JP7239012B2 - Ｄ級増幅器 - Google Patents

Description

この発明は、入力信号に基づいてパルス幅変調されたパルスにより負荷を駆動するＤ級増幅器に関する。

入力信号の正方向への変化に応じてパルス幅が増加する第１のパルスと、入力信号の負方向への変化に応じてパルス幅が増加する第２のパルスとを発生し、第１および第２のパルスによりスピーカ等の負荷を駆動するＤ級増幅器が知られている。

この種のＤ級増幅器のうちフィルタレス型と呼ばれるＤ級増幅器では、入力信号のレベルが０に近い小信号領域において、第１のパルスが出力される入力信号の範囲と、第２のパルスが出力される入力信号の範囲とが重複する。

小信号領域において、入力信号は、第１のパルスを発生させる入力信号の下限と、第２のパルスを発生させる入力信号の上限との間に挟まれる。このため、小信号領域では第１のパルスのパルス幅および第２のパルスのパルス幅の両方が短い。従って、小信号領域における消費電力が低減される。

特開２０１８－１３７５４８号公報

ところで、上述した従来のＤ級増幅器において、小信号領域では、入力信号の例えば正方向の変化に応じてパルス幅が増加する第１のパルスと、パルス幅が減少する第２のパルスが出力される。このため、Ｄ級増幅器の開ループゲイン（入出力特性の傾斜）が、小信号領域と小信号領域以外の他の領域とで異なり、全高調波歪率が高くなる問題がある。

Ｄ級増幅器の出力信号の歪を防止する技術に関しては、例えば特許文献１に開示がある。この特許文献１に開示の技術では、Ｄ級増幅器の出力段において発生する歪と相殺する歪を発生するオフセット電圧をＤ級増幅器のパルス幅変調器の入力信号に与えている。

しかし、このようなオフセット調整を行ったとしても、Ｄ級増幅器のパルス幅変調器に与えられる入力信号（オフセット電圧が付加された入力信号）と搬送波との電圧差が変わって、パルス幅変調器から出力される各パルスのパルス幅が一様に修正されるだけである。上述した従来のＤ級増幅器は、小信号領域における開ループゲインと他の領域における開ループゲインとが異なるため、歪みが発生する。このため、オフセットを調整したとしても、Ｄ級増幅器の歪みの発生は、抑制されない。

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、Ｄ級増幅器において全高調波歪率が高くなることを抑制しつつ小信号領域における消費電力を低減することを目的とする。

この発明は、立ち上がり区間および立ち下がり区間を有する周期信号である、第１の搬送波および第２の搬送波を生成する搬送波生成器と、入力信号と前記第１の搬送波とに基づいて、前記入力信号に応じてパルス幅が変化する第１のパルスを生成し、前記入力信号と前記第２の搬送波とに基づいて、前記入力信号に応じてパルス幅が変化する第２のパルスを生成するパルス幅変調器とを具備し、前記搬送波生成器は、それぞれ、前記立ち上がり区間および前 記立ち下がり区間の少なくとも一方においてノンリニアな勾配を有する 前記第１の搬送波および前記第２の搬送波を生成し、 前記第１の搬送波および前記第２の搬送波の前記ノンリニアな勾配により、前記パルス幅変調器が生成する前記第１のパルスと前記第２のパルスは、前記入力信号が０である場合のデューティ比が共に５０％未満であり、かつ、前記第１のパルスのパルス幅と前記第２のパルスのパルス幅との差分が前記入力信号に応じてリニアに変化する、Ｄ級増幅器を提供する。

また、この発明は、入力信号の値が大きくなるにつれパルス幅が大きくなる第１のパルスを発生する第１変調器と、前記入力信号の値が小さくなるにつれパルス幅が大きくなる第２のパルスを生成する第２変調器とを具備し、前記第1および第２幅変調器は、前記入力信号が０である場合にデューティ比が５０％未満である前記第１のパルスおよび前記第２のパルスを生成し、かつ、前記第１のパルスのパルス幅と前記第２のパルスのパルス幅との差分が前記入力信号に応じてリニアに変化し、かつ、前記第１のパルスは、前記入力信号の値が大きくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が大きくなり、前記第２のパルスは、前記入力信号の値が小さくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が小さくなる、Ｄ級増幅器を提供する。

第１実施形態のＤ級増幅器の構成を示すブロック図。 同Ｄ級増幅器における搬送波の波形を示す波形図。 同Ｄ級増幅器における搬送波生成器の構成例を示す回路図。 同Ｄ級増幅器のパルス幅変調器の入力信号および出力段から出力される第１および第２のパルスを例示する波形図。 同Ｄ級増幅器の動作例を示す波形図。 同Ｄ級増幅器のＤＣオフセット付加器から出力段までの区間の入出力特性を示す図。 第２実施形態のＤ級増幅器の構成を示すブロック図。 同Ｄ級増幅器における搬送波の波形を示す波形図。 同搬送波の波形を詳細に示す波形図。 同Ｄ級増幅器の入出力特性を示す図。 他の実施形態によるＤ級増幅器の構成を示すブロック図。 他の実施形態における搬送波を示す波形図。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態を説明する。

＜第１実施形態＞
図１は、この発明の第１実施形態によるＤ級増幅器１のブロック図である。なお、図１では、Ｄ級増幅器１の構成の理解を容易にするために、Ｄ級増幅器１とともに、ＬＣフィルタ１６１および１６２、ならびに、負荷としてのスピーカＳＰが示されている。ＬＣフィルタ１６１および１６２は、Ｄ級増幅器１の端子１５１および１５２に接続される。スピーカＳＰは、ＬＣフィルタ１６１および１６２間に接続される。ＬＣフィルタ１６１およぶ１６２は、端子１５１および１５２から出力されるパルスの高域成分を除去する役割を果たす。

図１において、減算器１１１は、入力１０１を介して与えられる入力オーディオ信号Ａｉｎから帰還回路１７０が出力する帰還信号Ｖｆを減算し、減算結果を示す信号を出力する。積分器１１２は、減算器１１１の出力信号を積分して出力する。この積分器１１２の出力信号は、入力信号ＶｉｎとしてＤＣオフセット付加器１２０Ｐおよび１２０Ｎに与えられる。ＤＣオフセット付加器１２０Ｐは、入力信号Ｖｉｎに負のオフセット電圧－Ｖｏｆｓを加算した入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓをパルス幅変調器１３１Ｐに出力する。ＤＣオフセット付加器１２０Ｎは、入力信号Ｖｉｎに正のオフセット電圧＋Ｖｏｆｓを加算した入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓをパルス幅変調器１３１Ｎに出力する。

搬送波生成器１３２Ｐおよび１３２Ｎは、立ち上がり区間と立ち下がり区間を交互に繰り返す周期的な搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎを各々生成する回路である。図２は、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎを示す。図２に示すように、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎは、立ち上がり区間および立ち下がり区間の少なくとも一方において、勾配が段階的に変化する折れ線形状を有する。本実施形態では、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎは、立ち上がり区間および立ち下がり区間の双方において勾配が段階的に変化する。

搬送波Ｃ１Ｐは、負の所定電圧（後述する負の電圧－Ｖ１）から正の電圧＋Ｖ２まで正の勾配＋Ｓ１で立ち上がり（Ｓ１は正の定数）、正の電圧＋Ｖ２から負の電圧－Ｖ１まで負の勾配－Ｓ１で立ち下がり、負の電圧－Ｖ１から負の電圧－Ｖ２まで負の勾配－Ｓ２で立ち下がり（Ｓ２は正の定数）、負の電圧－Ｖ２から負の電圧－Ｖ１まで正の勾配＋Ｓ２で立ち上がる、という波形を繰り返す。ここで、Ｓ２は、Ｓ１の２倍である。ここの説明では、Ｖ１およびＶ２を共に正の定電圧とするが、Ｖ１はゼロないし負の定電圧でもよい。

また、搬送波Ｃ１Ｎは、負の所定電圧（後述する負の電圧－Ｖ２）から正の電圧＋Ｖ１まで正の勾配＋Ｓ１で立ち上がり、正の電圧＋Ｖ１から正の電圧＋Ｖ２まで正の勾配＋Ｓ２で立ち上がり、正の電圧＋Ｖ２から正の電圧＋Ｖ１まで負の勾配－Ｓ２で立ち下がり、正の電圧＋Ｖ１から負の電圧－Ｖ２まで負の勾配－Ｓ１で立ち下がる、という波形を繰り返す。

搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎの勾配の変化点である電圧＋Ｖ１、－Ｖ１、＋Ｖ２、－Ｖ２と、上述したオフセット電圧＋Ｖｏｆｓおよび－Ｖｏｆｓとの間には次の関係がある。すなわち、正のオフセット電圧＋Ｖｏｆｓは、正の電圧＋Ｖ１および＋Ｖ２の中間の電圧（＋Ｖ１＋Ｖ２）／２であり、負のオフセット電圧－Ｖｏｆｓは、負の電圧－Ｖ１および－Ｖ２の中間の電圧（－Ｖ１－Ｖ２）／２である。

図３は搬送波Ｃ１Ｐを出力する搬送波生成器１３２Ｐの回路例である。図３において、オペアンプ３１０の非反転入力と接地との間に直列接続された８個の抵抗３０１と、オペアンプ３１０の非反転入力と抵抗３０１との接続点および抵抗３０１の各間の接続点に一端が接続された８個の抵抗３０２は、周知のＲ－２Ｒラダー型のＤＡＣ（Digital Analogue Converter）３００を構成している。すなわち、８個の抵抗３０１の抵抗値をＲとした場合、８個の抵抗３０２の抵抗値は２Ｒである。

デジタル信号生成器３０５は、８個の抵抗３０２の他端に接続された８個の信号源３０３と、パターンジェネレータ３０４とを含む。パターンジェネレータ３０４は、図２に示す搬送波Ｃ１Ｐの８ビットのサンプル値を１周期に亙って記憶しており、図示しないクロックに同期して、搬送波Ｃ１Ｐのサンプル値を順次読み出し、サンプル値の各ビットｂ０～ｂ７により８個の信号源３０３を駆動する。これによりビット“１”が与えられた信号源３０３は１ビットに対応した所定の電圧を出力し、ビット“０”が与えられた信号源３０３は０Ｖを出力する。ＤＡＣ３００は、このようにして信号源３０３が発生する８ビットｂ０～ｂ７をアナログ信号に変換して出力する。

オペアンプ３１０および３２０には、正電源３３１からの電圧＋Ｖｃｃおよび負電源３３２からの電圧－Ｖｃｃが与えられる。オペアンプ３１０は、出力および反転入力間が短絡され、ボルテージフォロワを構成している。このボルテージフォロワは、ＤＡＣ３００の出力信号をゲイン１で増幅（インピーダンス変換）して出力する。

オペアンプ３１０の出力は抵抗３２１を介してオペアンプ３２０の反転入力に接続されている。このオペアンプ３２０の出力および反転入力間には抵抗３２２およびキャパシタ３２３が並列接続されている。また、オペアンプ３２０の非反転入力と接地との間にはキャパシタ３２４が接続されている。また、オペアンプ３２０の非反転入力には、ＤＣオフセット付加器３４０の出力電圧が与えられる。

この構成によれば、オペアンプ３２０は、ＤＣオフセット付加器３４０の出力電圧（Ｖｏｆｓとは別の電圧）を中性点とし、抵抗３２１および３２２の抵抗比により定まるゲインでオペアンプ３１０の出力信号を増幅し、搬送波Ｃ１Ｐとして出力する。このようにして図２に示す搬送波Ｃ１Ｐが出力される。なお、オペアンプ３２０は、ＤＣオフセット付加器３４０の出力電圧に応じて、ＤＡＣ３００の出力電圧を、後段のＰＷＭ変調器で必要とされる電圧範囲内に入るようシフトして出力する。例えば、オペアンプ３２０は、０Ｖから正の所定電圧までの範囲内にあるＤＡＣ３００の出力電圧を、負の所定電圧から正の所定電圧までの範囲内の電圧にシフトする。
以上、搬送波生成器１３２Ｐの構成例を説明したが、搬送波Ｃ１Ｎを生成する搬送波生成器１３２Ｎの構成も搬送波生成器１３２Ｐと同様である。１つのラダー型ＤＡＣを、両生成器１３２Ｎと１３２Ｐとで時分割利用してもよい。

図１において、パルス幅変調器１３１Ｐは、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓと搬送波Ｃ１Ｐとに基づき、入力信号Ｖｉｎの値が正方向へ大きくなるほどパルス幅が大きくなる第１のパルスＶｐを出力する。パルス幅変調器１３１Ｎは、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓと搬送波Ｃ１Ｎとに基づき、入力信号Ｖｉｎの値が負方向へ小さくなるほどパルス幅が大きくなる第２のパルスＶｎを出力する。

さらに詳述すると、パルス幅変調器１３１Ｐは、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓと搬送波Ｃ１Ｐとを比較し、Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓ≧Ｃ１Ｐである期間にＯＮ（Ｈレベル）となる第１のパルスＶｐを出力する。パルス幅変調器１３１Ｎは、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓと搬送波Ｃ１Ｎとを比較し、Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓ≦Ｃ１Ｎである期間にＯＮ（Ｈレベル）となる第２のパルスＶｎを出力する。

従って、第１のパルスＶｐは、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが電圧－Ｖ２以上である場合に発生する。また、第２のパルスＶｎは、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓが電圧＋Ｖ２以下である場合に発生する。ここで、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓの電圧が－Ｖ２であるとき、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓの電圧はＶｉｎ－Ｖｏｆｓ＋２Ｖｏｆｓ＝－Ｖ２＋２Ｖｏｆｓ＝－Ｖ２＋２（Ｖ１＋Ｖ２）／２＝Ｖ１となる。また、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓの電圧が－Ｖ１であるとき、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓの電圧はＶｉｎ－Ｖｏｆｓ＋２Ｖｏｆｓ＝－Ｖ１＋２Ｖｏｆｓ＝－Ｖ１＋２（Ｖ１＋Ｖ２）／２＝＋Ｖ２となる。従って、入力信号Ｖｉｎの絶対値が小さく、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが電圧－Ｖ２から電圧－Ｖ１までの値域にあるとき、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓは電圧＋Ｖ１から電圧＋Ｖ２までの値域にある。そして、電圧－Ｖ２から電圧－Ｖ１までの値域にある入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓは、搬送波Ｃ１Ｐの各周期のうちのその電圧が－Ｖ２から－Ｖ１までの範囲にある区間で、搬送波Ｃ１Ｐと交差し、電圧＋Ｖ１から電圧＋Ｖ２までの値域にある入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓは、搬送波Ｃ１Ｎの各周期のうちのその電圧が＋Ｖ１から電圧＋Ｖ２までの範囲にある区間で、搬送波Ｃ１Ｎと交差する。このため、第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎの双方が発生する。

この第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎの双方が発生する期間は、振幅が２×Ｖ２で、各勾配が直線的（一定）な一般的な三角波を用いて何ら策を講じないと、Ｄ級増幅器１の入出力特性の傾斜がその他の期間の傾斜の２倍となり、全高調波歪率が高くなる。そこで、本実施形態では、搬送波Ｃ１Ｐの各周期のうちの電圧－Ｖ２から電圧－Ｖ１までの区間の勾配（±Ｓ２）を他の区間（電圧－Ｖ１から電圧＋Ｖ２まで）の勾配（±Ｓ１）の２倍にしている。また、搬送波Ｃ１Ｎの各周期のうちの電圧＋Ｖ１から電圧＋Ｖ２までの区間の勾配（±Ｓ２）を他の区間（電圧－Ｖ２から電圧＋Ｖ１まで）の勾配（±Ｓ１）の２倍にしている。Ｄ級増幅器１の入出力特性の傾斜が全期間で一定となり、全高調波歪率が高くなることが抑制される。

また、図２において、無信号、すなわち、入力信号Ｖｉｎが０Ｖである場合の、第１のパルスＶｐのパルス幅は、搬送波Ｃ１Ｐと電圧－Ｖｏｆｓに対応した水平線とが交差する２つの交点間の時間長となる。また、第２のパルスＶｎのパルス幅は、搬送波Ｃ１Ｎと電圧＋Ｖｏｆｓに対応した水平線とが交差する２つの交点間の長さとなる。本実施形態では、これらの交点近傍における搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎの勾配（±Ｓ２）を他の区間の勾配（±Ｓ１）よりも大きくしている。正のオフセット電圧＋Ｖｏｆｓを搬送波Ｃ１Ｎの正のピーク電圧＋Ｖ２に近づけるほど、無信号時の第２のパルスＶｎのパルス幅は狭くなり、また、負のオフセット電圧－Ｖｏｆｓを搬送波Ｃ１Ｐの正のピーク電圧－Ｖ２に近づけるほど、無信号時の第２のパルスＶｎのパルス幅は狭くなる。具体的には、本実施形態では、無信号時における第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎのデューティ比は、５０％未満の適切な値であり、消費電力を下げたいのであれば、５％～３０％の範囲の値がよい。

出力段１４０は、第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎを増幅し、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮとして、端子１５１および１５２からＬＣフィルタ１６１および１６２に出力する。第１のパルスＶｐと第１のパルスＰとは、同じ形をしている。第２のパルスＶｎと第２のパルスＮとは、同じ形をしている。スピーカＳＰの正側入力には、ＬＣフィルタ１６１により第１のパルスＰから高域成分が除去された、音声信号の正側電圧が、また、スピーカＳＰの負側入力には、ＬＣフィルタ１６２により第２のパルスＮから高域成分が除去された、音声信号の負側電圧が供給される。帰還回路１７０は、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの高域成分を除去することにより、上述した帰還信号Ｖｆを生成し、減算器１１１に供給する。この帰還信号Ｖｆを負帰還することにより、スピーカＳＰに与えられる音声信号は、入力オーディオ信号Ａｉｎとおおよそ同じ形の電圧波形になる。

次に本実施形態の動作を説明する。図４は、ＤＣオフセット付加器１２０Ｐおよび１２０Ｎに対する入力信号Ｖｉｎと出力段１４０から出力される第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの各波形を示す。図４において横軸は時間であり、縦軸は電圧である。図２に示す例では、入力信号Ｖｉｎは正弦波であり、その正のピークと負のピークとの間の中央に０Ｖのレベル、すなわち、無信号レベルがある。

図４では、入力信号Ｖｉｎと、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの各々のパルス幅との関係を分かり易くするため、入力信号Ｖｉｎの波形の正側半分の領域に第１のパルスＰを、また負側半分の領域に第２のパルスＮを重ねて示している。図４に示すように、第１のパルスＰは、入力信号Ｖｉｎの値が大きくなるにつれてパルス幅が広くなり、第２のパルスＮは、入力信号Ｖｉｎの値が小さくなるにつれてパルス幅が広くなる。また、第１のパルスＰが発生する期間と、第２のパルスＮが発生する期間は、時間軸上において部分的に重複する。

図５は、入力信号Ｖｉｎの値が徐々に小さくなっていくときの、パルス幅変調器１３１Ｐに与えられる搬送波Ｃ１Ｐと入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓの各波形と、パルス幅変調器１３１Ｎに与えられる搬送波Ｃ１Ｎと入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓの各波形と、出力段１４０から出力される第１のパルスＰおよび第２のパルスＮと、その合成パルスＰ－Ｎの各波形とを示す。

図５に示すように、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが電圧－Ｖ２以上（つまり、Ｖｉｎ≧－Ｖ１）である期間ＴＰでは、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが搬送波Ｃ１Ｐと交差し、第１のパルスＰが発生する。また、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓが電圧＋Ｖ２以下（つまり、Ｖｉｎ≦＋Ｖ１）となる期間ＴＮでは、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓが搬送波Ｃ１Ｎと交差し、第２のパルスＮが発生する。

期間ＴＰは、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが電圧－Ｖ２以下（つまり、Ｖｉｎ＜－Ｖ１）になることにより終了する。一方、期間ＴＮは、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓが電圧＋Ｖ２以下（つまり、Ｖｉｎ＞＋Ｖ１）になることにより開始する。ここでは、期間ＴＰと期間ＴＮとが重複した期間Ｔ１は、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓが電圧＋Ｖ２以下になってから入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが電圧－Ｖ２以下になるまで継続する。この期間Ｔ１は、Ｄ級増幅器１が小信号領域内（つまり、＋Ｖ１≧Ｖｉｎ≧－Ｖ１）にある期間であり、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの双方が出力される。この期間Ｔ１以外の期間は、第１のパルスＰまたは第２のパルスＮの一方のみが出力される期間Ｔ２となる。

期間Ｔ１において、入力信号Ｖｉｎは、第１の値域内にある（＋Ｖ１≧Ｖｉｎ≧－Ｖ１）。入力信号Ｖｉｎが第１の値域にあるとき、入力信号Ｖｉｎ－Ｖｏｆｓが、搬送波Ｃ１Ｐの各周期における電圧－Ｖ１から電圧－Ｖ２までの区間（勾配±Ｓ２）と交差する。また、入力信号Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓは、搬送波Ｃ１Ｎの各周期における電圧＋Ｖ１から電圧＋Ｖ２までの区間（勾配±Ｓ２）と交差する。本実施形態では、入力信号Ｖｉｎが第１の値域にあれば、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎの各周期において、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのパルス幅の変化に寄与するのは、勾配がきつい区間（勾配が±Ｓ２である領域）であり、入力信号Ｖｉｎが第２の値域にあれば、勾配がゆるい区間（勾配が±Ｓ１）である。本実施形態において、入力信号Ｖｉｎが第１の値域にあるとき、パルス幅を変化させる搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎの区間の勾配±Ｓ２は、その他の第２の値域においてパルス幅を変化させる区間の勾配±Ｓ１の２倍である。すなわち、第１の値域にある入力信号Ｖｉｎの変化に対する第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのパルス幅の変化は、第２の値域にある入力信号Ｖｉｎの変化に対する第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのパルス幅の変化よりも小さく、具体的には１／２である。従って、入力信号Ｖｉｎが、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの双方が出力される第１の値域にあるときと、第１のパルスＰまたは第２のパルスＮの一方のみが出力される第２の値域にあるときとで、Ｄ級増幅器１のトータルでの入出力特性の傾斜は同じになる。

図６は、本実施形態におけるＤＣオフセット付加器１２０Ｐおよび１２０Ｎから出力段１４０での区間の入出力特性２００を比較例２０１とともに示す。図６において横軸は、入力、すなわち、入力信号Ｖｉｎの電圧であり、縦軸は、出力、すなわち、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮを合成（減算）したパルスＰ－Ｎのパルス幅（パルスＰのパルス幅とパルスＮのパルス幅の差分）である。比較例２０１は、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎが一般的な三角波である場合を想定している。なお、図６では、第１のパルスＰはスピーカＳＰの正側に供給されるので、パルスＰのパルス幅を、出力の正側の領域に、パルス幅が広くなるほど値が大きくなるよう、正極性で表示し、また、第２のパルスＮはスピーカの負側に供給されるので、パルスＮのパルス幅は、出力の負側の領域に、パルス幅が広くなるほど値が小さくなるよう、負極性で表示している。

図６において、入力信号Ｖｉｎが負の所定電圧（－Ｖ１）より大きい第１の入力範囲Ａ１では、入力信号Ｖｉｎが大きくなるにつれて第１のパルスＰのパルス幅が一定の傾斜ＧＰで拡大する。また、入力信号Ｖｉｎが正の所定電圧（＋Ｖ１）より小さい第２の入力範囲Ａ２では、入力信号Ｖｉｎが小さくなるにつれて第２のパルスＮのパルス幅が一定の傾斜ＧＮで拡大する。そして、第１の入力範囲Ａ１と第２の入力範囲Ａ２とが重複する第３の入力範囲Ａ３では、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの双方が出力される。

比較例２０１では、搬送波として一般的な三角波が用いられている。このため、入力信号Ｖｉｎが第３の入力範囲Ａ３内にある場合でもそうでない場合でも、三角波の勾配に対応した一定の傾斜ＧＰおよびＧＮで、第１のパルスＰのパルス幅および第２のパルスＮのパルス幅が変化する。そして、第３の入力範囲Ａ３では、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮの双方が出力される。従って、搬送波が一般的な三角波であると、入力信号Ｖｉｎが第３の入力範囲Ａ３内にある場合のトータルの傾斜は、そうでない場合の傾斜ＧＰまたはＧＮの２倍になる。結果的に、比較例２０１では、図６に示すように、折れ線形状の入出力特性となり、全高調波歪率が高くなる。

これに対し、本実施形態では、入力信号Ｖｉｎが第３の入力範囲Ａ３内にある場合においてパルス幅を変化させる搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎの勾配は、そうでない場合においてパルス幅を変化させる搬送波の勾配の２倍になる。このため、本実施形態における入出力特性２００は、全入力範囲を通じて傾斜が一定となり、全高調波歪率は高くならない。

以上説明したように、本実施形態では、オフセット電圧により、小信号領域における第１のパルスＰのパルス幅に係る搬送波Ｃ１Ｐの値域を負のピーク－Ｖ２に近づけ、搬送波Ｃ１Ｎの値域を正のピーク＋Ｖ２に近づける。結果的に、小信号領域における第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのデューティ比が５０％未満の適切な値となり、消費電力を低減される。また、本実施形態では、折れ線状の搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎにより、第１の値域における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルスＰおよびＮの各々のパルス幅の変化の傾斜を、第２の値域における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルスＰまたはＮのパルス幅の変化の勾配の１／２にしている。入力信号Ｖｉｎの全範囲を通じてＤ級増幅器の入出力特性の傾斜が一定（リニア）となり、全高調波歪率が高くならない。

＜第２実施形態＞
図７は、この発明の第２実施形態によるＤ級増幅器１Ａの構成を示すブロック図である。なお、図７において、上記第１実施形態（図１）と共通する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

本実施形態では、上記第１実施形態におけるＤＣオフセット付加器１２０Ｐおよび１２０Ｎが削除され、搬送波生成器１３２Ｐおよび１３２Ｎが搬送波生成器１３２ＨＰおよび１３２ＨＮに置き換えられている。この搬送波生成器１３２ＨＰおよび１３２ＨＮは、勾配が連続的に変化する搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎを生成し、その搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎをパルス幅変調器１３１Ｐおよび１３１Ｎに各々供給する。

図８は、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎの各波形を示す。図９は、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎの各波形を詳細に示す。搬送波Ｃ２Ｐは、各周期Ｔにおいて、その波形が負のピーク－Ｖｍから正のピーク＋Ｖｍまで変化する立ち上がり区間と、その波形が正のピーク＋Ｖｍから負のピーク－Ｖｍまで変化する立ち下がり区間とを有する。搬送波Ｃ２Ｐの１周期Ｔにおける立ち上がり区間および立ち下り区間の時間長は、それぞれ、Ｔ／２である。搬送波Ｃ２Ｐは、立ち上がり区間と立ち下り区間とを交互に繰り返す。立ち上がり区間において、搬送波Ｃ２Ｐの勾配は、徐々に緩くなる。図９に示されるように、立ち上がり区間において、搬送波Ｃ２Ｐは、第１の漸近線Ｌ１および第２の漸近線Ｌ２を漸近線とする双曲線である。第１の漸近線Ｌ１は、時間を示す横軸と電圧を示す縦軸からなる２次元座標系において、時間＝０において時間軸と直交する直線である。第２の漸近線Ｌ２は、第１の漸近線Ｌ１と時間軸との交点を結ぶ正の勾配の直線である。

立ち下り区間において、搬送波Ｃ２Ｐの勾配は、徐々に急になる。立ち下がり区間において、搬送波Ｃ２Ｐは、第３の漸近線Ｌ３および第４の漸近線Ｌ４を漸近線とする双曲線である。第３の漸近線Ｌ３は、時間＝Ｔにおいて時間軸と直交する直線である。第４の漸近線Ｌ４は、第３の漸近線Ｌ３と時間軸との交点を結ぶ負の勾配の直線である。第２の漸近線Ｌ２の勾配の絶対値、および、第４の漸近線Ｌ４の勾配の絶対値は、それぞれ２Ｖｍ／Ｔである。

搬送波Ｃ２Ｎは、各周期Ｔにおいて、その波形が負のピーク－Ｖｍから正のピーク＋Ｖｍまで変化する立ち上がり区間と、その波形が正のピーク＋Ｖｍから負のピーク－Ｖｍまで変化する立ち下がり区間とを有する。搬送波Ｃ２Ｎの１周期Ｔにおける立ち上がり区間および立ち下り区間の時間長は、それぞれ、Ｔ／２である。搬送波Ｃ２Ｎは、立ち上がり区間と立ち下り区間とを交互に繰り返す。立ち上がり区間において、搬送波Ｃ２Ｎの勾配は、徐々に急になる。図９に示されるように、立ち上がり区間において、搬送波Ｃ２Ｎは、第５の漸近線Ｌ５および第６の漸近線Ｌ６を漸近線とする双曲線である。第５の漸近線Ｌ５は、時間＝Ｔ／２において時間軸と直交する直線である。第６の漸近線Ｌ６は、第５の漸近線Ｌ５と時間軸との交点を結ぶ正の勾配の直線である。

立ち下り区間において、搬送波Ｃ２Ｐの勾配の絶対値は、徐々に緩くなる。立ち下がり区間において、搬送波Ｃ２Ｎは、第７の漸近線Ｌ７および第８の漸近線Ｌ８を漸近線とする双曲線である。第７の漸近線Ｌ７は、第５の漸近線Ｌ５と同じである。第８の漸近線Ｌ８は、第７の漸近線Ｌ７と時間軸との交点を結ぶ負の勾配の直線である。第６の漸近線Ｌ６の勾配の絶対値、および、第８の漸近線Ｌ８の勾配の絶対値は、それぞれ２Ｖｍ／Ｔである。

理想的には双曲線が漸近線と交わることはない。しかし、本実施形態では、時間軸方向に対称な２つの双曲線が、同じ負のピーク－Ｖｍにおいて相互に繋がるように、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎは調整されている。また、時間軸方向に対称な２つの双曲線が、同じ正のピーク＋Ｖｍにおいて相互に繋がるように、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎは調整されている。

本実施形態における搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎには次のような特徴がある。図９には、点（０、－Ｖｍ）と点（Ｔ／２、＋Ｖｍ）とを結ぶ直線Ｌ１１と、点（Ｔ／２、＋Ｖｍ）と点（Ｔ、－Ｖｍ）とを結ぶ直線Ｌ１２が示されている。立ち上がり区間（０からＴ／２まで）における、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎ上のある電圧Ｖｘの各点は、直線Ｌ１１上のその電圧Ｖｘの点の両側に等時間だけ隔たった時点にある。立ち下がり区間（Ｔ／２からＴまで）における、搬送波Ｃ２ＰおよびＣ２Ｎ上のある電圧Ｖｘの各点は、直線Ｌ１２上のその電圧Ｖｘの点の両側に等時間だけ隔たった時点にある。

従って、次の事項が成立する。すなわち、第１の時間差ＷＰ（第１のパルスのパルス幅）と第２の時間差ＷＮ（第２のパルスのパルス幅）との差分は、入力された電圧Ｖｘに応じて直線的に変化する（具体的には、直線Ｌ１１およびＬ１２と同じように変化する）。第１の時間差ＷＰは、立ち下がり区間および立ち上がり区間の搬送波Ｃ２Ｐの電圧Ｖｘ（直線Ｌ２０）との２つの交点の間の時間差である。第２の時間差ＷＮは、立ち上がり区間および立ち下がり区間の搬送波Ｃ２Ｎの電圧Ｖｘ（直線Ｌ２０）との２つの交点の間の時間差である。

以下、この事項を証明する。図９において、直線Ｌ２０と直線Ｌ１２の交点をＱとする。直線Ｌ２０上において、立ち下がり区間の搬送波Ｃ２Ｐとの交点と交点Ｑとの時間差Ｔａは、次式により表すことができる。
Ｔａ＝（（Ｔ／２）／（２Ｖｍ））（Ｖｍ＋Ｖｘ）－（ＷＰ／２）
＝（Ｔ／（４Ｖｍ））（Ｖｍ－Ｖｘ）－（ＷＰ／２） ……（１）

また、直線Ｌ２０上において、立ち下がり区間の搬送波Ｃ２Ｎとの交点と交点Ｑとの時間差Ｔｂは、次式により表すことができる。
Ｔｂ＝（（Ｔ／２）／（２Ｖｍ））（Ｖｍ－Ｖｘ）－（ＷＮ／２）
＝（Ｔ／（４Ｖｍ））（Ｖｍ－Ｖｘ）－（ＷＮ／２） ……（２）

Ｔａ＝Ｔｂとすると、式（１）および（２）より次式が成立する。
（Ｔ／（４Ｖｍ））（Ｖｍ－Ｖｘ）－（ＷＰ／２）
＝（Ｔ／（４Ｖｍ））（Ｖｍ－Ｖｘ）－（ＷＮ／２） ……（３）
この式（３）を整理すると、次式が得られる。
ＷＰ－ＷＮ＝（Ｔ／Ｖｍ）Ｖｘ ……（４）
このように第１の時間差ＷＰ（第１のパルスのパルス幅）と第２の時間差ＷＮ（第２のパルスのパルス幅）との差分は、入力された電圧Ｖｘに応じて直線的に変化する。
他の各部の機能は、上記第１実施形態と同様である。

次に本実施形態の動作を説明する。図７において、パルス幅変調器１３１Ｐは、入力信号Ｖｉｎと搬送波Ｃ２Ｐとを比較し、Ｖｉｎ≧Ｃ２Ｐである期間にＯＮ（Ｈレベル）となる第１のパルスＶｐを出力する。パルス幅変調器１３１Ｎは、入力信号Ｖｉｎと搬送波Ｃ２Ｎとを比較し、Ｖｉｎ≦Ｃ２Ｎである期間にＯＮ（Ｈレベル）となる第２のパルスＶｎを出力する。従って、第１のパルスＶｐのパルス幅は、図９に示す第１の時間差ＷＰとなり、第２のパルスＶｎのパルス幅は、第２の時間差ＷＮとなる。

本実施形態において出力段１４０から出力される第１のパルスＰおよび第２のパルスＮは、次のように変化する。まず、入力信号Ｖｉｎが正方向に大きくなるに従い、第１のパルスＰのパルス幅が急激に長くなり、第２のパルスＮのパルス幅が徐々に短くなる。また、入力信号Ｖｉｎが負方向に小さくなるに従い、第２のパルスＮのパルス幅が急激に長くなり、第１のパルスＰのパルス幅が徐々に短くなる。そして、第１のパルスＰのパルス幅ＷＰと、第２のパルスＮのパルス幅ＷＮとの差分は入力信号Ｖｉｎに応じて直線的に変化する。

図９には、無信号時、すなわち、入力信号Ｖｉｎが０Ｖである場合の第１のパルスＶｐのパルス幅ＷＰ０と第２のパルスＶｎのパルス幅ＷＮ０が示されている。本実施形態では、搬送波Ｃ１ＰおよびＣ１Ｎを双曲線形状としたため、無信号時のパルス幅ＷＰ０およびＷＮ０が十分に短くなる。この例では、無信号時における第１のパルスＶｐおよび第２のパルスＶｎのデューティ比は１０％程度になっている。従って、無信号時あるいは無信号時を含む小信号領域における消費電力が低減される。

図１０は、本実施形態におけるパルス幅変調器１３１Ｐおよび１３１Ｎから出力段１４０までの区間の入出力特性を示す。図１０において横軸は、入力、すなわち、入力信号Ｖｉｎの電圧である。縦軸は、出力、すなわち、第１のパルスＰおよび第２のパルスＮのパルス幅ＷＮを合成（減算）したパルスＰ－Ｎのパルス幅ＷＰ－ＷＮ（パルス幅ＷＰからパルス幅ＷＮを減算した差分値）である。さらに、第１のパルスＰのパルス幅ＷＰが正極性で表示され、第２のパルスＮのパルス幅ＷＮが負極性で表示されている。

ここで、図９と図１０の関係について説明する。図９において、搬送波Ｃ２Ｐにおける電圧＋Ｖｍから電圧－Ｖｍまでの立ち下がり区間と、搬送波Ｃ２Ｐにおける電圧－Ｖｍから電圧＋Ｖｍまでの立ち上がり区間とが、入力された電圧Ｖｘ（直線Ｌ２０）と交差する２つの交点の時間差が、第１のパルスＰのパルス幅ＷＰである。

本実施形態の入出力特性では、入力信号Ｖｉｎの負側から正側へ大きくなるにつれ、入力信号Ｖｉｎの増加量に対する第１のパルスＰのパルス幅の値の増加量の傾斜が徐々に増加する。具体的には、入力信号Ｖｉｎの電圧Ｖｘが電圧－Ｖｍから電圧＋Ｖｍまで増加するとき、第１のパルスＰのパルス幅ＷＰの値は、搬送波Ｃ２Ｐの双曲線波形に沿って、０付近から徐々に増加する（パルス幅は広くなる）。入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルス幅ＷＰの変化の傾斜は、所定値に次第に近づく。この所定値は、漸近線Ｌ２およびＬ４の勾配の逆数に比例する。

入力信号Ｖｉｎの増加に対するパルス幅ＷＰの値の増加の傾斜（入出力特性の傾斜）は、図１０で入力信号Ｖｉｎが電圧－Ｖｍから電圧＋Ｖｍまで徐々に増加すると、０に近い正の値から徐々に増加して、所定の値、（図１０における直線ＷＰ－ＷＮの傾斜）に次第に近づく。

また、図９において、搬送波Ｃ２Ｎにおける電圧－Ｖｍから電圧＋Ｖｍまでの立ち上がり区間と、搬送波Ｃ２Ｎにおける電圧＋Ｖｍから電圧－Ｖｍまでの立ち下がり区間とが、入力された電圧Ｖｘ（直線Ｌ２０）と交差する２つの交点の時間差は、第２のパルスＮのパルス幅ＷＮである。

本実施形態の入出力特性では、入力信号Ｖｉｎの正側から負側へ小さくなるにつれ、入力信号Ｖｉｎの減少量に対する第２のパルスＮのパルス幅の値の減少量の傾斜が徐々に増加する。負極性の表示では、パルス幅の値が減少するほど、パルス幅が広くなる点に注意されたい。具体的には入力信号Ｖｉｎが電圧＋Ｖｍから電圧－Ｖｍまで減少するとき、第２のパルスＮのパルス幅ＷＮの値は、搬送波Ｃ２Ｎの双曲線波形に沿って、０付近から徐々に減少し（パルス幅は広くなる）、入力信号Ｖｉｎの減少に対するパルス幅ＷＮの値の減少の傾斜は、所定値に次第に近づく。この所定値は、漸近線Ｌ６およびＬ８の勾配の逆数に比例する。

入力信号Ｖｉｎの減少に対するパルス幅ＷＮの値の減少の傾斜（入出力特性の傾斜）は、図１０で入力信号Ｖｉｎが電圧＋Ｖｍから電圧－Ｖｍまで徐々に減少すると、ゼロに近い正の値から徐々に増加して、所定の値（図１０における直線ＷＰ－ＷＮの傾斜）に次第に近づく。

本実施形態では、図１０に示すように、入力信号Ｖｉｎの電圧Ｖｘの変化に応じて、第１のパルスＰのパルス幅ＷＰおよび第２のパルスＮのパルス幅ＷＮの差分が直線的に変化する。このように本実施形態によれば、入力信号Ｖｉｎの全領域を通じてＤ級増幅器１Ａの入出力特性の傾きを一定にできる。よって、本実施形態によれば、全高調波歪率が高くなるのを避けつつ小信号領域における消費電力を低減できる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）この発明は、１００Ｗを超える高出力のＤ級増幅器、携帯電話機等に搭載される低出力のＤ級増幅器等、広範囲のＤ級増幅器に適用できる。低出力のＤ級増幅器では、ＬＣフィルタ１６１および１６２を省略してよい。

（２）上記第１実施形態において、パルス幅変調器１３１Ｐおよび１３１Ｎは、入力信号にオフセット電圧を付加した信号と搬送波を比較することによりパルスを生成した。しかし、その代わりに、入力信号にオフセット電圧および搬送波を加算した信号と閾値とを比較することによりパルスを生成してもよい。

（３）上記第１実施形態では、搬送波として、ノンリニアな三角波を用いたが、ノンリニアな鋸歯状波を用いてもよい。この場合、その鋸歯状波の各周期の、時間軸に対して斜めに立ち下がる区間または立ち上がる区間の勾配を段階的に変化させる。

（４）上記第１実施形態では、搬送波を折れ線形状の波形にすることにより、期間Ｔ１における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルス幅の変化の勾配を期間Ｔ２における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルス幅の変化の勾配の１／２にした。しかし、パルス幅の変化の勾配を厳密に１／２にする必要はない。例えば、期間Ｔ１における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルス幅の変化の勾配を期間Ｔ２における入力信号Ｖｉｎの変化に対するパルス幅の変化の勾配よりも小さくし、期間Ｔ１と期間Ｔ２における入出力特性の傾きの差を小さくすれば、その減少に応じて、全高調波歪率が高くなるのを避けられる。

（５）図１１は、この発明の他の実施形態であるＤ級増幅器１Ｂの構成を示すブロック図である。なお、図１１において、上記第１実施形態（図１）に示された部分と共通する部分には、同一の符号を付し、その説明を省略する。

Ｄ級増幅器１Ｂには入力オーディオ信号Ａｉｎを所定のサンプリング周波数Ｆｓ（例えば、５０ｋＨｚ）でＡ／Ｄ変換するＡＤＣ（Analogue Digital Converter）１９０Ｂが設けられている。また、Ｄ級増幅器１Ｂには、上記第１実施形態（図１）の減算器１１１、積分器１１２および帰還回路１７０に相当するものがない、また、Ｄ級増幅器１Ｂでは、上記第１実施形態（図１）のパルス幅変調器１３１Ｐおよび１３１Ｎ、搬送波生成器１３２Ｐおよび１３２Ｎが、パルス幅変調器１３１ＰＤおよび１３１ＮＤ、搬送波生成器１３２ＰＤおよび１３２ＮＤに置き換えられており、それぞれ十分に高いクロック（例えば、１０ＭＨｚ以上）で動作している。出力段１４０は上記第１実施形態のものと同様である。

Ｄ級増幅器１Ｂにおいて、パルス幅変調器１３１ＰＤおよび１３１ＮＤ、搬送波生成器１３２ＰＤおよび１３２ＮＤ、並びに出力段１４０は、デジタル回路であってもよく、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のプロセッサがプログラムを実行することにより実現される機能であってもよい。

図１１において、パルス幅変調器１３１ＰＤは、上記第１実施形態（図１）の搬送波Ｃ１Ｐに対応した搬送波Ｃ３Ｐにオフセット電圧＋Ｖｏｆｓを加えたものと、ＡＤＣ１９０Ｂから与えられる入力信号Ｄｉｎとの比較により、第１のパルスＶｐを生成する。また、パルス幅変調器１３１ＮＤは、上記第１実施形態（図１）の搬送波Ｃ１Ｎに対応した搬送波Ｃ３Ｎにオフセット電圧－Ｖｏｆｓを加えたものと、ＡＤＣ１９０Ｂから与えられる入力信号Ｄｉｎとの比較により、第２のパルスＶｎを生成する。他の部分の動作は上記実施形態と同様である。本実施形態では、積分器等が省略された簡単な構成で、上記第１実施形態と同様な効果が得られる。

図１１に示す実施形態は、上記第２実施形態（図７）に適用してもよい。この場合、パルス幅変調器１３１ＰＤは、上記第２実施形態（図７）の搬送波Ｃ２Ｐに対応した搬送波Ｃ３Ｐと、ＡＤＣ１９０Ｂから与えられる入力信号Ｄｉｎとの比較により、第１のパルスＶｐを生成する。また、パルス幅変調器１３１ＮＤは、上記第２実施形態（図７）の搬送波Ｃ２Ｎに対応した搬送波Ｃ３Ｎと、ＡＤＣ１９０Ｂから与えられる入力信号Ｄｉｎとの比較により、第２のパルスＶｎを生成する。本実施形態では、積分器等が省略された簡単な構成で、上記第２実施形態と同様な効果が得られる。

（６）図１２は、この発明の他の実施形態において用いられる第１の搬送波Ｃ４Ｐおよび第２の搬送波Ｃ４の各波形を比較例である鋸歯状波ＣＳＷの波形とともに示す。上記第２実施形態では、搬送波の立ち上がり区間および立ち下がり区間の両方の勾配を連続的に変化させた。これに対し、本実施形態では、鋸歯状波ＣＳＷの立ち上がり区間の勾配のみを連続的に変化させた第１の搬送波Ｃ４Ｐおよび第２の搬送波Ｃ４Ｎを用いる。

本実施形態において、第１の搬送波Ｃ４Ｐは、勾配が緩くなりつつ立ち上がる双曲線形状の区間と、垂直に立ち下がる区間を有し、第２の搬送波Ｃ４Ｎは、勾配が急になりつつ立ち上がる双曲線形状の区間と、垂直に立ち下がる区間を有する。そして、本実施形態では、入力信号Ｖｉｎの電圧Ｖｘが第１の搬送波Ｃ４Ｐ以上である期間に第１のパルスＰが生成され、入力信号Ｖｉｎの電圧Ｖｘが第２の搬送波Ｃ４Ｎ以下である期間に第２のパルスＮが生成される。この第１のパルスＰのパルス幅と第２のパルスＮのパルス幅との差分は電圧Ｖｘに応じて直線的に変化する。従って、本実施形態においても上記第２実施形態と同様な効果が得られる。

１……Ｄ級増幅器、１０１……入力、１１１……減算器、１１２……積分器、１２０Ｐ，１２０Ｎ……ＤＣオフセット付加器、１３１Ｐ，１３１Ｎ，１３１ＰＤ，１３１ＮＤ……パルス幅変調器、１３２Ｐ，１３２Ｎ，１３２ＨＰ，１３２ＨＮ，１３２ＰＤ，１３２ＮＤ……搬送波生成器、１４０……出力段、１５１，１５２……出力、１６１，１６２……ＬＣフィルタ、ＳＰ……スピーカ、１７０……帰還部、３００……ＤＡＣ、３０３……信号源、３０４……パターンジェネレータ、３０５……デジタル信号生成器、３１０，３２０……オペアンプ、３２１，３２２……抵抗、３２３，３２４……キャパシタ、３４０……ボリューム、３３１……正電源、３３２……負電源。

Claims (10)

1. 立ち上がり区間および立ち下がり区間を有する周期信号である、第１の搬送波および第２の搬送波を生成する搬送波生成器と、
   入力信号と前記第１の搬送波とに基づいて、前記入力信号に応じてパルス幅が変化する第１のパルスを生成し、前記入力信号と前記第２の搬送波とに基づいて、前記入力信号に応じてパルス幅が変化する第２のパルスを生成するパルス幅変調器とを具備し、
   前記搬送波生成器は、それぞれ、前記立ち上がり区間および前記立ち下がり区間の少なくとも一方においてノンリニアな勾配を有する前記第１の搬送波および前記第２の搬送波を生成し、
   前記第１の搬送波および前記第２の搬送波の前記ノンリニアな勾配により、前記パルス幅変調器が生成する前記第１のパルスと前記第２のパルスは、前記入力信号が０である場合のデューティ比が共に５０％未満であり、かつ、前記第１のパルスのパルス幅と前記第２のパルスのパルス幅との差分が前記入力信号に応じてリニアに変化する、Ｄ級増幅器。
2. 前記第１の搬送波および前記第２の搬送波のノンリニアな勾配により、前記第１のパルスは、前記入力信号の値が大きくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が大きくなり、前記第２のパルスは、前記入力信号の値が小さくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が小さくなる、請求項１に記載のＤ級増幅器。
3. 前記搬送波生成器は、各周期において、値が大きな入力信号に対応する区間の勾配が緩やかで、値が小さな入力信号に対応する区間の勾配が急な前記第１の搬送波と、各周期において、値が大きな入力信号に対応する区間の勾配が急で、値が小さな入力信号に対応する区間の勾配が緩やかな前記第２の搬送波を生成する、請求項１に記載のＤ級増幅器。
4. 前記搬送波生成器は、それぞれ、各周期において前記勾配が段階的に変化する前記第１の搬送波および前記第２の搬送波を生成する、請求項１から３の何れかに記載のＤ級増幅器。
5. 前記搬送波生成器は、それぞれ、各周期において前記勾配が連続的に変化するよ前記第１の搬送波および前記第２の搬送波を生成する、請求項１から３の何れかに記載のＤ級増幅器。
6. 前記第１の搬送波は、勾配が急になりつつ波形が立ち上がる第１の立ち上がり区間と、勾配が緩くなりつつ波形が立ち下がる第１の立ち下がり区間の少なくとも一方を含み、
   前記第２の搬送波は、勾配が急になりつつ波形が立ち上がる第２の立ち上がり区間と、勾配が緩くなりつつ波形が立ち下がる第２の立ち下がり区間の少なくとも一方を含む、請求項５に記載のＤ級増幅器。
7. 前記第１の搬送波および前記第２の搬送波は、時間軸に垂直な第１の漸近線および前記時間軸と前記第１の漸近線との交点を通る所定の勾配の第２の漸近線を有する双曲線波形の少なくとも一部を含む、請求項５または６のＤ級増幅器。
8. 入力信号の値が大きくなるにつれパルス幅が大きくなる第１のパルスを発生する第１変調器と、前記入力信号の値が小さくなるにつれパルス幅が大きくなる第２のパルスを生成する第２変調器とを具備し、
   前記第1および第２幅変調器は、前記入力信号が０である場合にデューティ比が５０％未満である前記第１のパルスおよび前記第２のパルスを生成し、かつ、
   前記第１のパルスのパルス幅と前記第２のパルスのパルス幅との差分が前記入力信号に応じてリニアに変化し、かつ、前記第１のパルスは、前記入力信号の値が大きくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が大きくなり、前記第２のパルスは、前記入力信号の値が小さくなるにつれ、その値の変化に対するそのパルス幅の変化が小さくなる、Ｄ級増幅器。
9. 前記入力信号の値が、前記第１のパルスおよび前記第２のパルスの双方が出力される第１の値域内にあるとき、前記第１のパルスおよび前記第２のパルスのパルス幅は、それぞれ、前記入力信号の変化に応じて第１の割合で変化し、
   前記入力信号の値が、前記第１のパルスおよび前記第２のパルスの一方のみが出力される第２の値域内にあるとき、前記第１のパルスまたは前記第２のパルスのパルス幅は、前記入力信号の変化に応じて、前記第１の割合の半分の第２の割合で変化する、請求項８に記載のＤ級増幅器。
10. 前記入力信号の値の全変化域において、前記第１のパルスは、前記入力信号の値が大きくなるにつれ、そのパルス幅の変化が大きくなり、前記第２のパルスは、前記入力信号の値が小さくなるにつれ、そのパルス幅の変化が小さくなる、請求項８に記載のＤ級増幅器。

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