている。

抵抗４４の他端は、整流素子４３のアノードに接続されている。整流素子４３のカソードは、コンデンサ４６の一端及びレギュレータ４８の一端に接続されている。レギュレータ４８の他端は、制御部２１及びコンデンサ４７の一端に接続されている。

交流電圧ＶＣＴの印加にともなう一方の極性の電流は、整流素子４１を介してＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄに流れる。一方、交流電圧ＶＣＴの印加にともなう他方の極性の電流は、整流素子４２を介してＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄに流れる。これにより、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。

ツェナーダイオード５０のカソードには、抵抗４５を介して、平滑コンデンサ３２によって平滑された直流電圧ＶＲＥが、印加される。これにより、ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇには、ツェナーダイオード５０の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、ＦＥＴ５１のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。このように、ＦＥＴ５１は、定電流素子として機能する。ＦＥＴ５１は、第１分岐経路４０に流れる電流を調整する。

コンデンサ４６は、ＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓから抵抗４４及び整流素子４３を介して供給される脈流の電圧を平滑化し、脈流の電圧を直流電圧に変換する。レギュレータ４８は、入力された直流電圧から実質的に一定の直流の駆動電圧ＶＤＲを生成し、制御部２１に出力する。コンデンサ４７は、例えば、駆動電圧ＶＤＲのノイズの除去などに用いられる。これにより、駆動電圧ＶＤＲが制御部２１に供給される。

この際、上記のように、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄを電源供給経路２５に接続し、ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇを整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続する。すなわち、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄに、交流電圧ＶＣＴを印加し、ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇに、直流電圧ＶＲＥを印加する。これにより、例えば、ＦＥＴ５１の動作を安定させることができる。整流素子４１、４２にかかる負荷を抑えることができる。安定した駆動電圧ＶＤＲを制御部２１に供給することができる。結果として、制御部２１の動作を安定させることができる。なお、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄに印加される電圧は、平滑コンデンサ３２により平滑されていない電圧であればよい。例えば、整流回路３０による整流後の脈流電圧でもよい。ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇに印加される電圧は、平滑コンデンサ３２により平滑された電圧であればよい。例えば、直流電圧ＶＤＣでもよい。

制御用電源部２２は、感温素子５２と、トランジスタ５３と、抵抗５４と、をさらに有している。
感温素子５２の一端は、トランジスタ５３のベースに接続されている。感温素子５２の他端は、グランドに接続されている。感温素子５２は、例えば、ＦＥＴ５１の近傍に配置される。感温素子５２は、例えば、ＦＥＴ５１に接触した状態で実装される。これにより、感温素子５２の温度は、ＦＥＴ５１の発熱に応じて変化する。この例において、感温素子５２は、正の温度特性を有する。すなわち、感温素子５２は、温度の上昇にともなって抵抗値を増加させる。感温素子５２には、例えば、ＰＴＣ（Positive Temperature Coefficient）サーミスタが用いられる。

トランジスタ５３のコレクタは、ＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇ、抵抗４５及びツェナーダイオード５０のカソードに接続されている。トランジスタ５３のエミッタは、グランドに接続されている。抵抗５４の一端は、感温素子５２の一端、及び、トランジスタ５３のベースに接続されている。抵抗５４の他端は、整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。

トランジスタ５３のベースには、感温素子５２と抵抗５４との分圧比に応じた電圧が印加される。分圧比は、ＦＥＴ５１の温度が低い状態（例えば室温程度）においてトランジスタ５３がオフ状態となるように設定される。これにより、ＦＥＴ５１の温度が上限温度未満の状態では、上記のように、ツェナーダイオード５０の降伏電圧に応じた電圧がＦＥＴ５１のゲート電極５１Ｇに印加され、制御部２１に駆動電圧ＶＤＲが供給される。

ＦＥＴ５１の温度が上昇すると、それにともなって感温素子５２の温度が上昇し、感温素子５２の抵抗値が増大する。感温素子５２の抵抗値が増大すると、トランジスタ５３のベースに印加される電圧が上昇する。そして、ＦＥＴ５１の温度が上限温度以上になると、トランジスタ５３がオフ状態からオン状態に切り替わる。トランジスタ５３がオン状態になると、ＦＥＴ５１のゲート電位が低下する。例えば、ＦＥＴ５１のゲート電位が、グランド電位に落ちる。これにより、ＦＥＴ５１のドレイン−ソース間に流れる電流が制限される。

このように、感温素子５２は、ＦＥＴ５１が上限温度以上のときにＦＥＴ５１に流れる電流を制限するために用いられる。この例では、ＦＥＴ５１のゲート電位を変化させ、ＦＥＴ５１を第１状態から第２状態にすることによって、ＦＥＴ５１に流れる電流を制限する。より具体的には、ＦＥＴ５１のドレイン−ソース間に流れる電流を制限する。これにより、例えば、ＦＥＴ５１の発熱を抑制することができる。例えば、ＰＴＣサーミスタには、キュリー温度に到達すると、抵抗値が２倍以上になるものがある。そこで、ＦＥＴ５１の上限温度に近いキュリー温度を持つＰＴＣサーミスタを感温素子５２として選定することにより、ＦＥＴ５１の発熱を検知し、ＦＥＴ５１に流れる電流を抑制することができる。ＦＥＴ５１の上限温度は、例えば、１４０℃〜１５０℃程度である。なお、この例では、エンハンスメント型のｎチャネルＦＥＴをＦＥＴ５１として用いた例を示している。ＦＥＴ５１は、ｐチャネル形でもよいし、デプレッション型でもよい。例えば、ＦＥＴ５１をｐチャネル形とする場合には、ドレイン電極５１Ｄが第１主電極となり、ソース電極５１Ｓが第２主電極となる。すなわち、ｐチャネル形の場合には、ソース電極５１Ｓの電位が、ドレイン電極５１Ｄの電位よりも高く設定される。感温素子５２の抵抗値の変化にともなうＦＥＴ５１のゲート電位の変化は、ＦＥＴ５１のタイプに応じて適宜設定すればよい。

電流調整部２３は、抵抗６１と、スイッチング素子６２と、を有している。スイッチング素子６２には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子６２をＦＥＴとして説明を行う。

抵抗６１の一端は、ＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓに接続されている。抵抗６１の他端は、スイッチング素子６２のドレインに接続されている。スイッチング素子６２のゲートは、制御部２１に接続されている。制御部２１は、スイッチング素子６２のゲートに制御信号ＣＧＳを入力する。スイッチング素子６２には、例えば、ノーマリオフ型が用いられる。例えば、制御部２１から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子６２が、オフ状態からオン状態に変化する。

スイッチング素子６２をオン状態にすると、例えば、整流素子４１、４２、及びＦＥＴ５１を介して、電源供給経路２５を流れる電流の一部が、第２分岐経路６０に流れる。第１分岐経路４０に流れる電流の一部が、第２分岐経路６０に流れる。すなわち、スイッチング素子６２をオン状態にすることによって、電流調整部２３が導通状態となり、スイッチング素子６２をオフ状態にすることによって、電流調整部２３が非導通状態となる。

スイッチング素子６２のソース、ツェナーダイオード５０のアノード、コンデンサ４６の他端、コンデンサ４７の他端、感温素子５２の他端、及び、トランジスタ５３のエミッタは、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。すなわち、制御用電源部２２のグランド及び電流調整部２３のグランドは、直流電圧変換部３４の入力側のグランドと共通化されている。一方、制御部２１のグランドは、出力端子８に接続されている。すなわち、制御部２１のグランドは、直流電圧変換部３４の出力側のグランドと共通化されている。これにより、例えば、制御部２１の動作をより安定させることができる。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
制御部２１は、制御用電源部２２からの駆動電圧ＶＤＲの供給に応じて起動した後、検出電圧ＶＲを基に、調光器３の制御方式の判定を行う。
図３（ａ）及び図３（ｂ）の横軸は、時間ｔであり、縦軸は、検出電圧ＶＲである。
図３（ａ）は、位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧ＶＲの波形の一例を表す。
図３（ｂ）は、逆位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧ＶＲの波形の一例を表す。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に表したように、制御部２１は、検出電圧ＶＲに対して、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と、第２閾値電圧Ｖｔｈ２と、を設定する。第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値よりも大きい。制御部２１は、検出電圧ＶＲが第１閾値電圧Ｖｔｈ１に達した時点から、検出電圧ＶＲが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達するまでの時間ｄｔを計時する。そして、制御部２１は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との差ｄＶと時間ｄｔとから、傾きｄＶ／ｄｔを求める。制御部２１は、この傾きｄＶ／ｄｔが所定値以上であるか否かを判定し、所定値以上である場合に、位相制御方式であると判定し、所定値未満である場合に、逆位相制御方式であると判定する。なお、時間ｄｔの計時は、例えば、内部クロックを用いて行ってもよいし、外部にタイマなどを設けて行ってもよい。

図４（ａ）〜図４（ｃ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
制御部２１は、調光器３の制御方式の判定を行った後、交流電圧ＶＣＴの導通角の検知を行う。
図４（ａ）〜図４（ｃ）は、位相制御方式と判定された場合の動作例を表す。
図４（ａ）〜図４（ｃ）の横軸は、時間ｔである。図４（ａ）の縦軸は、検出電圧ＶＲの絶対値である。図４（ｂ）の縦軸は、導通角検知信号ＣＤＳである。図４（ｃ）の縦軸は、制御信号ＣＧＳである。
図４（ａ）〜図４（ｃ）に表したように、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値に対して、第３閾値電圧Ｖｔｈ３と、第４閾値電圧Ｖｔｈ４と、を設定する。第４閾値電圧Ｖｔｈ４の絶対値は、第３閾値電圧Ｖｔｈ３の絶対値よりも大きい。第３閾値電圧Ｖｔｈ３は、例えば、検出誤差の生じない範囲で、限りなく接地電位に近く設定される。

制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第３閾値電圧Ｖｔｈ３以上であるか否かを判定するとともに、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上であるか否かを判定する。制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第３閾値電圧Ｖｔｈ３以上であると判定したことに応答して、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることにより、スイッチング素子６２をオンにする。制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上であると判定したことに応答して、制御信号ＣＧＳをＨｉからＬｏに切り替えることにより、スイッチング素子６２をオフにする。また、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上であると判定したことに応答して、導通角検知信号ＣＤＳをＬｏからＨｉに切り替える。

制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上であると判定した後、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４未満であると判定したことに応答して、導通角検知信号ＣＤＳをＨｉからＬｏに切り替えるとともに、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替える。そして、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第３閾値電圧Ｖｔｈ３未満であると判定したことに応答して、制御信号ＣＧＳをＨｉからＬｏに切り替える。

このように制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＨｉに設定し、検出電圧ＶＲの絶対値が第４閾値電圧Ｖｔｈ４未満である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＬｏに設定する。

制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳがＨｉに設定されている時間Ｔｏｎの区間を、調光器３の導通角制御の導通区間と判断する。そして、制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳがＬｏに設定されている時間Ｔｏｆｆの区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間と判断する。これにより、制御部２１は、時間Ｔｏｎと時間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。

制御部２１は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知した後、その導通角に応じたデューティ比の制御信号ＣＴＬを生成し、生成した制御信号ＣＴＬを直流電圧変換部３４に入力する。これにより、位相制御方式で導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６が調光される。制御部２１は、例えば、交流電圧ＶＣＴの供給が停止されるまで、導通角の検知を定期的に実施する。なお、導通角の検知は、例えば、交流電圧ＶＣＴの半波毎に毎回行ってもよいし、所定数の半波毎に行ってもよい。

また、制御部２１は、上記のように、検出電圧ＶＲの絶対値が第３閾値電圧Ｖｔｈ３以上第４閾値電圧Ｖｔｈ４未満である場合に、制御信号ＣＧＳをＨｉ（電流調整部２３を導通状態）に設定する。そして、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第３閾値電圧Ｖｔｈ３未満である場合、及び、第４閾値電圧Ｖｔｈ４以上である場合に、制御信号ＣＧＳをＬｏ（電流調整部２３を非導通状態）に設定する。

このように、電流調整部２３の動作を制御することにより、例えば、調光器３を安定して動作させることができる。例えば、コンデンサ４６、４７に蓄積された電荷を電流調整部２３に引き抜くことができる。これにより、駆動電圧ＶＤＲを安定して制御部２１に供給することができる。すなわち、制御部２１の動作をより安定させることができる。

例えば、位相制御方式で導通角制御を行う調光器３にトライアックが用いられ、照明光源１６にＬＥＤが用いられているとする。ＬＥＤの消費電流は、白熱電球などの消費電流に比べて低い。このため、上記のような動作を行わない場合には、所定値以下の導通角において、トライアックをオンするために必要な保持電流を流すことができず、調光器３の動作が不安定になることがある。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、上記のように電流調整部２３の動作を制御することにより、所定値以下の導通角において、トライアックをオンするために必要な保持電流を電流調整部２３（第２分岐経路６０）に流すことができる。これにより、調光器３の動作を安定させることができる。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、第１の実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
図５（ａ）〜図５（ｃ）は、逆位相制御方式と判定された場合の動作例を表す。
図５（ａ）〜図５（ｃ）の横軸は、時間ｔである。図５（ａ）の縦軸は、検出電圧ＶＲの絶対値である。図５（ｂ）の縦軸は、導通角検知信号ＣＤＳである。図５（ｃ）の縦軸は、制御信号ＣＧＳである。
図５（ａ）〜図５（ｃ）に表したように、制御部２１は、逆位相制御方式であると判定した場合、検出電圧ＶＲの絶対値に対して、第５閾値電圧Ｖｔｈ５を設定する。そして、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第５閾値電圧Ｖｔｈ５以上であるか否かを判定する。

制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が第５閾値電圧Ｖｔｈ５以上である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＨｉに設定し、検出電圧ＶＲの絶対値が第５閾値電圧Ｖｔｈ５未満である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＬｏに設定する。そして、制御部２１は、位相制御方式の場合と同様に、導通角検知信号ＣＤＳがＨｉに設定されている時間Ｔｏｎの区間を、調光器３の導通角制御の導通区間と判断し、導通角検知信号ＣＤＳがＬｏに設定されている時間Ｔｏｆｆの区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間と判断して、時間Ｔｏｎと時間Ｔｏｆｆとの比率から交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。

制御部２１は、検知した導通角に応じたデューティ比の制御信号ＣＴＬを生成し、直流電圧変換部３４に入力する。これにより、逆位相制御方式においても、交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６を調光することができる。

また、制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳのＨｉからＬｏへの切り替えに応答して、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることにより、スイッチング素子６２をオンにする。そして、制御部２１は、次の半波の入力にともなう導通角検知信号ＣＤＳのＬｏからＨｉへの切り替えに応答して、制御信号ＣＧＳをＨｉからＬｏに切り替えることにより、スイッチング素子６２をオフする。すなわち、制御部２１は、検知した導通角の導通区間において電流調整部２３を非導通状態とし、検知した導通角の遮断区間において電流調整部２３を導通状態とする。

逆位相制御方式では、フィルタコンデンサ２６に蓄積された電荷の影響により、調光器３の実際の導通区間の時間Ｔ１よりも、時間Ｔｏｎが、長くなってしまう場合がある。時間Ｔｏｎが時間Ｔ１よりも長くなると、例えば、制御信号ＣＴＬのデューティ比が変化し、照明光源１６の調光の度合いが変化してしまう。

電流調整部２３を導通状態にして、電源供給経路２５を流れる電流の一部を第２分岐経路６０に流すことにより、フィルタコンデンサ２６に蓄積された電荷を、電流調整部２３（第２分岐経路６０）に引き抜くことができる。これにより、電源回路１４では、逆位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通角をより確実に検知することができる。より高精度に照明光源１６の調光を行うことができる。

例えば、ＬＥＤを負荷とする電源回路が、白熱電球を負荷として想定する位相制御調光器と組み合わせて用いられる場合がある。この場合、調光器の安定動作を行うために、ある程度の電流を電源回路側に引き込む必要がある。このときに、ＦＥＴを使用した定電流回路が好適に用いられている。入力電圧に対して敷地を設け、ＦＥＴに流れる電流を制御することで、調光器に応じて必要な電流を設定することができる。また、この回路を利用して制御部への電力供給を行うこともできる。

この回路方式は、ＦＥＴのソースに接続された抵抗とゲート電圧とにより、供給電流を定めている。このため、接続された抵抗のソースとは逆の端子がグランドに接続された場合は、電流供給を継続することになってしまう。

このような異常モードに陥った場合に、ＦＥＴに電流が過大に流れる場合は、ＦＥＴ自体が短絡故障することでフェイルセーフの設計が保たれる。しかしながら、導通角制御された交流電圧を用いる場合は、入力電圧が可変されるため、電流が流れ続け、発熱している状態が維持されてしまう場合がある。

また、一部のマイクロプロセッサは、こうした異常モードに対する保護として、所定の温度に到達した際に動作を停止させるサーマルシャットダウン機能を有している。しかしながら、こうした機能を用いてＦＥＴ５１の動作を停止させようとすると、回路構成が複雑になってしまう。また、ＦＥＴ５１を介して制御部２１に電力を供給する構成であるため、ＦＥＴ５１の動作が不安定となった際に、制御部２１への電力供給が適正に行われず、プロセッサの機能が利用できない場合もある。

これに対して、本実施形態に係る電源回路１４では、制御用電源部２２に感温素子５２を設け、ＦＥＴ５１が上限温度以上のときにＦＥＴ５１に流れる電流を制限している。これにより、例えば、コンデンサ４６が短絡して抵抗４４の一端がグランドに接続された場合や、スイッチング素子６２が短絡して抵抗６１の一端がグランドに接続された場合などにおいても、ＦＥＴ５１に電流が流れ続け、ＦＥＴ５１が上限温度以上まで発熱してしまうことを抑制することができる。また、マイクロプロセッサなどの機能を用いる必要がないので、ＦＥＴ５１の加熱保護を簡易な構成で、より確実に行うことができる。

また、ＦＥＴ５１に流れる電流を制限すると、制御部２１への電力供給が停止し、制御部２１の動作が停止する。制御部２１の動作が停止すると、直流電圧変換部３４への制御信号ＣＴＬの入力が停止する。直流電圧変換部３４は、制御信号ＣＴＬが入力されていない場合、最小値の直流電圧ＶＤＣを出力する。例えば、照明光源１６がＬＥＤである場合、１８Ｖ〜２０Ｖ程度の駆動電圧に対して、２Ｖ程度の直流電圧ＶＤＣを出力する。従って、照明光源１６が消灯する。このように、制御部２１や照明負荷１２の動作を安定的に停止させることもできる。照明光源１６の点滅などといった異常な点灯状態になることを抑制することができる。

図６は、第１の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。
図６では、この例の制御用電源部１１１及び電流調整部２３のみを表している。電力変換部２０や制御部２１などの構成は、上記実施形態の構成と実質的に同じであるから、ここでの図示及び説明は省略する。以下同様に、別の実施形態の説明において、既に説明した部材に関する図示及び説明は省略する。
図６に表したように、制御用電源部１１１では、感温素子５２と抵抗５４との位置が、上記の制御用電源部２２の感温素子５２と抵抗５４との位置に対して入れ替えられている。すなわち、この例において、感温素子５２の一端は、抵抗５４の一端、及び、トランジスタ５３のベースに接続されている。感温素子５２の他端は、整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続されている。抵抗５４の一端は、トランジスタ５３のベースに接続されている。抵抗５４の他端は、グランドに接続されている。

この例では、感温素子５２が、負の温度特性を有する。すなわち、感温素子５２は、温度の上昇にともなって抵抗値を減少させる。感温素子５２には、例えば、ＮＴＣ（Negative Temperature Coefficient）サーミスタが用いられる。

制御用電源部１１１では、ＦＥＴ５１の温度が上昇すると、それにともなって感温素子５２の温度が上昇し、感温素子５２の抵抗値が減少する。感温素子５２の抵抗値が減少すると、トランジスタ５３のベースに印加される電圧が上昇する。これにより、制御用電源部２２の場合と同様に、ＦＥＴ５１が上限温度以上のときに、ＦＥＴ５１のゲート電位を低下させて、ＦＥＴ５１に流れる電流を制限することができる。

このように、感温素子５２の温度特性は、正でもよいし、負でもよい。また、感温素子５２は、サーミスタに限ることなく、温度変化に応じて抵抗値を変化させる任意の素子でよい。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。
図７に表したように、制御用電源部１２１では、トランジスタ５３及び抵抗５４が省略され、抵抗４４の代わりに感温素子５２が用いられている。すなわち、この例において、感温素子５２は、感温素子５２の一端は、ＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓに接続され、感温素子５２の他端は、整流素子４３のアノードに接続されている。この例において、感温素子５２は、ＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓとグランドとの間に電気的に接続されている。

この例において、感温素子５２は、正の温度特性を有する。感温素子５２には、例えば、ＰＴＣサーミスタが用いられる。

ＦＥＴ５１において、定電流値は、ゲート電位またはソース電位により決定される。ＦＥＴ５１の閾値電圧をＶｔ、ゲート電位をＶｇ、ソース電位をＶｓとするとき、Ｖｔ＝Ｖｇ−Ｖｓの関係を保つように、ドレイン−ソース間に電流を供給する。一方で、ソース電位は、ソース−グランド間のインピーダンス成分により決定される。ドレイン−ソース間の電流をＩｄ、ソース−グランド間のインピーダンス成分をＺとするとき、ソース電位は、例えば、Ｖｓ＝Ｉｄ×Ｚである。すなわち、Ｉｄ＝（Ｖｇ−Ｖｔ）／Ｚであるから、Ｉｄを下げるためには、Ｖｇを下げるか、Ｚを上げるかのいずれかの手段を採用することができる。

制御用電源部１２１では、ＦＥＴ５１の温度が上昇すると、それにともなって感温素子５２の温度が上昇し、感温素子５２の抵抗値が増加する。感温素子５２は、上限温度以上のときのソース電極５１Ｓとグランドとの間の抵抗値を、上限温度未満のときよりも増加させる。すなわち、上記のＺを増加させる。これにより、制御用電源部１２１においても、ＦＥＴ５１が上限温度以上のときに、ＦＥＴ５１に流れる電流を制限することができる。ＦＥＴ５１の発熱を抑制することができる。この例では、ＦＥＴ５１がｎチャネル形の例を示している。例えば、ｐチャネル形のＦＥＴを用いる場合には、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄとソース電極５１Ｓとを入れ替えればよい。すなわち、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｓとグランドとの間に感温素子５２を電気的に接続すればよい。

制御用電源部１２１の構成においては、感温素子５２として、温度ヒューズを用いてもよい。例えば、温度ヒューズの溶断温度をＦＥＴ５１の上限温度に設定し、ＦＥＴ５１が上限温度以上となったときに温度ヒューズを溶断させる。これにより、ＦＥＴ５１に流れる電流をより確実に制限することができる。すなわち、本願明細書において、「抵抗の増加」には、実質的に絶縁（抵抗値が無限大）された状態も含むものとする。

また、制御用電源部１２１の構成において、感温素子５２は、ヒューズ抵抗でもよい。例えば、ヒューズ抵抗の溶断の定格電流を、上限温度以上となったときにＦＥＴ５１に流れる電流の値に設定する。そして、ＦＥＴ５１が上限温度以上となったときに、電流によってヒューズ抵抗を溶断させる。これにより、温度ヒューズの場合と同様に、ＦＥＴ５１に流れる電流をより確実に制限することができる。このように、感温素子５２は、ＦＥＴ５１の温度に直接的に反応する素子でもよいし、電流などを介してＦＥＴ５１の温度に間接的に反応する素子でもよい。なお、ヒューズ抵抗などを感温素子５２として用いる場合には、感温素子５２を必ずしもＦＥＴ５１の近傍に配置しなくてもよい。

一方で、感温素子５２にＰＴＣサーミスタなどを用いた場合には、ＦＥＴ５１の温度が上限値以上の状態から上限値未満まで下がった際に、電流の制限を解除する自己復帰型の回路を構成することができる。

図８は、第２の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。
図８に表したように、制御用電源部１２２では、電流調整部２３において、抵抗６１の代わりに感温素子６３が設けられている。感温素子６３には、例えば、正の温度特性を有する素子、温度ヒューズまたはヒューズ抵抗のいずれかを用いる。こうすれば、スイッチング素子６２の短絡にともなうＦＥＴ５１の発熱も適切に抑制することができる。

（第３の実施形態）
図９は、第３の実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。
図９に表したように、制御用電源部１３１では、第１の実施形態の制御用電源部２２に対して、トランジスタ５３及び抵抗５４が省略されている。そして、制御用電源部１３１では、感温素子５２が、第１分岐経路４０とＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄとの間に電気的に接続されている。感温素子５２の一端は、整流素子４１のカソード及び整流素子４２のカソードに接続されている。感温素子５２の他端は、ＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄに接続されている。

この例において、感温素子５２には、例えば、正の温度特性を有する素子、温度ヒューズまたはヒューズ抵抗のいずれかが用いられる。

制御用電源部１３１では、ＦＥＴ５１の温度が上昇すると、それにともなって感温素子５２の温度が上昇し、感温素子５２の抵抗値が増加する。感温素子５２は、上限温度以上のときの第１分岐経路４０とＦＥＴ５１のドレイン電極５１Ｄとの間の抵抗値を、上限温度未満のときよりも増加させる。これにより、制御用電源部１３１においても、ＦＥＴ５１が上限温度以上のときに、ＦＥＴ５１に流れる電流を制限することができる。ＦＥＴ５１の発熱を抑制することができる。この例では、ＦＥＴ５１がｎチャネル形の例を示している。例えば、ｐチャネル形のＦＥＴを用いる場合には、ドレイン電極５１Ｄとソース電極５１Ｓとを入れ替えればよい。すなわち、第１分岐経路４０とＦＥＴ５１のソース電極５１Ｓとの間に感温素子５２を電気的に接続すればよい。

図１０は、第３の実施形態に係る別の電源回路を模式的に表す回路図である。
図１０に表したように、制御用電源部１３２には、制御用電源部１３１の構成に加えて感温素子５５が設けられている。感温素子５５は、感温素子５２に対して並列に接続されている。これにより、各素子の特性バラツキを抑え、ＦＥＴ５１の温度の検知や電流の制限をより適切に行うことができる。なお、並列に接続する感温素子の数は、２つに限ることなく、３つ以上でもよい。また、制御用電源部２２や制御用電源部１２１の構成において、複数の感温素子を並列に接続してもよい。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施形態では、負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなど、導通角制御の必要な任意の負荷でよい。上記実施形態では、電源回路として、照明装置１０に用いられる電源回路１４を示しているが、これに限ることなく、導通角制御の必要な負荷に対応する任意の電源回路でよい。電力変換部２０の変換する電圧は、直流電圧に限ることなく、例えば、実効値の異なる交流電圧でもよいし、脈流電圧でもよい。電力変換部２０の変換する電圧は、例えば、接続される負荷に応じて設定すればよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…交流電源、 ３…調光器、 ４〜８…端子、 １０…照明装置、 １２…照明負荷（負荷）、 １４…電源回路、 １６…照明光源、 ２０…電力変換部、 ２１…制御部、 ２２、１１１、１２１、１２２、１３１、１３２…制御用電源部、 ２３…電流調整部、 ２５…電源供給経路、 ２６…フィルタコンデンサ、 ２７、２８、４４、４５、６１…抵抗、 ３０…整流回路、 ３０ａ〜３０ｄ…端子、 ３２…平滑コンデンサ、 ３４…直流電圧変換部、 ４０…第１分岐経路、 ４０ａ、４０ｂ…配線、 ４１〜４３…整流素子、 ４６、４７…コンデンサ、 ４８…レギュレータ、 ５０…ツェナーダイオード、 ５１…半導体素子（ＦＥＴ）、 ５２、５５、６３…感温素子、 ５３…トランジスタ、 ５４…抵抗、 ６０…第２分岐経路、 ６２…スイッチング素子

Claims (10)

1. 電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する電力変換部と、
   前記交流電圧の導通角を検知し、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部による電圧の変換を制御する制御部と、
   前記電源供給経路に電気的に接続された第１分岐経路と、前記第１分岐経路に流れる電流を調整する半導体素子と、前記半導体素子の温度が上限温度以上のときに前記半導体素子に流れる電流を制限する感温素子と、を有し、前記第１分岐経路を介して入力される前記交流電圧を変換して前記制御部に供給する制御用電源部と、
   を備えた電源回路。
2. 前記半導体素子は、
   第１主電極と、
   前記第１主電極よりも高い電位に設定される第２主電極と、
   前記第１主電極と前記第２主電極との間に電流の流れる第１状態と、前記第１主電極と前記第２主電極との間に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるための制御電極と、
   を有し、
   前記感温素子は、前記上限温度以上のときに前記制御電極の電位を変化させて前記半導体素子を前記第１状態から前記第２状態にする請求項１記載の電源回路。
3. 前記半導体素子は、
   第１主電極と、
   前記第１主電極よりも高い電位に設定される第２主電極と、
   前記第１主電極と前記第２主電極との間に電流の流れる第１状態と、前記第１主電極と前記第２主電極との間に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるための制御電極と、
   を有し、
   前記感温素子は、前記第１主電極とグランドとの間に電気的に接続され、前記上限温度以上のときの前記第１主電極とグランドとの間の抵抗値を、前記上限温度未満のときよりも増加させる請求項１記載の電源回路。
4. 前記半導体素子は、
   第１主電極と、
   前記第１主電極よりも高い電位に設定される第２主電極と、
   前記第１主電極と前記第２主電極との間に電流の流れる第１状態と、前記第１主電極と前記第２主電極との間に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるための制御電極と、
   を有し、
   前記感温素子は、前記第１分岐経路と前記第２主電極との間に電気的に接続され、前記上限温度以上のときの前記第１分岐経路と前記第２主電極との間の抵抗値を、前記上限温度未満のときよりも増加させる請求項１記載の電源回路。
5. 前記第１主電極に電気的に接続された第２分岐経路を有し、前記第１分岐経路に流れる電流の一部を前記第２分岐経路に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能な電流調整部を、さらに備えた請求項２〜４のいずれか１つに記載の電源回路。
6. 前記電力変換部は、前記交流電圧を整流する整流回路と、整流後の電圧を平滑化して第１直流電圧に変換する平滑コンデンサと、前記第１直流電圧を電圧値の異なる第２直流電圧に変換する直流電圧変換部と、を含み、
   前記第２主電極には、前記平滑コンデンサにより平滑されていない電圧が印加され、
   前記制御電極には、前記平滑コンデンサにより平滑された電圧が印加される請求項２〜５のいずれか１つに記載の電源回路。
7. 前記制御用電源部のグランドは、前記直流電圧変換部の入力側のグランドと共通化され、
   前記制御部のグランドは、前記直流電圧変換部の出力側のグランドと共通化されている請求項６記載の電源回路。
8. 前記感温素子は、ＰＴＣサーミスタである請求項１〜７のいずれか１つに記載の電源回路。
9. 前記負荷は、照明光源を含む照明負荷であり、
   前記交流電圧は、調光器から供給され、
   前記制御部は、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部を制御することにより、前記調光器の導通角制御に同期して前記照明光源を調光する請求項１〜８のいずれか１つに記載の電源回路。
10. 照明光源を含む照明負荷と、
    請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源回路と、
    を備えた照明装置。

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