JP7057810B2 - 半導体電力スイッチ用の駆動回路のための動的基準信号を生成する装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、半導体電力スイッチ用の駆動回路のための可変基準信号を生成する装置および方法に関する。この装置は、例えば、ＩＧＢＴ（「絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）」）における短絡または過電流状態を検出するために使用される。

いくつかの電力半導体スイッチにおいて、高電圧が適用され得、大電流が伝達され得る。従って、短絡または過度に増加した電流は、急速に、電力半導体スイッチの熱破壊を引き起こし得る。従って、電力半導体スイッチは、短絡または過電流状態を検出する保護回路を有し得る。これらの状態を検出する一つの可能性は、電力半導体スイッチをまたいで降下した電圧に基づいた、電力半導体スイッチを通る電流の間接的な監視である。電力半導体スイッチがスイッチオンされた後、電圧は、スイッチオフ状態における（「スイッチオフ状態」または「オフ状態」は、電力半導体スイッチが「開状態」であり電流を伝達しないような電力半導体スイッチの状態である）比較的高いレベルから、スイッチオン状態（「スイッチオン状態」または「オン状態」は、電力半導体スイッチが「閉状態」であり電流を伝達できる電力半導体スイッチの状態である）における比較的低いレベルまで急速に低下しなければならない。これに対応して、電力半導体スイッチの制御信号（例えば、ゲート・エミッタドライバ信号）は、電力半導体スイッチを閉状態に維持するオン状態と、電力半導体スイッチを開状態に維持するオフ状態とをとる。

図６の左下における実線の曲線６７８は、スイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え過程中における、例示的なＩＧＢＴ（ＩＧＢＴは、例示的な電力半導体スイッチである）のコレクタ・エミッタ電圧の波形を示す（関連する例示的な制御信号６３０の波形を左上に示す）。図示されるように、コレクタ・エミッタ電圧は、非常に低い値（０ボルト付近）まで急速に低下する。ＩＧＢＴの例示的な短絡挙動を、図６の右下（実線の曲線６７８）に示す。正常動作とは対称的に、コレクタ・エミッタ電圧は、非常に低い値までは低下しないが、同時に、ＩＧＢＴにおいて大電流が流れ得る（例えば、ＩＧＢＴの公称電流の３倍から１０倍の間）。他の短絡事象において、コレクタ・エミッタ電圧は、実際、まず、正常動作中における値まで低下するが、その後、再度上昇する。これが電力半導体スイッチの高い熱負荷をもたらし、この高い熱負荷が、比較的短い期間の後、損傷を引き起こし得る。この点で、例えば、スイッチオン状態にあるいくつかのＩＧＢＴは、損傷を引き起こすことなく、約１０μｓにわたって短絡に耐える。従って、この時間範囲における短絡または過電流状態を検出する保護回路は、電力半導体スイッチがスイッチオフされることを確実にし得る。同様の特性が、ＩＧＢＴに加えて他の電力半導体スイッチにおいても見られ得る。過電流状態は、短絡状態と同様に、コレクタ・エミッタ電圧の増加として現れ得る。しかし、過電流事象では、コレクタ・エミッタ電圧は、短絡事象と比べると、通常時におけるコレクタ・エミッタ電圧により近いものであり得る。

正常動作と短絡事象および／または過電流事象との間の、コレクタ・エミッタ電圧の波形における外形の違いが、短絡または過電流状態を検出するため、短絡または過電流状態を検出する保護回路において使用され得る。従って、コレクタ・エミッタ電圧に対する閾値を規定することが可能であり、この閾値は、短絡または過電流状態の存在を検出するために使用される。例えば、コレクタ・エミッタ電圧が、閾値を上回るように上昇すると（図６の右下参照）、短絡または過電流状態が検出され得る。

本発明の一実施形態に従った、電力半導体スイッチ用の制御回路のための動的基準信号を生成する第１の装置は、電力半導体スイッチの切り替え過程後、所定の期間が満了した後、定常信号レベルをとる動的基準信号を提供する基準信号生成器と、動的基準信号を生成するため、定常信号レベルを上回るように、所定の期間の少なくとも一部にわたって、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、動的基準信号の信号レベルを高めるように構成された受動充電回路と、動的基準信号を取り出す出力と、を備える。

この装置は、確実かつ、さらには十分急速に、電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態を検出することを可能にする。特に、短絡および／または過電流状態の誤検出の確率は、定常基準信号をもつ装置と比べて減少し得る。これは、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、所定の期間の少なくとも一部にわたる、基準信号のレベルにおける一瞬の増加により達成される。同時に、本発明の装置は、能動的な構成要素を使用せずに、動的基準信号のレベルにおける増加をもたらし得る。本装置は、従って、より費用効果の高いものであり得、さらに、能動的な構成要素を含む同様の装置よりロバストであり得る。いくつかの例において、本装置は、確実に、かつ、無視できるほど小さな温度ドリフトを伴って、比較的低費用で構成され得る。

図６の左下（破線６４８）に、動的基準信号の例示的な波形を示す。動的基準信号のレベルは、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、急激に高められ、その後、再度定常レベルに達するまで連続的に低下する。オフ状態からオン状態への切り替え過程の後、この高められた基準電圧が、保護回路において使用され得る。コレクタ・エミッタ電圧を表す信号（Ｕ_Ｃ’Ｅ）は、常に基準信号未満に留まるので、保護回路は始動しない。

第１の装置に従った第２の装置において、動的基準信号は、動的基準電圧である。

第１の装置または第２の装置に従った第３の装置において、電力半導体スイッチは、ＩＧＢＴである。

先行する装置のいずれかに従った第４の装置において、受動充電回路は、ＲＣ要素を備える。

第４の装置に従った第５の装置において、受動充電回路は、電力半導体スイッチの制御信号が、ＲＣ要素のキャパシタンスの第１の端子に接続され得るように、および、ＲＣ要素のキャパシタンスの第２の端子が直接的または間接的に動的基準信号を取り出す出力に接続されるように構成されている。

先行する装置のいずれかに従った第６の装置において、受動充電回路は、急上昇という形態で、制御信号の切り替えに応答して、動的基準信号の信号レベルを高めるように構成されている。

第５の装置または第６の装置に従った第７の装置において、受動充電回路は、さらに、オン状態からオフ状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替え後に、ＲＣ要素のキャパシタンスが充電するように構成されている

第４の装置に従った、または第４の装置と第５の装置から第７の装置のいずれかとに従った第８の装置において、受動充電回路は、制御信号の切り替え後にＲＣ要素のキャパシタンスが放電することにより、一時的に高められたレベルの動的基準信号を生成し、放電の結果として、動的基準信号を再度定常レベルに戻すように構成されている。

第８の装置に従った第９の装置において、ＲＣ要素の１／ｅ時定数は、１μｓより大きい。

第８の装置に従った第１０の装置において、ＲＣ要素の１／ｅ時定数は、５から１５μｓの間である。

先行する装置のいずれかに従った第１１の装置において、基準信号生成器は、定常信号レベルを生成する回路を含む。

第１１の装置に従った第１２の装置において、定常信号レベルを生成する回路は、１つまたは複数の抵抗器と、定電流を受信する入力とを備え、定常信号レベルを生成する回路は、１つまたは複数の抵抗器を通る定電流を導通するように構成されており、その結果として、定常信号レベルを生成するため、１つまたは複数の抵抗器にかかる定常基準電圧が下げられる。

第１２の装置に従った第１３の装置において、１つまたは複数の抵抗器は、第１の内部基準レベルに接続されている。

第１３の装置に従った第１４の装置において、第１の内部基準レベルは、電力半導体スイッチのエミッタ電圧、カソード電圧、またはソース電圧に対応する。

先行する装置のいずれかに従った第１５の装置において、装置は、動的基準電圧を所定の最小レベルに制限するように構成された第１のクランプ回路をさらに備える。

第１５の装置に従った第１６の装置において、最小レベルは、電力半導体スイッチのエミッタ電圧、カソード電圧、またはソース電圧に対応する。

第１５の装置に従った第１７の装置において、最小レベルは、定常信号レベル以下である。

先行する装置のいずれかに従った第１８の装置において、装置は、動的基準電圧を所定の最大レベルに制限するように構成された第２のクランプ回路をさらに備える。

第１８の装置に従った第１９の装置において、最大レベルは、オン状態における制御信号の信号レベルに対応する。

先行する装置のいずれかに従った第２０の装置において、本装置は、基準信号生成器と受動充電回路との間に接続された受動スイッチをさらに備え、受動スイッチは、オン状態からオフ状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、基準信号生成器と受動充電回路とを絶縁するように構成されている。

先行する装置のいずれかに従った第２１の装置において、所定の期間は、４から２５μｓの間である。

先行する装置のいずれかに従った第２２の装置において、所定の期間は、８から１５μｓの間である。

先行する装置のいずれかに従った第２３の装置において、受動充電回路は、動的基準信号を生成するため、定常信号レベルを上回るように、所定の期間の全体にわたって、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、動的基準信号の信号レベルを高めるように構成されている。

先行する装置のいずれかに従った第２４の装置において、動的基準信号は、電圧信号である。

第１の装置から第２３の装置のいずれかに従った第２５の装置において、動的基準信号は、電流信号である。

第１１の装置に従った、または第１１の装置と先行する装置のいずれかとに従った第２５の装置において、定常信号レベルを生成する回路は、定電圧を受信する入力を備える。

先行する装置のいずれかに従った第２６の装置において、本装置の内部基準レベルは、定常信号レベルを形成する。

本発明の一例に従った電力半導体スイッチ用の第１の制御回路は、第１の装置から第２６の装置のいずれかに従った、電力半導体スイッチ用の制御回路のための動的基準信号を生成する装置と、動的基準信号を生成する装置からの動的基準信号と電力半導体スイッチのコレクタ・エミッタ電圧を表す信号、アノード・カソード電圧を表す信号、またはドレイン・ソース電圧を表す信号とを受信し、電力半導体スイッチにおける短絡状態と過電流状態との少なくとも一方（以下、「短絡および／または過電流状態」と呼ぶ）の存在を示す異常信号を生成するため、動的基準信号を、コレクタ・エミッタ電圧、アノード・カソード電圧、またはドレイン・ソース電圧を表す信号と比較するように構成されている「短絡状態と過電流状態との少なくとも一方を検出する回路」（以下、「短絡および／または過電流状態検出回路」と呼ぶ）と、異常信号を受信するように、および、異常信号が電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態の存在を示す場合に、電力半導体スイッチをスイッチオフするように構成された駆動回路と、を備える。

第１の制御回路に従った第２の制御回路において、短絡および／または過電流状態検出回路は、コレクタ・エミッタ電圧、アノード・カソード電圧、またはドレイン・ソース電圧を表す信号が動的基準信号より大きい場合に、電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態の存在を示す。

第１の制御回路または第２の制御回路と第１１の装置から第１３の装置の１つとに従った第３の制御回路は、駆動回路は、定電流を生成する電流源をさらに備える

電気エネルギーを提供する第１の装置は、電気エネルギーの供給源への接続のための１つまたは複数の入力と、１つまたは複数の負荷の接続のための１つまたは複数の出力、第１制御回路から第３の制御回路の１つと、制御回路により制御される電力半導体スイッチとを備え、本装置は、１つまたは複数の入力から１つまたは複数の出力への電力半導体スイッチの制御により電気エネルギーを伝達するように構成されている。

電気エネルギーを提供する第１の装置に従った電気エネルギーを提供する第２の装置において、電力半導体スイッチは、ＩＧＢＴまたは逆阻止ＩＧＢＴである。

電気エネルギーを提供する第１の装置に従った電気エネルギーを提供する第３の装置において、電力半導体スイッチは、ＧＴＯ、ＩＥＧＴ、ＭＯＳＦＥＴ、またはバイポーラトランジスタである。

電気エネルギーを提供する第１の装置から第３の装置のいずれかと第４の装置とに従った電気エネルギーを提供する第４の装置において、ＲＣ要素のキャパシタンスは、正常動作中に短絡および／または過電流状態を短絡および／または過電流状態検出回路が検出することを防ぐために選択された時定数で放電する。

電気エネルギーを提供する第１の装置から第４の装置のいずれかと第４の装置とに従った電気エネルギーを提供する第５の装置において、短絡および／または過電流事象において短絡および／または過電流状態検出回路が短絡および／または過電流状態を検出することを確実なものとするために選択された時定数で、ＲＣ要素のキャパシタンスが放電する。

電気エネルギーを提供する第１の装置から第５の装置のいずれかに従った電気エネルギーを提供する第６の装置において、制御回路は、第２の電力半導体スイッチと、第２の電力半導体スイッチ用の第２の制御回路であって、第２の制御回路が、装置１～２５のいずれかに従った第２の電力半導体スイッチ用の制御回路のための動的基準信号を生成する第２の装置を備える、当該第２の制御回路と、動的基準信号を生成する第２の装置からの動的基準信号と、電力半導体スイッチのコレクタ・エミッタ電圧を表す信号、またはコレクタ・エミッタ電圧、アノード・カソード電圧、またはドレイン・ソース電圧を表す信号とを受信して、第２の電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態の存在を示す第２の異常信号を生成するため、動的基準信号を、コレクタ・エミッタ電圧、アノード・カソード電圧、またはドレイン・ソース電圧を表す信号と比較するように構成されている第２の短絡および／または過電流状態検出回路と、第２の異常信号を受信して、異常信号が電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態の存在を示す場合、第２の電力半導体スイッチをスイッチオフするように構成された第２の駆動回路と、をさらに備える。

電気エネルギーを提供する第６の装置に従った電気エネルギーを提供する第７の装置において、第１の電力半導体スイッチと第２の電力半導体スイッチとは、直列接続されており、本装置は、第１の電力半導体スイッチと第２の電力半導体スイッチとの間に負荷が接続されるように構成されており、入力電圧は、直列接続された第１の電力半導体スイッチと第２の電力半導体スイッチとを介して印加される。

電気エネルギーを提供する第７の装置に従った電気エネルギーを提供する第８の装置において、第１の電力半導体スイッチと第２の電力半導体スイッチとは、１００Ｖから１５ｋＶの間の電圧を伝達するように構成されている。

本発明の一例に従った電力半導体スイッチ用の動的基準信号を生成する方法であって、本方法は、定常基準信号を生成することと、電力半導体スイッチの制御信号を受信することと、受動回路を使用して、所定の期間の少なくとも一部にわたって、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、定常基準信号のレベルを高めることと、動的基準信号を出力することと、を含む。

本発明の非限定的かつ非網羅的な例示的な実施形態について、以下の図を参照しながら説明しており、別段の指定がない限り、異なる図において、同一の参照符号は、同一の構成部分を示す。

負荷に電気エネルギーを提供する装置を示す。 例示的な制御回路を示す。 動的基準信号を生成する装置の一例を示す。 動的基準信号を生成する装置の一例を示す。 動的基準信号を生成する別の装置の一例を示す。 図４Ａに示す動的基準信号を生成する装置における様々な信号を示す。 図４Ｂに示す動的基準信号を生成する装置における様々な信号を示す。 通常状態と短絡および／または過電流状態とにおいて図１に示す負荷に電気エネルギーを提供する様々な信号を示す。 動的基準信号を生成する装置の別の例を示す。 図７に示す動的基準信号を生成する装置における様々な信号を示す。

以下の説明では、本発明を深く理解できる多くの詳細事項を提示する。しかし、本発明を実施するために具体的な詳細事項が必要なわけではないことが当業者には明らかである。また別の場合において、本発明を理解することが不必要に困難とならないように、よく知られた装置および方法については詳細に説明しない。

本説明において、「一実施形態（ａｎ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「構成（ａ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）」、「例（ａｎ ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「例（ｅｘａｍｐｌｅ）」という記載は、本実施形態に関連して説明する特定の特徴、構造または性質が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。この点で、本説明中の様々な位置における「一実施形態において（ｉｎ ｏｎｅ ｅｍｂｏｄｉｍｅｎｔ）」、「例（ａｎ ｅｘａｍｐｌｅ）」、または「例（ｅｘａｍｐｌｅ）」という語句は、必ずしもすべてが同じ実施形態または同じ例を指すわけではない。さらに、特定の特徴、構造または性質は、１つ以上の実施形態または例において、任意の適切な組み合わせおよび／または部分的組み合わせにより組み合わされ得る。特定の特徴、構造または性質は、集積回路に、電子回路に、論理回路に、または、説明されている機能を提供する他の適切な要素部品に含まれ得る。さらに、図面が当業者に対する説明の目的を果たすことと、図面が必ずしも正確な寸法で描かれているわけではないこととが指摘される。

正常動作と短絡および／または過電流動作との間での、コレクタ・エミッタ電圧の波形における上記の違いが、短絡または過電流状態を検出するため、保護回路において使用され得る。例えば、コレクタ・エミッタ電圧が閾値を上回るように上昇すると（図６の右下参照）、短絡または過電流状態が検出され得る。しかし、コレクタ・エミッタ電圧の低下は、単調である必要はない。図６に示すものと同様に、この低下は、電力半導体スイッチのスイッチオンのまさに直後に、電圧のピークと電圧の谷とを有し得る。静的基準電圧の場合、これは、保護回路が短絡事象および／または過電流事象だと誤認して電力半導体スイッチをスイッチオフするという効果を有し得る。同様に、比較的ゆっくりとした切り替え挙動をみせる電力半導体スイッチの場合、静的状態に達するまでの期間は、比較的長い（例えば、１０μｓより著しく長い）ものであり得る。従って、電力半導体スイッチの特定の静的な順電圧付近に設定される静的基準電圧は、同様に、保護回路が短絡事象および／または過電流事象を誤認して電力半導体スイッチをスイッチオフするという効果をもち得る。この場合、特定の時点において増加した電圧レベルが、電力半導体スイッチの慣性に起因するにすぎないとしても、保護回路は、危険なほどに増加した電圧を検出し得る。

図１は、負荷１１０に電気エネルギーを提供する装置１００（電力変換装置とも呼ばれる）を示す。しかし、エネルギーの流れは、逆方向も向き得る。その場合、要素１１０は発電機である。さらに別の装置では、様々な動作状態における要素１１０が、負荷と発電機との両方として動作し得る。そのため、エネルギーを提供する装置についてのみ説明するが、その説明は、前述のすべての場合を包含する（エネルギーは、異なる出力において提供され得る）。装置は、直列接続された２つの電力半導体スイッチ１０４、１０６を備える。加えて、装置１００は、直流入力電圧１０２（Ｕ_ＩＮ）を受信し得る。装置は、入力から負荷１１０が接続された出力まで（または逆方向に）、電力半導体スイッチ１０４、１０６の制御により、電気エネルギーを伝達するように構成されている。この場合、電気エネルギーを提供する装置は、電圧レベル、電流レベル、または、負荷に出力される両方の値の組み合わせを制御し得る。

図１の例において、電力半導体スイッチ１０４、１０６は、ＩＧＢＴである。そのため、ＩＧＢＴの例に基づいて装置と方法とについて説明する。しかし、動的基準信号を生成する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する本発明に従った装置とは、ＩＧＢＴとの使用に限定されない。むしろ、それらは、他の電力半導体スイッチと組み合わせても使用され得る。例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、ＩＥＧＴ（「注入促進ゲートトランジスタ（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ ｇａｔｅ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）」）、およびＧＴＯ（「ゲートターンオフサイリスタ（ｇａｔｅ ｔｕｒｎ ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）」）が、動的基準信号を生成する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する本発明に従った装置と、と共に使用され得る。さらに、電力半導体スイッチにかかる電圧の波形を検出する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する装置とは、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体または炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体を基材とする電力半導体スイッチと共に使用され得る。

スイッチオフ状態における電力半導体スイッチの最大公称コレクタ・エミッタ電圧、最大公称アノード・カソード電圧、または最大公称ドレイン・ソース電圧は、５００Ｖを上回る、好ましくは、２ｋＶを上回る値であり得る。

加えて、動的基準信号を生成する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する本発明に従った装置とは、電力半導体スイッチに限定されない。この点で、電力半導体スイッチにかかる電圧の波形を検出する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する装置と、と共に他の半導体スイッチを使用することもできる。本明細書で説明する効果と利点とは、他の半導体スイッチを伴うシステムにおいても、少なくとも部分的に発生し得る。

従って、ＩＧＢＴについて説明するので、電力半導体スイッチの端子は、「コレクタ」、「ゲート」および「エミッタ」と呼ばれる。しかし、既に説明したとおり、装置と方法とは、ＩＧＢＴに限定されない。不必要に長くならないように、本明細書における「エミッタ」という名称は、「ソース」または「カソード」と呼ばれる対応する電力半導体スイッチの端子も包含する。同様に、本明細書における「コレクタ」という用語は、「ドレイン」または「アノード」と呼ばれる端子も包含し、「ゲート」という用語は、「ベース」と呼ばれる対応する電力半導体スイッチの端子を包含する。そのため「コレクタ・エミッタ電圧」という用語は、「ドレイン・ソース電圧」と「カソード・アノード電圧」とをさらに包含し、「コレクタ電圧」という用語と「エミッタ電圧」という用語とは、それぞれ、「ドレイン電圧」または「アノード電圧」と「ソース電圧」または「カソード電圧」とをさらに包含する。

電力半導体スイッチ１０４、１０６は、それぞれ、第１の制御回路１１８と第２の制御回路１２０と（図２を参照して例示的な制御回路について説明する）により制御される。制御回路は、第１のＩＧＢＴと第２のＩＧＢＴとのスイッチングタイミングを制御するため、第１のゲート・エミッタドライバ信号１３０（Ｕ_ＧＥ１）と第２のゲート・エミッタドライバ信号１３２（Ｕ_ＧＥ２）とを提供する。さらに、制御回路１１８と制御回路１２０との両方が、任意選択的に、システム制御装置１１４により制御され得る。システム制御装置１１４は、システム入力信号１１６を受信する入力を有し得る。図１の例では、ハーフブリッジ構成における２つの電力半導体スイッチ１０４、１０６を示す。しかし、動的基準信号を生成する装置と、制御回路と、電気エネルギーを提供する装置とは、他の形態でも使用され得る。例えば、個々の電力半導体スイッチ（例えば、個々のＩＧＢＴ）は、動的基準信号を生成する装置または制御回路に接続され得る。他の例において、６つの電力半導体スイッチまたは１２個の電力半導体スイッチを有する三相システムにおいて、電力半導体スイッチの各々が、動的基準信号を生成する装置を有し得る。

ゲート・エミッタドライバ信号を出力することに加えて、制御回路１１８、１２０は、電力半導体スイッチ１０４、１０６にかかる電圧を表す信号を取り込む。信号は、電圧信号または電流信号であり得る。図１の例において、制御回路１１８、１２０の各々が、コレクタ・エミッタ電圧を表した、コレクタ・エミッタ電圧信号１２２、１２４（Ｕ_ＣＥ１、Ｕ_ＣＥ２）と呼ばれるそれぞれの信号をもつ。

図１以降で、電力半導体スイッチ１０４、１０６にかかる電圧（例えば、コレクタ・エミッタ電圧信号）を表す信号を使用する回路について説明する。既に詳しく説明したとおり、電力半導体スイッチを通る電流の間接的な監視が、電力半導体スイッチにかかる電圧に基づいて達成され得る。しかし、電力半導体スイッチを通る電流（例えば、コレクタ電流、ドレイン電流、またはカソード電流）は、また、何らかの他の方法により推定され得るか、または、直接測定され得る。一例において、負荷に電気エネルギーを提供する装置（電力変換装置とも呼ばれる）は、電力半導体スイッチを通る電流を直接測定する検出回路（例えば、コレクタ電流を測定する装置）を有し得る。

図１において、制御回路１１８、１２０は、別々の制御回路として概略的に描いている。しかし、制御回路１１８と制御回路１２０との両方は、また、単一の回路に一体化され得る。この場合、単一の制御回路が、２つの電力半導体スイッチ１０４、１０６を制御する。さらに、第２のゲート・エミッタドライバ信号１３２（Ｕ_ＧＥ２）は、反転した第１のゲート・エミッタドライバ信号１３０（Ｕ_ＧＥ１）であり得る。

制御回路１１８と制御回路１２０との両方が、動的基準信号を生成する装置を備える。それを利用して、それぞれのコレクタ・エミッタ電圧信号１２２、１２４に基づいて、それぞれの電力半導体スイッチの短絡および／または過電流状態を把握することが可能である。短絡および／または過電流状態を把握したことに応答して、それぞれの電力半導体スイッチ１０４、１０６がスイッチオフされ得る。

図２は、制御回路２１８（例えば、図１に示す制御回路１１８、１２０の１つ）を示す。制御回路２１８は、動的基準信号を生成する装置２４２と、短絡および／または過電流状態検出回路２４０と、駆動回路２３６と、任意選択的なドライバインターフェース２３４との４つの機能ユニットを含む。動的基準信号を生成する装置２４２は、駆動回路２３６からゲート・エミッタドライバ信号２３０を受信するように適応される。しかし、動的基準信号を生成する装置２４２は、さらに、ゲート・エミッタドライバ信号２３０を表す他の信号を受信し得る。スイッチオフ状態からスイッチオン状態への制御対象電力半導体スイッチの切り替え過程の時点に関する情報（および、任意選択的にスイッチオン状態からスイッチオフ状態への制御対象電力半導体スイッチの切り替え過程の時点に関する情報）が、この信号から推測され得ることが必要であるにすぎない。加えて、動的基準信号を生成する装置２４２は、任意選択的に、外部基準信号を受信するように構成されている。図２の例において、外部基準信号は、電力半導体スイッチのエミッタ電圧を表す基準信号２２６であり得る。しかし、代替的に、外部基準信号として、電力半導体スイッチのエミッタ電圧に対して一定オフセットぶんオフセットされた他の電圧レベルを使用することもできる。

加えて、動的基準信号を生成する装置２４２は、定電流信号２４６（Ｉ_１）を受信するように構成されている。図２の例において、定電流信号２４６は、駆動回路２３６により提供される。定電流信号２４６も、代替的に、制御回路２１８の他の機能ユニットにより、または、外部ソースにより提供され得、または、基準信号自体を生成する回路により内部で生成され得る。任意の適切な電流源が、定電流２４６を生成するのに適する。

動的基準信号を生成する装置２４２は、受信された信号（すなわち、定電流信号２４６とゲート・エミッタドライバ信号２３０と）に基づいて、動的基準信号２４８を提供する。動的基準信号２４８は、短絡および／または過電流状態検出回路２４０により受信される。電力半導体スイッチの切り替え過程後、所定の期間が満了した後、動的基準信号２４８は、定常信号レベルをとる。電力半導体スイッチが、オフ状態からオン状態にスイッチングする場合、動的基準信号２４８は、電力半導体スイッチの切り替え過程から始まり所定の期間が満了するまでの期間の少なくとも一部において定常信号レベルを上回るように高められる。しかし、動的基準信号の定常信号レベルは、すべての動作状況において同一である必要はない。この点で、スイッチングサイクルの長さに関係した定常信号レベルのドリフトまたはゆっくりとした変化が可能である。さらに、定常信号レベルは、設定可能であり得る。

短絡および／または過電流状態検出回路２４０自身は、電力半導体スイッチのコレクタ・エミッタ電圧Ｕ_ＣＥに対応した信号２２２（例えば、図１に示す信号１２２または１２４）を受信するように構成されている。電力半導体スイッチのコレクタ・エミッタ電圧に対応した信号２２２に基づいて、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、電力半導体スイッチにかかるコレクタ・エミッタ電圧（Ｕ_Ｃ’Ｅ）を表す信号を決定する。他の例において、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、他の信号から信号を決定するか、または、別の回路ブロックから電力半導体スイッチにかかるコレクタ・エミッタ電圧を表す信号を受信する。別の例において、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、電力半導体スイッチを通る電流（例えば、コレクタ電流）を表す信号を受信する。図１を参照して説明しているとおり、電力半導体スイッチを通る電流を表す信号は、電力半導体スイッチを通る電流の直接的な測定により生成され得る。短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、次に、電力半導体スイッチにおける短絡および／または過電流状態の存在を検出するため、電力半導体スイッチを通る電流を表す信号を動的基準信号と比較し得る。（例示的なコレクタ電流Ｉ_Ｃ’に基づく）電力半導体スイッチを通る電流を表す信号の例示的な波形を図６の下部に示し、通常状態と短絡および／または過電流状態とが、電流の波形における特性変化から直接的にと、電圧の波形における特性変化から間接的にとの両方により検出され得ることも理解され得る。

電力半導体スイッチにかかるコレクタ・エミッタ電圧を表す受信または決定された信号（または、電力半導体スイッチを通るコレクタ電流を表す受信または決定された信号）と、受信された動的基準信号２４８とに応答して、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、短絡および／または過電流状態が存在するか否かを決定する。

一例において、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号（または、電力半導体スイッチを通るコレクタ電流を表す信号）が動的基準信号２４８より大きい場合に、短絡および／または過電流状態が存在することを検出する。既に詳しく説明したように、電力半導体スイッチがスイッチオンされた後、コレクタ・エミッタ電圧（または、コレクタ電流）は、比較的低い値まで急速に低下しなければならず、その値を上回るように増加したコレクタ・エミッタ電圧（または、増加したコレクタ電流）は、短絡および／または過電流状態の存在の間接的な（または、直接的な）標識である。図６における下側の曲線が、これと、短絡および／または過電流状態検出回路２４０の動作とを示す。図６の左側に通常のスイッチオン過程を示す。電圧Ｕ_Ｃ’Ｅ（この場合、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号）は、スイッチングプロセス後、急速に低下する。電流Ｉ_Ｃ’（この場合、コレクタ電流を表す信号）は、同様に、おおむね定常レベルまで急速に到達する。動的基準信号が、常に、信号Ｕ_Ｃ’Ｅ６７８を上回って（または、上記コレクタ電流を表す信号を上回って）いるので、短絡および／または過電流状態は把握されない。既に言及したように、切り替え過程後の、動的基準信号のレベルにおける一時的な増加は、短絡および／または過電流状態の誤検出を防ぎ得る。

対称的に、図６は、右下に、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号の典型的な波形と、短絡および／または過電流事象におけるコレクタ電流を表す信号の波形とを概略的に示す。ここで、信号Ｕ_Ｃ’Ｅ６７８と信号Ｉ_Ｃ’とが動的基準信号を上回ったこと（例えば、切り替え過程後の８～１２μｓ後）と、その結果として、短絡および／または過電流状態検出回路２４０が、短絡および／または過電流状態を検出したことが認識され得る。前述のように、動的基準信号は、所定の期間の少なくとも一部にわたって（例えば、所定の期間の全体にわたって）高められ、その結果として、所定の期間中、電力半導体スイッチのスイッチオン後、電圧のピークと電圧の谷とが発生した場合、または、静的基準信号未満のロー値への、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号の完全な低下が、原則として、電力半導体スイッチに対して定義される最大許容短絡持続期間より長い場合、異常が検出されない。不正確な異常検出の発生の頻度を最小化するため、動的基準信号における増加の持続期間が設定され得る。図６からわかるように、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号、または電力半導体スイッチを通るコレクタ電流を表す信号における十分に大きな上昇は、所定の期間中の基準信号における動的な増加にもかかわらず、短絡および／または過電流状態の検出を開始させ得る。これは、単に、検出の時点が、基準信号における動的な増加により、シフトし戻されることであり得る。

過電流状態検出回路２４０は、短絡および／または過電流状態を検出した場合、異常信号を出力し得る。図２の例において、異常信号２４４（Ｕ_ＦＴ）は、駆動回路２３６に出力される。駆動回路２３６は、電力半導体スイッチの損傷を防ぐため、異常信号２４４に応答して、電力半導体スイッチをスイッチオフし得る。しかし、代替的な構成において、異常信号は、何らかの他の方法でも処理され得る。例えば、単に、異常信号２５０（Ｕ_ＦＴ）を別の制御要素に（例えば、システム制御装置２１４に）供給することが可能である。その後、別の要素が、所定の順序で２つ以上の電力半導体スイッチをスイッチオフし得る。

異常信号を判定するため、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、受信された信号をさらに処理し得る。例えば、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、短絡および／または過電流状態の検出の所定の遅延を設定するため、ゲーティング回路を備え得る。加えて、または代替的に、短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号（または、電力半導体スイッチのコレクタ電流を表す信号）の電圧レベルを設定する回路を含み得る。コレクタ・エミッタ電圧自体が、数千ボルト以上であり得るので、この回路は、値の大きな抵抗器を有するネットワークを備え得る。しかし、ネットワークは、高電圧用に構成された別の要素（例えば、容量性の構成要素またはダイオード）もさらに備える。これは、コレクタ・エミッタ電圧から、コレクタ・エミッタ電圧に比例するが、より（十分に）低い電圧レベルをとる信号（例えば、図６に概略的に描かれた信号Ｕ_Ｃ’Ｅ）を生成する。

既に説明したように、駆動回路２３６は、短絡および／または過電流状態を知らせる異常信号２４４を受信し得、さらに、検出された短絡および／または過電流状態に応答して、電力半導体スイッチをスイッチオフし得る。短絡および／または過電流状態検出回路２４０の１つまたは複数の構成要素は、任意選択的に、駆動回路２３６に含まれ得る。例えば、駆動回路２３６は、動的基準信号Ｕ_ＲＥＦ２４８とコレクタ・エミッタ電圧を表す信号（または、電力半導体スイッチを通るコレクタ電流を表す信号）とを受信し得る。加えて、駆動回路２３６は、電力半導体スイッチを制御するゲート・エミッタドライバ信号も供給し得る。

図２の例において、駆動回路２３６は、システム制御装置２１４から制御信号を受信するため、ガルバニック直流絶縁２３８（例えば、変圧器）を介して、任意選択的なドライバインターフェース２３４に接続されている。さらに、ドライバインターフェース２３４は、システム制御装置２１４に接続され得、システム制御装置２１４は、システム入力２１６を受信し、それにより制御される。

図３は、電力半導体スイッチ用の制御回路のための、例示的な、動的基準信号を生成する装置３４２（例えば、図２におけるブロック２４２）を示す。動的基準信号を生成する装置３４２は、基準信号生成器３５２と受動充電回路３５０との２つの機能ブロックを含む。これらのブロックの機能について後述する。しかし、例示的な回路は、後述の機能が別の装置において実行される場合に限定されない。むしろ、ブロックの機能の一部または全部は、一体的にも実装され得る。

動的基準信号を生成する装置３４２は、電力半導体スイッチ３３０の制御信号（Ｕ_ＧＥ）と定電流信号３４６（Ｉ_１）とを受信する。

図３と後続の図とにおいて、動的基準信号を生成する装置は、定電流信号を受信する。既に詳しく説明したように、他の構成も考え得る。一例において、動的基準信号を生成する装置は、定電圧信号を受信する。

電力半導体スイッチ３３０の制御信号（Ｕ_ＧＥ）は、電力半導体スイッチの切り替え過程の時間的な順序を表す何らかの信号であり得る。例えば、図１に示すように、ゲートドライバ信号が使用され得る。しかし、（主に、複雑なＩＧＢＴ駆動回路において）動的基準信号を生成する装置３４２に電力半導体スイッチの切り替え過程に関する情報を提供するため、適切な信号が別の場所にも存在し得る。定電流信号３４６（または、定電圧信号）は、動的基準信号を生成する装置３４２自体においても生成され得る。

動的基準信号を生成する装置３４２の基準信号生成器３５２は、電力半導体スイッチの切り替え過程後、所定の期間が満了した後、定常信号レベルをとる動的基準信号３４８（Ｕ_ＲＥＦまたはＩ_ＲＥＦ）を利用可能にする。例えば、基準信号生成器３５２は、定電流信号３４６（または、定電圧信号）に応答して、定常信号レベルを生成する１つまたは複数の構成要素を備え得る。図４Ａと図４Ｂと図７とを参照して、例示的な基準信号生成器３５２を示す。

受動充電回路３５０は、動的基準信号を生成するため、定常信号レベルを上回るように、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、少なくとも所定の期間の一部にわたって（例えば、所定の期間の全体にわたって）、動的基準信号の信号レベルの周囲を増加させるように構成されている。例えば、受動充電回路３５０は、制御信号Ｕ_ＧＥ３３０を受信する。制御信号Ｕ_ＧＥ３３０は、スイッチオフ状態からスイッチオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替え過程の時点を決定するため、受動充電回路３５０により処理される。加えて、定常信号レベルを上回る動的基準信号の増加の振幅および時間的な波形（すなわち、さらに、動的基準信号３４８が高められた信号レベルをとる所定の期間の一部または全体の長さ）は、少なくとも部分的に制御信号Ｕ_ＧＥ３３０に基づいて判定され得る。この一時的な動的基準信号の増加は、能動的な構成要素（例えばトランジスタなど）を使用せずに、受動充電回路３５０によりもたらされる。さらに、図４Ａと図４Ｂと図７とを参照して、例示的な受動充電回路３５０を示す。

一例において、受動充電回路３５０は、図６に示すように、動的基準信号の一時的な増加の時間的な波形を、少なくとも部分的に制御するように構成されている。これは、オフ状態からオン状態への電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答した急激な上昇と、後続の定常電圧信号のレベルへ戻る連続的な低下とを含む。低下の時定数（１／ｅ時定数）は、１から５０μｓの間（例えば、５から１５μｓの間）。であり得る。動的基準信号３４８のこの時間的な挙動を生成するため、受動充電回路３５０は、ＲＣ要素を含み得、ＲＣ要素のキャパシタンスの時定数は、定常電圧信号のレベルへの低下の速度を少なくとも部分的に決定する。加えて、定常基準信号のレベルを上回る動的基準信号３４８のレベルにおける上昇は、制御信号Ｕ_ＧＥ３３０の振幅における急上昇と相関し得る。図６を参照して、例示的な信号レベルについて説明する。

図４Ａは、動的基準信号を生成する装置４４２の第１の例を示す。装置は、基準信号生成器４５２と受動充電回路４５０とを含む。加えて、動的基準信号を生成する装置４４２は、図３の例にも示すように、電力半導体スイッチ４３０の制御信号（Ｕ_ＧＥ）、定電流信号４４６（Ｉ_１）を受信する。これらの信号と代替的な信号との選択に関して、図３の説明での対応箇所における記述が、適用可能である。

基準信号生成器４５２は、静的基準信号を生成する回路を含む。静的基準信号を生成する回路は、基準抵抗器４６４（Ｒ_ＲＥＦ）を含む。定電流信号３４６は、基準抵抗器４６４の第１の端子に接続されており、基準抵抗器４６４を通って流れ、その結果、一定の電圧降下（Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ）を生成する。基準抵抗器４６４は、図４Ａにおいて独立した構成要素として示されるが、複数の抵抗器の組み合わせも使用可能である。

他の例において、動的基準信号を生成する装置において（基準抵抗器Ｒ_ＲＥＦ４６４における定電流Ｉ_１の低下により動的基準信号を生成する代わりに）定電圧源を使用することが可能である。一例において、定電圧源は、（いわば、Ｖ１の代わりに）基準抵抗器Ｒ_ＲＥＦ４６４と直列接続され得る。例えば、定電圧源が、基準抵抗器Ｒ_ＲＥＦとＶ_Ｅとの間に接続され得る。他の例において、本明細書の動的基準信号を生成する装置内に既に存在する内部基準レベルは、静的電圧基準レベル（例えば、内部基準レベル４４７（Ｖ_１））を形成し得る。例えば、内部基準レベルは、受動半導体回路により（例えば、ツェナーダイオードを使用して）生成され得る。他の一例において、基準抵抗器Ｒ_ＲＥＦ４６４は、省略され得る。さらに、動的基準信号を生成する装置は、（基準電圧Ｕ_ＲＥＦの代わりに）基準電流Ｉ_ＲＥＦを生成する。

動的基準信号を生成する装置４４２は、第１の内部基準レベル４４７（Ｖ_１）を生成する。例えば、第１の内部基準レベル４４７（Ｖ_１）は、基準レベル４２６に基づいて生成され得るか、またはそれに対応し得る。一例において、第１の内部基準レベル４４７は、電力半導体スイッチのエミッタ電圧に実質的に等しい。これは、典型的にはエミッタ電圧を表す基準信号が同様に短絡および／または過電流状態検出回路で使用されるので（図２におけるブロック２４０参照）、有益である。その結果、この場合、相互に比較されるコレクタ・エミッタ電圧信号と動的基準信号との両方が、同じ信号を基準とする。これは、信号の相互安定化を促進し得る。それにもかかわらず、静的電圧基準レベル未満のいずれのレベルも、第１の内部基準レベル４４７（Ｖ_１）のために使用可能である。

従って、動的基準信号４４８を出力する出力に接続された基準信号生成器４５２のノードＡは、定常信号レベルを生成する回路により、定常信号レベルまで高められる。図４Ａと後続の図とにおいて、動的基準信号４４８（Ｕ_ＲＥＦ）は、動的電圧信号である。しかし、既に何度も説明したように、動的電流信号も使用可能である。この定常信号レベルは、図４Ａに従った例示的な装置において、Ｖ_１＋Ｒ_ＲＥＦ×Ｉ_１である。ノードＡの電圧レベルが受動充電回路４５０により影響を受けない場合、動的基準信号４４８のレベルは、定常信号レベル（すなわち、Ｖ_１＋Ｒ_ＲＥＦ×Ｉ_１）に対応する。この挙動を図５Ａに示す。いちばん下の曲線は、ノードＡにおける電圧の（従って、動的基準信号５４８の）例示的な波形を表す。ノードＡにおける電圧レベルは、半導体スイッチの切り替え過程後、特定の時間を除いて定常状態にあることが見られ得る。

受動充電回路４５０は、抵抗器４６６（Ｒ_１）を介して基準信号生成器４５２に接続されている（図４Ａにおいて、抵抗器４６６は、基準信号生成器４５２に関係しているとして説明されるが、これは任意の分類である）。受動充電回路４５０は、ＲＣ要素を含む。後者は、キャパシタンス４５６（Ｃ_Ｔ）と抵抗器４６０（Ｒ_Ｔ）とを備える。キャパシタンス４５６は、ノードＢと電力半導体スイッチ４３０の制御信号を受信する入力との間に接続されている。抵抗器４６０は、ノードＢと基準信号生成器４５２のノードＡとの間に接続されている。また、抵抗器４６０と抵抗器４６６とは、独立した抵抗器であり得る。

さらに、受動充電回路４５０は、ノードＢにおける電圧レベルを第２の内部基準レベル４６２（Ｖ_Ｌ）に制限する任意選択的な第１のクランプ回路４５４を含む。図４Ａの例において、第１のクランプ回路４５４は、ダイオード４５４を含む。第２の内部基準レベル４６２は、静的電圧基準レベル以下のいずれかのレベルであり得る。外部基準レベル４２６が、この条件を満たす場合、その外部基準レベル４２６が、第２の内部基準レベル４６２として使用され得る。従って、さらに、第２の内部基準レベル４６２は、電力半導体スイッチのエミッタ電圧を表し得る。受動充電回路４５０は、能動的な構成要素を含まない。

図５Ａを参照して、再度、受動充電回路の機能について説明する。既に説明したように、動的基準信号を生成する装置４４２は、切り替え過程直後に、内部基準レベル４４７に、定電流４４６により抵抗器Ｒ_ＲＥＦ４６４において生成された電圧を加えたもの（図４Ａに示す装置において、Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ＋Ｖ_１）に実質的に対応する動的基準電圧を出力する。言い換えると、切り替え過程の直前に、動的基準電圧４４８は、定常電圧レベルに等しい。図５Ａにおけるいちばん上の曲線は、電力半導体スイッチの制御信号５３０（Ｕ_ＧＥ）の例示的な波形を示す。制御信号５３０の電圧レベルは、スイッチオフ状態におけるレベルＶ_ＯＦＦからスイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＮまで上昇する。原理的には、これらのレベルは、任意に選択され得る。一例において、レベルＶ_ＯＦＦとレベルＶ_ＯＮとは、それぞれ、スイッチオフ状態とスイッチオン状態とにおいて電力半導体スイッチを制御する、電力半導体スイッチのゲート・エミッタ電圧に対応する。例えば、ＩＧＢＴのスイッチオフ状態におけるレベルＶ_ＯＦＦは、－２０Ｖから－５Ｖの間（好ましくは、－１５Ｖから－７Ｖの間）であり得、ＩＧＢＴのスイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＮは、１０Ｖから２０Ｖの間（好ましくは、１３Ｖから１５Ｖの間）であり得る。電力ＭＯＳＦＥＴの場合、レベルＶ_ＯＦＦとレベルＶ_ＯＮは、これに対応して、それぞれ、スイッチオフ状態とスイッチオン状態とにおける、電力ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース電圧の電圧に対応し得る。例えば、電力ＭＯＳＦＥＴのスイッチオフ状態におけるレベルＶ_ＯＦＦは、－５Ｖから０Ｖの間であり得、ＭＯＳＦＥＴのスイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＮは、１０Ｖから２５Ｖの間であり得る。ＳｉＣを基礎とする構成要素の場合、スイッチオフ状態におけるレベルＶ_ＯＦＦは、同様に、－５Ｖから０Ｖの間であり得、スイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＮは、１０Ｖから２０Ｖの間であり得る。

図５Ａに示すように、動的基準信号を生成する装置４４２のノードＢとノードＡとにおける電圧レベルは、電力半導体スイッチのスイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え時点において急激に上昇する。この上昇は、スイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え時の制御信号５３０（図４Ａにおける制御信号４３０）の電圧振動に対応する。これは、図４Ａを参照して理解され得る。すなわち、制御信号４３０の電圧振動がキャパシタンス４５６の出力における電圧レベルを増加させるので、ノードＢにおける電圧レベルが、さらにこの絶対値ぶん増加する（ノードＢにおけるレベルが第２の基準電圧のレベルを上回るので、ダイオード４５４が非導通しない）。従って、電圧の振幅の急上昇は、制御信号５３０（図４Ａにおける４３０）のスイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＮとスイッチオン状態におけるレベルＶ_ＯＦＦとの間の差分に対応する。その結果、これは、切り替え過程後の時点で、ノードＢにおいて、次式の電圧レベルＶ_{Ｂｐｅａｋ}をもたらす。

これは、抵抗器４６０（Ｒ_Ｔ）と抵抗器４６６（Ｒ_１）と抵抗器４６４（Ｒ_ＲＥＦ）とを通して追加的な電流が駆動されるという結果をもたらす。この電流は、ノードＡにおける電圧レベルを特定の絶対値ぶん増加させる（すなわち、追加的な電流の、電流の大きさに抵抗器４６４の値を乗算したもの）。その結果、これは、電力半導体スイッチのスイッチオン直後、ノードＡにおいて、次式の電圧をもたらす。

動的基準信号４４８を取り出す出力が、ノードＡに直接接続されているので、図５Ａに示す電圧レベルが、動的基準信号４４８に対応する。

加えて、追加的な電流が、受動充電回路４５０のキャパシタンス４５６を放電する。これは、キャパシタンス４５４にかかる電圧が低減し、その結果、ノードＢにおける電圧レベルも低下するという結果をもたらす。続いて、そこから、追加的な電流が低減し、ノードＡにおける電圧も低下する（従って、動的基準信号４４８のレベルも低下する）ことが導かれる。所定の期間後、キャパシタンスが、抵抗器４６４を通して追加的な電流がそれ以上駆動されない程度まで放電された状態となる。その結果、ノードＡにおける電圧が、再度、その定常レベル（Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ＋Ｖ_１）となる。受動充電回路により生成される動的基準信号の一時的な増加が、抑制された状態となる。

キャパシタンス４５６の放電過程の時定数は、抵抗器４６０（Ｒ_Ｔ）と抵抗器４６６（Ｒ_１）と抵抗器４６４（Ｒ_ＲＥＦ）との値と、キャパシタンス４５６（Ｃ_Ｔ）の値とにより決定される。これと、動的基準信号４４８における電圧振動の振幅は、電力半導体スイッチのスイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え過程後の、短絡および／または過電流状態の誤検出が防止されるように、または、少なくとも低減されるように、および、それにもかかわらず、電力半導体スイッチの信頼性の高いスイッチオフにより保護機能が達成されるように、選択され得る。これは、続いて、図６を参照して示され得る。動的基準信号６４８の一時的な増加は、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号が、通常時における動的基準信号未満となることを確実にする（図６の左側）。従って、図２における短絡および／または過電流状態検出回路２４０は、短絡および／または過電流状態を検出しない。

図５Ａは、さらに、電力半導体スイッチのスイッチオン状態からスイッチオフ状態への切り替え過程後の、動的基準信号を生成する装置４４２の挙動を示す。ここで、既に詳細に説明したスイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え過程の場合とは逆の過程が発生する。再度、この場合は負の、制御信号５３０の電圧振動が、キャパシタンス４５４の第１の入力に現れ、ノードＢにおける電圧を下げる。続いて、これは、ノードＡにおける電圧を下げる追加的な電流をもたらす。しかし、スイッチオン過程と対称的に、この時点で、第１のクランプ回路４５４は、有効であり、ノードＢにおける電圧降下を第２の内部基準レベルＶ_Ｌに制限する。既に言及したように、第１のクランプ回路４５４は、任意選択的であり、それなしでも、動的基準信号を生成する装置４４２が使用され得る。その場合、制御信号４３０の完全な電圧振動により、動的基準信号４４８が低減される。しかし、それは、特定の状況において、ノードＡにおける電圧（動的基準信号４４８）とノードＢにおける電圧とが、定常信号レベルに戻る十分な時間をもたないので、不利益であり得る。

ノードＡにおける電圧振動は、第１のクランプ回路により下向きに制限され、従って、次式の結果となる。

前述の場合と同様に、次に、追加的な電流は、キャパシタンス４５６が充電される効果をもつ。この充電過程の終わりにおいて、キャパシタンス４５６にかかる電圧４５８は、再度、切り替え過程の開始前の電圧に対応し、追加的な電流は、流れを停止し、動的基準電圧５４８は、再度、その定常信号レベル（Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ＋Ｖ_１）をとる。

図４Ｂは、第２の例示的な、動的基準信号を生成する装置を示す。本構造は、図４Ａに示す装置の構造に対応し、その構造において、第２のクランプ回路４６８、４７０が追加的に提供される。第２のクランプ回路は、動的基準電圧４４８を所定の最大値に制限するように構成されている。図４Ｂにおいて、動的基準電圧４４８の最大値は、第３の内部基準レベルＶ_Ｈにより規定される。第２のクランプ回路４６８、４７０が、抵抗器４６０と抵抗器４６６との間に接続されているので、ノードＡにおける電圧の最大値Ｖ_{ａｐｅａｋ}は、次式にクランプされる。

説明が不必要に複雑にならないように、本明細書で説明する式において、ダイオードが順方向バイアスされるとき、ダイオードを通した電圧降下がゼロと仮定した。第２のクランプ回路４６８、４７０は、第２のダイオード４６８を含み得る。動的基準信号を生成する装置４４２が接続された構成要素への損傷を防ぐように、第３の内部基準レベルＶ_Ｈが選択される。例えば、図２に示すように、定電流Ｉ_１は、駆動回路２３６により供給され得る。動的基準信号４４８が、駆動回路２３６の基準出力に現れるので、その駆動回路２３６は、動的基準信号４４８の増加した電圧レベルの結果として損傷を引き起こし得る。例えば、駆動回路２３６の基準出力における最大許容電圧は、Ｖ_ＯＮに対応し得る。他の環境において、最大許容電圧は、より大きな値でもあり得、これが理由となり、第２のクランプ回路４６８による制限は、絶対に必要というわけではない。

図４Ｂに従った装置における一時的に高められた動的基準信号４４８の波形を、図５Ｂに概略的に示す。ここで、図４Ａと図４Ｂとに従った装置での、ノードＢにおける電圧レベルの波形は同一であることが理解され得る。その定常レベル未満の、動的基準信号５４８の一時的な低減の波形は、さらに、図５Ａに概略的に描かれたものに対応する。電力半導体スイッチのスイッチオフ状態からスイッチオン状態への切り替え過程において、違いが見られ得る。ここで、動的基準信号は、まず、第２のクランプ回路のダイオード４６８が導通を停止するまで、式４で与えられる値にクランプされる。その後、動的基準電圧５４８は、再度、その定常信号レベルまで低下する。

図７に、第３の例示的な、動的基準信号を生成する装置７４２を示す。本装置は、第３のダイオード７７２（Ｄ_３）が、第２のクランプ回路７６８、５７０と抵抗器７６０（Ｒ_Ｔ）との間に位置していることを除き、図４Ｂに示す装置４４２に対応する。第３のダイオード７７２（Ｄ_３）は、スイッチオン状態からスイッチオフ状態への電力半導体スイッチの切り替え過程後、動的基準信号を生成する装置７４２の挙動に影響を与える。図８からわかるように、スイッチオン過程後の、ノードＡにおける電圧レベル（動的基準信号８４８に対応する）とノードＢにおける電圧レベル８５５との波形は、図５Ｂに示す波形に対応する。しかし、電力半導体スイッチのスイッチオン状態からスイッチオフ状態への切り替え過程後、図４Ｂと図８とに従った動的基準信号を生成する装置の挙動は、異なる。

制御信号８３０の負の電圧振動が、ノードＢにおける電圧レベル（さらに、第１のクランプ回路７５４により電圧レベルＶ_Ｌに制限される）を低減すると、ダイオード７７２（Ｄ_３）がオフに切り替えられる。基準信号生成器７５２は、従って、受動充電回路７５２から分離される。これは、続いて、定常信号レベル未満の、ノードＡにおける（従って、さらには、動的基準信号７４８における）電圧レベルの低下が、防止され得るか、またはかなり低減され得るという結果をもたらす。この過程は、もはや受動充電回路７５０のＲＣ要素のキャパシタンス７５６の放電の挙動に連動されないので、ノードＡにおける電圧レベルは、その静的レベル（Ｖ_１＋Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ）まで非常に急速に戻る。オフ状態からオン状態への変化後にキャパシタンス７５６（Ｃ_Ｔ）にかかる電圧Ｕ_ＣＴは、静的に、Ｕ_ＣＴ＝（Ｉ_１×Ｒ_ＲＥＦ＋Ｖ_１）－Ｖ_ＯＮである。キャパシタンスは、Ｒ_ＴとＲ_１とＲ_ＲＥＦとを介してこの値まで放電され、このことが、動的基準電圧Ｕ_ＲＥＦにおける動的な増加をもたらす。オン状態からオフ状態への変化時、キャパシタンス７５６（Ｃ_Ｔ）は、大幅な遅延を伴わずに、第１のクランプ回路７５４を介して、値Ｕ_ＣＴ＝Ｖ_Ｌ－Ｖ_ＯＦＦまで再充電される（充電にどの抵抗器も関与せず、ここではダイオードＤ１が無視される）。第２の内部基準レベル７６２（ＶＬ）がＩ_１×Ｒ_ＲＥＦ＋Ｖ_１より小さいので、ダイオード７７２（Ｄ_３）は、オフに切り替えられる。その結果、キャパシタンス７５６（Ｃ_Ｔ）は、この経路を介してさらに再充電されない。図８の曲線８４８にこの挙動を示し、これは、図８に従った装置における動的基準信号の時間的な波形を示す。

例えば、短いオフ期間８７６（ｔ_ＯＦＦ）の場合における動的基準信号７４８の負の偏位は、後続のスイッチオン過程が発生したときに、動的基準信号８４８が、まだ、再度その静的な値まで戻っていないという結果をもたらし得るので、負の偏位の抑制または低減（定常電圧レベル未満）は有益である。これは、動的基準信号Ｕ_ＲＥＦが、動的なものにおいて、スイッチオン時に「圧縮される」（図６の左下参照）（すなわち、動的基準信号Ｕ_ＲＥＦのピーク値が、より長いオフ期間８７６の場合より小さい）という結果をもたらし得る。これは、続いて、特定の状況において、通常のスイッチオン時にも、コレクタ・エミッタ電圧を表す信号Ｕ_Ｃ’Ｅが動的基準信号Ｕ_ＲＥＦの波形に交差し得るという効果を有し得る。次に、過電流状態検出回路２４０は、まったく発生しないとしても、駆動回路２３６に過電流状態または短絡状態を通知する。

本発明に関して示した例に対する上記の説明は、網羅的であること、またはその例に限定することを意味しない。例示を目的として本発明の特定の実施形態と例とを本明細書で説明しており、本発明から逸脱することなく様々な変形が可能である。電圧、電流、周波数、電力、範囲の値、時間などの具体例は、例示にすぎないので、本発明は、これらの変数に他の値を使用しても実現され得る。

上記の詳細な説明を考慮して、本発明の例に対してこれらの変更が適用され得る。後述の請求項で使用される用語は、本発明が説明と請求項とに開示される特定の実施形態に限定されるように解釈してはならない。本説明と図とは、例示とみなされなければならず、限定とみなされてはならない。
［付記項１］
電力半導体スイッチ用の制御回路のための動的基準信号を生成する装置であって、
－ 前記電力半導体スイッチの切り替え過程後、所定の期間が満了した後、定常信号レベルをとる動的基準信号を提供する基準信号生成器と、
－ 前記動的基準信号を生成するため、前記定常信号レベルを上回るように、前記所定の期間の少なくとも一部にわたって、オフ状態からオン状態への前記電力半導体スイッチの制御信号の切り替えに応答して、前記動的基準信号の信号レベルを高めるように構成された受動充電回路と、
－ 前記動的基準信号を取り出す出力と、
を備える装置。
［付記項２］
前記動的基準信号が、動的基準電圧である、
付記項１に記載の装置。
［付記項３］
前記受動充電回路が、ＲＣ要素を備える、
付記項１または付記項２に記載の装置。
［付記項４］
前記受動充電回路が、急上昇という形態で、前記制御信号の切り替えに応答して、前記動的基準信号の前記信号レベルを高めるように構成されている、
付記項１から付記項３のいずれか一項に記載の装置。
［付記項５］
前記受動充電回路は、前記オン状態から前記オフ状態への前記電力半導体スイッチの前記制御信号の切り替え後、前記ＲＣ要素のキャパシタンスが充電するようにさらに構成されている、
付記項３または付記項４に記載の装置。
［付記項６］
前記受動充電回路が、前記制御信号の前記切り替え後、前記ＲＣ要素のキャパシタンスが放電することにより、前記一時的に高められたレベルの前記動的基準信号を生成することと、放電の結果として前記動的基準信号のレベルを再度前記定常レベルに戻すこととを行うように構成されている、
付記項３から付記項５のいずれか一項に記載の装置。
［付記項７］
前記基準信号生成器が、前記定常信号レベルを生成する回路を含む、
付記項１から付記項６のいずれか一項に記載の装置。
［付記項８］
前記動的基準信号を所定の最小レベルに制限するように構成された第１のクランプ回路をさらに備える、
付記項１から付記項７のいずれか一項に記載の装置。
［付記項９］
前記動的基準信号を所定の最大レベルに制限するように構成された第２のクランプ回路をさらに備える、
付記項１から付記項８のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１０］
前記基準信号生成器と前記受動充電回路との間に接続された受動スイッチをさらに備え、
前記受動スイッチが、前記オン状態から前記オフ状態への前記電力半導体スイッチの前記制御信号の切り替えに応答して、前記基準信号生成器と前記受動充電回路とを絶縁するように構成されている、
付記項１から付記項９のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１１］
前記動的基準信号が、電流信号である、
付記項１から付記項１０のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１２］
前記動的基準信号を生成する回路、外部の静的基準レベルに接続するための入力、
前記動的基準信号を生成する回路は、前記静的基準レベルを、直接または前記定常信号レベルとして変換された形式で使用するように構成されている、
付記項１から付記項１１のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１３］
前記装置の内部基準レベルが、前記定常信号レベルを形成する、
付記項１から付記項１２のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１４］
正常動作中に前記短絡および／または過電流状態検出回路が短絡および／または過電流状態を検出することを防ぐために選択された時定数で、前記ＲＣ要素のキャパシタンスが放電する、
付記項３から付記項１３のいずれか一項に記載の装置。
［付記項１５］
短絡および／または過電流事象において、短絡および／または過電流状態検出回路が前記短絡および／または過電流状態を検出することを確実なものとするために選択された時定数で、前記ＲＣ要素のキャパシタンスが放電する、
付記項３から付記項１３のいずれか一項に記載の装置。

Claims (9)

1. 負荷に電気エネルギーを提供する電力変換装置のための制御回路であって、
   前記制御回路が、
   電力半導体スイッチを通る電流を表す信号を受信するように接続可能な、短絡状態と過電流状態との少なくとも一方を検出する回路であって、前記電力半導体スイッチがトランジスタまたはサイリスタであり、前記電流が前記トランジスタのドレイン電流またはコレクタ電流であるかまたは前記サイリスタのカソード電流であり、前記短絡状態と過電流状態との少なくとも一方を検出する回路が、前記電流を表す前記信号と動的基準信号とを比較するように構成されており、前記短絡状態と過電流状態との少なくとも一方を検出する回路が、前記電力半導体スイッチを通る前記電流が前記動的基準信号を上回った場合、前記電力半導体スイッチにおける短絡状態と過電流状態との少なくとも一方の存在を示す異常信号を生成するように更に構成された、前記短絡状態と過電流状態との少なくとも一方を検出する回路と、
   前記動的基準信号を生成するように構成された回路と、
   を備え、
   前記動的基準信号を生成するように構成された前記回路が、
   オン状態とオフ状態との間における前記電力半導体スイッチの切り替わりを表す信号を受信するように接続可能な入力と、
   前記電力半導体スイッチが前記オフ状態から前記オン状態に切り替わることを示す前記切り替わりを表す前記信号に応答して前記動的基準信号の信号レベルを高めるように構成された回路と、
   前記オフ状態から前記オン状態への前記電力半導体スイッチの切り替え過程後、所定の期間が満了した後、定常信号レベルに前記動的基準信号を戻すように構成された回路と、
   を備える、
   制御回路。
2. 前記動的基準信号の前記信号レベルを高めるように構成された前記回路が、前記動的基準信号の信号レベルを前記定常信号レベルから高めるように構成された受動充電回路を備える、
   請求項１に記載の制御回路。
3. 前記受動充電回路が、ＲＣ要素を備える、
   請求項２に記載の制御回路。
4. 前記ＲＣ要素のキャパシタンスが、前記オン状態から前記オフ状態への前記電力半導体スイッチの制御信号の切り替え後に充電されるように接続された、
   請求項３に記載の制御回路。
5. 前記ＲＣ要素のキャパシタンスが制御信号の切り替え後に放電するように、および、前記放電の結果として再度、前記定常信号レベルに前記動的基準信号を戻すように接続された、
   請求項３に記載の制御回路。
6. 前記動的基準信号を生成するように構成された前記回路が、前記動的基準信号を所定の最小レベルに制限するように構成された第１のクランプ回路を更に備える、
   請求項１に記載の制御回路。
7. 前記動的基準信号を生成するように構成された前記回路が、前記動的基準信号を所定の最大レベルに制限するように構成された第２のクランプ回路を更に備える、
   請求項１に記載の制御回路。
8. 前記動的基準信号を生成するように構成された前記回路が、外部の静的基準レベルに接続するための入力を備え、
   前記動的基準信号を生成するように構成された前記回路が、直接的に、または変換された形式で前記定常信号レベルとして前記静的基準レベルを使用するように構成された、
   請求項１に記載の制御回路。
9. 請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の制御回路を備える、
   電力変換装置。

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