JP4341754B2 - 高電圧電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、カットオフ電圧以上の高電圧の印加で発振動作する負荷に高電圧を供給する高電圧電源装置に関する。

近年、半導体装置の製造工程、特に、微細加工工程において、数百Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程度の高周波でパルス幅変調されたマイクロ波が用いられている。このようなパルス幅変調マイクロ波を発振するマグネトロン５２に電源を供給する高電圧電源装置は、図５に示すように、高電圧ＤＣ電源５０から出力される数千ボルトの高電圧ＤＣ出力をパルススイッチング部５１に入力し、ここで、パルス幅変調信号に基づいて数百Ｈｚ〜１００ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングしたのち、マグネトロン５２に供給していた。なお、図中、符号５３はマグネトロン５２に接続されたフィラメント電源である。

しかしながら、このように構成された従来の高電圧電源装置には、パルススイッチング部５１の構成自体が複雑になって、その分、コストアップを来すうえ、装置が大型化する、という問題があった。以下、詳細に説明する。

パルススイッチング部５１においては、高電圧ＤＣ電源５０から出力される数千ボルトの高電圧ＤＣ出力をスイッチングするために、数千ボルトの電圧に対する耐圧特性が必要となる。これに対して、従来の高電圧電源装置では、パルススイッチング部５１を構成するスイッチング素子として、一般に、交換の必要がなくかつスイッチング周波数やスイッチングのデューティー比を任意に調整可能なＦＥＴやトランジスタ等の半導体素子が用いられていることが多い。

ところが、このような半導体素子からなるスイッチング素子では、
・単一の半導体素子では高耐圧を得られないため、互いに直列に接続された複数の半導体素子が必要となる、
・直列に接続した複数の半導体素子の耐圧分担を均等にする回路上の工夫が必要となる、
・半導体素子のドライブ回路に対して数千ボルトの絶縁を施す必要がある、
といった理由により、回路が複雑化していた。

したがって、本発明においては、装置の構成を簡単にしてコストダウンと小型化とを達成することを課題としている。

本発明は、次のような手段によって、上述した課題を解決している。

カットオフ電圧以上の高電圧の印加で発振動作するマグネトロンに高電圧を供給する高電圧電源装置であって、前記カットオフ電圧以下のベース電圧を生成して前記マグネトロンに供給するベース電圧供給手段と、前記カットオフ電圧以下で、かつ、前記ベース電圧との加算により前記カットオフ電圧以上となる制御電圧を生成して前記ベース電圧に加算する制御電圧加算手段と、前記ベース電圧に対する前記制御電圧の加算の断続制御を行うスイッチング手段とを有し、前記ベース電圧供給手段のベース電圧出力部は、ダイオードを介して前記マグネトロンのアノードおよび前記スイッチング手段の一端に接続されており、かつ、前記ダイオードと前記マグネトロンのアノードと前記スイッチング手段の一端との接続点がアース電位であることを特徴とする。

なお、前記制御電圧を、前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子の耐圧以下に設定するまのが好ましい。

また、交流電圧が印加される入力巻線と、前記ベース電圧生成手段の入力部に接続された一方の出力巻線と、前記制御電圧生成手段の入力部に接続された他方の出力巻線とを備えたトランスを更に有しており、前記ベース電圧供給手段は、前記一方の出力巻線に誘起された電圧に基づいて前記ベース電圧を生成するものであり、前記制御電圧加算手段は、前記他方の出力巻線に誘起された電圧に基づいて前記制御電圧を生成するものであるのが好ましい。

前記ベース電圧供給手段と前記制御電圧加算手段とは、倍圧整流回路であるのが好ましい。

前記スイッチング素子はパルス幅変調制御されるものであるのが好ましい。

以上のように本発明によれば、マグネトロン発振電圧より低い制御電圧をスイッチングすればよいので、スイッチング手段の回路構成を比較的低い耐圧性能に対応したものとすることができ、その分、構成が簡単になってコストダウンと小型化を図ることができた。

さらには、制御電圧を、スイッチング手段を構成するスイッチング素子の耐圧以下に設定することにより、スイッチング手段を単一のスイッチング素子から構成することができ、その分、さらに、構成が簡単になるうえ耐圧分担を均等にする回路上の工夫を行う必要もなくなって、コストダウンと小型化とを推進することができる。

以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態の高電圧電源装置の構成を示すブロック図である。この高電圧電源装置は、マグネトロン１２に、パルス幅変調高電圧信号を供給するものであって、整流平滑部２と、インバータ４と、トランス５と、第１，第２の倍圧整流回路７ａ，７ｂと、スイッチング素子９と、ドライブ回路１０とを備えている。

整流平滑部２は、ダイオード３ａおよびコンデンサ３ｂから構成されて、交流電源１の出力に接続されている。インバータ４は整流平滑部２の出力に接続されている。トランス５はインバータ４の出力に接続されている。トランス５は、その２次巻線が２つに分割されることで、第１の２次巻線６ａおよび第２の２次巻線６ｂを備えている。第１，第２の倍圧整流回路７ａ，７ｂは、ダイオードおよびコンデンサから構成されており、第１の倍圧整流回路７ａは第１の二次巻線６ａの出力に、第２の倍圧整流回路７ｂは第２の二次巻線６ｂの出力にそれぞれ接続されている。

第１の倍圧整流回路７ａの出力はファーストリカバリーダイオード８を介してマグネトロン１２に接続されており、これにより第１の倍圧整流回路７ａの出力はマグネトロン１２に供給されるようになっている。第２の倍圧整流回路７ｂの出力は、第１の倍圧整流回路７ａの出力に直列に接続されており、これにより、第２の倍圧整流回路７ｂの出力は第１の倍圧整流回路７ａの出力に加算されて、マグネトロン１２に供給されるようになっている。

スイッチング素子９は、第２の倍圧整流回路７ｂの出力側に設けられている。スイッチング素子９は単一の半導体素子から構成されており、パルス幅変調信号入力部１１に入力されるパルス幅変調信号Ｓ_Pに基づくドライブ回路１０の動作により入切制御されるようになっている。スイッチング素子９は、高耐圧ＦＥＴやトランジスタから構成されており、第２の倍圧整流回路７ｂの出力はスイッチング素子９のソース・ドレインにそれぞれに接続されている。このように構成されることで、スイッチング素子９は、第１の倍圧整流回路７ａの出力に対する第２の倍圧整流回路７ｂの出力の加算を断続制御している。

なお、スイッチング素子９のドレインはアース電位になっており、これにより、ドライブ回路１０を絶縁する必要がない構造となっている。しかしながら、たとえ、ドライブ回路１０を絶縁しなければならない場合であっても、スイッチング素子９とドライブ回路１０との間に単一のフォトカプラを配置するだけでよいので、絶縁に要する構成は簡単になる。

トランス５を構成する第１の２次巻線６ａおよび第２の２次巻線６ｂの巻線比は次の条件を満足するように設定されている。すなわち、第１の２次巻線６ａおよび第２の２次巻線６ｂの巻線比は、図２に示すように、
・トランス５の出力が最大の時でも、第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧Ｖａ（請求項でのベース電圧に相当する）はマグネトロン１２のカットオフ電圧（マグネトロン１２の発振の閾値電圧）Ｖ_OFFを越えない（図２（ｂ）参照）、
・トランス５の出力が最大の時でも第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧（請求項での制御電圧に相当する）Ｖｂは、スイッチング素子９の耐圧Ｖ_R（Ｖ_R＜Ｖ_OFF）を越えない（図２（ｃ）参照）、
・第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａと第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧（制御電圧）Ｖｂとを加算すれば、その加算電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）はマグネトロン１２のカットオフ電圧Ｖ_OFFを越える（図２（ｅ）参照）、
という条件を満足するように設定されている。なお、以上の条件は、各電圧を絶対値化したうえで比較した結果に基づいているのはいうまでもない。

なお、本実施の形態の高電圧電源装置を構成するトランス５は、単一のトランスの２次巻線を２つに分割することで、この高電圧電源装置に必要な２つの出力電圧（Ｖａ，Ｖｂ）を作成しており、その分、トランス５の構成が簡単になって、コストダウンおよび小型化が図れるようになっている。

本実施の形態では、第１の倍圧整流回路７ａからベース電圧供給手段が構成され、第２の倍圧整流回路７ｂから制御電圧加算手段が構成され、スイッチング素子９からスイッチング手段が構成されている。

なお、図中符号１３は、マグネトロン１２に接続されたフィラメント電源である。

次に、この高電圧電源装置の動作を説明する。

まず、整流平滑部２で交流電源１の出力を整流平滑処理したのち、インバータ４で整流平滑部２の出力を高周波電力に変換する。インバータ４から出力される高周波電力は、トランス５で昇圧されたのち第１，第２の２次巻線６ａ，６ｂから第１，第２の倍圧整流回路７ａ，７ｂに出力され、ここでそれぞれ倍圧整流される。

第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａはマグネトロン１２に供給される。しかしながら、トランス５を構成する第１の２次巻線６ａおよび第２の２次巻線６ｂの巻線比が上述した条件を満足するように設定されているので、マグネトロン１２では、入力される第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａ単独では発振することはない。

一方、第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧（制御電圧）Ｖｂはスイッチング素子９に入力される。このとき、スイッチング素子９のドレイン−ソース間に印加される電圧はトランス５によって出力電圧（制御電圧）Ｖｂにクランプされており、スイッチング素子９には第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａは印加されない。そのため、第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧Ｖｂに対する耐圧しか備えていないスイッチング素子９であっても破壊されることはない。このような理由により、この高電圧電源装置では、単一の耐圧ＦＥＴ等からスイッチング素子９を構成することができるようになっている。

スイッチング素子９に入力される第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧Ｖｂは、パルス幅変調信号入力部１１に入力されるパルス幅変調信号Ｓ_P（図２（ａ）参照）に基づいてドライブ回路１０が行うスイッチング動作で断続制御されて、高周波パルス幅変調される（図２（ｄ）参照）。このとき、スイッチング素子９がオン状態になると、ファーストリカバリーダイオード８が逆バイアスされ、ファーストリカバリーダイオード８を介する経路における第２の倍圧整流回路７ｂの出力の導通は遮断される。そのため、第２の倍圧整流回路７ｂの出力は逆流することなく、第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧Ｖａに加算されたのち、マグネトロン１２に供給される。（図２（ｅ）参照）。

一方、スイッチング素子９がオフ状態のときには、ファーストリカバリーダイオード８は順バイアスとなり、ファーストリカバリーダイオード８を介する経路における第２の倍圧整流回路７ｂの出力の導通は許容される。そのための第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａ２だけがマグネトロン１２に供給される。

ここで、第１の倍圧整流回路７ａの出力Ｖａは、上述したように、マグネトロン１２のカットオフ電圧Ｖ_OFFを越えないように設定されているので、スイッチング素子９がオフ状態において第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）Ｖａがマグネトロン１２に供給されてもマグネトロン１２は発振しない。一方、スイッチング素子９がオン状態において出力電圧（ベース電圧）Ｖａと出力電圧（制御電圧）Ｖｂとが加算された加算電圧Ｖａ＋Ｖｂは、上述したように、マグネトロン１２のカットオフ電圧Ｖ_OFFを越える電圧に設定されているので、この加算電圧Ｖａ＋Ｖｂがマグネトロン１２に供給されるとマグネトロン１２は発振する。

そのため、マグネトロン１２からは、パルス幅変調信号入力部１１に入力されるパルス幅変調用信号Ｓ_Pに応じて高周波パルス幅変調されたマイクロ波が出力されることになる。

ところで、この高電圧電源装置を用いれば、マグネトロン１２から高周波パルス幅変調したマイクロ波を発生させるだけでなく、ＣＷ（持続波）制御したマイクロ波を発生させることもできる。その場合には、スイッチング素子９をスイッチング領域ではなく能動領域でシリーズレギュレータとして使用するか、図３に示すように、第２の倍圧整流回路７ｂの出力側にスイッチング素子９と並列にスイッチ１４を設けたうえでこのスイッチ１４をオン状態に固定し、インバータ４でマグネトロン１２の出力を制御すればよい。

なお、上述した実施の形態では、トランス５に供給される高周波電力を作成する手段としてインバータ４を用いていたが、本発明はこのような構成に限るものではなく、この他、サイリスタの位相制御により高周波電力を作成してトランス５に供給するようにしてもよいのはいうまでもない。

また、上述した実施の形態では、単一のトランス５の２次巻線を２分割してなる第１の２次巻線６ａ，および第２の２次巻線６ｂを設けることで、出力電圧（ベース電圧）Ｖａと、出力電圧（制御電圧）Ｖｂとを作成していた。しかしながら、図４に示すように、出力電圧（ベース電圧）Ｖａ作成用のインバータ４Ａおよびトランス５Ａと、出力電圧（制御電圧）Ｖｂ作成用のインバータ４Ｂおよびトランス５Ｂとを、それぞれ別個に備えたうえでこれらトランス５Ａ，５Ｂの２次出力を直列に接続するようにしてもよく、このように構成しても、本発明を実施することができる。なお、図４において、上述した実施の形態を説明する図１と同一ないしは同様の部分には同一の符号を付している。また、この変形例における動作は上述した実施の形態の動作と基本的には同じなので、その動作についての説明は省略する。

本発明の一実施の形態に係る高電圧電源装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態の高電圧電源装置の各位置における出力をそれぞれ示す図である。 実施の形態の変形例を示すブロック図である。 本発明の他の実施の形態の構成を示すブロック図である。 従来例の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流平滑部
３ａ ダイオード
３ｂ コンデンサ
４ インバータ
５ トランス
６ａ,６ｂ 第１，第２の２次巻線
７ａ,７ｂ 第１，第２の倍圧整流回路
８ ファーストリカバリーダイオード
９ スイッチング素子
１０ ドライブ回路
１１ パルス幅変調信号入力部
１２ マグネトロン
Ｖａ 第１の倍圧整流回路７ａの出力電圧（ベース電圧）
Ｖｂ 第２の倍圧整流回路７ｂの出力電圧（制御電圧）
Ｖ_OFF カットオフ電圧
Ｓ_P パルス幅変調信号

Claims (5)

1. カットオフ電圧以上の高電圧の印加で発振動作するマグネトロンに高電圧を供給する高電圧電源装置であって、
   前記カットオフ電圧以下のベース電圧を生成して前記マグネトロンに供給するベース電圧供給手段と、
   前記カットオフ電圧以下で、かつ、前記ベース電圧との加算により前記カットオフ電圧以上となる制御電圧を生成して前記ベース電圧に加算する制御電圧加算手段と、
   前記ベース電圧に対する前記制御電圧の加算の断続制御を行うスイッチング手段とを有し、
   前記ベース電圧供給手段のベース電圧出力部は、ダイオードを介して前記マグネトロンのアノードおよび前記スイッチング手段の一端に接続されており、かつ、前記ダイオードと前記マグネトロンのアノードと前記スイッチング手段の一端との接続点がアース電位であることを特徴とする高電圧電源装置。
2. 請求項１記載の高電圧電源装置であって、
   前記制御電圧を、前記スイッチング手段を構成するスイッチング素子の耐圧以下に設定することを特徴とする高電圧電源装置。
3. 請求項１または２記載の高電圧電源装置であって、
   交流電圧が印加される入力巻線と、前記ベース電圧生成手段の入力部に接続された一方の出力巻線と、前記制御電圧生成手段の入力部に接続された他方の出力巻線とを備えたトランスを更に有しており、
   前記ベース電圧供給手段は、前記一方の出力巻線に誘起された電圧に基づいて前記ベース電圧を生成するものであり、前記制御電圧加算手段は、前記他方の出力巻線に誘起された電圧に基づいて前記制御電圧を生成するものであることを特徴とする高電圧電源装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか記載の高電圧電源装置であって、
   前記ベース電圧供給手段と前記制御電圧加算手段とは、倍圧整流回路であることを特徴とする高電圧電源装置。
5. 請求項１ないし４のいずれか記載の高電圧電源装置であって、
   前記スイッチング素子はパルス幅変調制御されるものであることを特徴とする高電圧電源装置。

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