JP7246344B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置に関し、例えば、異常診断の技術に関する。

特開２０１９－２０２７８号公報（特許文献１）には、回転機に給電される電流に基づいて回転機システムの異常を判定する方法が記されている。特開２０１９－１９１９２８号公報（特許文献２）には、電力変換装置の電流からモータ速度を推定し、所定の安全機能動作のなかでモータの速度監視に用いる方法が記されている。

特開２０１９－２０２７８号公報 特開２０１９－１９１９２８号公報

特許文献１では、主に制御用に使用される電流センサを用いて、モータ電流の周波数スペクトル解析、電力変換器のスイッチング時のリンギング波形情報、およびリサージュ図形解析といった手法により回転機システムの異常診断を行う方法が示されている。また、同文献では、制御用に使用される電流センサ領域が特定されている場合には、制御に使用されていない出力に基づき診断を行うことが好ましい旨の記載があるものの、具体的な構成および動作については特に示されていない。

電力変換器は、例えば、三角波状の搬送波と制御用の変調波とを比較してスイッチング用の制御パルスを得るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）を制御演算に組み込むことが一般的である。このとき、制御フィードバック値としてモータ電流を検出するタイミングを三角波に同期させることでスイッチングにより生じる電流リップル成分やノイズ等による検出誤差を低減できることが知られている。

このため、特許文献１において、制御用に使用される電流検出タイミングは、三角波への同期が優先される。しかし、リンギング波形などを診断する際には、三角波周期に比べてより細かい変化を捉える必要があり、三角波と非同期に電流を検出することが望ましい場合がある。このような場合、特許文献１の方法では、高精度な異常診断が困難となる恐れがある。

また、特許文献２では、機能安全規格ＩＥＣ６１８００－５－２に規定されている安全機能（ＳＳ１）における減速停止動作の速度監視として、モータに供給される電流を測定している。速度監視を２つの診断部で実行しているものの、両者は同じ診断手法で実行している。このため、両診断部は、例えば周囲温度や電磁ノイズなど共通の要因により同時に誤った診断を行う（すなわち、所謂、共通原因故障を引き起こす）可能性があり、所望の機能安全動作に危険側の故障を引き起こす可能性がある。

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、高精度な異常診断を実現可能なモータ制御装置を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

本発明の代表的な実施の形態によるモータ制御装置は、直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチングによって交流電力に変換し、当該交流電力をモータに供給する電力変換器と、電力変換器を制御する制御器と、を備える。制御器は、ＰＷＭ制御器と、電流制御器と、電流監視器と、を有する。ＰＷＭ制御器は、複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号で制御する。電流制御器は、電力変換器の出力電流値を第１の間隔で取得し、取得した出力電流値と、電流指令値との誤差に基づいてＰＷＭ信号のデューティ比を定める。電流監視器は、電力変換器の出力電流値を、第１の間隔とは異なる第２の間隔で取得することで出力電流値を監視する。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、高精度な異常診断が実現可能になる。

本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 図１における電流制御器および電流監視器の電流取得タイミングの一例を示す図である。 図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。 図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。 図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。 図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。 図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。 図１のモータ制御装置を変形した構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 図５のモータ制御装置を変形した構成例を示すブロック図である。 図６における診断用の制御器を用いて速度監視を行う場合の動作例を示すフロー図である。 本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５によるモータ制御装置において、一部の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態６によるモータ制御装置において、一部の構成例を示す回路図である。 図１１を変形した構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
＜モータ制御装置の概略＞
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。図１のモータ制御装置は、制御器１と、直流電源５と、電力変換器２と、モータ３と、エンコーダ４と、制御用電流センサ７および監視用電流センサ８とを備える。直流電源５は、例えば、例えば、ダイオードブリッジ回路や昇圧コンバータ回路等を用いて、商用交流電源６からの交流電力を直流電力に変換する。ただし、直流電源５は、図示を省略する蓄電池などを用いてもよい。

電力変換器２は、直流電源５からの直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチングによって交流電力に変換し、当該交流電力をモータ３に供給する。具体的には、電力変換器２は、例えば、６個のスイッチング素子が３相フルブリッジで接続された３相インバータである。スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等である。

エンコーダ４は、モータ３の回転状態を計測する。制御器１は、電力変換器２を制御する。制御器１は、サーボ制御器９と、電流監視器１０と、電流制御器１１と、クロック発生器１２と、搬送波生成器１３と、メモリ１４と、ＰＷＭ制御器１５と、エンコーダ通信部１６とを備える。

電流制御器１１に関する詳細を説明する。まず、制御用電流センサ７は、例えば、ＣＴ（Current Transformer）センサ、ホール素子センサ、または抵抗素子等であり、電力変換器２の出力電流値を電流フィードバック信号（例えばアナログ電圧信号）Ｉｕ１，Ｉｗ１として検出する。電流制御器１１は、例えば、アナログディジタル変換器等を用いて、当該出力電流値（Ｉｕ１，Ｉｗ１）を所定の取得間隔（第１の間隔）で取得する。続いて、電流制御器１１は、取得した出力電流値（Ｉｕ１，Ｉｗ１）を座標変換することでＤ軸Ｑ軸の電流成分を抽出し、当該Ｄ軸Ｑ軸の出力電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、別途、サーボ制御器９から受信した各軸の電流指令値との誤差を算出する。

その後、電流制御器１１は、当該算出した誤差に基づいて、ＰＩ（比例・積分）制御等を用いてＰＷＭ信号のデューティ比を定める。また、電流制御器１１は、Ｄ軸Ｑ軸をＵ軸Ｖ軸Ｗ軸に変換することで、定めたデューティ比を反映させた３相の制御変調波を生成し、ＰＷＭ制御器１５へ出力する。ＰＷＭ制御器１５は、搬送波生成器１３が生成した三角波または鋸波状の搬送波Ｆｃと電流制御器１１からの３相の制御変調波とを比較することで、３相のＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ制御器１５は、電力変換器２内の複数のスイッチング素子を、生成した３相のＰＷＭ信号で制御する。これにより、モータ３へ供給するモータ電流が生成され、一連の電流フィードバック制御ループが形成される。なお、電流制御器１１が座標変換ならびに電流制御において利用するモータ制御位相の情報は、電流フィードバック信号Ｉｕ１，Ｉｗ１、または、位置フィードバック信号Ｐ_ＦＢから得られる。

次に、サーボ制御器９に関する詳細を説明する。エンコーダ４により計測されたモータ３の位置信号は、エンコーダ通信部１６を介して位置フィードバック信号Ｐ_ＦＢとしてサーボ制御器９へ入力される。サーボ制御器９は、位置フィードバック信号Ｐ_ＦＢの変化量からモータ速度およびモータ加速度を算出し、別途、上位装置（図示せず）等から入力される位置、速度、加速度のそれぞれの指令値に対しフィードバック制御演算を行う。そして、サーボ制御器９、演算結果から得られる電流指令値を電流制御器１１へ出力する。

その後は、上述のとおり、電流制御器１１および電力変換器２の機能に従いモータ３が駆動され、駆動の結果をエンコーダ４が計測することにより、モータ位置、速度、加速度のフィードバック制御ループが形成される。制御用電流センサ７は、この例では、電流センサ数を削減する観点から、Ｕ相およびＷ相の２相にのみ取り付けられる。３相モータは、略３相平衡の電流で駆動されるため、Ｖ相の電流は、Ｕ相およびＷ相の電流和から推定できる。なお、ここでは、位置センサ（エンコーダ４）を用いた構成例を示したが、モータ位置（ひいては、速度や加速度）を演算によって算出する位置センサレスの構成であってもよい。

続いて、電流監視器１０に関する詳細を説明する。まず、監視用電流センサ８は、例えば、ＣＴセンサ、ホール素子センサ、または抵抗素子等であり、この例では、電力変換器２の３相全ての出力電流値を電流監視信号（例えばアナログ電圧信号）Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗ１として検出する。この場合、例えば、３相全ての和からモータ３以降の機械システムの浮遊容量を介して漏洩する電流を検知し、絶縁不良などを診断すること等が可能となる。ただし、監視用電流センサ８は、必ずしも３相全てを検出する必要性はなく、検出する相は、診断の目的に応じて適宜選定されればよい。

電流監視器１０は、例えば、アナログディジタル変換器等を用いて、監視用電流センサ８を介して得られる電力変換器２の出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗ１）を、所定の取得間隔（第２の間隔）で取得することで出力電流値を監視する。ここで、詳細は後述するが、電流監視器１０における取得間隔（第２の間隔）は、電流制御器１１における取得間隔（第１の間隔）とは異なっている。

そして、この電流監視器１０の監視結果に基づいて、モータ制御装置の異常診断が行われる。異常診断の具体的な診断項目としては、特許文献１に示されるようなモータ制御装置の診断項目や、特許文献２に示されるような機能安全機能に伴う速度等の診断項目を用いることができる。なお、異常診断の処理は、電流監視器１０で行うことも、電流監視器１０の上位に位置する上位装置（図示せず）で行うことも可能である。

制御器１は、代表的には、各部を１パッケージの部品に集約したマイクロコントローラ（マイコンと略す）、またはＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等で構成される。ただし、これに限らず、制御器１は、個々の部品をマイコン等とは別パッケージの外付け部品としたうえで、一体のプリント基板上に実装される形態や、または、複数のプリント基板に分離したうえで配線や無線通信で接続するなどの形態であっても構わない。メモリ１４は、サーボ制御器９と電流制御器１１に接続されており、例えば、各種演算に伴うバッファメモリとして活用される。メモリ１４は、単一のメモリを両部で共用しても複数のメモリを両部で区分して使用しても構わない。

具体例として、クロック発生器１２は、発振子や振動子など演算クロックの基本となる素子のほか、当該演算クロックを用いて分周または位相ロックループ（ＰＬＬ）によって周波数変換したクロックを発生する回路等で構成される。通常、マイコンには、このようなクロック発生器１２が内蔵されている。サーボ制御器９、電流監視器１０、電流制御器１１、および搬送波生成器１３は、クロック発生器１２からのクロックに同期して動作する。また、電流制御器１１は、搬送波生成器１３が生成する搬送波にも同期して動作する。

エンコーダ通信部１６は、マイコン等に内蔵される通信インタフェース回路で構成される。搬送波生成器１３やＰＷＭ制御器１５は、主にタイマ回路等を用いて構成される。サーボ制御器９や、電流監視器１０や、電流制御器１１は、主に、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等を用いたプログラム処理によって構成される。ただし、各部は、このような形態に限らず、ハードウェア、または、ソフトウェア、あるいはその組み合わせで適宜構成されればよい。

＜電流監視器の詳細＞
図２は、図１における電流制御器および電流監視器の電流取得タイミングの一例を示す図である。図２において、まず、搬送波生成器１３は、クロック発生器１２からのクロック周期Ｔｃで動作するカウンタやタイマ等を用いて、固定周期Ｔｓｗの三角波状の搬送波１３ａを生成する。この例では、カウンタ等は、カウント値が所定の範囲（例えば、０ｘ００００～０ｘｆｆｆｆ）で上昇下降を繰り返すように動作する。

また、搬送波生成器１３は、搬送波１３ａと同位相同振幅の三角波であり、搬送波１３ａに対してオフセットが設けられた搬送波１３ｂを生成する。ＰＷＭ制御器１５は、電流制御器１１が出力する変調波１１ｏを搬送波１３ａ，１３ｂとそれぞれ比較し、両者の交差する時点ｔｎｂ，ｔｆｂ，ｔｎａ，ｔｆａでトグル出力を切り替えることでＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬを生成する。

ＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬには、所定のデッドタイムが設けられており、この区間は上述のオフセット量で調整される。また、ＰＷＭ信号ＰＨは、電力変換器２内の上アーム側のスイッチング素子に対応し、ＰＷＭ信号ＰＬは、電力変換器２内の下アーム側のスイッチング素子に対応する。ＰＷＭ制御器１５は、ＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬにより各アームのスイッチング素子をスイッチング制御する。これにより、電力変換器２は、変調波１１ｏに比例した電圧を出力することができる。

電力変換器２からのパルス状の電圧が負荷に印加された結果、電力変換器２に生じる出力電流は、負荷のインピーダンスに応じた波形となる。モータ３を負荷とした場合、出力電流は、回転数に応じた正弦波状の基本波とパルス波成分を含む高調波成分とを重畳した波形となることが知られている。一方、電力変換器２の制御フィードバックに用いる電流は、制御系を安定化させるため、可能な限り高調波ノイズを除去した電流を用いることが望ましい。

そのためには、制御系を担う電流制御器１１は、搬送波１３ａ，１３ｂの波形が頂部または底部となる時点ｔｐ１，ｔｐ２で電流取得を行えばよい。これらの時点は、ＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬのオンオフ幅の中央となるため、各ＰＷＭ信号のエッジ部を起点とするノイズの影響を受け難く、かつスイッチング周期Ｔｓｗで生じる電流リップルのエイリアシングを免れることができる。このように、電流制御器１１が出力電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１を取得するタイミングは、概ね図２のタイミングＴＡかそれらの間引きであればよい。

ここで、特許文献１では、回転機システムの診断方法として、モータ電流の周波数スペクトル解析、電力変換器のスイッチング時のリンギング波形情報、およびリサージュ図形解析といった手法が挙げられている。例えば、リンギング波形情報については、各ＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬのエッジを起点とした時系列なノイズ電流が診断対象となる。このため、タイミングＴＡに伴う間隔（周期）Ｔｓｃで取得した出力電流値（Ｉｕ１，Ｉｗ１）では、ノイズ成分が検出できない恐れがある。

そこで、実施の形態では、電流監視器１０は、タイミングＴＢ～ＴＥに示されるように、間隔（周期）Ｔｓｃとは異なる間隔（周期）Ｔｓｅ，Ｔｓｒで、監視用電流センサ８からの電流監視信号（出力電流値）Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄを取得する。タイミングＴＢでは、電流監視器１０は、間隔Ｔｓｃよりも短い間隔Ｔｓｅで、定常的に出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ）を取得する。これにより、リンギング波形などを含めて様々なモータ電流波形の診断が可能になる。

タイミングＴＣでは、電流監視器１０は、所定の監視トリガ成立後に、間隔Ｔｓｃよりも短い間隔Ｔｓｅで、所定回数（ｎ）連続して出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ）を取得する。監視トリガは、ＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬの立ち上がりエッジまたは立ち下りエッジであり、この例では、ＰＷＭ信号ＰＨの立ち上がりエッジとなっている。この場合、特に、リンギング波形に基づく異常診断が可能になる。また、タイミングＴＣを用いると、タイミングＴＢを用いる場合に比べて、電流取得に関わる演算負荷の軽減や、必要されるメモリ１４の容量削減等が可能になる。

タイミングＴＤでは、電流監視器１０は、間隔Ｔｓｃよりも短い間隔Ｔｓｅで、電流制御器１１が出力電流値（Ｉｕ１，Ｉｗ１）を取得する期間とは異なる期間（重複しない期間）で出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ）を取得する。これにより、タイミングＴＢの場合とほぼ同様のモータ電流波形を取得できると共に、重複する期間に伴う電流監視器１０の演算負荷の軽減や、メモリ１４の容量削減等も可能になる。

タイミングＴＥでは、電流監視器１０は、電流制御器１１での取得間隔に依存しないよう時系列的にランダムに定められる間隔Ｔｓｒで出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ）を取得する。この場合、特に、リサージュ図形解析等に基づく異常診断が可能になる。なお、タイミングＴＢ～ＴＥでは、主に、電流監視器１０での取得間隔（Ｔｓｅ，Ｔｓｒ）が電流制御器１１での取得間隔（Ｔｓｃ）よりも短い場合を例とした。ただし、診断項目によっては、取得間隔（Ｔｓｅ，Ｔｓｒ）は、取得間隔（Ｔｓｃ）よりも長くてもよい。

また、図１において、電流制御器１１は、前述したように、ノイズを含まない出力電流値を取得することが望ましい。このため、電流制御器１１は、例えば、出力電流値をローパスフィルタ等を介して取得するか、または、出力電流値を所定回数サンプリングしたのち平均化するような処理を行う。その結果、１回あたりの電流の取得期間は、実効的に長くなる。一方、電流監視器１０は、ノイズを含んだ出力電流値を取得することが望ましいため、出力電流値をローパスフィルタ等を介さずに取得する。その結果、１回あたりの電流の取得期間は、実効的に短くなる。言い換えれば、電流監視器１０が出力電流値を取得する経路の伝達関数の遮断周波数は、電流制御器１１が出力電流値を取得する経路の伝達関数の遮断周波数よりも高くなっている。図２では、このような１回あたりの電流の取得期間の違いが模式的に示されている。

以上のように、制御系とは異なる間隔（周期）で出力電流値を取得する電流監視器１０を設けることで、モータ制御装置の異常診断を高精度に実現することが可能になる。また、図１の例では、制御系（すなわち制御用電流センサ７および電流制御器１１）とは別に、監視系（すなわち監視用電流センサ８および電流監視器１０）が設けられる。このように制御系と監視系とを完全に分離することで、所謂、共通原因故障が生じる可能性が低くなり、機能安全に寄与することができる。

図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄ、図３Ｅは、図２の電流取得タイミングに対応する処理内容の一例を示すフロー図である。図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃ、図３Ｄ、図３Ｅの各処理は、例えば、図２のクロック周期Ｔｃで繰り返し実行される。図３Ａには、図２のタイミングＴＡに対応する処理内容の一例が示される。図３Ａにおいて、電流制御器１１は、昇降フラグが上昇または下降かを判定する（ステップＳ１０１）。昇降フラグが上昇であれば、電流制御器１１は、カウンタ（１３ａ）をインクリメントした後（ステップＳ１０２）、カウント値が上限ピーク（０ｘｆｆｆｆ）以上か否かを判定する（ステップＳ１０３）。

ステップＳ１０３で、カウント値が上限ピーク以上の場合、電流制御器１１は、アナログディジタル変換を開始し（ステップＳ１０４）、昇降フラグを下降に変更して処理を終了する（ステップＳ１０５）。一方、ステップＳ１０３で、カウント値が上限ピーク未満の場合、電流制御器１１は、処理を終了する。このような処理が繰り返し実行されることで、搬送波１３ａの頂部で電流取得が行われる。一方、ステップＳ１０１で、昇降フラグが下降の場合、電流制御器１１は、ステップＳ１０６～Ｓ１０９において、ステップＳ１０２～Ｓ１０５の場合と同様の処理を、カウンタ（１３ａ）をデクリメントする形で実行する。その結果、搬送波１３ａの底部で電流取得が行われる。

図３Ｂには、図２のタイミングＴＢに対応する処理内容の一例が示される。図３Ｂにおいて、電流監視器１０は、カウンタをインクリメントし（ステップＳ２０１）、カウント値Ｂが予め定めた上限値（Ｂ＿ｌｉｍ）以上か否か（すなわち、図２の間隔Ｔｓｅに対応する時間を経過したか否か）を判定する（ステップＳ２０２）。カウント値Ｂが上限値（Ｂ＿ｌｉｍ）以上の場合、電流監視器１０は、アナログディジタル変換を開始し（ステップＳ２０３）、カウント値Ｂをゼロにリセットして処理を終了する（ステップＳ２０４）。一方、ステップＳ２０２で、カウント値Ｂが上限値（Ｂ＿ｌｉｍ）未満の場合、電流監視器１０は、処理を終了する。

図３Ｃには、図２のタイミングＴＣに対応する処理内容の一例が示される。図３Ｂにおいて、初期の監視フラグを‘０’として、電流監視器１０は、監視トリガが成立するのを待つ（ステップＳ３０１，Ｓ３０２）。この際に、電流監視器１０は、例えば、ＰＷＭ制御器１５からのＰＷＭ信号ＰＨ，ＰＬに基づいて監視トリガの成立有無を判定する。監視トリガが成立すると、電流監視器１０は、監視フラグを‘１’に変更し、ｉ＝１を設定してステップＳ３０５の処理へ移行する（ステップＳ３０３，Ｓ３０４）。また、監視フラグが‘１’である場合、電流監視器１０は、そのままステップＳ３０５の処理へ移行する（ステップＳ３０１）。

ステップＳ３０５において、電流監視器１０は、ｉがｎ以下の場合、図３Ｂの場合と同様の処理を用いて、間隔Ｔｓｅ毎にアナログディジタル変換を行う（ステップＳ２０１～Ｓ２０４）。ただし、図３Ｂの場合と異なり、電流監視器１０は、アナログディジタル変換を行う毎に、ｉをインクリメントする（ステップＳ３０７）。一方、ステップＳ３０５において、ｉがｎを超えた場合、電流監視器１０は、監視フラグを‘０’に戻して処理を終了する（ステップＳ３０６）。

図３Ｄには、図２のタイミングＴＤに対応する処理内容の一例が示される。図３Ｄには、図３Ａの場合と同様の処理内容が示される。ただし、図３Ａの場合と異なり、ステップＳ１０４，Ｓ１０８の処理は行われない。さらに、図３Ａの場合と異なり、ステップＳ１０３でカウント値が上限ピーク（０ｘｆｆｆｆ）未満の場合、または、ステップＳ１０７でカウント値が下限ピーク（０ｘ００００）よりも大きい場合に、電流監視器１０は、図３Ｂの処理を実行する（ステップＳ４０１）。

ここで、図３ＡのステップＳ１０４，Ｓ１０８おいて、電流制御器１１は、アナログディジタル変換後の出力電流値（Ｉｕ１，Ｉｗ１）をメモリ１４に保存し、図３ＤのステップＳ４０１において、電流監視器１０は、アナログディジタル変換後の出力電流値（Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ）をメモリ１４に保存するとよい。電流監視器１０は、メモリ１４に保存された出力電流値に基づいて、絶え間ない出力電流値を得ることができる。また、時間的に重複するデータがメモリ１４に保存されずに済むため、メモリ１４の容量削減に寄与できる。

図３Ｅには、図２のタイミングＴＥに対応する処理内容の一例が示される。図３Ｅにおいて、電流監視器１０は、カウンタをインクリメントし（ステップＳ５０１）、カウント値Ｃが予め定めた上限値（Ｃ＿ｌｉｍ）以上か否か（すなわち、図２の間隔Ｔｓｒに対応する時間を経過したか否か）を判定する（ステップＳ５０２）。カウント値Ｃが上限値（Ｃ＿ｌｉｍ）以上の場合、電流監視器１０は、アナログディジタル変換を開始し（ステップＳ５０３）、上限値（Ｃ＿ｌｉｍ）を乱数発生器等を用いて更新して処理を終了する（ステップＳ５０４）。一方、ステップＳ５０２で、カウント値Ｃが上限値（Ｃ＿ｌｉｍ）未満の場合、電流監視器１０は、処理を終了する。図３Ｅを用いる場合、図３Ｂを用いる場合と比較して、単位時間あたりの計測回数が少なくなるため、メモリ１４の容量削減に寄与できる。

なお、図３Ａ～図３Ｅにおけるアナログディジタル変換の開始は、例えば、アナログディジタル変換器のサンプリングタイミングに相当する。別の形態として、電流センサ（７，８）が、アナログ信号ではなく、Δ－Σ変換素子を介してアナログ情報を出力する形態が考えられる。この場合、アナログ情報は、制御器１内のシリアル通信ドライバ（図示せず）を介してメモリ１４に逐次保存される。そして、図３Ａ～図３Ｅにおけるアナログディジタル変換の開始は、電流監視器１０および電流制御器１１によるメモリ１４へのアクセスタイミングに相当する。この場合、電流監視器１０および電流制御器１１のアクセスタイミングは、それぞれ、Δ－Σ変換素子の通信周期の互いに異なる倍数等を設定される。

＜モータ制御装置の変形例＞
図４は、図１のモータ制御装置を変形した構成例を示すブロック図である。図４に示すモータ制御装置は、図１の構成例と比較して、監視用電流センサ８が設けられず、制御用電流センサ７を電流監視器１０および電流制御器１１で共用する構成となっている。この場合、電流監視信号（出力電流値）Ｉｕｄ，Ｉｗｄと電流フィードバック信号（出力電流値）Ｉｕ１，Ｉｗ１は、信号源が同一であるが、電流監視器１０と電流制御器１１とは、出力電流値を取得する間隔が異なっている。

このような構成例を用いることでも、図１の構成例を用いる場合と同様に、高精度な異常診断が実現可能になる。また、図１の構成例と比較して、電流センサに伴うコスト等を削減できる。ただし、機能安全の観点からは、電流センサを分離した形態である図１の構成例が有益となる。

＜実施の形態１の主要な効果＞
以上、実施の形態１のモータ制御装置を用いることで、制御用の電流取得間隔と、異常診断用の電流取得間隔とを分離でき、制御用と異常診断用とで、それぞれに適したタイミングを個別に定めることが可能になる。その結果、代表的には、高精度な異常診断が実現可能になる。また、電流監視器１０と電流制御器１１とを個別に設け、さらに、制御用電流センサ７と監視用電流センサ８とを個別に設けることで、機能安全に資する構成を得ることができる。例えば、２系統で取得した出力電流値を比較することで、異常の有無を判定するようなことも可能である。

また、例えば、特許文献１の方式において、例えば、制御用で要求される電流取得間隔と、異常診断用で要求される電流取得間隔の公倍数となる間隔で電流取得を行うことが考えられる。ただし、この場合、公倍数となる間隔が短くなる可能性があり、演算負荷の増大や、必要とされるメモリ容量の増大等を招く恐れがある。実施の形態１の方式を用いると、このような演算負荷の増大や、メモリ容量の増大等を抑制した上で、前述したような効果が得られる。

（実施の形態２）
＜モータ制御装置の構成＞
図５は、本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。図５は、モータ３が複数（この例では２系統）の巻線を有する場合の構成例となっている。図５では、２系統の巻線に応じて、２系統の制御器１Ａ，１Ｂ、電力変換器２Ａ，２Ｂ、制御用電流センサ７Ａ，７Ｂが設けられる。電力変換器２Ａ，２Ｂに接続される直流電源５は、それぞれ独立のものでも共通のものでもよい。この例では、共通方式が用いられ、電力変換器２Ａ，２Ｂの直流側は、直流電源５に対してそれぞれ並列接続されている。

制御器１Ａは、制御上のマスター器であり、図１に示した制御器１内の各部を全て有する。一方、制御器１Ｂは、スレーブ器であり、この例では、図１に示した制御器１内の各部の中から、サーボ制御器９、電流監視器１０およびエンコーダ通信部１６が削除されている。制御器１Ａ，１Ｂは、互いに異なるクロック発生器１２Ａ，１２Ｂによりそれぞれ駆動されている。このように、各制御器にそれぞれクロック発生器を搭載することで、例えば、電力変換器２Ａと電力変換器２Ｂとをある程度離れた位置に配置する際に、長いクロック信号配線が不要となり、クロック信号に起因する誤動作等を防止できる。

また、制御器１Ａと制御器１Ｂは、図示しない通信部を介して情報を送受信できるように構成されている。制御器１Ｂ内の電流制御器１１は、制御器１Ａ内のサーボ制御器９からの信号（具体的には電流指令値）を受けて動作する。すなわち、制御器１Ａ，１Ｂ内の各電流制御器１１は、制御器１Ａ内のサーボ制御器９からの同じ指令に基づいて動作する。その結果、電力変換器２Ａ，２Ｂは、同位相同振幅の電流を出力するよう制御される。

電力変換器２ＡからのＵ相の出力配線と、電力変換器２ＢからのＵ相の出力配線は、モータ３が有するＵ相の２系統の入力端子にそれぞれ接続される。電力変換器２Ａ，２ＢからのＶ相およびＷ相の出力配線に関しても同様である。ここで、図５では、マスター器およびスレーブ器に共通する形で監視用電流センサ８が設けられる。監視用電流センサ８は、貫通孔が形成された貫通型電流センサであり、ＣＴ（Current Transformer）センサやホール素子センサ等が一般的に知られている。

監視用電流センサ８は、この例では３相のそれぞれに設けられる。Ｕ相の監視用電流センサ８は、２個の電力変換器２Ａ，２ＢからのＵ相の出力配線が自身の貫通孔を共に貫通するように設置される。これにより、Ｕ相の監視用電流センサ８は、２個の電力変換器２Ａ，２ＢのＵ相の出力電流値を合成した合成電流値を、Ｕ相の電流監視信号（例えばアナログ電圧信号）Ｉｕｄ２として検出する。Ｖ相およびＷ相に関しても同様である。その結果、Ｖ相およびＷ相の監視用電流センサ８は、２個の電力変換器２Ａ，２ＢのＶ相およびＷ相の出力電流値をそれぞれ合成したＶ相およびＷ相の合成電流値を、Ｖ相およびＷ相の電流監視信号Ｉｖｄ２，Ｉｗｄ２としてそれぞれ検出する。

電流監視器１０は、前述したように、複数の制御器１Ａ，１Ｂのいずれか一つであるマスター器に搭載される。電流監視器１０は、監視用電流センサ８で検出された合成電流値（Ｉｕｄ２，Ｉｖｄ２，Ｉｗｄ２）を所定の間隔（第２の間隔）で取得することで、合成電流値を監視する。また、電流監視器１０は、制御用電流センサ７Ａで検出された出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｖ１Ａ，Ｉｗ１Ａ）と、制御用電流センサ７Ｂで検出された出力電流値（Ｉｕ１Ｂ，Ｉｖ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）とを所定の間隔（第２の間隔）で取得することで、２個の電力変換器２Ａ，２Ｂのそれぞれの出力電流値を監視する。

このように複数の電力変換器２Ａ，２Ｂを有する構成の場合、電流監視器１０をスレーブ器にも設けるのではなくマスター器にのみ設けることで、スレーブ器を簡略化できる。また、スレーブ器の制御用電流センサ７Ｂからの出力電流値を、マスター器の電流監視器１０が直接監視することにより、スレーブ器が監視結果をマスター器に送信するような場合と比較して、制御器１Ｂと制御器１Ａとの間の通信量を低減できる。その結果、モータ制御装置の処理負荷を軽減することが可能になる。

ここで、前述したように、電力変換器２Ａ，２Ｂは同位相同振幅となるよう制御される。これに伴い、電流監視器１０で取得される合成電流値（Ｉｕｄ２，Ｉｖｄ２，Ｉｗｄ２）は、制御系の外乱や異常のない限り、制御用電流センサ７Ａに基づく出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｖ１Ａ，Ｉｗ１Ａ）の２倍の電流値に一致し、制御用電流センサ７Ｂに基づく出力電流値（Ｉｕ１Ｂ，Ｉｖ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）の２倍の電流値にも一致する。このため、このような整合性が得られるか否かに基づいて、異常診断を行うことが可能になる。

一例として、異常診断において抽出した異常が、個々の電力変換器由来かモータ由来かを推定できる。例えば、制御用電流センサ７Ａ，７Ｂからの出力電流値が共に正常で、監視用電流センサ８からの電流に異常があれば、異常はモータ由来である可能性が高い。さらに、モータ３によって駆動される負荷機器を含めたシステム全体に何らかのシステム異常が発生した場合で、例えば、監視用電流センサ８からの出力電流値に異常がない場合、システム異常は、負荷機器由来である可能性が高い。

この場合、監視用電流センサ８からの出力電流値をモータ制御装置の上位に設けられる上位装置（図示せず）へ伝送し、上位装置で詳細な異常診断を行えばよい。上位装置は、モータ制御装置および負荷機器を制御し、負荷機器の制御シーケンス等に応じてモータ制御装置へ速度指令等を発行する装置である。上位装置は、例えば、監視用電流センサ８からの出力電流値と負荷機器の制御シーケンス等とを照合することで、異常診断を行うことが可能である。

なお、制御器１Ａと制御器１Ｂは、それぞれ、別のマイコン等によって実現される。ただし、場合によっては、制御器１Ａと制御器１Ｂとを１個のマイコン内に実装することも可能である。あるいは、制御器１Ｂを設けずに、制御器１Ａ内のＰＷＭ制御器１５が、電力変換器２Ａと共通のＰＷＭ信号で電力変換器２Ｂをスイッチング制御するように構成することも可能である。また、図５の電流監視器１０において、出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｖ１Ａ，Ｉｗ１Ａ）を取得する間隔と、出力電流値（Ｉｕ１Ｂ，Ｉｖ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）を取得する間隔とが異なるように構成することも可能である。

＜モータ制御装置の変形例＞
図６は、図５のモータ制御装置を変形した構成例を示すブロック図である。図６には、説明の簡略化のため、図５に示した部位のうち説明に必要な部位のみを抽出して示している。図６では、制御用電流センサ７Ａ，７Ｂおよび監視用電流センサ８は、全てＵ相Ｗ相の２相を検出している。ただし、検出する相数は用途に応じて適宜変更可能である。図６において、図５と大きく異なる点は、電流監視器１０を、複数の制御器１Ａ，１Ｂとは異なる診断用の制御器１Ｃ内に設けたことにある。言い換えれば、電流監視器１０は、複数の制御器１Ａ，１Ｂの外部に共通に設けられる。これに伴い、制御器１Ａは、図５の制御器１Ｂと略同一の構成となる。

このような構成を用いることで、巻線系統を３巻線、４巻線といった多様に変化させる場合に、制御器１Ａ（または１Ｂ）と同一構成の制御器を巻線系統の数だけ設け、これらに共通に診断用の制御器１Ｃ（電流監視器１０）を設ければよい。その結果、巻線系統の数を変化させる場合の拡張性が容易となり、例えば、製造や検査の上での管理等が容易になる。なお、制御器１Ａ，１Ｂ，１Ｃは、例えば、個別のマイコン等によって実現される。ただし、場合によっては、診断用の制御器１Ｃを除く制御器１Ａ，１Ｂを１個のマイコン等で実現することも可能である。

また、図６の構成においても、図５の場合と同様に、制御器１Ａ，１Ｃ内にそれぞれ個別のクロック発生器１２Ａ，１２Ｃを搭載することが望ましい。また、制御器１Ａ，１Ｂ，１Ｃは、例えば、電流指令値、電流フィードバック信号Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ等を、通信部を介して相互に交信可能となっている。ここで、診断用の制御器１Ｃの通信部として、光学式や磁気式等を用いて電気的に絶縁した状態で通信を行う通信絶縁部１７を設けてもよい。

＜診断用の制御器の動作＞
ここで、診断用の制御器１Ｃを、機能安全における速度監視に用いてもよい。機能安全における危険側故障診断率を高める方策として、異なる複数の監視器を設けることや、複数の監視器の電源を分離して故障の他方への波及を防ぐことが知られている。図６のような構成例を用いることで、制御器１Ａ，１Ｂによる速度監視器と、診断用の制御器１Ｃによる速度監視器とを独立に設けることができる。さらに、制御器１Ａ，１Ｂと診断用の制御器１Ｃとを通信絶縁部１７で電気的に分離することができる。これらの結果、より信頼性の高い機能安全システムを構築することができる。

図７は、図６における診断用の制御器を用いて速度監視を行う場合の動作例を示すフロー図である。図７において、診断用の制御器１Ｃは、電流フィードバック信号（出力電流値）Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂを取得し（ステップＳ６０１，Ｓ６０３）、出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ）に基づく速度（ω１Ａ）と、出力電流値（Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）に基づく速度（ω１Ｂ）とを算出する（ステップＳ６０２，Ｓ６０４）。

また、診断用の制御器１Ｃは、電流フィードバック信号に基づくＵ相の合成電流値（Ｉｕ１Ａ＋Ｉｕ１Ｂ）とＷ相の合成電流値（Ｉｗ１Ａ＋Ｉｗ１Ｂ）とを算出し（ステップＳ６０５）、当該合成電流値に基づく速度（ω１）を算出する（ステップＳ６０６）。さらに、診断用の制御器１Ｃは、電流監視信号（出力電流値）Ｉｕｄ２，Ｉｗｄ２を取得し（ステップＳ６０７）、これに基づいて速度（ω１ｄ）を算出する（ステップＳ６０８）。

その後、診断用の制御器１Ｃは、ステップＳ６０２，Ｓ６０４，Ｓ６０６，Ｓ６０８で算出した各速度（ω１Ａ，ω１Ｂ，ω１，ω１ｄ）が同等か否かを判定する（ステップＳ６０９）。診断用の制御器１Ｃは、ステップＳ６０９における各速度が同等であり、かつ、各速度が所定の範囲内であれば、異常無しとして処理を終了する（ステップＳ６１０）。一方、診断用の制御器１Ｃは、ステップＳ６０９における各速度が同等でない場合、または、各速度は同等であるが所定の範囲外の場合、異常有りとしてモータ３を停止させる（ステップＳ６１０，Ｓ６１１）。

＜実施の形態２の主要な効果＞
以上、実施の形態２のモータ制御装置を用いることで、モータが複数の巻線を有する場合であっても、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。特に、各電力変換器２Ａ，２Ｂの各出力電流値と、各電力変換器２Ａ，２Ｂの出力電流値を合成した合成電流値とを取得できるように構成することで、電流値の整合性に基づいて異常診断を行うことが可能になる。

（実施の形態３）
＜モータ制御装置の構成＞
図８は、本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。図８に示すモータ制御装置は、図６の構成例と比較して、監視用電流センサ８の構成が異なっている。すなわち、制御用電流センサ７Ａ，７Ｂのそれぞれは、図６の場合と同様に３相中の２相（この例ではＵ相およびＷ相）の出力電流値を検出し、監視用電流センサ８は、図６の場合と異なり当該３相中の残りの１相（Ｖ相）の合成電流値を検出する。

３相モータ３は、略３相平衡であるため、特に異常が無ければ、制御用電流センサ７Ａ，７Ｂで検出された出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）の総和が、監視用電流センサ８で検出された出力電流値（Ｉｖｄ２）に一致することになる。したがって、このような構成を用いることでも、実施の形態２の場合と同様に、電流値の整合性に基づく異常診断や、速度の一致に基づく異常診断を実現できる。そして、このような異常診断を、監視用電流センサ８の相数を削減した上で実現できる。

（実施の形態４）
＜モータ制御装置の構成＞
図９は、本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。図９に示すモータ制御装置は、図６の構成例と比較して、監視用電流センサ８が設けられない点と、制御器１Ｃ内の電流監視器１０が制御用電流センサ７Ａ，７ＢからのＵ相の出力電流値（Ｉｕ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ）を直接的に取得する点とが異なっている。

例えば、図７で述べたような機能安全の速度監視において、電流のゼロクロス周期から速度を求める場合には、３相中の１相の電流値から速度が算出することができる。このため、図９の構成例を用いることでも、図７に示したような速度監視の一部を実現することが可能になる。具体的には、図９の制御器１Ｃは、制御用電流センサ７ＡからのＵ相の出力電流値（Ｉｕ１Ａ）に基づく速度と、制御用電流センサ７ＢからのＵ相の出力電流値（Ｉｕ１Ｂ）に基づく速度とを比較することができる。

（実施の形態５）
＜モータ制御装置の構成＞
図１０は、本発明の実施の形態５によるモータ制御装置において、一部の構成例を示す回路図である。図１０では、例えば図５に示した監視用電流センサ８の代わりとして、制御器１Ａ，１Ｂを跨ぐ形で電流集約部１８が設けられる。電流集約部１８は、オペアンプ回路で構成される加算器を備える。加算器は、複数の電流センサ７Ａ，７Ｂからの検出信号となる電流フィードバック信号（例えばアナログ電圧信号）Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂを相毎にアナログ加算し、相毎の電流監視信号（合成電流値）Ｉｕｄ，Ｉｗｄとして電流監視器１０へ出力する。

また、複数の電流センサ７Ａ，７Ｂからのそれぞれの検出信号（Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）は、電流集約部１８側とは異なる経路で、直列抵抗Ｒｆおよびその後段のコンデンサＣｆで構成されるローパスフィルタを介して電流制御器１１Ａ，１１Ｂへ出力される。この際に、ローパスフィルタは、検出信号（Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）に対して高周波のスイッチングノイズ成分を除去する等、検出信号をフィルタリングして電流制御器１１Ａ，１１Ｂへ出力する。

電流集約部１８内の加算器は、オペアンプＯＰｕ，ＯＰｗと、入力抵抗Ｒ１およびフィードバック抵抗Ｒ２で構成される。制御用電流センサ７Ａ，７ＢからのＵ相の検出信号（Ｉｕ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ）は、それぞれに設けられた入力抵抗Ｒ１を介してワイヤードオア接続され、オペアンプＯＰｕに入力される。同様に、制御用電流センサ７Ａ，７ＢからのＷ相の検出信号（Ｉｗ１Ａ，Ｉｗ１Ｂ）は、それぞれ異なる入力抵抗Ｒ１を介してワイヤードオア接続され、オペアンプＯＰｗに入力される。

これにより、２系統の同相電流波形が、相毎にアナログ加算される。前述したように、複数系統の電力変換器２Ａ，２Ｂ（図示省略）は、互いに同じ振幅位相の電流指令値に従い動作するため、オペアンプの出力も入力と同位相の略正弦波状の波形となる。ここで、電流監視器１０が出力電流値を取得する経路を監視経路と呼び、電流制御器１１Ａ，１１Ｂが出力電流値を取得する経路を制御経路と呼ぶ。図１０の構成例では、監視経路の伝達関数の遮断周波数（すなわち電流集約部１８の遮断周波数）は、制御経路の伝達関数の遮断周波数（すなわちローパスフィルタの遮断周波数）よりも高くなっている。

なお、図１０に示されるように、各入力抵抗Ｒ１と制御用電流センサ７Ａ，７Ｂとの間は、絶縁アンプ等の絶縁・増幅の機能をもつ回路を介して接続されてもよく、直接的に接続されてもよい。また、オペアンプＯＰｕ，ＯＰｗは、マスター器である制御器１Ａにのみ搭載され、スレーブ器である制御器１Ｂは、入力抵抗Ｒ１のみを搭載する。そして、各入力抵抗Ｒ１は、マスター・スレーブ間の配線によって互いに並列バス接続（ワイヤードオア接続）される。これにより、スレーブ器の小型化に貢献できる。また、各スレーブ器に２個以上のコネクタを設けることで、多数台のスレーブ器を数珠つなぎに並列バス配線することも可能である。

＜実施の形態５の主要な効果＞
以上、実施の形態５のモータ制御装置を用いることで、図５等に示したような貫通型電流センサ（監視用電流センサ８）を用いることなく、実施の形態２の場合と同様の効果が得られる。すなわち、システムの小型化や低コスト化に寄与できる。また、電流集約部１８の遮断周波数は、ローパスフィルタの遮断周波数に比べて高くなっている。これにより、電流監視器１０は、例えばリンギング波形の解析やリサージュ分析等で必要とされる、高周波成分を含んだ電流値を取得することが可能になる。その結果、高周波成分を損うことなく、より精度の高い異常診断が実現可能になる。

（実施の形態６）
＜モータ制御装置の構成＞
図１１は、本発明の実施の形態６によるモータ制御装置において、一部の構成例を示す回路図である。図１１は、図１０の構成例と比較して、電流集約部１８の構成が若干異なっている。図１１の電流集約部１８は、複数の整流器（ＤＨ１，ＤＬ１，ＤＨ２，ＤＬ２）と、アンプ回路（この例ではオペアンプＯＰｕ，ＯＰｗ）とを備える。

複数の整流器のそれぞれは、４個のダイオードＤＨ１，ＤＬ１，ＤＨ２，ＤＬ２を含むダイオードブリッジで構成される。複数（ここでは４個）の整流器は、複数の制御用電流センサ７Ａ，７Ｂからの各相の検出信号（Ｉｕ１Ａ，Ｉｗ１Ａ，Ｉｕ１Ｂ，Ｉｗ１Ｂ）をそれぞれ整流する。制御用電流センサ７Ａ，７Ｂが電流値に比例した略正弦波状の検出信号を出力する場合、複数の整流器のそれぞれは、ダイオードブリッジによって全波整流を行う。また、複数の整流器の出力ノード（正端子および負端子）は、相毎に正端子および負端子同士が共通に接続される。

オペアンプＯＰｕは、複数の整流器におけるＵ相の共通出力ノードからの信号を非反転入力および反転入力で受けて、電流監視器１０へＵ相の電流監視信号Ｉｕｄを出力する。同様に、オペアンプＯＰｗは、複数の整流器におけるＷ相の共通出力ノードからの信号を非反転入力および反転入力で受けて、電流監視器１０へＷ相の電流監視信号Ｉｗｄを出力する。

ダイオードブリッジの作用によって、オペアンプＯＰｕ，ＯＰｗの入力には、各制御用電流センサ７Ａ，７Ｂからの正および負の検出信号のうちの最も瞬時振幅の大きい信号のみが代表して印加されることになる。前述したように、複数系統の電力変換器２Ａ，２Ｂ（図示省略）は、互いに同じ振幅位相の電流指令値に従い動作するため、オペアンプＯＰｕ，ＯＰｗの出力は、略正弦波状の全波整流波形となる。

以上のような構成で得られる電流監視信号Ｉｕｄ，Ｉｗｄの瞬時値は、各電流センサの代表値であるため、モータ電流の振幅情報を得る観点では図１０の構成例に比べて劣り得る。ただし、電流監視信号Ｉｕｄ，Ｉｗｄのゼロクロスを検出することで、モータ３の速度を得ることができる。このため、例えば、図７で述べたような機能安全における速度監視等を行う際に適用することが可能である。また、モータ電流の振幅情報として、振幅の最大ワースト値を得ることができるため、診断項目によっては電流値に基づく異常診断も可能である。

図１２は、図１１を変形した構成例を示す回路図である。図１２には、図１１における複数の整流器（ダイオードブリッジ）に対して、同相の電流センサの基準コモン電位側を並列接続し共通のダイオード列ＤＨ２，ＤＬ２の中点に接続した構成例が示される。なお電流センサの信号電位側は電流センサ毎に設けられたダイオード列ＤＨ１，ＤＬ１の中点へそれぞれ接続され、ダイオード列ＤＨ１，ＤＬ１の両端電位は、相毎に設けたオペアンプＯＰｕ，ＯＰｗの入力に共通に並列接続されている点は、図１１と同様である。電流監視信号Ｉｕｄ，Ｉｗｄは、図１１の構成例では全波整流波形となるのに対して、図１２の構成例では正負のピークをもつ略正弦波状の波形となる。図１２の構成例を用いることでも、図１１の場合と同様に、機能安全における速度監視や、電流値に基づく異常診断を行うことが可能である。

＜実施の形態６の主要な効果＞
以上、実施の形態６のモータ制御装置を用いることでも、実施の形態５の場合と同様の効果が得られる。すなわち、貫通型電流センサ（監視用電流センサ８）が不要となり、システムの小型化や低コスト化に寄与できる。また、電流集約部１８の遮断周波数は、ローパスフィルタの遮断周波数に比べて高くなっている。これにより、電流監視器１０は、例えばリンギング波形の解析やリサージュ分析等で必要とされる、高周波成分を含んだ電流値を取得することが可能になる。その結果、高周波成分を損うことなく、より精度の高い異常診断が実現可能になる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１…制御器、２…電力変換器、３…モータ、７…制御用電流センサ、８…監視用電流センサ、１０…電流監視器、１１…電流制御器、１５…ＰＷＭ制御器、１８…電流集約部、Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１…電流フィードバック信号（出力電流値）、Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄ…電流監視信号（出力電流値）、ＯＰ…オペアンプ、Ｔｓｃ，Ｔｓｅ，Ｔｓｒ…間隔（周期）

Claims (13)

1. 直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチングによって交流電力に変換し、当該交流電力をモータに供給する電力変換器と、
   前記電力変換器を制御する制御器と、
   を備えるモータ制御装置であって、
   前記制御器は、
   前記複数のスイッチング素子をＰＷＭ信号で制御するＰＷＭ制御器と、
   第１のアナログディジタル変換器を含み、前記電力変換器の出力電流値を、前記第１のアナログディジタル変換器を用いて第１のサンプリング間隔で取得し、取得した前記出力電流値と、電流指令値との誤差に基づいて前記ＰＷＭ信号のデューティ比を定める電流制御器と、
   第２のアナログディジタル変換器を含み、前記電力変換器の前記出力電流値を、前記第２のアナログディジタル変換器を用いて、前記第１のサンプリング間隔とは異なる第２のサンプリング間隔で取得することで前記出力電流値を監視する電流監視器と、
   を有する、
   モータ制御装置。
2. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記モータは、複数の巻線を有し、
   前記電力変換器は、前記複数の巻線に応じて複数設けられ、
   前記電流監視器は、前記複数の電力変換器のそれぞれの前記出力電流値を監視する、
   モータ制御装置。
3. 請求項２記載のモータ制御装置において、
   前記制御器は、前記複数の電力変換器に応じて複数設けられ、
   前記複数の制御器のそれぞれは、前記ＰＷＭ制御器と、前記電流制御器とを有し、
   前記複数の制御器のいずれか一つはマスター器であり、残りはスレーブ器であり、
   前記マスター器は、前記電流指令値を生成し、
   前記マスター器内および前記スレーブ器内の前記電流制御器は、共に、前記マスター器によって生成された前記電流指令値に基づいて動作し、
   前記電流監視器は、前記マスター器のみに設けられる、
   モータ制御装置。
4. 請求項２記載のモータ制御装置において、
   前記制御器は、前記複数の電力変換器に応じて複数設けられ、
   前記複数の制御器のそれぞれは、前記ＰＷＭ制御器と、前記電流制御器とを有し、
   前記電流監視器は、前記複数の制御器の外部に共通に設けられる、
   モータ制御装置。
5. 請求項２記載のモータ制御装置において、
   前記複数の電力変換器からの複数の出力配線にそれぞれ設置され、前記複数の電力変換器の前記出力電流値をそれぞれ検出する複数の電流センサと、
   貫通孔が形成され、前記複数の電力変換器からの前記複数の出力配線が前記貫通孔を貫通するように設置されることで、前記複数の電力変換器の前記出力電流値を合成した合成電流値を検出する貫通型電流センサと、
   を有し、
   前記電流監視器は、前記複数の電流センサでそれぞれ検出された前記出力電流値に加えて、前記貫通型電流センサで検出された前記合成電流値を監視する、
   モータ制御装置。
6. 請求項５記載のモータ制御装置であって、
   前記モータは、３相モータであり、
   前記複数の電流センサのそれぞれは、３相中の２相の前記出力電流値を検出し、
   前記貫通型電流センサは、前記３相中の残りの１相の前記合成電流値を検出する、
   モータ制御装置。
7. 請求項２記載のモータ制御装置において、
   前記複数の電力変換器からの複数の出力配線にそれぞれ設置され、前記複数の電力変換器の前記出力電流値をそれぞれ検出する複数の電流センサと、
   前記複数の電流センサからの検出信号をそれぞれフィルタリングして前記電流制御器へ出力する複数のローパスフィルタと、
   オペアンプ回路で構成され、前記複数の電流センサからの検出信号を、ローパスフィルタを介さずにアナログ加算して前記電流監視器へ出力する加算器と、
   を有する、
   モータ制御装置。
8. 請求項２記載のモータ制御装置において、
   前記複数の電力変換器からの複数の出力配線にそれぞれ設置され、前記複数の電力変換器の前記出力電流値をそれぞれ検出する複数の電流センサと、
   前記複数の電流センサからの検出信号をそれぞれフィルタリングして前記電流制御器へ出力する複数のローパスフィルタと、
   前記複数の電流センサからの検出信号をそれぞれ整流し、出力ノードが共通に接続される複数の整流器と、
   前記複数の整流器の前記出力ノードからの信号を受けて、前記電流監視器への出力を行うアンプ回路と、
   を有する、
   モータ制御装置。
9. 請求項１または２記載のモータ制御装置において、
   前記第２のサンプリング間隔は、前記第１のサンプリング間隔よりも短くなっている、
   モータ制御装置。
10. 請求項１または２記載のモータ制御装置において、
    前記電流監視器が前記出力電流値を取得する経路の伝達関数の遮断周波数は、前記電流制御器が前記出力電流値を取得する経路の伝達関数の遮断周波数よりも高くなっている、モータ制御装置。
11. 請求項１または２記載のモータ制御装置において、
    前記電流監視器は、監視トリガ成立後に前記第２のサンプリング間隔で所定回数連続して前記出力電流値を取得し、
    前記監視トリガは、前記ＰＷＭ信号の立ち上がりエッジまたは立ち下りエッジである、モータ制御装置。
12. 請求項１または２記載のモータ制御装置において、
    前記電流監視器は、前記電流制御器が前記出力電流値を取得する期間とは異なる期間で前記出力電流値を取得する、
    モータ制御装置。
13. 請求項１または２記載のモータ制御装置において、
    前記第２のサンプリング間隔は、時系列的にランダムに定められる、
    モータ制御装置。

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