JP7129956B2

JP7129956B2 - 電動車両

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Publication number: JP7129956B2
Application number: JP2019137191A
Authority: JP
Inventors: 充弘門田; 雅嗣荒井; 篤北口; 直紀福田
Original assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Current assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Priority date: 2019-07-25
Filing date: 2019-07-25
Publication date: 2022-09-02
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Description

本発明は、電動車両に関する。

化石燃料の枯渇や地球環境問題の悪化を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車といった電動車両が普及している。鉱山現場における搬送用ダンプトラックやホイールローダのような大型の作業車両においても電気駆動システムを用いる場合があり、エンジンで駆動される発電機の発電電力を利用して走行モータを駆動する方式のものがある。

電気駆動システムを用いた大型作業車両では、リタード（制動）時に走行モータが生み出す回生電力を補機や蓄電デバイスに供給するシステムを搭載することによって、省エネルギー化・燃料消費量低減を実現できると考えられる。以下では、このようなシステムを回生制動システムと記す。回生制動システムには、走行モータ用インバータが接続される直流ライン（以下、主機直流ラインと記す）の電圧を変換し、補機が接続される直流ライン（以下、補機直流ラインと記す）に出力するDC/DCコンバータが必要となる。以下では、これを電力変換装置と記す。

特許文献１には、ハイブリッド自動車や電気自動車の電気駆動システムを対象として、その主機系と補機系を接続するDC/DCコンバータの構成が記載されている。上述の回生制動システム、及び電力変換装置は、これを大型の作業車両に応用するものと言える。

特開2010-74913号公報

ダンプトラックのような大型電動車両では、運転状態によって主機直流ラインの電圧が大きく変動する。そのため、電力変換装置（DC/DCコンバータ）は入力電圧の変動に対応する必要がある。入力電圧の変動に対応する場合の課題として、入力電圧が大きいほど電力変換装置を構成するスイッチング素子の損失、及びこれに伴う発熱が大きくなる。

本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電動車両の省エネルギー化を実現するとともに、スイッチング素子の発熱低減を実現することができる電動車両を提供することである。

本発明の一様態によると、エンジンと、該エンジンによって駆動される第一の発電機と、該第一の発電機の出力に接続される第一の整流回路と、該第一の整流回路の直流出力が入力される第一の直流ラインと、該第一の直流ラインに接続される走行モータと、前記第一の直流ラインの電圧を変換する電力変換装置と、該電力変換装置で電圧が変換された直流出力が入力される第二の直流ラインと、該第二の直流ラインに接続される補機装置と、前記電力変換装置を制御する制御装置と、を備えた電動車両であって、前記制御装置は、前記第一の直流ラインの電圧が第一の閾値以下のときは前記電力変換装置の出力電力を予め設定された定格電力に制御し、前記第一の直流ラインの電圧が第一の閾値より大きいときは前記電力変換装置の出力電力を前記定格電力よりも小さくする制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、電動車両の省エネルギー化を実現するとともに、スイッチング素子の発熱低減を実現できる。本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１及び２における電動車両の電気駆動システムのハードウェア構成図。電力変換装置の構成例を示す図。電力変換装置の基本的な動作と従来の問題点を説明する動作波形の図。実施例１における制御装置のブロック図のうち、電力変換装置の制御に関連する部分を示す図。本発明における電力変換装置の動作波形の図。実施例１におけるタイミングチャート。実施例１及び２における機器電力を定義するための図。実施例１におけるタイミングチャートの別例。実施例２における制御装置のブロック図のうち、電力変換装置の制御に関連する部分を示す図。実施例３における電動車両の電気駆動システムのハードウェア構成図。実施例３における制御装置のブロック図のうち、充放電装置の制御に関連する部分を示す図。実施例３におけるタイミングチャート。実施例３における機器電力を定義するための図。ダンプトラックの構成図。

以下、図面を参照して、本発明に係る電動車両の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。本発明は以下の実施例に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。

（実施例１）
（電気駆動システムのハードウェア構成）
図１を用いて、電気駆動システムのハードウェア構成を説明する。図１の構成は、本発明の実施例１と実施例２で用いられる。

電気駆動システムは、例えば大型のダンプトラックやホイールローダなどの電動作業車両に用いられるものである。電気駆動システムは、エンジン１１により駆動される主機発電機（第一の発電機）１２及び補機発電機（第二の発電機）３１と、主機発電機１２により発電された電力を用いて駆動される走行モータ１０と、車両制動時における走行モータ１０の回生電力の電圧をより低い電圧に変換する電力変換装置２０と、補機発電機３１により発電された電力と電力変換装置２０により電圧が変換された電力の少なくとも一方の供給を受けることにより駆動される補機装置３３を有している。

主機発電機（第一の発電機）１２と補機発電機（第二の発電機）３１は、エンジン１１に接続され、エンジン１１によって駆動される。主機発電機１２の出力は、交流電力であり、主機整流回路（第一の整流回路）１４に入力される。主機整流回路１４では、入力された交流電力を直流電力に整流する。主機整流回路１４の直流出力は、主機直流ライン（第一の直流ライン）１６に入力される。主機直流電圧V_i（第一の直流電圧）は、主機直流ライン１６に発生する直流電圧であり、電圧検出器１７によって検出される。走行モータ用インバータ（第一のインバータ）１３の直流入力は、主機直流ライン１６に出力される。

インバータ１３の交流出力は、走行モータ１０に入力される。走行モータ１０は、図示しない電動車両の車輪を駆動し、電動車両を前進または後進させる。主機直流ライン１６には、主機整流回路１４やインバータ１３の他に、電力消費装置１５と電圧検出器１７が接続される。電力消費装置１５は、スイッチング素子とダイオードから成るチョッパに、抵抗が接続された構成を有しており、走行モータ１０の回生エネルギーを熱に変換して大気と熱交換を行う。

図１では、インバータ１３、及び、電力消費装置１５のスイッチング素子（以下、素子と略す場合がある。）としてIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）を想定し、IGBTの回路記号を示した。スイッチング素子は、IGBTに限られるものではなく、電力用半導体素子或いはパワー半導体と呼ばれるものであればよく、MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ、サイリスタなど他種の素子を利用してもよい。また、主機整流回路１４として、スイッチング素子を用いたAC/DCコンバータを利用してもよい。図１では省略したが、主機直流ライン１６には、平滑コンデンサ及びその放電抵抗、サージプロテクタなどの保護デバイスが接続されていてもよい。

補機発電機３１の出力は、交流電力であり、補機整流回路（第二の整流回路）３２に入力される。補機整流回路３２では、入力された交流電力を直流電力に整流する。補機整流回路３２の直流出力は、補機直流ライン（第二の直流ライン）３４に入力される。補機直流電圧V_o（第二の直流電圧）は、補機直流ライン３４に発生する直流電圧であり、電圧検出器３５によって検出される。補機直流ライン３４には、補機装置３３が接続される。補機装置３３は、電気駆動システムの電装負荷を構成する。

補機装置３３の例として、エアコン用のインバータ及びコンプレッサモータシステム、機器冷却用のインバータ及びブロアモータシステムなどが挙げられる。図１では、これらを１個の等価インピーダンスにまとめて、補機装置３３として記載した。補機装置３３の消費電力は、後述のように制御装置によって制御することも可能である。補機直流ライン３４には、補機整流回路３２や補機装置３３の他に、電圧検出器３５と電流検出器３６が接続される。電流検出器３６の機能については後述する。図１では省略したが、補機直流ライン３４には、平滑コンデンサ及びその放電抵抗、サージプロテクタなどの保護デバイスが接続されていてもよい。

電力変換装置２０は、ＤＣ／ＤＣコンバータによって構成されており、後述のように主機直流電圧V_iを補機直流電圧V_oに変換する。電力変換装置２０は、電力変換装置２０の入力部が主機直流ライン１６に接続され、電力変換装置２０の出力部が補機直流ライン３４にそれぞれ接続されている。上述の電流検出器３６は、電力変換装置２０の出力電流I_oを検出する。温度検出器２７は、電力変換装置２０の温度T_oを検出する。この温度T_oは、電力変換装置２０の周囲温度であっても、電力変換装置が備える特定の部品の温度であってもよい。したがって、温度検出器２７は、電力変換装置２０の周囲に搭載されていても、電力変換装置２０に内蔵されていてもよい。ただし、実施例１では、温度検出器２７による温度検出値は利用されず、後述の実施例２で利用される。電気駆動システムは、インバータ１３など他の機器用に温度検出器を備えていてもよい。

制御装置４０は、電圧検出器１７から主機直流電圧V_iの情報を取得し、電圧検出器３５から補機直流電圧V_oの情報を取得し、電流検出器３６から出力電流I_oの情報を取得し、温度検出器２７からT_oの情報を取得する。また、図１では省略したが、制御装置４０は、インバータ１３の交流出力電流、走行モータ１０の回転速度、電動車両の車体速度など、他の情報を取得してもよい。制御装置４０は、これらの検出結果の情報、及び、オペレータの操作入力に基づいて上述の各機器に制御信号を出力し、電気駆動システム内のエネルギーフローを制御する。

図１では、制御装置４０からエンジン１１、主機発電機１２、インバータ１３、電力消費装置１５、電力変換装置２０、補機発電機３１、及び、補機装置３３への制御信号を示した。ここで、主機発電機１２と補機発電機３１については、励磁装置などのアクチュエータがそれぞれ内蔵されていると考える。すなわち、制御装置４０から制御信号として電圧指令値を出力すれば、これらの発電機１２、３１の出力電圧は、電圧指令値にしたがって制御されると考える。図１では、制御装置４０から電力変換装置２０への制御信号を１本の矢印で示した。しかし、電力変換装置２０が複数の素子を備える場合、制御信号も複数であってよい。

（電気駆動システムのエネルギーフローと回生制動システム）
まず、加速時における電気駆動システムのエネルギーフローについて説明する。エンジン１１により主機発電機１２が駆動されると、主機発電機１２が出力する交流電圧は主機整流回路１４によって主機直流電圧V_iに変換され、インバータ１３に入力される。オペレータがアクセルペダルを踏み込むと、インバータ１３から走行モータ１０に交流電力が供給され、走行モータ１０は車輪を駆動して車体を加速させる。この場合、主機直流電圧V_iは主機発電機１２によって制御される。

次に、制動時のエネルギーフローについて説明する。オペレータがブレーキペダルを踏み込むと、走行モータ１０は車体の運動エネルギーを電気エネルギーに変換し、インバータ１３を介して主機直流ライン１６へ回生電力を出力する。すなわち、走行モータ１０は発電機として動作する。電力消費装置１５は、回生電力を熱エネルギーに変換し、主機直流電圧V_iが過大になることを防ぐ。したがって、この場合の主機直流電圧V_iは電力消費装置１５によって制御される。

電力変換装置２０は、主機直流電圧V_iを補機直流電圧V_oに変換し、回生電力の一部を補機装置３３に供給する。電力消費装置１５と補機装置３３によって回生電力が消費されることで、車体は減速する。図示しない機械式ブレーキを併用してもよい。

補機系のエネルギーフローについて説明する。エンジン１１により補機発電機３１が駆動されると、補機発電機３１が出力する交流電圧は補機整流回路３２によって補機直流電圧V_oに変換され、補機装置３３に入力される。したがって、補機直流電圧V_oは補機発電機３１によって制御される。制動時では、電力変換装置２０が補機装置３３に給電するため、その分だけ補機発電機３１、ひいてはエンジン１１の負荷が低減される。このような動作によって、制動時に発生する回生電力を補機で有効利用でき、その分だけ電動車両の省エネルギー化・燃料消費量低減を実現できる。これが本実施形態における回生制動システムである。

（電力変換装置の入力電圧変動）
上述のように、加速時には主機発電機１２が主機直流電圧V_iを制御し、制動時には電力消費装置１５が主機直流電圧V_iを制御する。ここで、ダンプトラックのように重量が大きい電動車両では、電気駆動システムの各機器が大容量化、及び、高電圧化する。走行モータ１０の回転速度が高い場合、インバータ１３が走行モータ１０に供給すべき交流電圧の振幅が大きくなり、主機直流電圧V_iをkVクラスの高圧にする必要がある。また、オペレータによるアクセルペダルの踏み込み量が大きく、走行モータ１０のトルクが大きい場合についても、主機直流電圧V_iを高圧にして主機直流ライン１６の電流を抑える必要がある。

一方、発進時のように走行モータ１０が停止している、または、低速回転している場合、インバータ１３は走行モータ１０に高電圧を供給する必要はない。そのため、このような場合では主機直流電圧V_iを低減し、インバータ１３の損失を低減する。以上の理由から、主機直流電圧V_iは、電動車両の速度やアクセルペダルの踏み込み量に応じて幅広い範囲で変動する。主機直流電圧V_iは、電力変換装置２０の入力電圧でもあるため、電力変換装置２０は、入力電圧の変動に対応する必要がある。なお、以下では主機直流電圧V_iの変動範囲をV₁～V₂と定義する。

（電力変換装置の構成例）
図２は、電力変換装置２０の構成例である。電力変換装置２０の入力端子は、インバータ２１（第二のインバータ）とコンデンサ２２に接続される。図２では、インバータ２１の回路方式として４個の素子（M₁～M₄）を備えるフルブリッジインバータ回路を示したが、他の回路方式であってもよい。インバータ２１の交流出力端子は、トランス２３の一次巻線に接続される。トランス２３の二次巻線は、整流回路２４（第三の整流回路）の交流入力端子に接続される。図２では、整流回路２４の回路方式として４個のダイオード（D₁～D₄）で構成されるフルブリッジ整流回路を示したが、他の回路方式であってもよい。整流回路２４の直流出力端子は、チョークコイル２５とコンデンサ２６から成るフィルタ回路を介して電力変換装置２０の出力端子に接続される。

インバータ２１は、電力変換装置２０に入力される主機直流電圧V_iを交流電圧V_trに変換し、トランス２３の一次巻線に印加する。このとき、トランス２３の一次巻線に流れる交流電流を一次巻線電流I_trと定義する。トランス２３は、電力変換装置２０の入出力間を絶縁しつつ、一次巻線に印加された電圧を変圧して二次巻線に交流電圧を発生させる。この交流電圧は、整流回路２４によって直流電圧に変換され、フィルタ回路を介して電力変換装置２０から出力される。

図２では、素子M₁～M₄をMOSFETとしたが、電力用半導体素子或いはパワー半導体と呼ばれるものであればよく、IGBTなど他種の素子を利用してもよい。電力変換装置２０は以上の要素の他にも、ブレーカやリレーなどの制御部品、ヒューズやサージプロテクタなどの保護部品、ノイズフィルタを備えていてもよい。

（従来の回生制動システムにおける電力変換装置の動作波形と電圧変動による問題）
図３は、従来の回生制動システムにおける電力変換装置２０の動作波形である。図３を用いて、電力変換装置２０の基本的な動作、及び、主機直流電圧V_iが変動する場合の具体的な問題について説明する。電力変換装置２０は素子M₁～M₄のスイッチング動作によって電力変換を行うものであり、図３ではスイッチング２周期分の動作波形を示した。図３の縦軸項目として、素子M₁～M₄の駆動信号（オン・オフ信号）、トランス２３の一次巻線電圧V_tr、トランス２３の一次巻線電流I_tr、及び、電力変換装置２０の出力電流I_oを示した。

図３(a)では主機直流電圧V_iが最小値V₁であり、図３(b)では主機直流電圧V_iが最大値V₂である場合を想定した。また、図３(a)と(b)の両者において、電力変換装置２０の出力電力P_oが定格値（定格電力）P₁に制御されることを想定した。補機直流電圧V_oは補機発電機３１によって主機直流電圧V_iに依らず一定に制御される。そのため、図３(a)と(b)で出力電流I_oは等しくなり、その値をI₁（= P₁/V_o）とした。

図３では、インバータ２１（フルブリッジインバータ回路）の具体的な制御方式として、位相シフト制御を用いることを想定した。位相シフト制御では、M₁～M₄のターンオンをソフトスイッチングとすることができ、ターンオン損失をほぼゼロにすることができる。位相シフト制御は公知技術であるため、動作モードや電流経路などの詳細な説明については省略し、動作の概要と主機直流電圧V_iの変動が及ぼす影響を中心に説明する。

図２の左レグの素子M₁とM₂は、図３に示すように、デッドタイムt_dを挟んで相補的にオン・オフ制御される。図２の右レグの素子M₃とM₄についても同様である。図３(b)から分かるように、インバータ２１は、素子M₁と比べて素子M₄のスイッチングをシフト量θだけ遅らせ、同様に、素子M₂と比べて素子M₃のスイッチングをシフト量θだけ遅らせる。インバータ２１は、シフト量θを可変することにより、電力変換装置２０の出力を制御する。電力変換装置２０の出力が同じ条件であれば、主機直流電圧V_iが大きいほどシフト量θは大きくなる。図３(a)のように主機直流電圧V_iが最小となる条件では、シフト量θがほぼゼロとなるようにトランス２３の巻数比を設計することが望ましい。このとき、素子M₁とM₄、素子M₂とM₃がそれぞれほぼ同時にスイッチングする。

トランス２３の一次巻線電圧V_trは矩形パルス電圧となり、その振幅は主機直流電圧V_iとほぼ等しくなる。図３(b)から分かるように、位相シフト動作（θの生成）によって一次巻線電圧V_trがゼロとなる期間が発生する。この期間では、トランス２３の一次側から二次側へと電力が伝送されない。主機直流電圧V_iが大きくなるほどシフト量θが増大するため、一次巻線電圧V_trの振幅は増大するが、一方で一次巻線電圧V_trがゼロとなる期間も増大する。

一次巻線電流I_trは、インバータ２１に流れる電流でもある。一次巻線電流I_trの振幅は主に出力電流I_oとトランス２３の巻数比によって決まり、主機直流電圧V_iには殆ど依存しない。図３(a)、(b)には、素子M₁のターンオフ電流I_off1、I_off2を示したが、ターンオフ電流I_off1、I_off2もまた主機直流電圧V_iには殆ど依存しない。

一方、図３(a)に示す場合、素子M₁がターンオフする直前まで、素子M₁には主機直流電圧V_iとほぼ同じ電圧が印加されている。したがって、主機直流電圧V_iが大きくなるほど、素子M₁のターンオフ損失、及び、これによる素子M₁の発熱が大きくなる。他の素子M₂～M₄についても同様である。このように、従来の回生制動システムでは、主機直流電圧V_iが変動する場合の具体的な問題点として、主機直流電圧V_iが大きくなるほど電力変換装置２０における素子の発熱が大きくなる。なお、電力変換装置２０の回路方式や制御方式として、上述とは異なる方式を用いる場合であっても、主機直流電圧V_iが大きい条件における素子発熱の問題は発生する。

（制御装置のブロック図）
本実施形態の回生制動システムは、上述の問題を解決するために、主機直流電圧V_iが所定の閾値（第一の閾値）より大きいときは、主機直流電圧V_iが所定の閾値以下のときよりも、電力変換装置２０の出力電力P_oを低減させる。上述のように、図１の制御装置４０は、同図に示した電気駆動システムの各機器を制御する。図４は、そのうち電力変換装置２０を制御する部分のブロック図である。制御装置４０は、出力電力テーブル４１、出力電力演算部４２、及び制御演算部４３を備える。

出力電力テーブル４１は、入力される主機直流電圧V_iにしたがってテーブルを参照し、出力電力の指令値P_orefを出力する。所定の閾値をV_c（V₁≦V_c≦V₂）として、主機直流電圧V_iが閾値V_c以下（V_i≦V_c）の場合、出力電力指令値P_orefを定格出力電力P₁とする。そして、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きい（V_i＞V_c）場合、出力電力指令値P_orefを定格値P₁より小さくする。

このとき、出力電力指令値P_orefが定格値P₁よりも小さくなっていれば（P_oref＜P₁）、主機直流電圧V_iと出力電力指令値P_orefの詳細な関係については任意である。図４(a)では、その一例として、出力電力指令値P_orefを主機直流電圧V_iの一次関数として、主機直流電圧V_iが最大値V₂となる場合の出力電力指令値P_orefを下限値P₂とした。なお、以下では、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくかつ出力電力指令値P_orefが定格値P₁よりも小さい領域、つまり、V_i＞V_cであり、P_oref＜P₁とする領域を出力低減領域と定義する。

図４(a)には、主機直流電圧V_iと出力電力指令値P_orefとの関係として、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくなるに応じて出力電力指令値P_orefを定格値P₁から一定の割合で小さくする一次関数の関係とする場合を示した。しかしながら、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きい（V_i＞V_c）場合における主機直流電圧V_iと出力電力指令値P_orefとの関係は、図４(a)に示す一次関数の関係に限定されるものではなく、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きい（V_i＞V_c）場合に出力電力指令値P_orefを定格値P₁より小さくする（P_oref＜P₁）関係を有するものであればよい。

出力電力演算部４２は、補機直流電圧V_oと電力変換装置２０の出力電流I_oから、出力電力P_o（=V_oI_o）を演算する。制御演算部４３は、出力電力P_oと出力電力指令値P_orefに基づいて電力変換装置２０に対しての制御信号を生成する。図４(a)では、制御信号として素子M₁～M₄の駆動信号を示した。また、上述の位相シフト制御を想定し、制御演算部４３の内部構成としてシフト量演算部４４と駆動信号生成部４５を示した。つまり、本実施形態では、制御演算部４３は、シフト量演算部４４と駆動信号生成部４５を備える。

シフト量演算部４４は、比例・積分制御（PI制御）などの制御演算を用いてシフト量θを演算する。ここでは、出力電力P_oが出力電力指令値P_orefによりも小さい（P_o＜P_oref）場合、シフト量θを減少させ、出力電力P_oが出力電力指令値P_oref以上（P_o≧P_oref）の場合、シフト量θを増大させるように演算を行う。シフト量演算部４４は、出力電力P_oを一定に保つようにするシフト量θを演算する。例えば電動車両の制動により主機直流電圧V_iが増大するのに応じて、シフト量θも増大されて出力電力P_oが一定に保たれる。駆動信号生成部４５は、シフト量θから素子M₁～M₄の駆動信号を生成する。なお、本実施形態では、制御演算部４３による出力電力P_oの制御応答が十分に高いとして、出力電力P_oは出力電力指令値P_orefに一致すると考える。

制御演算部４３の駆動信号生成部４５には、電力変換装置２０の動作または停止を制御するためのイネーブル信号（図４(a)のEnable）が入力される。イネーブル信号は、制御装置４０の内部で生成されるディジタル信号であり、その論理レベルが電力変換装置２０の動作または停止を表す。この構成によって、加速時では電力変換装置２０を停止させる、すなわち、素子M₁～M₄が全てオフとなるように駆動信号を生成することができる。

（本実施形態による電力変換装置の動作波形）
図５は、本実施形態における電力変換装置２０の動作波形である。図３と共通する点については説明を省略する。図５(a)に示す例では、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも小さな最小値V₁であり、電力変換装置２０の出力電力P_oが定格値P₁に制御されている。一方、図５(b)に示す例では、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きな値V₂であり、図４で説明した構成によって出力電力P_oが定格値P₁より小さい値である下限値P₂に制御される。なお、図５(a)と図３(a)では同じ主機直流電圧V_i及び出力電力P_oの条件となるため、これらの図で動作波形も同一になる。図５(b)では図５(a)に比べて出力電力P_oが小さい条件となるため、電力変換装置２０の出力電流I_oもこれに比例して小さくなる。図５(b)では、出力電流I_oの値をI₂（＝P₂/V_o＜I₁）とした。

図３の説明で述べたように、トランス２３の一次巻線電流I_trの振幅、及び、素子M₁のターンオフ電流I_off1、I_off2は出力電流I_oによって決まる。図５(b)では図５(a)と比べて出力電流I_oが小さいため、一次巻線電流I_trの振幅やターンオフ電流I_off2も小さくなる（I_off1＞I_off2）。図３(b)と図５(b)を比較した場合でも、図５(b)の方が出力電流I_o、I_tr振幅及びターンオフ電流I_off2がそれぞれ小さくなる。以上から、図４で説明した出力電力P_oを低減する制御によって、主機直流電圧V_iが大きい条件における素子のターンオフ損失、及び、これに伴う発熱を低減することができる。また、出力電力P_oの、すなわち出力電流I_oの低減量を大きくするほど、電力変換装置２０の発熱の低減効果も大きくなる。

（動作タイミングチャート）
図６は、主機直流電圧V_iが変動する場合における各機器の電力変化を示すタイミングチャートである。具体的には、電力変換装置２０の出力電力P_o、補機発電機３１の出力電力P_g、及び補機装置３３の消費電力P_aを示した。図７は、図１から図６に関連する機器のみを抜粋し、各電力を矢印で定義した図である。図７は、電動車両の制動時における電力の流れを示したものであり、電力変換装置２０が出力可能であるとした。また、図６のように、補機装置３３の消費電力P_aは一定であり、出力電力P_oより大きいものとした。図７では、補機整流回路３２の損失を無視し、補機整流回路３２から補機直流ライン３４に出力される電力を補機出力電力P_gとした。図７から、P_a＝P_o＋P_gの関係が成立して電力がバランスしていれば、補機直流電圧V_oは変化せず、安定して補機装置３３に給電される。

主機直流電圧V_iが最小値V₁から最大値V₂へと徐々に増大する期間に着目する。制御装置４０は、主機直流電圧V_iが閾値V_c以下（V_i≦V_c）の場合、出力電力P_oを定格値P₁に制御する。補機装置３３の消費電力P_aが出力電力P_oより大きい（P_a＞P_o(＝P₁)）ので、補機発電機３１は、その差分を出力することにより、P_a＝P_o＋P_gの関係を維持し、補機直流電圧V_oを一定に制御する。すなわち、P_g＝P_a－P_o＝P_a－P₁となる。

主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きく（V_i＞V_c）なると、図４の出力電力テーブル４１にしたがって主機直流電圧V_iが大きくなるに応じて出力電力指令値P_orefを低減して定格値P₁よりも小さくするため、図６のように出力電力P_oも徐々に減少する。補機発電機３１は補機直流電圧V_oを一定に制御するために、補機出力電力P_gを徐々に増大させる。制御装置４０は、電力変換装置２０の出力電力P_oを定格値P₁より小さくするとき、補機発電機３１を制御して、電力変換装置２０の出力電力P_oを小さくした分だけ補機発電機３１の補機出力電力P_gを大きくする制御を行う。

図６のように電力変換装置２０が出力電力P_oを定格値P₁からΔPだけ低減するとき、補機発電機３１がΔPだけ電力を増大させることで、補機装置３３に供給される電力P_aが一定に保たれる。主機直流電圧V_iが最大値V₂に達すると、出力電力P_oは定格値P₁より小さい値の下限値P₂に制御される。また、P_g＝P_a－P₂となる。主機直流電圧V_iが最大値V₂から最小値V₁へと徐々に減少する期間についても、同じ要領で各電力が変化する。詳細な説明については省略する。

（効果）
以上、実施例１では、電力変換装置２０、及びこれを用いた回生制動システムによって電動車両の省エネルギー化を実現するとともに、電力変換装置２０の入力電圧変動に対応し、特に入力電圧が大きい場合におけるスイッチング素子の発熱を低減できる。このことは、素子の長寿命化、長期信頼性の向上に対して有効である。または、素子の温度制約の範囲中で、冷却システムを小型化、及び、低コスト化できる。本実施例１では、素子の発熱要因としてターンオフ損失に着目した。ターンオフ損失とこれに伴う発熱を低減できれば、素子のスイッチング周波数を高めることができる。これによって、電力変換装置２０におけるトランス２３、チョークコイル２５、コンデンサ２６を小型化、及び、低コスト化できる。

（補足）
実施例１の補足事項や別例について説明する。図８は、タイミングチャートの別例であり、補機装置３３の消費電力制御を行う場合のタイミングチャートである。図６と共通する点については説明を省略する。図１に示したように、制御装置４０は、補機装置３３の消費電力P_aを制御できる。制御装置４０は、電力変換装置２０の出力電力P_oを定格値P₁より小さくするとき、電力変換装置２０の出力電力P_oを小さくした分だけ補機装置３３の消費電力P_aを小さくする。つまり、制御装置４０は、電力変換装置２０の出力電力P_oをΔPだけ低減する際、消費電力P_aについてもΔPだけ低減する。これによって、補機発電機３１は補機出力電力P_gを増大させることなく、補機直流電圧V_oを一定に制御できる。消費電力P_aを低減する際、エアコンのように、車両の走行に大きく影響しない補機の消費電力を低減することが考えられる。

図４(a)に示した出力電力テーブル４１について補足する。主機直流電圧V_iの値に依らず出力電力P_oを定格値P₁に制御する場合、主機直流電圧V_iが大きくなるにつれて、素子のターンオフ損失、及び、これに伴う発熱が大きくなる。そのため、図４(a)の出力電力テーブル４１に示したように、主機直流電圧V_iが閾値V_cより大きい出力低減領域では、主機直流電圧V_iが大きいほど出力電力P_oを小さくして、発熱低減の効果を大きくする構成が有効である。主機直流電圧V_iが閾値V_cより僅かに大きいような状況では、出力電力P_oの低減量ΔPを小さくするため、回生制動システムによる省エネルギー効果を高めることができる。図４(a)の出力電力テーブル４１では、出力低減領域において、出力電力P_oが主機直流電圧V_iの一次関数となるようにしたが、この領域において出力電力P_oが主機直流電圧V_iに反比例するようにしてもよい。素子の発熱要因としてターンオフ損失が支配的であり、発熱が主機直流電圧V_iに比例する場合、出力低減領域において素子の発熱をほぼ一定にすることができる。

例えば、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きい（V_i＞V_c）場合における主機直流電圧V_iと出力電力指令値P_orefとの関係の他の例について図４(b)から(d)にそれぞれ示す。図４(b)は、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくなるに応じて出力電力指令値P_orefが反比例して、定格値P₁から減少する双曲線関数の関係（P_oref＝ｋ／V_i、ｋ＝P₁V_c）とする場合を示す。図４(c)は、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくなるに応じて出力電力指令値P_orefが低下する割合が二次曲線的に増加する場合を示す。そして、図４(d)は、主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくなると出力電力指令値P_orefを定格出力電力P₁から小さい値にステップ状に変化させる場合を示す。

（実施例２）
（制御装置のブロック図）
本発明の実施例２では、実施例１と同様に、図１に示した電気駆動システムを利用する。ただし、実施例２では、実施例１と比べて制御装置４０の内部構成（ブロック図）が異なる。また、実施例２では、温度検出器２７によって検出される電力変換装置２０の温度T_oを、電力変換装置２０の出力電力P_oの制御に利用する。図９は、実施例２における制御装置４０のうち、電力変換装置２０を制御する部分のブロック図である。出力電力演算部４２、制御演算部４３については図４（実施例１）と同一であるため説明を省略する。

実施例２の制御装置４０は、出力電力テーブル４６を備える。出力電力テーブル４６は、図４(a)（実施例１）の出力電力テーブル４１と同様に、主機直流電圧V_iに基づいて電力変換装置２０の出力電力指令値P_orefを生成する。出力電力テーブル４１は、２個の内部パラメータとして、閾値V_c（主機直流電圧V_iに関する閾値）と下限値P₂（主機直流電圧V_iが最大値V₂の条件における出力電力指令値P_oref）を利用する。図９（実施例２）の出力電力テーブル４６では、閾値V_cの代わりに閾値V_c’（第一の閾値）を利用し、下限値P₂の代わりに下限値P₂’を利用する。これらのパラメータは、後述するように電力変換装置２０の温度T_oによってそれぞれ変化する。

実施例２の制御装置４０は、電力変換装置２０の温度T_oに基づいて閾値V_c’を生成する閾値テーブル４７、及び、温度T_oに基づいて下限値P₂’を生成する出力下限値テーブル４８を備える。閾値テーブル４７は、温度T_oが高くなるに応じて閾値V_c’を小さくする。出力下限値テーブル４８は、温度T_oが高くなるに応じて下限値P₂’を小さくする。同じ主機直流電圧V_iの条件であり、かつ、主機直流電圧V_iが閾値V_c’よりも大きい（V_i＞V_c’）とき、温度T_oが高いほど出力電力指令値P_orefは小さくなる。温度T_oが高いほど、実施例１で説明した素子の発熱低減の効果を大きくする。言い換えれば、温度T_oが低く、素子の温度に余裕のある場合においては、出力電力P_oの低減量を小さくして、回生制動システムによる省エネルギー効果を高めることができる。

なお、閾値テーブル４７と出力下限値テーブル４８の何れか一方を用いない構成としてもよい。例えば、出力下限値テーブル４８を用いない構成とした場合、出力低減領域において出力電力P_oを主機直流電圧V_iの一次関数として、さらにその傾きが温度T_oに依らず一定になるようにする。このとき、出力下限値テーブル４８を用いずとも、主機直流電圧V_iが最大値V₂の条件における出力電力指令値P_orefは温度T_oが高いほど小さくなる。出力低減領域において出力電力P_oを主機直流電圧V_iに反比例させる場合も同様である。

（実施例３）
（電気駆動システムのハードウェア構成）
図１０を用いて、実施例３における電気駆動システムのハードウェア構成を説明する。図１（実施例１または２）と共通する点については説明を省略する。

図１０（実施例３）の電気駆動システムは、補機直流ライン３４に接続される蓄電デバイス５１とその充放電装置５２を備える。また、蓄電デバイス５１の電圧V_b（第三の直流電圧）を検出するための電圧検出器５３、蓄電デバイス５１の充放電電流I_bを検出するための電流検出器５４を備える。蓄電デバイス５１は、電流検出器５４を介して充放電装置５２の入力に接続される。充放電装置５２の出力は、補機直流ライン３４に接続される。蓄電デバイス５１とその充放電装置５２は、電気駆動システムの電装負荷を構成する。

蓄電デバイス５１の例として、ニッケル水素バッテリやリチウムイオンバッテリといったバッテリ、または、電気二重層コンデンサやリチウムイオンキャパシタといったコンデンサがある。充放電装置５２は双方向動作可能なDC/DCコンバータであり、出力側から入力側へと電力を伝送することで蓄電デバイス５１を充電し、入力側から出力側へと電力を伝送することで蓄電デバイス５１を放電できる。充放電装置５２の回路方式として双方向チョッパがあるが、他の方式であってもよい。

図１０では、充放電装置５２のスイッチング素子としてIGBTを想定し、IGBTの回路記号を示したが、MOSFETなど他種の素子を利用してもよい。蓄電デバイス５１の充放電電流I_bの正負極性については、蓄電デバイス５１が放電するときに充放電電流I_bが正となるように定義する。蓄電デバイス５１の充放電電力P_b＝V_bI_bについても、蓄電デバイス５１が放電するときに正となる。

図１０（実施例３）の電気駆動システムは、制御装置６０を備える。図１（実施例１または２）に示した制御装置４０との違いとして、制御装置６０は、電圧検出器５３から蓄電デバイス５１の電圧V_bの情報を取得し、電流検出器５４から充放電電流I_bの情報を取得する。また、制御装置６０は、充放電装置５２に制御信号を出力する。図１０では、制御装置６０から充放電装置５２への制御信号を１本の矢印で示した。しかし、充放電装置５２が複数の素子を備える場合、制御信号も複数であってよい。このように蓄電デバイス５１を備えることにより、電力変換装置２０の出力電力P_oのうち一部を蓄電デバイス５１に蓄え、車両の加速時などに利用できる。

（制御装置のブロック図）
図１１は、制御装置６０のうち、充放電装置５２を制御する部分のブロック図である。制御装置６０は、充放電指令補正部６１、充放電電力演算部６２、及び制御演算部６３を備える。

充放電指令補正部６１には、電力変換装置２０の出力電力指令値P_oref、補正前の充放電指令値P_bref0が入力される。出力電力指令値P_orefの生成方式については、実施例１または２と同様であり、例えば図４(a)または図９に示す出力電力テーブルによって生成される。以下では、図４(a)（実施例１）の出力電力テーブル４１によって出力電力指令値P_orefが生成され、充放電指令補正部６１に入力される場合を例に説明する。補正前の充放電指令値P_bref0は、図１１のブロック図よりさらに上位のシステムで生成され、充放電指令補正部６１に入力される。

充放電指令補正部６１では、出力電力指令値P_orefとその定格値P₁から、出力電力P_oの低減分ΔPを演算する。出力制限領域（V_i＞V_c）であれば低減分ΔPは０よりも大きく（ΔP＞0）なる。一方、主機直流電圧V_iが閾値V_c以下（V_i≦V_c）であれば低減分ΔPは０（ΔP＝0）となる。充放電指令補正部６１では、補正前の充放電指令値P_bref0と低減分ΔPを加算し、補正後の充放電指令値P_brefを演算する。補正前の段階で放電状態、すなわちP_bref0＞0であった場合、上述の加算によって放電電力がさらに大きくなる。

一方、補正前の段階で充電状態、すなわち補正前の充放電指令値P_bref0が０よりも小さい（P_bref0＜0）場合、|P_bref0|≧ΔPであれば（充電電力が低減分ΔPより大きければ）、上述の加算によって充電電力が小さくなる。また、補正前の段階では充電状態であったとしても、|P_bref0|＜ΔPであれば（充電電力が低減分ΔPより小さければ）、上述の加算によって充放電装置５２は蓄電デバイス５１を放電する。いずれの場合においても、充放電指令補正部６１は、電力変換装置２０の出力電力を低減する際、補機直流ライン３４に供給される電力の変動を抑制するように、充放電装置５２の充放電指令値を補正する。

充放電電力演算部６２は、蓄電デバイス５１の電圧V_bと充放電電流I_bから、充放電電力P_b（=V_bI_b）を演算する。制御演算部６３は、充放電電力P_bと補正後の充放電指令値P_bref0に基づいて充放電装置５２に対しての制御信号を生成する。なお、本実施例では、制御演算部６３による充放電電力P_bの制御応答が十分に高いとして、充放電電力P_bは補正後の充放電指令値P_bref0に一致すると考える。

（動作タイミングチャート）
図１２は、主機直流電圧V_iが変動する場合における各機器の電力変化を示すタイミングチャートである。図１２では、図６及び図８と比較して、電力変換装置２０の出力電力P_o、補機発電機３１の補機出力電力P_g、及び補機装置３３の消費電力P_aに加えて、蓄電デバイス５１の充放電電力P_bを追加して示した。図１３は、図１０から図１２に関連する機器のみを抜粋し、上述の各電力を矢印で定義した図である。

図１３は、電動車両の制動時における電力の流れを示したものであり、電力変換装置２０が出力可能であるとした。また、図１２のように、補機装置３３の消費電力P_aは一定であり、出力電力P_oより大きいものとした。さらに、図１１に示した補正前の充放電指令値P_bref0はゼロであり、電力変換装置２０の出力電力低減が行われない場合、充放電装置５２は充電も放電もしないものとした。図１３では、充放電装置５２の損失を無視し、充放電装置５２から補機直流ライン３４に出力される電力を充放電電力P_bとした。図１３に示すように、P_a＝P_o＋P_g＋P_bの関係が成立して電力がバランスしていれば、補機直流電圧V_oは変化しない。

図１２において、主機直流電圧V_iが閾値V_c以下（V_i≦V_c）の期間では、電力変換装置２０の出力電力低減は行われず、出力電力P_oは定格値P₁に制御される。また、上述の前提条件から、充放電電力P_bはゼロに制御される。以上をまとめると、P_o＝P₁、P_b＝0が成り立つ。このとき、上述の電力バランスに関する式は、P_a＝P₁＋P_gとなる。図１２のようにP_a＞P₁であるため、補機発電機３１はその差分を出力する、すなわちP_g＝P_a－P₁とすることで電力バランスを維持し、補機直流電圧V_oを一定に保つ。

主機直流電圧V_iが閾値V_cよりも大きくなる、つまり、V_i＞V_c（出力低減領域）になると、図４(a)の出力電力指令テーブル４１にしたがって出力電力指令値P_orefが低減されるため、図１２のように出力電力P_oが徐々に減少する。出力電力P_oの低減分ΔPは、徐々に増大する。上述のようにP_bref0＝0であるため、図１１の充放電指令補正部６１は、補正後の充放電指令値P_bref0を低減分ΔPとする。そのため、図１２のように充放電電力P_bが徐々に増大する。

以上をまとめると、P_o＝P₁－ΔP、P_b＝ΔPが成り立つ。これらを電力バランスの関係式に代入すると、ΔPに依らずP_g＝P_a－P₁となる。すなわち、補機発電機３１が補機出力電力P_gをP_a－P₁から変化させずとも、電力バランスが維持され、補機直流電圧V_oと補機装置３３に供給される電力が一定に保たれる。主機直流電圧V_iが最大値V₂（V_i＝V₂）になると、出力電力P_oが下限値P₂（P_o＝P₂）に制御され、ΔP＝P₁－P₂となる。また、P_b＝ΔP＝P₁－P₂となる。主機直流電圧V_iが最大値V₂から最小値V₁へと徐々に減少する期間についても、同じ要領で各電力が変化する。詳細な説明については省略する。

実施例１では、電力変換装置２０の出力低減に対して、補機発電機３１が出力を増大させてこれを補い、補機装置３３に一定の電力を供給する構成を示した。しかし、主機直流電圧V_iが急激に変化した場合、補機発電機３１の制御が追従できず、補機直流電圧V_oが一時的に減少する問題が考えらえる。補機直流ライン３４に大容量の平滑コンデンサを接続する方法も考えられるが、平滑コンデンサの分だけシステムが大型化、高コスト化する。これに対して実施例３では、補機発電機３１の代わりに蓄電デバイス５１と充放電装置５２が、電力変換装置２０の出力低減を補う。蓄電デバイス５１のパワー密度が年々向上していることから、補機発電機３１よりも高速に出力を制御できる。これにより、主機直流電圧V_iが急激に変化した場合でも補機直流電圧V_oを一定に制御できる。

（ダンプトラック外観）
全ての実施例に共通する構成として、図１４を用いてダンプトラックの基本的な構成を説明する。ダンプトラックは、フレーム１上に土砂等を積載するためのボディ５が搭載され、両者がホイストシリンダ６により連結されている。またフレーム１には、図示しない機構部品を介して前輪２、後輪３、燃料タンク９などが取り付けられている。後輪３の回転軸部には、後輪３を駆動するための走行モータ１０と、後輪３の回転数を調整する減速機が収められている。フレーム１にはさらに、オペレータが歩行可能なデッキが取り付けられている。デッキにはダンプトラックの操作を行うためにオペレータが搭乗するためのキャブ４、各種電力機器が収納されたコントロールキャビネット８、及び、余剰エネルギーを熱として放散するための複数のグリッドボックス７が搭載されている。図１や図１０に示した電力消費装置１５の抵抗は、グリッドボックス７に収納される。また、図１４で前輪２により隠れた部分には、エンジンおよび主に走行モータ用電力源としての主機発電機、主に補機類用電力源としての補機発電機、及び、主に油圧機器用油圧源としての不図示のメインポンプなどが搭載されている。

次に、オペレータがダンプトラックの操作方法について説明する。キャブ４内には不図示のアクセルペダル、ブレーキペダル、ホイストペダル、及び、ハンドルが設置されている。また、オペレータはキャブ４内のアクセルペダルの踏み込み量、及びブレーキペダルの踏み込み量によりダンプトラックの加速力、制動力を制御することができる。さらにオペレータはハンドルを左右に回転させることによって油圧駆動による操舵操作を行い、ホイストペダルを踏み込むことにより油圧駆動によるダンプ操作を行うが、操舵操作、ダンプ操作のシステムについては本発明において従来同様のため、詳述しない。

以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の精神を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。例えば、前記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１フレーム
２前輪
３後輪
４キャブ
５ボディ
６ホイストシリンダ
７グリッドボックス
８コントロールキャビネット
９燃料タンク
１０走行モータ
１１エンジン
１２主機発電機（第一の発電機）
１３インバータ（第一のインバータ）
１４主機整流回路（第一の整流回路）
１５電力消費装置
１６主機直流ライン（第一の直流ライン）
１７、３５、５３電圧検出器
２０電力変換装置
２１インバータ（第二のインバータ）
２２、２６コンデンサ
２３トランス
２４整流回路（第三の整流回路）
２５チョークコイル
２７温度検出器
３１補機発電機（第二の発電機）
３２補機整流回路（第二の整流回路）
３３補機装置
３４補機直流ライン（第二の直流ライン）
３６、５４電流検出器
４０、６０制御装置
４１、４６出力電力テーブル
４２出力電力演算部
４３、６３制御演算部
４４シフト量演算部
４５駆動信号生成部
４７閾値テーブル
４８出力下限値テーブル
５１蓄電デバイス
５２充放電装置
６１充放電指令補正部
６２充放電電力演算部
M₁～M₄ スイッチング素子
V_i 主機直流電圧
V_c 閾値
P₁ 定格値（定格電力）
P₂ 下限値
P_oref 出力電力指令値
θ シフト量

Claims

エンジンと、該エンジンによって駆動される第一の発電機と、該第一の発電機の出力に接続される第一の整流回路と、該第一の整流回路の直流出力が入力される第一の直流ラインと、該第一の直流ラインに接続される走行モータと、前記第一の直流ラインの電圧を変換する電力変換装置と、該電力変換装置で電圧が変換された直流出力が入力される第二の直流ラインと、該第二の直流ラインに接続される補機装置と、前記電力変換装置を制御する制御装置と、を備えた電動車両であって、
前記制御装置は、前記第一の直流ラインの電圧が第一の閾値以下のときは前記電力変換装置の出力電力を予め設定された定格電力に制御し、前記第一の直流ラインの電圧が第一の閾値より大きいときは前記電力変換装置の出力電力を前記定格電力よりも小さくする制御を行うことを特徴とする電動車両。
前記制御装置は、前記第一の直流ラインの電圧が前記第一の閾値より大きい領域において、前記第一の直流ラインの電圧が大きくなるに応じて前記電力変換装置の出力電力を小さくする制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動車両。
前記制御装置は、前記電力変換装置の温度を検出し、該電力変換装置の温度が高くなるに応じて前記第一の閾値を小さくする制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動車両。
前記制御装置は、前記電力変換装置の出力電力を前記定格電力より小さくするとき、前記補機装置の消費電力を制御して、前記電力変換装置の出力電力を小さくした分だけ前記補機装置の消費電力を小さくすることを特徴とする請求項１に記載の電動車両。
前記エンジンによって駆動される第二の発電機と、該第二の発電機の出力に接続される第二の整流回路とを備え、
該第二の整流回路の直流出力は前記第二の直流ラインに入力され、
前記制御装置は、前記第二の発電機の出力を制御し、前記電力変換装置の出力電力を前記定格電力より小さくするとき、前記電力変換装置の出力電力を小さくした分だけ前記第二の発電機の出力を大きくする制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動車両。
前記第二の直流ラインに接続される充放電装置と、該充放電装置によって充放電される蓄電デバイスと、を備え、
前記制御装置は、前記充放電装置による前記蓄電デバイスの充放電電力を制御し、前記電力変換装置の出力電力を前記定格電力より小さくするとき、前記電力変換装置の出力電力を小さくした分だけ前記充放電装置の放電電力を大きくする制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動車両。