JP2023054718A

JP2023054718A - 電動車両

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Publication number: JP2023054718A
Application number: JP2021163755A
Authority: JP
Inventors: 充弘門田; Michihiro Kadota; 真実国広; Masamitsu Kunihiro; 裕一國友; Yuichi Kunitomo; 篤北口; Atsushi Kitaguchi; 知範高田; Tomonori Takada
Original assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Current assignee: Hitachi Construction Machinery Co Ltd
Priority date: 2021-10-04
Filing date: 2021-10-04
Publication date: 2023-04-14

Abstract

【課題】本発明の課題は、平滑コンデンサを大容量化することなく、走行モータが回生動作から力行動作へと移行する場合の主機電圧低下を抑制することにある。【解決手段】本発明の一様態によると、電動車両は、エンジン（１１）で発電機（１２）を駆動して発電した発電電力を用いて走行モータ（１０）を駆動するものであり、走行モータの回生動作により走行モータから出力される回生電力を入力して車両負荷装置（２２、３１）に出力する第一ＤＣ／ＤＣコンバータ（２０）と、発電機と第一ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置（４０）を有している。そして、制御装置は、回生電力の低下に応じて第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させる制御を行うことを特徴としている。【選択図】図１１

Description

本発明は、回生制動システムを備えた電動車両に関する。

化石燃料の枯渇や地球環境問題の悪化を背景として、ハイブリッド自動車や電気自動車といった電動車両が普及している。鉱山現場における搬送用ダンプトラックのような大型作業車両においても電気駆動システムを用いる場合があり、エンジンで駆動される発電機の発電電力を利用して走行モータを駆動する。

電気駆動システムを搭載したダンプトラックには、エアコンのコンプレッサモータシステム、機器冷却用のブロアモータシステムといった補機が搭載される。これらの補機に電力を供給するために、走行モータ用インバータが接続される直流ライン（以下、主機直流ライン）と補機が接続される直流ライン（以下、補機直流ライン）をＤＣ／ＤＣコンバータで接続する方法が考えられる。ＤＣ／ＤＣコンバータは主機直流ラインの電圧（以下、主機電圧）を補機直流ラインの電圧（以下、補機電圧）へと変換し、補機直流ラインに電力を出力する。

特許文献１では車両等の電源装置として、ＤＣ／ＤＣコンバータによって高圧バッテリの電圧を変換し、補機と低圧バッテリを含む低圧電力系に電力を供給する構成が記載されている。また、同文献では、バッテリの品質劣化を抑制するために、低圧電力系からの要求および高圧バッテリの充放電電力の状態を表す情報に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータによる低圧電力系への供給電圧を制御することが記載されている。

特開２０１９－２０５２７６号公報

前述のような電動車両では、主機電圧を安定に制御することが重要である。特に走行モータが回生動作から力行動作へと移行する場合、発電機の出力応答遅れによる主機電圧の低下が懸念される。この電圧低下は走行モータのトルク低下を引き起こし、車両がスムーズに加速することへの阻害要因となる。前述のようにＤＣ／ＤＣコンバータによって主機直流ラインから補機へ給電する場合、ＤＣ／ＤＣコンバータも主機直流ラインの負荷となって電圧低下を引き起こし得る。

主機直流ラインに接続される平滑コンデンサの静電容量を大きくすることは、主機電圧低下の抑制に有効である。しかし、平滑コンデンサの大容量化は電気駆動システム、ひいては電動車両を大型化させる。特に前述のダンプトラックでは主機電圧が高く、比較的大型の高耐圧コンデンサを用いる必要がある。そのため、前述のシステム大型化の問題が特に深刻になると考えられる。
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、走行モータが回生動作から力行動作へと移行する場合の主機電圧低下を抑制できる電動車両を提供することである。

本発明の一様態によると、電動車両は、エンジンで発電機を駆動して該発電機で発電し
た発電電力を用いて走行モータを駆動する電動車両であって、前記走行モータの回生動作により前記走行モータから出力される回生電力を入力して車両負荷装置に出力する第一ＤＣ／ＤＣコンバータと、前記発電機と前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置と、を有し、前記制御装置は、前記回生電力の低下に応じて前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させる制御を行うことを特徴とする。

本発明によれば、平滑コンデンサを大容量化することなく、走行モータが回生動作から力行動作へと移行する場合の主機電圧低下を抑制できる。

本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１における電動車両の電気駆動システムのハードウェア構成図である。電気駆動システムにおける電力の定義である。第一ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成例である。第一ＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形例である。第二ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成例である。第二ＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形例である。主機電圧制御部のブロック図である。補機電圧制御部のブロック図である。実施例１における充放電制御部のブロック図である。実施例１における充放電電流指令演算部のフローチャートである。実施例１における駆動制御部のブロック図である。実施例１における動作タイミングチャートである。実施例２における電動車両の電気駆動システムのハードウェア構成図である。実施例２における充放電制御部のブロック図である。実施例２における充放電電流指令演算部のフローチャートである。実施例２における動作タイミングチャートである。ダンプトラックの構成である。

以下、図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施例について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。本発明は以下の実施例に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。

［実施例１］
＜電気駆動システムのハードウェア構成＞
図１は、電動車両の電気駆動システムのハードウェア構成図である。エンジン１１とこれに接続される発電機１２を有し、発電機１２はエンジン１１によって駆動される。発電機１２の出力は、整流回路１３の交流入力に接続される。整流回路１３の直流出力は、主機直流ライン１４（第一直流ライン）を成す。主機直流電圧Ｖ_Ｍ（第一直流電圧）は、主機直流ライン１４に発生する直流電圧である。走行モータ用インバータ１５の直流入力は、主機直流ライン１４に接続される。インバータ１５の交流出力は、走行モータ１０に接続される。走行モータ１０は、図示しない電動車両の車輪を駆動し、電動車両を前進また
は後進させる。主機直流ライン１４には、インバータ１５の他に、電力消費装置１６が接続される。電力消費装置１６では、スイッチング素子とダイオードから成るチョッパ回路に、負荷抵抗が接続される。電圧検出器１７はＶ_Ｍを検出し、検出値を制御装置４０に送信する。平滑コンデンサ１８はＶ_Ｍを平滑する。図１では主機直流ライン１４の平滑コンデンサ１８を１個だけ示したが、複数の平滑コンデンサが各機器の直流入力または直流出力に分散して配置されてもよい。

主機直流ライン１４には第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の直流入力が接続される。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の直流出力は中間直流ライン２１（第二直流ライン）を成す。中間直流ライン２１には、車両負荷装置である蓄電デバイス２２が接続される。蓄電デバイス２２の電圧をＶ_Ｂと定義する。中間直流ライン２１に発生する電圧（第二直流電圧）もまたＶ_Ｂとなる。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０はＶ_ＭをＶ_Ｂに変換し、主機直流ライン１４から中間直流ライン２１へと電力を伝送する。これによって第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は後述する補機装置３１を駆動するための電力を中間直流ライン２１へ供給し、また、蓄電デバイス２２の充電電力を供給する。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の入力電流と出力電流をそれぞれＩ_ＤＩ、Ｉ_ＤＯと定義する。蓄電デバイス２２の充放電電流をＩ_Ｂと定義する。Ｉ_Ｂの正負極性として、放電方向を正とする。電圧検出器２３、電流検出器２４、電流検出器２５はＶ_Ｂ、Ｉ_ＤＯ、Ｉ_Ｂをそれぞれ検出し、検出値を制御装置４０に送信する。平滑コンデンサ２６はＶ_Ｂを平滑する。図１では中間直流ライン２１の平滑コンデンサ２６を１個だけ示したが、複数の平滑コンデンサが各機器の直流入力または直流出力に分散して配置されてもよい。

中間直流ライン２１には第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の直流入力が接続される。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の直流出力は補機直流ライン（第三直流ライン）３０を成す。補機直流電圧Ｖ_Ａ（第三直流電圧）は、補機直流ライン３０に発生する直流電圧である。補機直流ライン３０には、車両負荷装置である補機装置３１が接続される。補機装置３１の例として、エアコン用のインバータ及びコンプレッサモータシステム、機器冷却用のインバータ及びブロアモータシステムなどがある。図１では、これらを１個の等価インピーダンスにまとめた。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７はＶ_ＢをＶ_Ａに変換し、中間直流ライン２１から補機直流ライン３０へと電力を伝送する。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が中間直流ライン２１に伝送した電力を変換して、または、蓄電デバイス２２を放電して補機装置３１を駆動する。電圧検出器３２はＶ_Ａを検出し、検出値を制御装置４０に送信する。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の入力電流と出力電流をそれぞれＩ_ＡＩ、Ｉ_ＡＯと定義する。平滑コンデンサ３３はＶ_Ａを平滑する。図１では補機直流ライン３０の平滑コンデンサ３３を１個だけ示したが、複数の平滑コンデンサが各機器の直流入力または直流出力に分散して配置されてもよい。

図１の電流検出器５０と速度検出器５１は走行モータ１０の電流Ｉ_Ｍと回転速度ω_Ｍをそれぞれ検出する。電流については１個の電流検出器と１本の検出信号を示したが、実際には走行モータ１０に流れる三相交流電流のうち少なくとも二相分を検出する。また、走行モータと車輪が複数ある場合、全ての走行モータについて電流と速度を検出する。Ｉ_Ｍとω_Ｍは、後述する制御装置４０の駆動制御部４１に入力される。

＜ハードウェア構成に関する補足＞
図１に示したように、電気駆動システムは主機直流ライン１４、中間直流ライン２１、補機直流ライン３０の３つの直流ラインを備える。図１では省略したが、各直流ラインには平滑コンデンサの放電抵抗、バリスタやアレスタといったサージプロテクタが接続されていてもよい。また、前述の各機器を直流ラインに接続するとき、ヒューズ、リレー、遮断器を挿入してもよい。

インバータ１５、及び、電力消費装置１６のスイッチング素子（以下、素子と略す場合がある。）としてＩＧＢＴ(ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ)を想定し、ＩＧＢＴの回路記号を示した。しかし、ＭＯＳＦＥＴ(Ｍｅｔａｌ-Ｏｘｉｄｅ-ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタ、サイリスタなど他種の素子を利用してもよい。整流回路１３として、スイッチング素子を用いたＡＣ／ＤＣコンバータを利用してもよい。以下では、発電機１２が巻線励磁型の同期発電機であり、アクチュエータである励磁装置が付属されていると考える。しかし、前述のように整流回路１３としてＡＣ／ＤＣコンバータを利用し、永久磁石同期発電機など他種の発電機を適用してもよい。

蓄電デバイス２２の例として、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池といった二次電池、または、電気二重層コンデンサやリチウムイオンキャパシタといったコンデンサがある。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の回路構成や動作については後述する。

＜制御装置と制御信号＞
制御装置４０は、電圧検出器１７からＶ_Ｍを、電圧検出器３２からＶ_Ａを、電流検出器２５からＩ_Ｂをそれぞれ検出する。また、制御装置４０には、車両情報信号Ｓ_Ｖが入力される。Ｓ_Ｖは、電動車両の車体速度情報や、オペレータの操作入力情報（アクセルペダル操作量Ｓ_ＡＣＬやブレーキペダル操作量Ｓ_ＢＲＫなど）といった複数の情報を含む。自動運転（ＡＤ）の場合には、自動運転制御により算出された加速または制動の指令値が入力される。

制御装置４０は、検出信号に基づいて前述の各機器に制御信号を出力し、電気駆動システム内のエネルギーフローを制御する。制御装置４０は、車両走行状態に応じてエンジン１１、発電機１２、電力消費装置１６、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御する。図１では、制御装置４０からエンジン１１、発電機１２、インバータ１５、電力消費装置１６、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７への制御信号を示した。発電機１２については、制御信号を励磁電圧の指令値とする。発電機１２の励磁装置は、指令値に従って励磁電圧を制御する。

制御装置４０は、駆動制御部４１、主機電圧制御部４２、補機電圧制御部４３、充放電制御部４４を備える。駆動制御部４１は、Ｓ_Ｖに含まれるＳ_ＡＣＬやＳ_ＢＲＫにしたがってエンジン１１とインバータ１５に制御信号を出力する。Ｖ_Ｍは発電機１２、電力消費装置１６、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０によって制御される。主機電圧制御部４２は、Ｖ_Ｍが所定の指令値と一致するようにこれらの機器に対する制御信号を生成する。Ｖ_Ａは第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７によって制御される。補機電圧制御部４３は、Ｖ_Ａが所定の指令値と一致するように第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７に対する制御信号を生成する。充放電制御部４４は、Ｉ_Ｂが所定の値に制御されるように後述の電流上限値Ｉ_{Ｄｍａｘ２}を生成し、主機電圧制御部４２に出力する。

制御装置４０の実現方法については任意であるが、一例として基板上に電子回路として実装する方法がある。基板にはＣＰＵ(ＣｅｎｔｒａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＵｎｉｔ)、ＤＳＰ(ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ)、マイクロコンピュータ、ＦＰＧＡ(Ｆｉｅｌｄ-ＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ)などのデバイスが搭載される。制御装置４０は前述のように複数の演算ブロックを備えるため、各演算ブロックを別々の基板またはデバイスに実装してもよい。また、一つの演算ブロックを複数の基板またはデバイスに分割して実装してもよい。例えば、主機電圧制御部４２は、発電機１２、電力消費装置１６、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御信号を生成するが、各制御信号の生成を別の基板またはデバイスに割り当ててもよい。

＜電気駆動システムにおける電力とエネルギーフロー＞
図２に電気駆動システムにおける電力の定義を示す。図２では、図１に示した電気駆動システムのうち、平滑コンデンサ１８、２６、３３、電圧検出器１７、２３、３２、電流検出器２４、２５を省略した。発電機１２から主機直流ライン１４に入力される電力をＰ_Ｇと定義する。主機直流ライン１４からインバータ１５に入力される電力をＰ_Ｍと定義する。走行モータ１０が回生動作をしているとき、Ｐ_Ｍは負となる。主機直流ライン１４から電力消費装置１６、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に入力される電力をそれぞれＰ_Ｒ、Ｐ_Ｄと定義する。Ｐ_ＭとＰ_Ｒについては、スイッチング素子のオン・オフ動作に応じて変動するが、以下ではこのような変動を無視し、スイッチング周期における平均電力を考える。図２から、定常状態においてＰ_Ｇ＝Ｐ_Ｍ＋Ｐ_Ｒ＋Ｐ_Ｄが成り立つ。

ここでは、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の損失が無視できるほど小さいと仮定し、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が中間直流ライン２１に出力する電力もＰ_Ｄと考える。また、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の損失も同様に無視し、中間直流ライン２１から第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７に入力される電力、及び、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７から補機直流ライン３０に出力される電力をＰ_Ａと定義する。蓄電デバイス２２から中間直流ライン２１への放電電力をＰ_Ｂと定義する。蓄電デバイス２２が充電状態であるとき、Ｐ_Ｂは負となる。図２から、定常状態においてＰ_Ａ＝Ｐ_Ｄ＋Ｐ_Ｂが成り立つ。

電動車両の加速時における電気駆動システムのエネルギーフローについて説明する。エンジン１１により発電機１２が駆動されると、発電機１２が出力する交流電圧は整流回路１３によってＶ_Ｍに変換され、インバータ１５に入力される。オペレータがアクセルペダルを踏み込む、あるいは自動運転により加速の指令値が入力されると、インバータ１５から走行モータ１０に交流電力が供給され、走行モータ１０は車輪を駆動して車体を加速させる。この場合、Ｖ_Ｍは発電機１２によって制御される。電力消費装置１６は電力を消費しない。図２に示した各電力としては、Ｐ_Ｇ＞０、Ｐ_Ｍ＞０、Ｐ_Ｒ＝０となる。

次に、電動車両の制動時、すなわち、走行モータ１０の回生期間におけるエネルギーフローについて説明する。オペレータがブレーキペダルを踏み込む、あるいは自動運転により制動の指令値が入力されると、走行モータ１０は車体の運動エネルギーを電気エネルギーに変換し、インバータ１５を介して主機直流ライン１４へ回生電力を出力する。すなわち、走行モータ１０は発電機として動作する。電力消費装置１６は、回生電力を熱に変換し、Ｖ_Ｍが過大になることを防ぐ。したがって、この場合のＶ_Ｍは電力消費装置１６によって制御される。このように回生電力が消費されることで電気ブレーキがかかり、車体は減速する。なお、車体の制動には、電気ブレーキと図示しない機械ブレーキを併用してもよい。発電機１２は発電しない。図２に示した各電力としては、Ｐ_Ｇ＝０、Ｐ_Ｍ＜０、Ｐ_Ｒ＞０となる。

車両負荷装置である補機装置３１と蓄電デバイス２２に関するエネルギーフローについて説明する。図１や図２に示した電気駆動システムでは、主機直流ライン１４の電力を補機直流ライン３０へ伝送することで補機装置３１を駆動する。主機直流ライン１４の電力は、エンジン１１と発電機１２によって生成されるか、または、走行モータ１０の回生動作によって生成される。また、蓄電デバイス２２は、主機直流ライン１４の電力を一時的に蓄えることができる。蓄電デバイス２２を充電するとき、図２に示した各電力としては、Ｐ_Ｂ＜０、Ｐ_Ｄ＞Ｐ_Ａ＞０となる。蓄電デバイス２２を放電することで、蓄電デバイス２２が単独で、または、蓄電デバイス２２と第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７が分担して補機装置３１を駆動することができる。蓄電デバイス２２を放電するとき、図２に示した各電力としては、Ｐ_Ｂ＞０、Ｐ_Ａ＞Ｐ_Ｄ＞０となる。

＜第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の回路構成例と動作波形例＞
図３は、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の構成例である。ＤＣ／ＤＣコンバータであれば、他の回路構成を利用してもよい。図３では、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の他に主機直流ライン１４と中間直流ライン２１も示した。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、２個の素子（Ｑ_１～Ｑ_２）による上下アーム（ハーフブリッジ回路）２０１、チョークコイル２０２、コンデンサ２０３と２０４を備える。駆動制御装置２０５は、制御装置４０から入力される制御信号に基づき、各素子の駆動電圧を出力する。図３では、素子をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴなど他種の素子を利用してもよい。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は以上の要素の他にも、ブレーカやリレーなどの制御部品、ヒューズやサージプロテクタなどの保護部品、ノイズフィルタを備えていてもよい。

図４は、図３に示した第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の動作波形例である。図４では、素子のスイッチング動作２周期分の動作波形を示した。図４の縦軸項目として、素子Ｑ_１～Ｑ_２の駆動信号（オン・オフ信号）、上下アーム２０１の出力電圧Ｖ_ＣＨ、出力電流Ｉ_ＤＯ、チョークコイル２０２の電流Ｉ_ＬＤを示した。Ｉ_ＤＯとＩ_ＬＤについては重ねて示し、Ｉ_ＤＯを破線とした。図４では、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の動作の概要を示すことを目的としており、回路の寄生容量や寄生インダクタンスが引き起こす電圧・電流振動、及び、素子の電圧降下を無視した。図示した期間においてＶ_ＢとＶ_Ｍはそれぞれ一定とした。また、コンデンサ２０４の静電容量が十分大きいと仮定し、Ｉ_ＤＯも同様に一定とした。

Ｑ_２は常時オフ状態である。Ｑ_１がオンの期間では、Ｖ_ＣＨはＶ_Ｍに、チョークコイル２０２の電圧Ｖ_ＬＤは(Ｖ_Ｍ－Ｖ_Ｂ)になり、Ｉ_ＬＤは時間とともに増大する。Ｑ_１がオフの期間では、Ｑ_２の逆並列ダイオードが導通してＶ_ＣＨはゼロに、Ｖ_ＬＤは－Ｖ_Ｂになり、Ｉ_ＬＤは時間とともに減少する。以上のようにＩ_ＬＤは増減を繰り返し、その平均値がＩ_ＤＯとなる。図４のようなスイッチング周期をＴ_ＳＷＤと定義し、Ｑ_１のオン時間をＴ_ＯＮＤと定義する。このとき、パルス幅変調（ＰＷＭ：ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のデューティｄ_ＤはＴ_ＯＮＤ／Ｔ_ＳＷＤとなる。ｄ_Ｄは第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の操作量となる。

＜第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の回路構成例と動作波形例＞
図５は、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の回路構成例である。ＤＣ／ＤＣコンバータであれば、他の回路構成を利用してもよい。図５では、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の他に中間直流ライン２１と補機直流ライン３０も示した。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は、４個の素子（Ｑ_３～Ｑ_６）によるフルブリッジインバータ２７１、トランス２７２、４個のダイオード（Ｄ_１～Ｄ_４）によるフルブリッジ整流回路２７３、チョークコイル２７４、コンデンサ２７５と２７６を備える。駆動制御装置２７７は、制御装置４０から入力される制御信号に基づき、各素子の駆動電圧を出力する。図５では、素子をＩＧＢＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴなど他種の素子を利用してもよい。第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は以上の要素の他にも、ブレーカやリレーなどの制御部品、ヒューズやサージプロテクタなどの保護部品、ノイズフィルタを備えていてもよい。

フルブリッジインバータ２７１は、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７に入力されるＶ_Ｂを交流電圧Ｖ_ＴＲに変換し、トランス２７２の一次巻線に印加する。トランス２７２は、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の入出力間を絶縁しつつ、一次巻線に印加された電圧を変圧して二次巻線に交流電圧を発生させる。この交流電圧は、フルブリッジ整流回路２７３によって直流電圧に変換され、チョークコイル２７４とコンデンサ２７６から構成されるフィルタ回路を介して第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７から出力される。

図６は、図５に示した第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の動作波形例である。図６では、
素子のスイッチング動作２周期分の動作波形を示した。図３の縦軸項目として、Ｑ_３～Ｑ_６の駆動信号（オン・オフ信号）、トランス２７２の一次巻線電圧Ｖ_ＴＲ、出力電流Ｉ_ＡＯ、チョークコイル２７４の電流Ｉ_ＬＡを示した。Ｉ_ＡＯとＩ_ＬＡについては重ねて示し、Ｉ_ＡＯを破線とした。図６では、回路の寄生容量や寄生インダクタンスが引き起こす電圧・電流振動、及び、素子の電圧降下を無視した。図示した期間においてＶ_ＢとＶ_Ａはそれぞれ一定とした。また、コンデンサ２７６の静電容量が十分大きいと仮定し、Ｉ_ＡＯも同様に一定とした。

Ｑ_３とＱ_６がオンの期間では、Ｖ_ＴＲの絶対値はＶ_Ｂと等しくなり、Ｖ_ＴＲの極性は正となる。Ｑ_４とＱ_５がオンの期間では、Ｖ_ＴＲの絶対値はＶ_Ｂと等しくなるが、Ｖ_ＴＲの極性は負となる。トランス２７２の巻数比（一次巻線の巻数÷二次巻線の巻数）をＮと定義すると、これらの期間においてチョークコイル２７４の電圧Ｖ_ＬＡは(Ｖ_Ｂ／Ｎ－Ｖ_Ａ)になり、Ｉ_ＬＡは時間とともに増大する。全素子がオフの期間では、Ｖ_ＴＲはゼロに、Ｖ_ＬＡは－Ｖ_Ａになり、Ｉ_ＬＡは時間とともに減少する。以上のようにＩ_ＬＡは増減を繰り返し、その平均値がＩ_ＡＯとなる。図６のようなスイッチング周期をＴ_ＳＷＡと定義し、Ｑ_３とＱ_６（またはＱ_４とＱ_５）のオン時間をＴ_ＯＮＡと定義する。このとき、ＰＷＭデューティｄ_Ａは(２Ｔ_ＯＮＡ)／Ｔ_ＳＷＡとなる。ｄ_Ａを操作量することで、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の出力電圧を制御できる。

＜主機電圧制御部４２のブロック図＞
図７は、制御装置４０における主機電圧制御部４２のブロック図である。主機電圧制御部４２は、Ｖ_Ｍを制御するための電圧制御系４２１（第一電圧制御系または第一電圧制御部）、４２２（第二電圧制御系または第二電圧制御部）、４２３（第三電圧制御系または第三電圧制御部）を備える。電圧制御系４２１は、Ｖ_Ｍが第一電圧指令値Ｖ_１と一致するように第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を制御するための演算を行う。電圧制御系４２２は、Ｖ_Ｍが第二電圧指令値Ｖ_２と一致するように発電機１２を制御するための演算を行う。電圧制御系４２３は、Ｖ_Ｍが第三電圧指令値Ｖ_３と一致するように電力消費装置１６を制御するための演算を行う。このとき、三点の電圧指令値の大小関係はＶ_３＞Ｖ_２＞Ｖ_１に設定される。本発明ではＶ_１～Ｖ_３をそれぞれ一定とするが、前述の不等式を満たす限り、Ｖ_１～Ｖ_３を可変としてもよい。

第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の制御演算について説明する。電圧制御系４２１は、Ｖ_ＭとＶ_１の偏差（Ｖ_Ｍ－Ｖ_１）を計算した後、電圧制御演算部４２４（第一電圧制御演算部）にて電流指令値Ｉ_{Ｄｒｅｆ１}を生成する。この電流指令値をリミッタ前電流指令値（第一電流指令値）と定義する。電圧制御演算部４２４は、比例積分（ＰＩ：ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌＩｎｔｅｇｒａｌ）制御などの制御則を利用して、Ｖ_Ｍの偏差を小さくするようにＩ_{Ｄｒｅｆ１}を変化させる。具体的には、Ｖ_Ｍ＞Ｖ_１であればＩ_{Ｄｒｅｆ１}を増大させる。Ｉ_{Ｄｒｅｆ１}は可変リミッタ４２５に入力される。可変リミッタ４２５には、後述する電流上限値Ｉ_{Ｄｍａｘ２}も入力される。可変リミッタ４２５は、上限値をＩ_{Ｄｍａｘ２}としてＩ_{Ｄｒｅｆ１}にリミッタ処理を施し、リミッタ後電流指令値（第二電流指令値）Ｉ_{Ｄｒｅｆ２}を生成する。Ｉ_{Ｄｒｅｆ２}は電圧制御系４２１のマイナーループである電流制御系（第一電流制御部）４２６に入力される。

電流制御系４２６はＩ_{Ｄｒｅｆ２}にしたがってＩ_ＤＯを制御する。Ｉ_ＤＯの代わりに図３のＩ_ＬＤを制御してもよい。電流制御系４２６は、Ｉ_{Ｄｒｅｆ２}とＩ_ＤＯの偏差（Ｉ_{Ｄｒｅｆ２}－Ｉ_ＤＯ）を計算した後、電流制御演算部４２７（第一電流制御演算部）にて第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の操作量を計算して出力する。図３と４を用いて説明したように、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の操作量はＰＷＭデューティｄ_Ｄである。電流制御演算部４２７は、ＰＩ制御などの制御則を利用して、Ｉ_{Ｄｒｅｆ２}とＩ_ＤＯの偏差を小さくするようにｄ_Ｄを変化させる。Ｖ_Ｍ＞Ｖ_１のとき、電圧制御演算部４２４はＩ_{Ｄｒｅｆ１}を増大させる。Ｉ_{Ｄｒｅｆ１}＜Ｉ_{Ｄｍａｘ２}であれば、Ｉ_{Ｄｒｅｆ１}に合わせてＩ_{Ｄｒｅｆ２}も増大させる。電流制御演算部４２７は、Ｉ_ＤＯを増大させるためにｄ_Ｄを増大させる。これによって第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は出力電力（図２のＰ_Ｄ）を増大させ、Ｖ_Ｍを減少させようとする。

発電機１２の制御演算について説明する。電圧制御系４２２は、Ｖ_２とＶ_Ｍの偏差（Ｖ_２－Ｖ_Ｍ）を計算した後、電圧制御演算部４２８（第二電圧制御演算部）にて発電機１２の操作量を計算して出力する。前述の通り、発電機１２として巻線励磁型の同期発電機を想定し、励磁電圧Ｖ_Ｆを操作量とする。電圧制御演算部４２８は、Ｖ_Ｍ＜Ｖ_２であればＶ_Ｆを増大させる。これによって発電機１２は出力電力（図２のＰ_Ｇ）を増大させ、Ｖ_Ｍを増大させようとする。

電力消費装置１６の制御演算について説明する。電圧制御系４２３は、Ｖ_ＭとＶ_３の偏差（Ｖ_Ｍ－Ｖ_３）を計算した後、電圧制御演算部４２９（第三電圧制御演算部）にて電力消費装置１６の操作量を計算して出力する。前述の通り、電力消費装置１６におけるチョッパ回路のＰＷＭデューティｄ_Ｒを操作量とする。電圧制御演算部４２９は、Ｖ_Ｍ＞Ｖ_３であればｄ_Ｒを増大させる。これによって電力消費装置１６は入力電力（図２のＰ_Ｒ）を増大させ、Ｖ_Ｍを減少させようとする。

＜補機電圧制御部４３のブロック図＞
図８は、制御装置４０における補機電圧制御部４３のブロック図である。補機電圧制御部４３は、Ｖ_Ａを制御するための電圧制御系４３１（第四電圧制御系）を備える。電圧制御系４３１は、Ｖ_Ａが第四電圧指令値Ｖ_４と一致するように第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御するための演算を行う。

電圧制御系４３１は、Ｖ_４とＶ_Ａの偏差（Ｖ_４－Ｖ_Ａ）を計算した後、電圧制御演算部４３２（第四電圧制御演算部）にて第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の操作量を計算して出力する。図５と６を用いて説明したように、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の操作量はＰＷＭデューティｄ_Ａである。電圧制御演算部４３２は、ＰＩ制御などの制御則を利用して、Ｖ_Ａの偏差を小さくするようにｄ_Ａを変化させる。Ｖ_４＞Ｖ_Ａのとき、電圧制御演算部４３２はｄ_Ａを増大させる。これによって第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７は出力電力（図２のＰ_Ａ）を増大させ、Ｖ_Ａを増大させようとする。以上の動作によってＶ_ＡはＶ_４に制御され、Ｐ_Ａは補機装置３１の消費電力と一致する。

＜充放電制御部４４のブロック図＞
図９は、制御装置４０における充放電制御部４４のブロック図である。充放電制御部４４は、Ｖ_ＢとＩ_Ｂの検出値から蓄電デバイス２２のＳＯＣ（ＳｔａｔｅｏｆＣｈａｒｇｅ）を演算するＳＯＣ演算部４４１と、ＳＯＣに基づいてＩ_Ｂの指令値Ｉ_Ｂｒｅｆ（第三電流指令値）を計算する充放電電流指令演算部４４２と、Ｉ_ＢｒｅｆにしたがってＩ_Ｂを制御するための電流制御系４４３（第二電流制御系）を備える。

充放電電流指令演算部４４２では、ＳＯＣが上限値より小さければ、Ｉ_Ｂｒｅｆを負の値「－Ｉ_１」に設定する。Ｉ_１＞０である点に注意されたい。本発明ではＩ_１を一定とするが、Ｉ_１を可変としてもよい。ＳＯＣが上限値以上であれば、Ｉ_Ｂｒｅｆをゼロまたは正の値にする。以上から、充放電電流指令演算部４４２のフローチャートは図１０となる。充放電制御部４４の演算をＣＰＵに実装する場合、図１０のフローチャートによるＩ_Ｂｒｅｆの計算を周期的に実行する。

電流制御系４４３は、Ｉ_ＢがＩ_Ｂｒｅｆと一致するように第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７を制御するための演算を行う。電流制御系４４３は、Ｉ_ＢとＩ_Ｂｒｅｆの偏差（Ｉ_Ｂ－
Ｉ_Ｂｒｅｆ）を計算した後、電流制御演算部４４４（第二電流制御演算部）にて電流上限値Ｉ_{Ｄｍａｘ１}を計算する。この電流上限値をリミッタ前電流上限値と定義する。電流制御演算部４４４は、ＰＩ制御などの制御則を利用して、Ｉ_Ｂの偏差を小さくするようにＩ_{Ｄｍａｘ１}を変化させる。Ｉ_{Ｄｍａｘ１}はリミッタ４４５に入力される。リミッタ４４５は、Ｉ_{Ｄｍａｘ１}の上限値がＩ_３となるようにＩ_{Ｄｍａｘ１}にリミッタ処理を施し、リミッタ後電流上限値Ｉ_{Ｄｍａｘ２}を生成する。Ｉ_{Ｄｍａｘ２}は主機電圧制御部４２の可変リミッタ４２５に出力される。

前述のＩ_Ｂの定義から、蓄電デバイス２２を充電するときＩ_Ｂは負の値になる。Ｉ_Ｂ＞Ｉ_Ｂｒｅｆであることは、充電電流が不足していることを意味する。このとき、電流制御演算部４４４はＩ_{Ｄｍａｘ１}を増大させる。これによって第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０はＩ_ＤＯを、ひいては充電電流（Ｉ_Ｂの絶対値）を増大させることが可能になる。

＜駆動制御部４１のブロック図＞
図１１は、制御装置４０における駆動制御部４１のブロック図である。駆動制御部４１において、エンジン制御部４１１は、Ｓ_Ｖに含まれるＳ_ＡＣＬとＳ_ＢＲＫからエンジン１１の制御信号を生成する。モータトルク指令演算部４１２は、Ｓ_ＡＣＬ、Ｓ_ＢＲＫ、走行モータ１０の回転速度ω_Ｍから走行モータ１０のトルク指令を演算する。モータトルク制御部４１３は、走行モータ１０のトルクが前述のトルク指令と一致するように制御演算を行い、インバータ１５の制御信号を生成する。モータのトルク制御として、トルク指令からモータ電流の指令を生成し、この指令にしたがってモータ電流を制御する方法が一般的である。モータ電流の制御演算方法にも様々あるが、モータの回転速度を利用する方法が一般的である。そのため、モータトルク制御部４１３にはω_Ｍと走行モータ１０の電流Ｉ_Ｍが入力される。

＜動作タイミングチャート＞
図１２は、実施例１において想定される電気駆動システムの動作タイミングチャートである。同図を用いて電気駆動システムの具体的な動作と、これによって得られる効果を説明する。

図１２の縦軸項目は、Ｓ_ＡＣＬとＳ_ＢＲＫ、走行モータ１０に入力される電力Ｐ_Ｍ、発電機１２の発電電力Ｐ_Ｇ、電力消費装置１６に入力される電力Ｐ_Ｒ、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力Ｐ_Ｄと電流Ｉ_ＤＯ、蓄電デバイス２２の充放電電力Ｐ_Ｂと電流Ｉ_Ｂ、主機直流電圧Ｖ_Ｍである。図１２では、電力、電流、電圧の変化の概形を示している。同図ではこれらが直線的に変化しているが、実際において直線的に変化するとは限らない。

説明を簡単化するために、電力、電流、電圧の値について以下の仮定を設ける。補機電圧制御部４３によってＶ_ＡはＶ_４に理想的に制御される。また、補機装置３１の消費電力、すなわち第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の出力電力Ｐ_ＡはＰ_０で一定である。これらの仮定により、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７の出力電流Ｉ_ＡＯも一定となり、その値をＩ_０（＝Ｐ_０／Ｖ_４）とする。図１２ではＰ_ＡとＩ_ＡＯの波形を示す代わりに、縦軸にＰ_０とＩ_０を示した。蓄電デバイス２２の電圧Ｖ_Ｂは一定である。蓄電デバイス２２が充電状態であり、Ｉ_Ｂが前述の－Ｉ_１であるときのＰ_Ｂを－Ｐ_１（＝－Ｖ_ＢＩ_１）とする。Ｐ_１＞０である点に注意されたい。このとき、Ｐ_ＤとＩ_ＤＯはそれぞれＰ_２（＝Ｐ_０＋Ｐ_１）、Ｉ_２（＝Ｉ_０＋Ｉ_１）で一定となる。最後に、充放電制御部４４におけるリミッタ４４５の上限値Ｉ_３は、Ｉ_３＞Ｉ_２に設定される。

図１２では、オペレータがブレーキペダルを離し、その後、アクセルペダルを踏み込むことにより、走行モータ１０が回生動作から力行動作へと移行する場合の動作タイミング
チャートを示した。図１２のように、Ｓ_ＢＲＫがゼロまで徐々に減少した後、Ｓ_ＡＣＬがゼロから徐々に増大する。これにより、Ｐ_Ｍは負から正へと増大する。図１２では、ブレーキペダルを離してからアクセルペダルを踏み込むまでのインターバルを無視した。図１２のように時刻ｔ１～ｔ４を定義する。以下、各期間の動作について順に説明する。

＜ｔ１以前＞
時刻ｔ１以前では、Ｐ_Ｍ＜－Ｐ_２＜０であり、走行モータ１０が回生動作をしている。回生電力は|Ｐ_Ｍ|と書ける。|Ｐ_Ｍ|＞Ｐ_２であり、回生電力は前述のＰ_２より大きくなっている。この期間において、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は補機装置３１の消費電力と蓄電デバイス２２の充電電力を全て供給する。すなわち、Ｐ_Ｄ＝Ｐ_２、Ｉ_ＤＯ＝Ｉ_２、Ｐ_Ｂ＝－Ｐ_１、Ｉ_Ｂ＝－Ｉ_１となる。

主機電圧制御部４２の電圧制御系４２１、４２２、４２３に従って、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０、発電機１２、電力消費装置１６がＶ_Ｍを制御する。しかし、後述のようにＰ_Ｄは可変リミッタ４２５によって、また、Ｐ_Ｇは物理的な制約によって飽和した状態となる。結果として、Ｖ_Ｍは電力消費装置１６によってＶ_３に制御される。

電圧制御系４２１の前に、充放電制御部４４の動作を説明する。Ｉ_Ｂを－Ｉ_１に制御するためには、Ｉ_ＤＯ＝Ｉ_２でなければならない。充放電制御部４４の電流制御演算部４４４は、Ｉ_{Ｄｍａｘ１}をＩ_２まで増大させる。前述のようにＩ_３＞Ｉ_２であるため、Ｉ_{Ｄｍａｘ２}はリミッタ４４５の制限を受けずにＩ_２となり、電圧制御系４２１の可変リミッタ４２５へ出力される。

電圧制御系４２１の電圧制御演算部４２４は、Ｖ_ＭをＶ_１へ減少させるためにＩ_{Ｄｒｅｆ１}を増大させ、結果としてＰ_Ｄを増大させようとする。しかし、可変リミッタ４２５によってＩ_{Ｄｒｅｆ２}はＩ_{Ｄｍａｘ２}すなわちＩ_２に制限される。電流制御系４２６によってＩ_ＤＯはＩ_２に制御（維持）され、Ｐ_ＤはＰ_２で一定となる。このように可変リミッタ４２５の制限によってＰ_Ｄが飽和するため、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０はＶ_ＭをＶ_１へ減少させることができない。

電圧制御系４２２は、Ｖ_ＭをＶ_２へ減少させるためにＶ_Ｆを減少させ、結果としてＰ_Ｇを減少させようとする。しかし、発電機１２は電力消費装置１６や第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と違って、主機直流ライン１４から電力を吸収することができない。言い換えれば、Ｐ_Ｇはゼロまでしか減少させることができない。そのため、発電機１２はＶ_ＭをＶ_２へ減少させることができない。

電圧制御系４２３は、Ｖ_ＭをＶ_３に維持するためにｄ_Ｒを、ひいてはＰ_Ｒを制御する。電力消費装置１６が回生電力からＰ_Ｄ＝Ｐ_２を差し引いた電力を消費する、すなわち、Ｐ_Ｒ＝|Ｐ_Ｍ|－Ｐ_２となるようにｄ_Ｒを制御することで、主機直流ライン１４の入出力電力がバランスし、結果としてＶ_ＭはＶ_３に維持される。|Ｐ_Ｍ|の減少に合わせてＰ_Ｒも減少し、時刻ｔ１にてＰ_Ｍ＝－Ｐ_２、|Ｐ_Ｍ|＝Ｐ_２、Ｐ_Ｒ＝０となる。

以上のように、時刻ｔ１以前では、エンジン１１と発電機１２の出力が抑制され、走行モータ１０の回生電力によって補機装置３１を駆動できる。また、回生電力を蓄電デバイス２２に蓄えることで、後に蓄えられた回生電力で補機装置３１を駆動できる。

＜ｔ１～ｔ２期間＞
ｔ１～ｔ２期間でも走行モータ１０は回生動作するため、回生電力を|Ｐ_Ｍ|と記す。ｔ１～ｔ２期間では、|Ｐ_Ｍ|がＰ_２より小さくなり、Ｐ_Ｄが可変リミッタ４２５の制限を受けなくなる。

時刻ｔ１の直後において|Ｐ_Ｍ|がＰ_２より僅かに小さくなったとき、電圧制御系４２１がＰ_ＤをＰ_２に維持することでＶ_Ｍを即座に減少させることができる。電圧制御系４２３がこれに反してＶ_ＭをＶ_３に制御するには、Ｐ_Ｒを減少させる必要がある。しかし、時刻ｔ１においてＰ_Ｒはゼロになっているため、Ｖ_ＭがＶ_３に制御されることはない。一方、電圧制御系４２２はＰ_Ｇを増大させることで、Ｖ_ＭをＶ_２に制御できる。しかし、電圧制御系４２２がＶ_Ｆを増大させ始めてからＰ_Ｇが立ち上がるまでに遅延が発生する。すなわち、発電機１２の端子電圧がある程度増大するまで、Ｐ_Ｇは発生しない。以上の結果として、時刻ｔ１の直後にＶ_ＭはＶ_１へ減少する。

Ｖ_ＭがＶ_１へ減少した後も、|Ｐ_Ｍ|は減少し続ける。仮に、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がＰ_２を出力し続けると、Ｖ_ＭはＶ_１からさらに減少し、主機電圧低下の問題が発生する。ここで、Ｐ_Ｒ＝０になっていることから、|Ｐ_Ｍ|＝Ｐ_ＤとなるようにＰ_Ｄを制御すれば、主機直流ライン１４の入出力がバランスしてＶ_ＭはＶ_１に維持される。電圧制御系４２１は前述のようにＶ_ＭをＶ_１へと減少させた後、Ｖ_ＭをＶ_１に維持するために、|Ｐ_Ｍ|に合わせてＰ_Ｄをゼロへと減少させる。

Ｐ_ＤがＰ_２から減少し始めた後も、補機電圧制御部４３によるＶ_Ａの制御は継続される。この制御により、第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７が蓄電デバイス２２の充電電流を減少させ始める。すなわち、Ｉ_ＢとＰ_Ｂは強制的にそれぞれ－Ｉ_１と－Ｐ_１から増大し始める。これは、充放電制御部４４の電流制御演算部４４４の動作に反して発生する。電流制御演算部４４４は、Ｉ_Ｂを－Ｉ_１に制御するためにＩ_{Ｄｍａｘ１}をＩ_２からさらに増大させ、Ｉ_{Ｄｍａｘ２}はリミッタ４４５の制限を受けてＩ_３となる。このことから分かるように、リミッタ４４５はこのような場合でもＩ_{Ｄｍａｘ２}が過大とならないように設けられる。図１２では、ｔ１～ｔ３期間について、Ｉ_ＤＯやＩ_ＢとともにＩ_{Ｄｍａｘ２}を点線で示した。Ｐ_Ｄの減少に対してＰ_Ｄ＋Ｐ_Ｂ＝Ｐ_０が成り立つようにＰ_Ｂが増大することで、補機装置３１に供給される電力はＰ_０を維持する。このとき、電流についてはＩ_ＤＯ＋Ｉ_Ｂ＝Ｉ_０が成り立つ。図１２のようにＩ_ＢとＰ_Ｂが負から正に反転すると、蓄電デバイス２２は充電から放電へと転じる。これにより、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と蓄電デバイス２２の両者によって補機装置３１が駆動されるようになる。

以上のように、ｔ１～ｔ２期間では、電圧制御系４２１が第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を減少させることでＶ_ＭをＶ_１に制御（維持）し、結果として主機電圧低下を抑制できる。また、蓄電デバイス２２の充電電流を減少させて放電へと転じさせることで、補機装置３１の駆動は継続される。さらに、走行モータ１０が回生動作をしている間にＶ_Ｍ＝Ｖ_１（＜Ｖ_２）となることで、走行モータ１０が力行動作へと移行する前に電圧制御系４２２がＶ_Ｆを増大させ、発電機１２の立ち上げを開始することができる。

＜ｔ２～ｔ３期間＞
時刻ｔ２においてＰ_Ｇが増大し始める。これ以降、電圧制御系４２２はＶ_ＭをＶ_２まで増大させるためにＰ_Ｇを増大させる。一方、電圧制御系４２１はＶ_ＭをＶ_１に維持するためにＰ_Ｄを増大させる。これらの相互作用によってＶ_ＭはＶ_１～Ｖ_２の範囲内に制御され、Ｐ_ＧとＰ_Ｄはそれぞれ徐々に増大する。

ｔ１～ｔ２期間とは反対に、補機電圧制御部４３はＶ_Ａを制御するために、蓄電デバイス２２の放電電流を減少させる。すなわち、Ｉ_ＢとＰ_Ｂをそれぞれ減少させる。蓄電デバイス２２は再び充電へと転じ、充電電流が徐々に増大する。

＜ｔ３～ｔ４期間＞
時刻ｔ３においてＰ_Ｄ＝Ｐ_２、Ｉ_ＤＯ＝Ｉ_２、Ｐ_Ｂ＝－Ｐ_１、Ｉ_Ｂ＝－Ｉ_１となる。こ
れは、時刻ｔ１以前と同じ状態である。すなわち、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が補機装置３１の消費電力と蓄電デバイス２２の充電電力を全て供給している。時刻ｔ３以降、充放電制御部４４は、時刻ｔ１以前と同様にＩ_Ｂを－Ｉ_１に制御する。この制御によってＩ_{Ｄｍａｘ２}はＩ_２となり、可変リミッタ４２５と電流制御系４２６によってＩ_ＤＯはＩ_２に制御（維持）される。既に説明したように、Ｉ_ＤＯがＩ_２に制御されていれば、Ｉ_Ｂは－Ｉ_１となる。図１２では説明を簡単化するために、時刻ｔ３にてＩ_{Ｄｍａｘ２}が即座にＩ_２まで減少するものとした。実際には、Ｉ_{Ｄｍａｘ２}＝Ｉ_２となるまでに遅延が発生し、これによってＩ_ＤＯやＩ_Ｂのオーバーシュートが発生する。

時刻ｔ１以前と同様に、電圧制御系４２１はＶ_ＭをＶ_１へ減少させるためにＰ_Ｄを増大させようとする。しかし、Ｐ_Ｄが可変リミッタ４２５の制限を受けるため、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０はＶ_ＭをＶ_１まで減少させることができない。電圧制御系４２２はＰ_ＧをＰ_Ｄより僅かに増大させることで、即座にＶ_ＭをＶ_２まで増大させることができる。その後はＰ_ＧをＰ_Ｄに制御することで、Ｖ_ＭをＶ_２に維持できる。以上から、ｔ３～ｔ４期間では発電機１２によってＶ_ＭがＶ_２に制御される。

＜ｔ４以降＞
時刻ｔ４においてＰ_Ｍ＝０となり、走行モータ１０が回生動作から力行動作へと移行する。電圧制御系４２２はＰ_Ｍに合わせてＰ_Ｇを増大させることで、Ｖ_ＭをＶ_２に制御しつつ、発電機１２から走行モータ１０へと電力を供給できる。走行モータ１０が回生動作のうちにＰ_Ｇを立ち上げたため、Ｐ_Ｇをスムーズに増大させることができる。

＜効果＞
本発明の実施例１では、主機電圧制御部４２の電圧制御系４２１によって第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０がＶ_Ｍを制御することで、走行モータ１０が回生動作から力行動作へ移行するときの主機電圧低下を抑制することができる。

制御装置４０は、回生電力の低下に応じて第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力を低下させる制御を行う。図１２のｔ１～ｔ２期間でも説明したように、回生電力がある程度減少した時点から電圧制御系４２１が第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力を減少させることで、Ｖ_ＭをＶ_１に制御できる。第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は主機側から補機側へと電力を伝送する役割を担うものであり、これが積極的にＶ_Ｍを制御する点が従来との違いである。

制御装置４０は、主機直流ライン１４から第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に入力される負荷電力の減少に応じて、蓄電デバイス２２から中間直流ライン２１に入力される放電電力Ｐ_Ｂを増大させる制御を行う。つまり、第一ＤＣ／ＤＣコンバータ２０が出力を減少させる期間では、蓄電デバイス２２の充電電流が自動的に減少することで、補機装置３１には第二ＤＣ／ＤＣコンバータ２７から一定の電力が供給され続ける。

以上の制御によって主機電圧低下が抑制されると、力行動作への移行後にトルク低下が起こらず、車両をスムーズに加速させることができる。また、以上の制御は平滑コンデンサの静電容量に依らず成立するため、平滑コンデンサを大容量化する必要はない。平滑コンデンサの静電容量が小さく済むことは、電気駆動システムの小型化に対して有効である。

電圧指令値の大小関係Ｖ_３＞Ｖ_２＞Ｖ_１がもたらす効果について説明する。Ｖ_２＞Ｖ_１と設定されていることによって、走行モータ１０が回生動作をしている間に電圧制御系４２２がＶ_Ｆを増大させ、発電機１２の出力を立ち上げることができる。力行動作への移行後、発電機１２はスムーズに出力を増大させることができ、これも車両のスムーズな加速
に貢献する。

また、Ｖ_３＞Ｖ_２＞Ｖ_１と設定されていることによって、走行モータ１０が回生動作をしており、かつ、回生電力が十分に大きければ、エンジン１１と発電機１２の出力が抑制され、走行モータ１０の回生電力によって補機装置３１を駆動できる。また、回生電力を蓄電デバイス２２に蓄えることで、後に蓄えられた回生電力で補機装置３１を駆動できる。このような動作は、電動車両の省エネルギー化に有効である。

［実施例２］
＜電気駆動システムのハードウェア構成＞
図１３は、実施例２における電気駆動システムのハードウェア構成である。実施例１（図１）との違いとして、Ｉ_Ｍとω_Ｍが制御装置４０の充放電制御部４４に入力される。

＜充放電制御部４４のブロック図＞
図１４は、実施例２における充放電制御部４４のブロック図である。実施例１（図９）との違いとして、充放電制御部４４はモータ電力演算部４４６を備える。また、充放電電流指令演算部４４２は、ＳＯＣの他にモータ電力演算部４４６が計算するモータ電力推定値Ｐ_ＭＯからＩ_Ｂｒｅｆを計算する。

モータ電力演算部４４６は、走行モータ１０の入力電力を演算し、演算結果をモータ電力推定値Ｐ_ＭＯとして充放電電流指令演算部４４２に出力する。モータ電力演算部４４６は、Ｉ_Ｍとω_ＭからＰ_ＭＯを計算する。Ｐ_ＭＯはこれまでに示したＰ_Ｍの推定値に当たる。充放電電流指令演算部４４２は、ＳＯＣが上限値より小さく、かつ、Ｐ_ＭＯが電力上限値より小さければ、Ｉ_Ｂｒｅｆを負の値に設定する。いずれかの条件が成立しない場合、Ｉ_Ｂｒｅｆをゼロまたは正の値に設定する。なお、後述の動作タイミングチャートでは、前述の条件が成立しない場合にＩ_Ｂｒｅｆをゼロとするときの動作を示す。Ｐ_ＭＯの上限値をゼロ付近に設定すると、走行モータ１０が回生動作をする場合に蓄電デバイス２２を充電するようにＩ_Ｂｒｅｆが生成される。以上から、実施例２における充放電電流指令演算部４４２のフローチャートは図１５となる。

＜動作タイミングチャート＞
図１６は、実施例２において想定される電気駆動システムの動作タイミングチャートである。縦軸項目は実施例１（図１２）と同じである。前述のＰ_ＭＯに関する上限値をＰ_３として、Ｐ_Ｍの縦軸に示した。時刻ｔ１～ｔ４の定義についても実施例１と同じである。図５では、これらの時刻に加えてｔ５が追加される。そのため、時刻ｔ４以前の動作については説明を省略する。

時刻ｔ４以降、走行モータ１０は力行動作をしており、Ｐ_Ｍが徐々に増大する。Ｖ_Ｍは発電機１２によってＶ_２に制御されている。電圧制御系４２１の電圧制御演算部４２４は、Ｖ_ＭをＶ_１へ減少させるためにＩ_{Ｄｒｅｆ１}を増大させようとしているが、可変リミッタ４２５によってＩ_{Ｄｒｅｆ２}はＩ_{Ｄｍａｘ２}＝Ｉ_２に制限されている。電流制御系４２６によってＩ_ＤＯはＩ_２に制御され、Ｐ_ＤはＰ_２になっている。

時刻ｔ５において、Ｐ_ＭがＰ_３に達する。Ｐ_Ｍが正しく推定されてＰ_ＭＯ＝Ｐ_Ｍであれば、この時点で充放電制御部４４の充放電電流指令演算部４４２はＩ_Ｂｒｅｆを－Ｉ_１からゼロに変化させる。Ｉ_Ｂがゼロとなるためには、Ｉ_ＤＯ＝Ｉ_０でなければならない。電流制御系４４３は、Ｉ_{Ｄｍａｘ１}とＩ_{Ｄｍａｘ２}をそれぞれＩ_２からＩ_０へと減少させる。電圧制御系４２１の可変リミッタ４２５と電流制御系４２６によってＩ_ＤＯはＩ_０に制御され、Ｐ_ＤはＰ_０へと減少する。結果として、Ｉ_ＢとＰ_Ｂはそれぞれゼロに制御される。

＜効果＞
本発明の実施例２では、走行モータ１０が力行動作し、モータ電力Ｐ_Ｍが閾値より大きい場合では蓄電デバイス２２を充電しない。仮に力行動作中に蓄電デバイス２２を充電すると、ＳＯＣが上限値に達して走行モータ１０の回生動作中に蓄電デバイス２２を充電できない状況が起こり得る。実施例２では、力行動作中の充電を抑制することで、回生電力によって充電する機会を増大させる。これによって回生電力の利用効率が高くなり、電動車両の省エネルギー化を可能とする。

＜ダンプトラック外観＞
全ての実施例に共通する構成として、図１７を用いてダンプトラックの基本的な構成を説明する。ダンプトラックは、フレーム１上に土砂等を積載するためのボディ５が搭載され、両者がホイストシリンダ６により連結されている。またフレーム１には、図示しない機構部品を介して前輪２、後輪３、燃料タンク９などが取り付けられている。後輪３の回転軸部には、後輪３を駆動するための走行モータ１０と、後輪３の回転数を調整する減速機が収められている。フレーム１にはさらに、オペレータが歩行可能なデッキが取り付けられている。デッキにはダンプトラックの操作を行うためにオペレータが搭乗するためのキャブ４、各種電力機器が収納されたコントロールキャビネット８、余剰エネルギーを熱として放散するための複数のグリッドボックス７が搭載されている。図１などに示した電力消費装置１６の抵抗は、グリッドボックス７に収納される。また、図１７で前輪２により隠れた部分には、エンジンおよび主に走行モータ用電力源としての主機発電機、主に補機類用電力源としての補機発電機、主に油圧機器用油圧源としての不図示のメインポンプなどが搭載されている。

次に、オペレータによるダンプトラックの操作方法について説明する。キャブ４内には不図示のアクセルペダル、ブレーキペダル、ホイストペダル、ハンドルが設置されている。また、オペレータはキャブ４内のアクセルペダル、ブレーキペダルの踏み込み量によりダンプトラックの加速力、制動力を制御することができる。さらにオペレータはハンドルを左右に回転させることによって油圧駆動による操舵操作を行い、ホイストペダルを踏み込むことにより油圧駆動によるダンプ操作を行うが、操舵操作、ダンプ操作のシステムについては本発明において従来同様のため、詳述しない。なお、図１７では、ダンプトラックがオペレータによって運転操作されるものである場合について説明したが、自動運転によって操作されるものであってもよい。

以上、本発明の実施形態について詳述したが、本発明は、前記の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の精神を逸脱しない範囲で、種々の設計変更を行うことができるものである。例えば、前記した実施の形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。さらに、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１０・・・走行モータ、１１・・・エンジン、１２・・・発電機、１３・・・整流回路、１４・・・主機直流ライン（第一直流ライン）、１５・・・インバータ、１６・・・電力消費装置、１７、２３、３２・・・電圧検出器、１８、２６、３３・・・平滑コンデンサ、２０・・・第一ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１・・・中間直流ライン（第二直流ライン）、２２・・・蓄電デバイス（車両負荷装置）、２４、２５、５０・・・電流検出器、２７・・・第二ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０・・・補機直流ライン（第三直流ライン）、３１
・・・補機装置（車両負荷装置）、４０・・・制御装置、４１・・・駆動制御部、４２・・・主機電圧制御部、４３・・・補機電圧制御部、４４・・・充放電制御部、５１・・・速度検出器、４２１・・・電圧制御系（第一電圧制御系または第一電圧制御部）、４２２・・・電圧制御系（第二電圧制御系または第二電圧制御部）、４２３・・・電圧制御系（第三電圧制御系または第三電圧制御部）、４２４・・・第一電圧制御演算部、４３１・・・電圧制御系（第四電圧制御系、第四電圧制御部）、４４２・・・充放電電流指令演算部、４４４・・・第二電流制御演算部、４４６・・・モータ電力演算部、Ｖ_Ｍ・・・第一直流電圧、Ｖ_Ｂ・・・第二直流電圧、Ｖ_１・・・第一電圧指令値、Ｖ_２・・・第二電圧指令値、Ｖ_３・・・第三電圧指令値、Ｖ_４・・・第四電圧指令値、Ｉ_{Ｄｒｅｆ１}・・・第一電流指令値、Ｉ_Ｂｒｅｆ・・・第三電流指令値、Ｉ_{Ｄｍａｘ１}・・・電流上限値、Ｉ_{Ｄｍａｘ２}・・・リミッタ後電流上限値、Ｐ_ＭＯ・・・モータ電力推定値

Claims

エンジンで発電機を駆動して該発電機で発電した発電電力を用いて走行モータを駆動する電動車両であって、
前記走行モータの回生動作により前記走行モータから出力される回生電力を入力して車両負荷装置に出力する第一ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記発電機と前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置と、を有し、
前記制御装置は、
前記回生電力の低下に応じて前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を低下させる制御を行うことを特徴とする電動車両。
前記発電機と前記走行モータが接続される第一直流ラインと、
該第一直流ラインに発生する第一直流電圧を消費する電力消費装置と
を有し、
前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第一直流ラインに入力部が接続され、前記第一直流ラインに発生する第一直流電圧を第二直流電圧に変換して出力し、
前記制御装置は、
前記第一直流電圧が第一電圧指令値と一致するように前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する第一電圧制御部と、
前記第一直流電圧が第二電圧指令値と一致するように前記発電機を制御する第二電圧制御部と、
前記第一直流電圧が第三電圧指令値と一致するように前記電力消費装置を制御する第三電圧制御部と、を備え、
前記第一電圧指令値は、前記第二電圧指令値より低く、かつ、前記第三電圧指令値より低く設定されることを特徴とする請求項１に記載の電動車両。
前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第二直流ラインと、
該第二直流ラインに接続される前記車両負荷装置の蓄電デバイスと、
前記第二直流ラインに入力部が接続され、前記第二直流電圧を第三直流電圧に変換して出力する第二ＤＣ／ＤＣコンバータと、
該第二ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続される第三直流ラインと、
該第三直流ラインに接続される前記車両負荷装置の補機装置と、を有し、
前記制御装置は、
前記第一直流ラインから前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される負荷電力の減少に応じて、前記蓄電デバイスから前記第二直流ラインに入力される放電電力を増大させる制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の電動車両。
前記制御装置は、
前記第三直流電圧が第四電圧指令値と一致するように前記第二ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する第四電圧制御部を備えることを特徴とする請求項３に記載の電動車両。
前記第一電圧制御部は、前記第一直流電圧が前記第一電圧指令値より大きい場合に、第一電流指令値を増大させる第一電圧制御演算部と、前記第一電流指令値が電流上限値以下となるように前記第一電流指令値にリミッタ処理を施して第二電流指令値を生成する可変リミッタと、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を制御するための第一電流制御部とを備え、
該第一電流制御部は、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流が前記第二電流指令値より小さい場合に、前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が増大するように前記第一ＤＣ／ＤＣコンバータの制御信号を変化させる第一電流制御演算部を備え、
前記制御装置は、前記電流上限値を生成することによって、放電方向を正とする前記蓄
電デバイスの充放電電流を制御するための充放電制御部を備え、
該充放電制御部は、前記充放電電流が第三電流指令値より大きい場合に、前記電流上限値を増大させる第二電流制御演算部を備えることを特徴とする請求項４に記載の電動車両。
前記充放電制御部は、前記第三電流指令値を生成する充放電電流指令演算部と、前記走行モータの入力電力を演算し、演算結果をモータ電力推定値として前記充放電電流指令演算部に出力するモータ電力演算部とを備え、
前記充放電電流指令演算部は、前記モータ電力推定値が電力上限値より小さい場合、前記第三電流指令値を負の値に設定し、前記モータ電力推定値が前記電力上限値以上である場合、前記第三電流指令値をゼロまたは正の値に設定することを特徴とする請求項５に記載の電動車両。
前記第二電圧指令値は、前記第三電圧指令値より低く設定されることを特徴とする請求項２から請求項６のいずれか一項に記載の電動車両。