JP7241924B2 - 電源装置および電気推進システム - Google Patents

Description

本発明は、人工衛星などに搭載される電気推進装置であるホールスラスタに電力を供給する電源装置および電気推進システムに関する。

ホールスラスタは、環状の放電空間であるチャネルの一方からガスを導入し、チャネル内でガスをイオン化して加速し、チャネルの他方に出力する。このイオンの出力の反作用によってホールスラスタの推力が得られる。チャネルには径方向に磁束が形成されており、この磁束によるホール効果のために、電子はチャネルの周方向にドリフトし、軸方向の動きが抑制される。これによって、イオンのみを効率的に加速することができる。

ホールスラスタを安定に動作させる上での問題の一つとして、アノード電流の振動現象の発生が挙げられる。アノード電流の振動現象に関しては、いくつかの種類があり、数ｋＨｚ～３０ｋＨｚの周波数の振動は放電振動と呼ばれ、電源の設計および電磁適合性（ＥＭＣ：Electro－Magnetic Compatibility）の観点から、および、ホールスラスタを搭載したシステムの安定性および信頼性への影響から、大きな問題となる。このため、この放電振動現象を抑制する制御方法が必要とされている。たとえば、特許文献１には、放電振動を抑制するための方法について記載されている。

特開２００７－１７７６３９号公報

特許文献１でも述べられているように、放電振動は、アノード電圧、磁束密度およびガス流量がある決まった関係にあるときに生じる。また、放電振動は、アノード電圧Ｖａと、ガス流量Ｑと、コイル電流Ｉｃで決まる磁束密度Ｂとを適切に設定することである程度抑制が可能である。つまり、Ｖａ、ＱおよびＩｃの組み合わせで、放電振動が十分に少なくなる安定な領域が存在する。通常はこの安定な領域の内部でＶａ、ＱおよびＩｃを制御することで、放電振動の生じない安定な動作が可能になる。たとえば、ＶａおよびＱをある値に設定した場合、Ｉｃを安定領域に設定することで、安定動作が可能になる。

しかしながら、この安定な領域はホールスラスタのチャネルの状態に強く依存するため、ホールスラスタを長時間動作させた場合、この安定な領域が変化してしまう。この経年的な変化は、一つにはホールスラスタのチャネルの磨耗に起因する。このため、ホールスラスタを長時間動作させてチャネルが経年的に変化した場合、同時に放電振動の生じない安定な動作領域も変化してしまい、制御ができなくなる、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ホールスラスタの状態によらずアノード電流の放電振動を抑制して安定動作を実現することが可能な電源装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、イオンを加速させて推力を発生させる放電空間であるチャネルを有するホールスラスタに電力を供給する電源装置であって、チャネル内に設けられたアノード電極に印加する電圧を生成するアノード電源と、アノード電源を制御する制御部と、を備える。制御部は、アノード電極に印加される電圧が、アノード電極に流れる電流であるアノード電流の放電振動の１０倍以上の周波数の交流電圧が直流電圧に重畳された電圧となるようにアノード電源を制御する。

本発明にかかる電源装置は、ホールスラスタの状態によらずアノード電流の放電振動を抑制して安定動作を実現することができる、という効果を奏する。

実施の形態１にかかる電源装置を適用して実現される電気推進システムの構成例を示す図 実施の形態１にかかる電源装置の制御部を実現する処理回路の一例を示す図 一般的なホールスラスタで発生するアノード電流の放電振動の一例を示す図 実施の形態１にかかる電気推進システムの要部を示す図 実施の形態１にかかる電源装置のアノード電源が出力するアノード電圧およびアノード電流の一例を示す図 図３に示すアノード電流の放電振動の波形を横軸を周波数として表した図 実施の形態１にかかる電源装置がアノード電流の放電振動を抑制する動作を説明するための第１の図 実施の形態１にかかる電源装置がアノード電流の放電振動を抑制する動作を説明するための第２の図 実施の形態２にかかる電気推進システムの要部を示す図 実施の形態３にかかる電気推進システムの要部を示す図 実施の形態４にかかる電気推進システムの要部を示す図 実施の形態４にかかる電気推進システムを実現するアノード電源の一例を示す図 実施の形態５にかかる電気推進システムを説明するための図 実施の形態５にかかる電気推進システムの要部を示す図 実施の形態７にかかる電気推進システムの要部を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる電源装置および電気推進システムを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる電源装置を適用して実現される電気推進システムの構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電気推進システム３００は、ホローカソード３０と、電気推進装置であるホールスラスタ４０と、ホローカソード３０およびホールスラスタ４０に電力を供給する電源装置１００と、を備える。図１では、ホールスラスタ４０として一般的な、ＳＰＴ（Stationary Plasma Thruster）型と呼ばれるマグネティックレイヤー型のホールスラスタの断面を示している。また、ホールスラスタ４０へのガスの供給系を併せて示している。図１に示す電気推進システム３００は人工衛星に搭載されるものとする。

電源装置１００について説明する。電源装置１００は、制御部１０と、アノード電源１１と、外部コイル電源１２と、内部コイル電源１３と、ヒータ電源１４と、キーパ電源１５と、カソード側流量調整器１６と、アノード側流量調整器１７とを備える。

制御部１０は、アノード電源１１、外部コイル電源１２、内部コイル電源１３、ヒータ電源１４、キーパ電源１５、カソード側流量調整器１６およびアノード側流量調整器１７の動作を制御する。制御部１０は、例えば、図２に示すプロセッサ２０１およびメモリ２０２からなる処理回路で実現される。図２に示す処理回路で制御部１０を実現する場合、制御部１０として動作するためのプログラムをメモリ２０２に予め格納しておき、このプログラムをプロセッサ２０１がメモリ２０２から読み出して実行することにより、制御部１０が実現される。なお、プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）である。メモリ２０２は、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリである。

アノード電源１１は、後述するホールスラスタ４０が備えるアノード電極４３に電圧を印加する。外部コイル電源１２は、後述するホールスラスタ４０が備える外部コイル４２に電圧を印加する。内部コイル電源１３は、後述するホールスラスタ４０が備える内部コイル４１に電圧を印加する。ヒータ電源１４は、ホローカソード３０内を加熱するためのヒータに電力を供給する。キーパ電源１５は、ホローカソード３０の電子の放出側に設けられたキーパ電極に電力を供給する。カソード側流量調整器１６は、ホローカソード３０へのガスの流入量を調整する。アノード側流量調整器１７は、ホールスラスタ４０へのガスの流入量を調整する。

次に、ホールスラスタ４０について説明する。ホールスラスタ４０は、円環状の放電空間であるチャネル４５を有する。ホールスラスタ４０は、チャネル４５の一方から、具体的には、アノード電極４３が設けられた側から、ガスが供給され、このガスがチャネル４５内でイオン化されて加速し、他方に出力されることで推力を得る。たとえば図１のホールスラスタ４０にはＸｅガスが供給されている。

チャネル４５内でイオンを加速するために、陰極であるホローカソード３０と、アノード電極４３との間に電圧が印加される。これがアノード電圧Ｖａである。イオンを加速する際に流れる電流がアノード電流Ｉａである。イオンのみを効率的に加速するために、電子は磁場によるホール効果によってチャネル４５内に閉じ込める。この磁場は、チャネル４５の内部および外部に設けられた電磁石すなわち内部コイル４１および外部コイル４２によって形成される。また、この磁場は、チャネル４５の出口付近に設けられたポールピース４４によって、チャネル４５の円環の半径方向にほぼ均一に印加されるように設計されている。また、ホールスラスタ４０は、ポールピース４４などを含んで形成される磁気回路によってチャネル４５の出口付近の磁束密度Ｂが最も高くなるように設計されている。通常は電磁軟鉄によってポールピース４４を含む磁気回路が構成される。

上記の電磁石は、内部だけ、あるいは外部だけ、あるいは一部が永久磁石で構成されている場合もある。一般には内部および外部の電磁石に流れる電流であるコイル電流Ｉｃを調整することによって磁束密度を変化させる。コイル電流Ｉｃは一般には定電流源によって駆動され、このコイル電流Ｉｃを制御することによってチャネル４５内部に形成される磁束密度を制御する。

ホールスラスタ４０はイオンだけを加速して噴射するものであるので、同時に電子を噴射して電気的中性を保つための電子源が必要である。図１に示すホローカソード３０がこの電子源である。ホールスラスタ４０のアノード電極４３には、ホローカソード３０に対して２００～３００Ｖ程度の正の電圧が印加される。このホローカソード３０とアノード電極４３との電位差によりホールスラスタ４０のチャネル４５内部に生じる電界によって、イオンが加速される。

通常は、アノード電極４３にはＤＣ（Direct Current）電圧が印加される。しかしながら、ＤＣ電圧を印加しているにもかかわらず、電流が激しく振動するという現象が発生する。これがいわゆる放電振動の現象である。図３はその様子を示したものである。図３は、一般的なホールスラスタで発生するアノード電流の放電振動の一例を示す図であり、放電振動が発生したときのアノード電圧とアノード電流の関係を示している。図３に示すように、放電振動では、アノード電圧は一定値であるがアノード電流が大きく変動している。電源のインピーダンスが十分に大きくない場合は電流の変動の影響を受けてアノード電圧が若干変動するが、通常その変動は十分小さくなるように設計される。

この変動現象は理論的には詳細な説明が行われている。振動の原因はホールスラスタ内部のプラズマ密度の変動であり、非常に単純に言えば放電が点いたり消えたりしている。この振動の周波数はホールスラスタの放電に関するさまざまなパラメータに依存している。したがって、振動の周波数は、コイル電流、ガス流量などの運用条件、ホールスラスタの状態、経年劣化などによって変動しうるが、それほど極端に変動するわけではない。しかしながら、条件によってはこの振動の振幅が非常に大きくなり、電源の動作、ＥＭＣ、ホールスラスタの寿命などに影響を与えることになる。

図４は、実施の形態１にかかる電気推進システム３００の要部を示す図である。図４では、図１に示す構成要素のうち、ホールスラスタ４０、ホローカソード３０およびアノード電源１１だけを記載し、ほかの構成要素の記載は省略している。

ここで、図１に示す回路図では、アノード電源１１をはじめとするいくつかの電源が構成要素として示されているが、その一次側の配線は省略されている。人工衛星の電気系統は、一般には衛星バスと呼ばれる直流系統につながっており、そこから受電している。電源装置１００を構成する各電源も、一次側はこの衛星バスにつながっており、そこから電力を受電していることを付記しておく。

図４に示す実施の形態１にかかるアノード電源１１は、直流電源１１１と交流電源１１２とが直列に接続された構成である。このような電源構成で、交流電源１１２が、放電振動の周波数よりも十分に高い、たとえば１０倍などの周波数の交流電圧を、直流電源１１１からの直流電圧に印加すると、電圧の出力波形として例えば図５のような波形が得られる。すなわち、アノード電源１１は、図５に示すアノード電圧のような波形の電圧を出力する。図５は、実施の形態１にかかる電源装置１００のアノード電源１１が出力するアノード電圧およびアノード電流の一例を示す図である。

このような高周波交流を重畳した電圧波形でホールスラスタ４０を駆動すると、図５のように、低周波の放電振動による電流変動の振幅が小さくなることを発明者は見出した。高周波交流を重畳していない図３と比較して、高周波交流を重畳すると、図５に示すように放電振動による低周波の電流変動の振幅が小さくなる。

この現象のメカニズムは次の通りである。放電振動の周波数（数ｋＨｚ～数十ｋＨｚ）よりも高い周波数の振動を直流電圧に印加する事により、レイノルズ応力での電子の拡散が促進されるため、プラズマの粘性が増える。これによってプラズマの変動が抑制され、ホールスラスタ４０固有の放電振動である数ｋＨｚ～数十ｋＨｚの電流変動が抑制される。

ホールスラスタ４０の電流振動現象としては、その物理的なメカニズムによっていくつかの種類がある。まず、本実施の形態にかかる電源装置１００が抑制しようとしている「放電振動」があり、ホールスラスタの形状や条件によるが、周波数は数ｋＨｚ～数十ｋＨｚとされている。この現象はホールスラスタ内のプラズマ密度の変動によって生じる。

次に、トランジェント振動と呼ばれる、１００ｋＨｚ～１ＭＨｚの振動がある。これはイオンがホールスラスタの加速領域を通過する時定数に起因すると言われている。また、電子ドリフト振動と呼ばれる現象が、１ＭＨｚ～１０ＭＨｚで発生する。これはホールスラスタの加速領域の円環の周方向の電子の不均一性に起因し、磁場およびガス密度の周方向の不均一性がその原因となっている。

さらに高周波の領域では、電子サイクロトロン振動（１ＧＨｚ付近）、および、ラングミュア振動（０．１ＧＨｚ～１０ＧＨｚ）が存在する。これらはホールスラスタ４０の動作で生じる振動ではなく、バルクのプラズマ自体に生じる振動現象である。

本実施の形態にかかる電源装置１００は、放電振動を抑制するために、ＭＨｚ領域以下の振動である、トランジェント振動および電子ドリフト振動を利用する。図３に示すアノード電流の放電振動の波形は、横軸を周波数として表すと、図６のようになる。図６より、３ｋＨｚ～５０ｋＨｚの放電振動領域、１００ｋＨｚ～３００ｋＨｚのトランジェント振動領域、１ＭＨｚ～２ＭＨｚの電子ドリフト振動領域に、ピークが存在しており、これらの領域で振動現象が現れていることがわかる。

この状態で、電源装置１００は、たとえば図４に示す回路（アノード電源１１）を適用して、電圧波形に高周波を重畳する。たとえば２００ｋＨｚの交流を重畳したとすると、図７のように、２００ｋＨｚに近い周波数で電流の振動が増加する。そして同時に、３ｋＨｚ～５０ｋＨｚに存在する放電振動の振動成分が減少する。これを時間領域で表したものが図５である。これは、２００ｋＨｚ付近のトランジェント振動に近い周波数を印加して振動を増大させ、トランジェント現象での電子拡散を促進するため、放電振動が抑制された、と考えることができる。なお、図７は、実施の形態１にかかる電源装置１００がアノード電流の放電振動を抑制する動作を説明するための第１の図である。

同じく、電子ドリフト振動の領域を利用して放電振動を抑制することもできる。図８は、電源装置１００のアノード電源１１がアノード電圧に１．３ＭＨｚの交流電圧を重畳した場合の波形の例を示す。この場合も図７に示す２００ｋＨｚ付近の交流電圧を重畳する場合と同様に、１ＭＨｚ～２ＭＨｚの電子ドリフト振動が促進されて増大するかわりに、放電振動の強度が低下している。なお、図８は、実施の形態１にかかる電源装置１００がアノード電流の放電振動を抑制する動作を説明するための第２の図である。

このように、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動が発生する周波数帯の交流を電源電圧すなわち直流のアノード電圧に重畳することによって、全く異なる周波数領域である放電振動の電流振動強度を抑制することが可能になる。

なお、文献「特開２０１３－２２２５７８号公報」には、直流電圧に交流電圧を重畳させた電圧をホールスラスタのアノード電極に印加する技術が記載されている。

しかしながら、上記文献に記載の技術と本実施の形態にかかる電源装置１００がアノード電圧を生成する技術は異なる。上記文献に記載の技術では、放電振動の周波数に近い周波数の交流電圧を直流電圧に重畳することで、放電振動の周波数を制御しようとするものである。その場合、その振動の強度が強くなるか弱くなるかは関与しない（一般には元の放電振動の周波数よりも高い周波数を重畳すると強度が低下し、低い周波数を重畳すると強度が増加する。）。一方、電源装置１００がアノード電圧を生成する際に直流電圧に重畳する交流電圧の周波数は、上述したように放電振動の周波数とは異なる。すなわち、電源装置１００は、放電振動の周波数とは全く異なる、別の物理メカニズムに基づいた振動領域の周波数を重畳することで、放電振動の強度を低下させる。

全く異なる周波数と述べたが、図６に示すようにそれぞれの振動領域は、それらが基づいている物理現象から、ある程度その周波数領域が限定されている。たとえば、トランジェント振動はおおむね１００ｋＨｚ以上とされている。したがって、抑制したい放電振動の周波数の５倍以上、望ましくは１０倍以上の周波数の交流電圧を重畳する必要があることがわかる。放電振動の電流波形は、たとえばオシロスコープなどを用いて時間軸で観測することで容易に観測できるが、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数は、周波数が高いため時間領域では観測しづらい。そのため、放電振動の周波数を制御の指標とすることは実用上有用である。

一方、電流波形をたとえばスペクトラムアナライザで観測すると、図６のような特性が観測でき、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数もおおむね同定できる。図７あるいは図８のような動作を意図するのであれば、正確には、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数に合わせて交流波形を印加するのが適切である。トランジェント振動および電子ドリフト振動は、放電振動に比べると、明確にある周波数が現れるわけではなく、スペクトル幅が比較的広いので、それらの周波数の中心値に対して、概ね０．５倍～２倍の範囲の周波数を印加することで、本発明の目的とする効果が得られる。周波数の中心値に対して概ね０．５倍～２倍の範囲は、トランジェント振動または電子ドリフト振動が発生する周波数帯域に相当する。すなわち、トランジェント振動が現れる周波数の中心値に対して概ね０．５倍～２倍の範囲は、トランジェント振動が発生する周波数帯域に相当し、電子ドリフト振動が現れる周波数の中心値に対して概ね０．５倍～２倍の範囲は、電子ドリフト振動が発生する周波数帯域に相当する。

本実施の形態にかかる電気推進システム３００では、ホールスラスタ４０の放電振動の周波数が、ホールスラスタ４０の経年変化または動作条件によって多少変動したとしても、アノード電源１１が、放電振動の周波数とは全く別の周波数で駆動しているため、放電振動の抑制の効果には影響しない、という特徴がある。したがって、ホールスラスタ４０の状態によらず、安定した効果が期待できる。

アノード電源１１が直流電圧に重畳する交流電圧の波形は、正弦波、矩形波、三角波など、交流であれば何でも構わない。また、重畳する交流波形の振幅は、一般に直流電源よりも交流電源のほうが大きくかつ高コストなので、効果が得られる程度に重畳する交流電圧の振幅を小さくすることが望ましい。重畳する交流電圧の振幅は、おおむね直流電源の電圧値の１／５～１／１００が適切であることがわかっている。振幅が大きすぎると交流電源が大きくなりすぎ、振幅が小さいと効果が生じない。

なお、電源装置１００のアノード電源１１の動作は制御部１０により制御される。すなわち、電源装置１００の制御部１０は、トランジェント振動の周波数または電子ドリフト振動の周波数に基づき決定される周波数の交流電圧が直流電圧に重畳されたアノード電圧を出力するようアノード電源１１を制御する。

以上説明したように、本実施の形態にかかる電気推進システム３００において、電源装置１００のアノード電源１１は、直流電圧に交流電圧が重畳された電圧を生成し、この電圧をアノード電圧としてホールスラスタ４０のアノード電極４３に印加する。アノード電圧の生成に用いる交流電圧の周波数は、トランジェント振動の周波数または電子ドリフト振動の周波数に基づいて決定した周波数とする。具体的には、交流電圧の周波数は、トランジェント振動が発生する周波数帯に含まれる周波数、または、電子ドリフト振動が発生する周波数帯域に含まれる周波数とする。これにより、ホールスラスタ４０の状態によらず、アノード電極４３に流れるアノード電流の放電振動の振幅を抑制することができる。すなわち、ホールスラスタ４０の安定動作を実現できる。

実施の形態２．
つぎに、実施の形態２について説明する。実施の形態２にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明を行う。以下の説明では、実施の形態２にかかる電気推進システムを電気推進システム３００ａと記載する。

図９は、実施の形態２にかかる電気推進システム３００ａの要部を示す図である。図９は、図４のアノード電源１１をアノード電源１１ａに置き換えたものであり、図４と同様に、電気推進システム３００ａの構成要素のうち、ホールスラスタ４０、ホローカソード３０およびアノード電源１１ａだけを記載し、その他の構成要素の記載は省略している。なお、その他の構成要素は実施の形態１にかかる電気推進システム３００と同様である。

図９に示すように、実施の形態２にかかるアノード電源１１ａは、直流電源１１１とトランス１１３の２次側が直接接続され、このトランス１１３の一次側に交流電源１１２が接続された構成である。実施の形態１で説明したように、交流電源１１２が出力する交流電圧の周波数は１００ｋＨｚ以上の高周波である。したがって、電源出力にトランス１１３を用いる場合、トランス１１３が比較的小型化でき、同時に交流電源１１２の出力が絶縁されるので、交流電源１１２の構成上有利である。周波数は１００ｋＨｚ以上であるので、トランス１１３のコアにはフェライトなど高周波特性に優れたものを用いる必要がある。

ここで、用いるトランス１１３の課題として、２次側にはＤＣ電流にトランス１１３出力のＡＣ電流が重畳されたものが流れるので、２次側の直流電流によってコアが飽和しやすい、という問題がある。トランス１１３の設計ではコアが飽和しないように設計する必要がある。あるいは、トランス１１３を空芯で構成するという方法がある。トランス１１３を空芯にすると、コアが飽和する心配がなく、周波数特性についても考慮する必要がない。一方で１次側と２次側の結合が悪くなる傾向があるので、電源設計上その点を考慮する必要がある。

以上説明したように、実施の形態２によれば、装置の小型化を実現できるという効果を奏する。

実施の形態３．
つぎに、実施の形態３について説明する。実施の形態３にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明を行う。以下の説明では、実施の形態３にかかる電気推進システムを電気推進システム３００ｂと記載する。

実施の形態１の説明で使用した図４では、直流電源１１１と交流電源１１２とを直列に接続した構成のアノード電源１１を示した。一方、近年の直流電源は効率の高いスイッチング方式を用いるものが主流であり、交流電源１１２としてスイッチング電源を適用することが考えられる。

図１０は、実施の形態３にかかる電気推進システム３００ｂの要部を示す図である。図１０は、図４のアノード電源１１をアノード電源１１ｂに置き換えたものであり、図４などと同様に、電気推進システム３００ｂの構成要素のうち、ホールスラスタ４０、ホローカソード３０およびアノード電源１１ｂだけを記載し、その他の構成要素の記載は省略している。なお、その他の構成要素は実施の形態１にかかる電気推進システム３００と同様である。

図１０に示すように、実施の形態３にかかるアノード電源１１ｂは、スイッチング電源を用いて実現される。スイッチング電源とは内部にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などのスイッチング素子を有し、スイッチング素子を高速でオン／オフさせることで電圧を変換したり、制御を行ったりするものである。図１０に示すアノード電源１１ｂは、スイッチング電源のもっとも単純な一例として、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子とする降圧チョッパ回路１１４を備える。一般的に、スイッチング電源では、スイッチングによって生じた電圧および電流の変動を平滑化して負荷に影響を与えないようにし、同時に負荷の変動が電源に悪影響を与えないようにするため、出力側にフィルタが設けられる。そのため、図１０に示すアノード電源１１ｂもフィルタを備える。図１０では最も単純なフィルタの例として、リアクトル（インダクタンス値：Ｌ）およびコンデンサ（コンデンサ容量：Ｃ）から構成されるＬＣフィルタであるフィルタ回路１１５を記載している。

図１０に示すアノード電源１１ｂについてさらに詳しく説明する。スイッチング電源は、スイッチング部分の直後では、電圧および電流が変動している。つまり電圧および電流の直流成分に交流成分が重畳されている。この交流成分をリップルと呼ぶ。このリップル成分を適切に平滑して、直流に近づけるためにフィルタが必要となる。

いま、スイッチング電源の一次側の電圧がＶ０の場合に、これをたとえば図１０に示すような降圧チョッパ回路１１４で出力電圧Ｖａに変換することを考える。Ｖａは出力電圧のＤＣ成分つまり平均値である。スイッチングのデューティ比（duty ratio）をｄとすると、下記の式（１）の関係がある。

Ｖａ＝ｄ×Ｖ０ …（１）

ここでスイッチング周波数をｆｓｗとする。一並列の降圧チョッパの場合はリップルの周波数もｆｓｗである。電源の出力に図１０のようなフィルタ回路１１５が設けられている場合、出力に現れるリップルの振幅Ｖｒは、下記の式（２）で表される。

Ｖｒ＝Ｖ０／（ω²ＬＣ）
ω＝２×π×ｆｓｗ …（２）

上記の式（１）および式（２）から、出力電圧Ｖａに対するリップルの振幅Ｖｒの割合つまり出力の変動率ｒは、下記の式（３）で表される。

ｒ＝Ｖｒ／Ｖａ＝１／（ω²ＬＣ）／ｄ
ｆｓｗ²×ＬＣ＝１／（ｒ×ｄ×４π²） …（３）

たとえば、通常の電源設計においては、出力の変動率ｒは１％以下、望ましくは０．２％以下、等の性能が求められる。デューティ比ｄの値は電源の効率などの観点から、概ね０．５程度の値であることを考えると、ｒ＞０．２％の場合、「ｆｓｗ²×ＬＣ＞２５」となる。このような値でフィルタ回路１１５を設計した場合、出力されるＶａは変動の小さいＤＣ波形となる。

逆に、フィルタ回路１１５を適切に設計すれば、出力電圧Ｖａに適切に交流成分を重畳できることになる。実施の形態１で説明したように、アノード電源１１ｂが出力する直流電圧に重畳すべき交流電圧の振幅は、直流電圧の１／５～１／１００程度が効果的であることがわかっている。これに従って、ｒ＝０．２～０．０１を用いると、「０．２５＜ｆｓｗ²×ＬＣ＜５」となる。つまり、この関係を満たすようにフィルタ回路１１５を設計すれば、アノード電源１１ｂが出力する電圧に、スイッチング電源（降圧チョッパ回路１１４）のスイッチング周波数かつ所望の振幅のリップルが発生する。

さらに、降圧チョッパ回路１１４のスイッチングの周波数ｆｓｗを、実施の形態１で述べた、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数に合わせることで、アノード電流の放電振動の振幅を抑制することが可能なアノード電源１１ｂを実現することが可能になる。

図１０に示すアノード電源１１ｂの構成は、通常の電源構成と大幅に異ならないだけでなく、フィルタ回路１１５を構成するリアクトルおよびコンデンサの値が上述のように通常要求されている値よりもかなり小さくなるため、フィルタ回路１１５を小型化でき、電源としてのメリットが非常に大きい。

実施の形態４．
つぎに、実施の形態４について説明する。実施の形態４にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明を行う。以下の説明では、実施の形態４にかかる電気推進システムを電気推進システム３００ｃと記載する。

図１１は、実施の形態４にかかる電気推進システム３００ｃの要部を示す図である。図１１は、図４のアノード電源１１をアノード電源１１ｃに置き換えたものであり、図４などと同様に、電気推進システム３００ｃの構成要素のうち、ホールスラスタ４０、ホローカソード３０およびアノード電源１１ｃだけを記載し、その他の構成要素の記載は省略している。なお、その他の構成要素は実施の形態１にかかる電気推進システム３００と同様である。また、本実施の形態では、実施の形態３と同様にアノード電源１１ｃをスイッチング電源で実現する。

実施の形態３で説明したように、アノード電流の放電振動を抑制可能なアノード電源１１ｃを実現する交流の周波数は１００ｋＨｚ以上である。近年半導体素子の性能が向上し、スイッチング電源のスイッチング周波数は高くなる傾向にあるが、それでも一般的には数十ｋＨｚである。そこで、本実施の形態では、図１１に示す構成のスイッチング電源を適用してアノード電源１１ｃを実現し、アノード電流の放電振動を抑制する。

図１１に示すアノード電源１１ｃは、スイッチング周波数を実効的に倍にすることができる回路構成のスイッチング電源１１６を備える。図１１に示すスイッチング電源１１６は、２つの降圧チョッパ回路が並列に接続された構成である。図１１では、スイッチング電源１１６の駆動回路１１７と、駆動回路１１７で生成する駆動信号とを併せて記載している。スイッチング電源１１６の２つのＭＯＳＦＥＴ１１６Ａおよび１１６Ｂは同じデューティ比で駆動されるが、その駆動信号の位相を図に示すように１８０度ずらす。すると、たとえばＭＯＳＦＥＴ１１６Ａおよび１１６Ｂそれぞれのスイッチング周波数が５０ｋＨｚだとしても、スイッチング電源１１６の出力で、フィルタ回路１１５に入力する部分での電源のリップルはその２倍の１００ｋＨｚになる。このような回路構成を利用して、電源のスイッチング周波数を、放電振動の抑制で要求される交流電圧の周波数とすることができる。

ここで、実施の形態３で示した各式においては、図１１に示すアノード電源１１ｃの回路構成の場合、ｆｓｗとしてＭＯＳＦＥＴ１１６Ａおよび１１６Ｂのスイッチング周波数の２倍の値を用いるべきであることがわかる。

図１０および図１１では、アノード電源１１ｂおよび１１ｃを実現するスイッチング電源として降圧チョッパ回路を利用する例を示したが、スイッチング電源を降圧チョッパ回路に限定するものではない。スイッチングを内部で行っている電源回路であれば、他の方式でも同じ考え方で本発明にかかるアノード電源に適用できることは言うまでもない。

例えば、図１２に示す構成のアノード電源１１ｄとすることができる。図１２に示すアノード電源１１ｄはフルブリッジ型のインバータ１８が出力する電圧を、トランス１９を介して２次側で整流する構成である。これはトランスを用いた直流電源方式として広く用いられる回路構成である。出力には一般にリアクトルとコンデンサとによる平滑回路（ＬＣフィルタ）が設けられる。このような回路構成でも、実施の形態３で述べたように、平滑回路の定数を適切に設定することによって出力電圧のリップルを制御することができる。特にこの回路構成の場合、出力されるリップルの周波数はインバータの周波数の倍であるので、図１１に示したようなリップルの周波数を倍にする効果も得られる。さらにこの回路構成であればアノード電源１１ｄは絶縁型となり電源の設計上のメリットが多い。

実施の形態５．
次に、実施の形態５について説明する。実施の形態５にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。以下の説明では、実施の形態５にかかる電気推進システムを電気推進システム３００ｅと記載する。本実施の形態では、実施の形態１で説明した図４に示す電源構成あるいは実施の形態２で説明した図９に示す電源構成の具体例について説明する。

交流電源を具体的に記載すると、たとえばフルブリッジインバータによって交流を生成する図１３のような構成のアノード電源１１ｘが考えられる。図１３には交流電力を発生するインバータに直流電力を供給する直流電力生成部２０が示されている。図１３のようにトランスを介してインバータを主回路に接続する場合はトランスで絶縁できるので、直流電力生成部２０は、直流電源の直流電力生成部２１と共通の電位で構成することが可能である。

しかしながら、図１３に示すアノード電源１１ｘではトランスが必要となる。トランスが不要な図４のような構成にすることも可能であるが、この場合はインバータに電力を供給する、図１３に示す直流電力生成部２０に相当する電源の電位が浮いてしまうので、この部分に絶縁型の電源を用いる必要があり、回路的に煩雑になる。この問題を解決する構成を図１４に示す。

図１４は、実施の形態５にかかる電気推進システム３００ｅの要部を示す図である。図１４は、図４のアノード電源１１をアノード電源１１ｅに置き換えたものであり、図４などと同様に、電気推進システム３００ｅの構成要素のうち、ホールスラスタ４０、ホローカソード３０およびアノード電源１１ｅだけを記載し、その他の構成要素の記載は省略している。なお、その他の構成要素は実施の形態１にかかる電気推進システム３００と同様である。

図１４に示すアノード電源１１ｅの交流電源２３はフルブリッジのインバータで構成され、トランスを介さずに主回路に接続されている。インバータの入力にはコンデンサ２３１が設けられているものの、インバータに直流電力を供給する直流電源は設けられていない。つまり、この交流電源２３には、制御回路２３３および駆動回路２３４を動作させるための制御電源以外からは電力が供給されていない。ただし、初期状態としてコンデンサ２３１を充電する何らかの手段は備えているものとする。なお、図１４では、制御電源の記載を省略している。

アノード電源１１ｅでは、コンデンサ２３１が充電されている状態でインバータを動作させると、出力の電流によって、インバータが力行で動いたり、回生で動いたりする。力行で動く場合はコンデンサ２３１の電圧が減少し、回生で動く場合はコンデンサ２３１の電圧が増加する。インバータの動作で力行と回生とをうまく切り替えることによって、コンデンサ２３１の電圧を一定に維持することができる。具体的には図１４に示すようにコンデンサ２３１の電圧を、電圧センサ２３２がモニタして制御回路２３３に入力する。そして、制御回路２３３が、コンデンサ２３１の電圧に従って駆動回路２３４を制御し、インバータの各スイッチング素子をスイッチングさせるデューティ比を変化させれば、コンデンサ２３１の電圧を安定させることができ、外部からの電力供給なしでも交流電源２３を動作させることが可能になる。

実施の形態６．
次に、実施の形態６について説明する。実施の形態６にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。

すでに述べたように、アノード電圧に重畳する交流電圧の周波数はトランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数の近傍に合わせることが望ましい。しかしながら実際の装置で運用する場合、それらの振動現象の周波数を把握することは困難である。したがって、最適な周波数に調整する機構があれば望ましい。

図１３はその一例を示したものである。図１３に示すアノード電源１１ｘの交流電源は、たとえばフルブリッジインバータで構成される。また、アノード電源１１ｘの交流電源はトランスで出力と結合されており、直流電源の出力と直列に接続されている。インバータは駆動回路で駆動されるが、その駆動信号は制御回路から送られる。すなわち、制御回路はインバータを構成する各スイッチング素子を駆動する駆動信号を生成し、駆動回路は、制御回路が生成した駆動信号を、スイッチング素子のオンオフ制御に適したレベルの信号に変換してスイッチング素子に印加する。

アノード電源１１ｘの出力には出力電流（アノード電流）を検出する電流検出部である電流センサ２４が設けられており、アノード電流の検出結果を示す信号が制御回路へ送られる。制御回路は、電流センサ２４が検出したアノード電流の波形を解析して、その放電振動の振幅を評価する。そのうえで、制御回路は、放電振動の振幅が抑制されるように、スイッチング素子のスイッチング周波数、すなわち、直流電源が出力する直流電圧に重畳する交流電圧の周波数を制御する。このように、アノード電流の波形を検出して交流電源の周波数をフィードバック制御することで、放電振動の振幅が十分に小さくなる最適な周波数で駆動することが可能になる。

実施の形態７．
次に、実施の形態７について説明する。実施の形態７にかかる電気推進システムの構成は実施の形態１と同様である。以下の説明では、実施の形態７にかかる電気推進システムを電気推進システム３００ｆと記載する。

本実施の形態では、アノード電流の放電振動の振幅を抑制することが可能なアノード電源を含むホールスラスタの制御方法について、ガス流量調整器およびコイル電源も含めた形で説明する。

図１５は、実施の形態７にかかる電気推進システム３００ｆの要部を示す図である。図１５は、図１に記載した電気推進システム３００の構成要素のうち、本実施の形態の説明に必要な構成要素だけを抜き出したものであり、たとえばホローカソード３０の電源などについては記載を省略している。なお、図１５では、便宜上、外部コイル電源１２と内部コイル電源１３とをあわせて、コイル電源２９と記載している。すなわち、コイル電源２９は、図１に示す外部コイル電源１２および内部コイル電源１３としての機能を有する。

図１５では、制御部１０によって、アノード電源１１ｆの直流電源１１１ｆおよび交流電源１１２ｆと、アノード側流量調整器１７と、コイル電源２９が制御されていることを示している。またアノード電源１１ｆが出力するアノード電圧Ｖａおよびアノード電流Ｉａを電圧センサおよび電流センサがそれぞれ検出し、これらの検出値が制御部１０に入力されることを示している。

つづいて、本実施の形態にかかる電気推進システム３００ｆの動作を説明する。まず、制御部１０は、外部からの指令値に従って、ホールスラスタ４０へのガス流量Ｑと、アノード電圧Ｖａの平均値となる直流電源１１１ｆの出力電圧Ｖｄｃとを設定する。通常、これらの動作条件に対して、どのようにコイル電流Ｉｃを設定すればよいか、すなわち、どのようにホールスラスタ４０に印加する磁場の強さを設定すればよいかを制御部１０が把握している。制御部１０は、動作条件に対応する値にコイル電流Ｉｃを設定する。その方法は、たとえば上記の特許文献１に示された方法でもよい。アノード電源１１ｆが出力するアノード電圧Ｖａの平均値は直流電源１１１ｆの出力値Ｖｄｃとなるが、制御部１０は、交流電源１１２ｆの出力電圧の振幅Ｖａｃおよびその周波数ｆを、まずは、予め定められた代表的な値に設定して交流電源１１２ｆの駆動を始める。

その状態で、制御部１０は、ホールスラスタ４０に流れるアノード電流Ｉａの波形を観測する。そして、制御部１０は、Ｖａ×Ｉａの時間積分値を求めることでホールスラスタ４０への投入電力を算出し、この投入電力が指令値に合うようにＶｄｃあるいはＱを制御する。あるいは、より簡単に、制御部１０は、Ｖａの平均値とＩａの平均値の積を求め、これが指令値に合うようにＶｄｃあるいはＱを制御する。

制御部１０は、次に、Ｉａの放電振動の振幅を評価する。この振動を抑制する方法はいくつか考えられる。上記の実施の形態６で提案したものは、交流電源１１２ｆの周波数ｆを制御することである。もしその制御で十分に、つまり電源の性能として許容されるレベル以下に、Ｉａの振動の振幅が抑制できないのであれば、たとえば、交流電源１１２ｆの出力電圧の振幅Ｖａｃを調整することが考えられる。あるいは、交流電源１１２ｆの周波数ｆを大幅に変更して、トランジェント振動の周波数領域から電子ドリフト振動の周波数領域に変更し、Ｉａの振動の振幅の抑制を試みる、という方法がある。それでも電流振動の抑制が困難であれば、コイル電流Ｉｃを調整することが考えられる。

このように、ホールスラスタ４０に電力を供給する電源装置１００の全体をみていくつかの方法を組み合わせて用いることで、アノード電流の電流振動を抑制したり、駆動条件を最適に制御したりすることが可能になる。

なお、実施の形態１～７では、ホローカソード３０を備える電気推進システムについて説明したが、ホローカソード３０の代わりに、文献「特開２０１５－１４５６５０号公報」などに記載のＲＦ（Radio Frequency）カソードを適用してもよい。ＲＦカソードは、電極の消耗が少なく信頼性が高いなど、多くのメリットを持つ。ＲＦカソードとは、周波数が１ＭＨｚ～１００ＭＨｚの高周波交流電圧を出力するＲＦ電源を用い、カソードの内部で誘導結合あるいは容量結合でプラズマを生成してこれを電子源とするものである。ＲＦカソードを用いた場合、カソードにＲＦ電源から高周波交流電圧を印加するが、その電圧がアノードと少なからず結合することがわかっている。したがって、ＲＦカソードを用いれば、アノード電源として通常のＤＣ電源を用いていても、アノード電圧に実質的に高周波を重畳させた効果を与えることになる。その周波数が、トランジェント振動あるいは電子ドリフト振動の周波数の近傍であれば、実施の形態１～７と同様に、アノード電流の放電振動の抑制効果が期待できる。具体的には、ＲＦ電源が出力する高周波交流電圧の周波数を、トランジェント振動が発生する周波数の範囲内、または、電子ドリフト振動が現れる周波数の範囲内となるようにすれば、アノード電流の放電振動の抑制効果が期待できる。

また、実施の形態１～７では、ホールスラスタ４０がＳＰＴ型のホールスラスタの場合について説明を行ったが、ＴＡＬ（Thruster with Anode Layer）型と呼ばれるアノードレイヤー型のホールスラスタであっても、電源装置１００としては特に違いはない。すでに述べたように、ＴＡＬ型のホールスラスタは、性能は高いものの、放電振動が強く不安定であるという問題がある。しかし、実施の形態１～７で説明したアノード電源１１などの各アノード電源を用いれば、ＴＡＬ型のホールスラスタの放電振動を適切に抑制し、安定に駆動することが可能になる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１０ 制御部、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１１ｄ，１１ｅ，１１ｆ，１１ｘ アノード電源、１２ 外部コイル電源、１３ 内部コイル電源、１４ ヒータ電源、１５ キーパ電源、１６ カソード側流量調整器、１７ アノード側流量調整器、１８ インバータ、１９，１１３ トランス、２０，２１ 直流電力生成部、２３，１１２，１１２ｆ 交流電源、２４ 電流センサ、２９ コイル電源、３０ ホローカソード、４０ ホールスラスタ、４１ 内部コイル、４２ 外部コイル、４３ アノード電極、４４ ポールピース、４５ チャネル、１００ 電源装置、１１１，１１１ｆ 直流電源、１１４ 降圧チョッパ回路、１１５ フィルタ回路、１１６ スイッチング電源、１１６Ａ，１１６Ｂ ＭＯＳＦＥＴ、１１７，２３４ 駆動回路、２３１ コンデンサ、２３２ 電圧センサ、２３３ 制御回路、３００ 電気推進システム。

Claims (8)

1. イオンを加速させて推力を発生させる放電空間であるチャネルを有するホールスラスタに電力を供給する電源装置であって、
   前記チャネル内に設けられたアノード電極に印加する電圧を生成するアノード電源と、
   前記アノード電源を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記アノード電極に印加される電圧が、前記アノード電極に流れる電流であるアノード電流の放電振動の１０倍以上の周波数の交流電圧が直流電圧に重畳された電圧となるように前記アノード電源を制御する、
   ことを特徴とする電源装置。
2. イオンを加速させて推力を発生させる放電空間であるチャネルを有するホールスラスタに電力を供給する電源装置であって、
   前記チャネル内に設けられたアノード電極に印加する電圧を生成するアノード電源と、
   前記アノード電源を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記アノード電極に印加される電圧が、前記アノード電極に流れる電流であるアノード電流にトランジェント振動が発生する範囲の周波数の交流電圧が直流電圧に重畳された電圧となるように、または、前記アノード電流に電子ドリフト振動が発生する範囲の周波数の交流電圧が重畳された電圧となるように、前記アノード電源を制御する、
   ことを特徴とする電源装置。
3. 前記アノード電源は、直流電源および交流電源を備え、前記直流電源の出力と前記交流電源の出力とがトランスを介して直列に接続されている、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記アノード電源は、
   スイッチング素子をオンオフさせて電力を変換するスイッチング電源と、
   前記スイッチング電源の交流電力の出力側に設けられた、リアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路と、
   を備え、
   前記スイッチング素子をオンオフさせるスイッチング周波数をｆｓｗ、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記コンデンサの容量をＣとしたとき、
   前記ｆｓｗは、前記アノード電流の放電振動の周波数の１０倍以上であり、かつ、「ｆｓｗ×ｆｓｗ×Ｌ×Ｃ＜５」を満足する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
5. 前記アノード電源は、
   前記アノード電流を検出する電流検出部と、
   スイッチング素子をオンオフさせて電力を変換するスイッチング電源と、
   を備え、
   前記スイッチング電源は、前記スイッチング素子をオンオフさせるスイッチング周波数を、前記アノード電流の放電振動の振幅に基づいて制御する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
6. 前記ホールスラスタをアノードレイヤー型のホールスラスタとする、
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載の電源装置。
7. 請求項１から６のいずれか一つに記載の電源装置と、
   前記電源装置から電力の供給を受けて推力を発生させるホールスラスタと、
   を備えることを特徴とする電気推進システム。
8. 前記アノード電極に向けて電子を噴射する電子源として、高周波交流電圧が印加されるＲＦカソードを備え、
   前記高周波交流電圧の周波数を、前記アノード電流にトランジェント振動が発生する範囲の周波数、または、前記アノード電流に電子ドリフト振動が発生する範囲の周波数とする、
   ことを特徴とする請求項７に記載の電気推進システム。

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