JP7055565B2

JP7055565B2 - スペクトル拡散信号受信装置

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Inventors: 佳史池永; 卓山根
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Description

本発明は、時分割多重されたスペクトル拡散信号の受信装置に関するものである。

全球測位衛星システム（ＧｌｏｂａｌＮａｖｉｇａｔｉｏｎＳａｔｅｌｌｉｔｅＳｙｓｔｅｍ：ＧＮＳＳ）は、測位衛星から送信された衛星信号をスペクトル拡散信号受信装置によって受信し、受信した衛星信号に基づいて現在位置を測定するシステムであり、例えば、米国のＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）などが従来から利用されている。

ＧＰＳの衛星信号には、一般にスペクトル拡散信号が用いられており、Ｌ１と呼ばれる周波数（１５７５．４２ＭＨｚ）を民生用のＣ／Ａコードで変調したＬ１Ｃ／Ａ信号と、Ｌ２と呼ばれる周波数（１２２７．６０ＭＨｚ）を軍事用のＰ（Ｙ）コードで変調したＬ２信号と、Ｌ２周波数を民生用のＬ２Ｃコードで変調したＬ２Ｃ信号等が送信されている。Ｌ２Ｃ信号は、ＧＰＳだけでなく、日本の衛星航法システムであるＱＺＳＳ（Ｑｕａｓｉ－ＺｅｎｉｔｈＳａｔｅｌｌｉｔｅＳｙｓｔｅｍ）でも採用されている。

Ｌ２Ｃコードは、Ｐ（Ｙ）コードと直交した２相位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉ－ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）である（例えば、特許文献１参照）。図６に示すように、Ｌ２Ｃコードは、Ｌ２ＣＭコードとＬ２ＣＬコードという２種類の擬似雑音コード（ＰＮコード）を時分割多重化して構成された１０２３ｋｂｐｓの信号である。このうち、Ｌ２ＣＭコードの部分には、航法データ（測位衛星の軌道情報や時刻情報など）がＢＰＳＫによって乗ぜられている。Ｌ２ＣＭコードのビットレートは５１１．５ｋｂｐｓ、コード長は１０２３０チップなので、繰り返し周期は２０ｍｓである。これに対し、Ｌ２ＣＬコードのビットレートは５１１．５ｋｂｐｓ、コード長は７６７２５０なので、繰り返し周期は１．５秒である。

上述したＱＺＳＳでは、Ｌ１Ｃ／Ａ信号、Ｌ２Ｃ信号の他、Ｌ６信号も送信する。Ｌ６信号は、センチメータ級の測位補強サービスを提供するための衛星信号であり、Ｌ２Ｃ信号と同様に時分割多重信号となっている。また、Ｌ６信号の信号構造には、ＱＺＳＳの衛星の１号機で採用された「ＢｌｏｃｋＩ」と、２号機以降で採用された「ＢｌｏｃｋＩＩ」がある（例えば、特許文献２参照）。

図７に示すように、「ＢｌｏｃｋＩ」のＬ６信号は、リードソロモン符号化（Ｒｅｅｄ－ＳｏｌｏｍｏｎＣｏｄｉｎｇ）された航法メッセージ（ＮａｖＭｅｓｓａｇｅ）によりＣＳＫ変調されたＰＲＮショートコードと、周期８２０ｍｓの０から始まる矩形波（Ｓｑｕａｒｅｗａｖｅ）（０１０１０１・・・）で変調されたＰＲＮロングコードとが、チップ毎に時分割多重化された、チッピングレートが５．１１５Ｍｃｐｓの信号である。ショートコードのチッピングレートは、２．５５７５Ｍｃｐｓ、コード長は１０２３０チップなので、繰り返し周期は４ｍｓである。これに対し、ロングコードのチッピングレートは２．５５７５Ｍｃｐｓ、コード長は１０４８５７５なので、繰り返し周期は４１０ｍｓである。なお、図面では、ショートコードを「ｓｈｏｒｔｃｏｄｅ」、ロングコードを「Ｌｏｎｇｃｏｄｅ」と記載する場合もあるが、以下では「ショートコード」、「ロングコード」と記載する。

ＣＳＫ変調は、図８に示すように、航法メッセージデータを８ビット毎に切り出し、切り出した８ビットのシンボル値に対応する分だけ、ＰＲＮコードのコード位相をシフトさせるものである。なお以下の説明で、ＣＳＫ変調コードにおける「１周期コード」とは、シンボル値「Ｎ」の分だけコードチップパターンを巡回シフトさせた後の１周期分のコードを指す。

図９は、「ＢｌｏｃｋＩ」のＬ６信号におけるショートコードとロングコードとに関わるタイミング関係を示す。この図の最下段に示すように、「ＢｌｏｃｋＩ」のＬ６信号では、ショートコード「Ｓ」とロングコード「Ｌ」とが時分割多重化されて送信される。

これに対し、「ＢｌｏｃｋＩＩ」のＬ６信号は、図１０に示すように、リードソロモン符号化された航法メッセージによりＣＳＫ変調されたＰＲＮショートコード（以下、コード１という）と、同じくリードソロモン符号化された航法メッセージによりＣＳＫ変調されたＰＲＮショートコード（以下、コード２という）とが、チップ毎に時分割多重化されたチッピングレートが５．１１５Ｍｃｐｓの信号である。コード１とコード２のチッピングレートはともに２．５５７５Ｍｃｐｓ、コード長は１０２３０チップなので、繰り返し周期はともに４ｍｓである。詳しくは図示しないが、この「ＢｌｏｃｋＩＩ」のＬ６信号では、コード１とコード２のショートコードが時分割して交互に送信される。

一般的に衛星信号の受信開始時には、キャリア（搬送波）周波数とコード位相とのサーチが必要である。キャリア周波数サーチでは主に衛星のドップラー周波数と受信機のクロック誤差によるキャリア周波数の変化を求めるが、従来通りのＬ１Ｃ／Ａ信号を事前に受信することにより当該衛星のドップラー周波数と受信機のクロック誤差は既知となるため、同一衛星から送信されるＬ２Ｃ信号やＬ６信号のキャリア周波数サーチはＬ１Ｃ／Ａ信号のキャリア周波数サーチと比較して大幅に省略が可能である。

一方、Ｌ１Ｃ／Ａ信号のコード位相をサーチする際には、拡散コードであるＣ／Ａコード周期が１ｍｓ、コード長が１０２３ｃｈｉｐであるため、１ｍｓ毎にレプリカコードを総当たりで相関演算して全域サーチを行う。

これに対し、Ｌ２Ｃ信号は、Ｌ２ＣＭコードのビットレートが５１１．５ｋｂｐｓ、コード長が１０２３０チップなので、繰り返し周期は２０ｍｓである。また、Ｌ２ＣＬコードのビットレートは５１１．５ｋｂｐｓ、コード長は７６７２５０なので、繰り返し周期は１．５秒である。すなわち、Ｌ１Ｃ／Ａ信号のＣ／Ａコードと比較すると、Ｌ２ＣＭコードのコード長は１０倍となり、Ｌ２ＣＬコードのコード長は７５０倍となるので、従来方式の全域サーチでコード位相をサーチすると、Ｌ２ＣＬコードの繰り返し周期が長いので、サーチに時間がかかってしまう。

同様に、Ｌ６信号の拡散コードであるショートコードは、チッピングレートが２．５５７５Ｍｃｐｓ、コード長は１０２３０チップなので、繰り返し周期は４ｍｓである。さらに、ＣＳＫ変調により、４ｍｓ区間で送信する航法データにより、４ｍｓ区間の先頭コードがシフトされる。４ｍｓ間に送信するデータビットは８ｂｉｔなので、先頭コードのシフトパターンは２^８＝２５６通りである。すなわち、Ｌ１Ｃ／Ａ信号のＣ／Ａコードと比較すると、コード長が１０倍であり、更にＣＳＫ変調による２５６通りのシフトを探索する必要がある。また、「ＢｌｏｃｋＩ」のＬ６信号のロングコードは、コード長が１０４８５７５なので、Ｃ／Ａコードと比較するとコード長が１０２５倍となる。したがって、従来方式の全域サーチでＬ６信号のコード位相をサーチすると、回路規模が肥大化し、サーチに時間がかかってしまう。

Ｌ２Ｃ信号及びＬ６信号のサーチ時間を短縮するため、Ｌ１Ｃ／Ａ信号を利用する方法がある。Ｌ１Ｃ／Ａ信号を受信することにより、Ｌ２Ｃ信号及びＬ６信号のコード位相を推定することが可能である。これにより、全域サーチせず、サーチ範囲を限定し、サーチ時間を短縮することが可能となる。

更に、Ｌ６信号のコード位相においては、サーチにかかる時間を短縮するために、Ｌ６信号の先頭に配置されるＨｅａｄｅｒを利用することが考えられる。Ｌ６信号は、１秒（２０００ｂｉｔ）が航法メッセージの単位となっており、この航法メッセージには、先頭からＨｅａｄｅｒ、ＤａｔａＰａｒｔ、Ｒｅｅｄ－ＳｏｌｏｍｏｎＣｏｄｅがある。このうち、Ｈｅａｄｅｒには、Ｐｒｅａｍｂｌｅと、ＰＲＮとが含まれている。ＰｒｅａｍｂｌｅとＰＲＮは固定パターンであるため、先に述べた航法データのＣＳＫ変調による２５６通りのシフトが既知となる。さらに、Ｌ６信号は、同じ衛星から送信されるＬ１Ｃ／Ａ信号とタイミングが同期しているため、Ｌ１Ｃ／Ａ信号を先に受信することにより、コード位相のサーチ範囲を限定することが可能となり、少ない回路規模で実現できる。

また、Ｌ２ＣＬコードやＬ６信号のロングコードはコード周期が非常に長く推定に時間がかかるため、Ｌ２ＣＭコードやＬ６信号のショートコードのみを使用してコード位相をサーチすることが可能である。その際、時分割多重の後半部分であるＬ２ＣＬコード部の処理の方法として従来技術１、従来技術２が知られている。

図１１に示すように、従来技術１では、Ｌ２Ｃ信号のＬ２ＣＬコードと相関演算するレプリカコードに、コード長が長いＬ２ＣＬコードを使用せず、代わりにコード長が短いＬ２ＣＭコードを利用して処理時間を短縮している。また、従来技術２では、Ｌ２ＣＬコードの区間は相関演算を行わない（図中ハッチング部分）ことで処理時間を短縮している。

図１２は、従来技術１でＬ２Ｃ信号の相関処理を行った場合の自己相関波形を示すグラフである。また、図１３は、従来技術２でＬ２Ｃ信号の相関処理を行った場合の自己相関波形を示すグラフである。これらのグラフでは、相関処理のサンプリング間隔を０．２５ｃｈｉｐとし、相関値の期待値（Ｍａｘ＝２０４６）を１に正規化し、サンプリングのタイミングとチップ境界とが一致している場合と、０．１２５ｃｈｉｐのずれが生じた場合とを図示している。

特開２００６－０８４３３０号公報特開２０１４－２１６８７１号公報

しかしながら、従来技術１では、自己相関波形が台形になるので、そのままではピークを検出することができず、真のピーク位置を絞り込むための処理が必要となる。なお、相関値が１を超えているのは、Ｌ２ＣＭとＬ２ＣＬの相互相関によるものである。また、従来技術２では、相関処理のサンプリングのタイミングと、Ｌ２Ｃ信号のチップ境界（Ｌ２ＣＭコードとＬ２ＣＬコードとの境目）とがずれた場合には、自己相関波形が劣化して相関値が小さくなり、サーチ感度が劣化する。このような傾向は、Ｌ６信号でも同様である。

本発明は、上記課題を解決するために、Ｌ２Ｃ信号やＬ６信号などの時分割多重化されたスペクトル拡散信号のコード位相を短時間で適切にサーチすることが可能なスペクトル拡散信号受信装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、第１のコードと、前記第１のコードよりもコード長が長い第２のコードとが時分割多重化されたスペクトル拡散信号のコード位相をサーチするために、受信した前記スペクトル拡散信号と、前記スペクトル拡散信号のレプリカコードとの相関処理を行う相関処理部を備えたスペクトル拡散信号受信装置であって、前記相関処理部は、前記スペクトル拡散信号の前記第１のコードの区間では、レプリカコードに前記第１のコードに対応する第１のレプリカコードを使用し、前記第２のコードの区間では、区間初期の一部区間でレプリカコードに前記第１のレプリカコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わない、ことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のスペクトル拡散信号受信装置であって、前記第２のコードの区間で前記第１のレプリカコードが継続使用される区間は、前記相関処理のサンプリング間隔未満である、ことを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のスペクトル拡散信号受信装置であって、前記第２のコードの区間で前記第１のレプリカコードが継続使用される区間は、前記相関処理のサンプリングのタイミングと、チップ境界との最大ずれ量以上である、ことを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、第１のコードよりもコード長が長い第２のコードの区間で相関処理を行う際に、第２のコードに対応した第２のレプリカコードを使用せずに、第１のコードに対応した第１のレプリカコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わないようにしたので、コード位相のサーチにかかる処理時間を短縮することが可能である。

また、請求項２に記載の発明によれば、第２のコードの区間で第１のレプリカコードが継続使用される区間を、相関処理のサンプリング間隔未満としたので、相関処理により得られる相関値が一定な部分（自己相関波形のピークの平らな部分）がなくなり、ピーク判定が可能となる。これにより、ピーク位置の検出が迅速に行われるようになるので、コード位相のサーチにかかる処理時間を短縮することが可能である。

さらに、請求項３に記載の発明によれば、第２のコードの区間で第１のレプリカコードが継続使用される区間を、相関処理のサンプリングのタイミングと、チップ境界との最大ずれ量以上としたので、サンプリングタイミングとチップ境界とにずれが生じた際の相関値の劣化を抑えることができ、相関値の劣化によってコード位相のサーチにかかる処理時間が長くなるのを防ぐことが可能である。

この発明の実施の形態に係るスペクトル拡散されたＧＮＳＳ信号受信装置を示すブロック図である。図１のサーチ部の構成を示すブロック図である。図２のコード相関器で行われる相関処理を示すタイミングチャートである。図２のタイミングチャートにしたがって相関処理を行った際の自己相関波形を示し、サンプリングタイミングとチップ境界とが一致している場合を示すグラフである。図２のタイミングチャートにしたがって相関処理を行った際の自己相関波形を示し、サンプリングタイミングとチップ境界とがずれた場合を示すグラフである。Ｌ２Ｃ信号の信号構造を示すチャートである。ＢｌｏｃｋＩのＬ６信号の信号構造を示す説明図である。Ｌ６信号のＣＳＫ変調を示す説明図である。ＢｌｏｃｋＩのＬ６信号の多重化構造を示すチャートである。ＢｌｏｃｋＩＩのＬ６信号の信号構造を示す説明図である。従来のＬ２Ｃ信号の相関処理を示すタイミングチャートである。従来技術１でＬ２Ｃ信号の相関処理を行った際の自己相関波形を示すグラフである。従来技術２でＬ２Ｃ信号の相関処理を行った際の自己相関波形を示すグラフである。

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。

図１～図１０は、この実施の形態を示し、図１は、この実施の形態に係るＧＮＳＳ信号受信装置（スペクトル拡散信号受信装置）１の一部を示すブロック図である。ＧＮＳＳ信号受信装置１は、アンテナ２と、周波数変換部３と、Ａ／Ｄ変換部４と、信号処理部５と、制御部６とを備える。また、信号処理部５は、サーチ部７と、追尾部８とを備える。

アンテナ２は、複数の衛星からのスペクトル拡散信号を受信する。周波数変換部３は、キャリア周波数で変調されたスペクトル拡散信号（以下、受信信号という）を中間周波数（ＩＦ）に周波数変換する。Ａ／Ｄ変換部４は、周波数変換された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。これにより、受信信号から搬送波を除去し、搬送波が除去された受信信号をベースバンド信号として信号処理部５に出力する。

信号処理部５は、制御部６からの制御内容に従い、受信信号の信号処理を行う。この信号処理部５は、一般にハードウェアで実装されることが多く、主に、サーチ部７と追尾部８とにより構成される。

サーチ部７は、制御部６から指定された衛星番号についてサーチ処理を行い、その衛星が受信可能か否か、およびピーク相関値が得られる周波数と拡散コード位相を決定し、結果を制御部６に通知する。

追尾部８は、詳しくは図示しないが複数の追尾チャネルを備えており、制御部６から指定された衛星番号、周波数、拡散コード位相に従い、受信信号の相関処理を行う。追尾部８は、相関処理の結果得られた相関値を制御部６に通知する。なお、１つの追尾チャネルは、１つの衛星からの受信信号に対する相関処理を行う。測位を行うためには、最低４つの衛星からの受信結果が必要なので、一般に、４ｃｈ以上の追尾チャネルが実装される。

制御部６は、一般にソフトウェアで実行される。信号処理部５ではハードウェア処理を制御し、そのハードウェア処理結果を取得し、それに基づき次のサーチ部７の制御及び追尾部８の制御を行う。このように、制御部６と信号処理部５でのハードウェアは処理のループが組まれている。

制御部６は、サーチ部７へ衛星番号を指定してサーチを実行させ、その結果の情報を取得する。そして、サーチの結果得られた情報、すなわち受信可能な衛星番号、周波数、拡散コード位相を追尾部８に設定し、処理を指示する。また、制御部６は、各追尾チャネルから取得した相関値に基づき最適な受信周波数等を算出し、周期的に当該追尾チャネルに再設定する。

サーチ部７の具体的な構成例を図２に示す。サーチ部７は、キャリア相関器７１と、キャリアＮＣＯ７２と、コード相関器７３と、コード発生器７４と、積分器７５と、電力化部７６と、バッファ・ソート部７７とを備える。

キャリア相関器７１は、入力された受信信号と、キャリアＮＣＯ７２からの周波数とをミキシングしてコード相関器７３に供給する。コード相関器７３では、キャリア相関器７１からの信号とコード発生器７４からのコード系列との相関が取られる。コード発生器７４からのコード系列のコード番号とコード位相は、制御部６からの制御によりスキャンされる。

キャリア相関とコード相関が取られた信号は、積分器７５で所定時間毎に積分され、更に電力化部７６でＩ信号とＱ信号とから電力を求めて（Ｉ^２＋Ｑ^２）、バッファ・ソート部７７へ供給する。バッファ・ソート部７７では、コード位相毎の相関電力をソートし、最大相関電力とそのコード位相を探して、制御部６へ供給する。制御部６からは、キャリアＮＣＯ７２へ周波数を設定し、また、コード発生器７４へコード番号とコード位相を設定する。

サーチ処理では、周波数とコード位相を決定する。このために制御部６では、既に受信している衛星信号から取得したアルマナック（概略の衛星軌道情報）を基に、サーチ対象衛星のドップラー周波数を予測する。その予測周波数周辺のいくつかの周波数でコード位相のサーチを行い、最大相関値が得られる周波数を決定する。この処理を周波数スキャンと呼ぶ。

サーチ部７では、制御部６から指定された周波数とコード番号について、キャリア相関器７１とコード相関器７３でキャリア周波数とコード系列の相関演算を行う。コード系列のコード位相をずらしながら相関演算を行い、サーチ対象コード位相に対する相関電力をそれぞれ算出する。サーチ対象コード位相に対する相関電力が得られたら相関電力でソートを行い、最大相関電力が得られるコード位相とその相関電力を決定し、制御部６へ出力する。この処理をコード位相スキャンと呼ぶ。すなわち、周波数スキャンとコード位相スキャンにより、最大相関値が得られる周波数とコード位相が決定する。

図３は、上述したコード相関器７３におけるＬ２Ｃ信号の相関処理を示すタイミングチャートである。Ｌ２Ｃ信号は、Ｌ２ＣＭコード（第１のコード）とＬ２ＣＬコード（第２のコード）とが時分割多重化して送信され、１ｃｈｉｐの前半の０．５ｃｈｉｐでＬ２ＣＭコードが送信され、後半の０．５ｃｈｉｐでＬ２ＣＬコードが送信される。コード相関器７３は、予め設定されたサンプリング間隔で、キャリア相関器７１から出力された受信信号と、コード発生器７４で生成されたレプリカコードとを乗算して積算することにより相関信号を生成する。

本実施の形態のコード相関器７３では、コード位相のサーチにかかる時間を短縮するとともに、上述した従来技術１における課題（相関値が一定な部分（自己相関波形のピークの平らな部分）が生じる）と、従来技術２における課題（相関値の劣化）とを解消するために、Ｌ２Ｃ信号のＬ２ＣＭコードの区間では、レプリカコードにＬ２ＣＭコード（第１のレプリカコード）を使用し、Ｌ２ＣＬコードの区間では、レプリカコードにＬ２ＣＬコード（第２のレプリカコード）を使用せず、区間初期の一部区間でレプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わない、という処理を行う。

例えば、相関処理のサンプリング間隔を０．２５ｃｈｉｐとし、かつ、サンプリングタイミングとＬ２Ｃ信号のチップ境界が一致した場合、Ｌ２ＣＬコードの区間で、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．０６２５ｃｈｉｐ、０．１２５ｃｈｉｐ、０．１８７５ｃｈｉｐ、０．２５ｃｈｉｐとして相関処理を行った結果を図４のグラフに示す。

このグラフから分かるように、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．０６２５ｃｈｉｐ～０．１８７５ｃｈｉｐとした場合には、自己相関波形が三角形に近い形状となる。これに対し、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．２５ｃｈｉｐにした場合には、自己相関波形が台形となる。

この結果から明らかなように、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間をサンプリング間隔未満にした場合には、自己相関波形が三角形に近い形状となる。すなわち、相関値が一定な部分（自己相関波形のピークの平らな部分）がなくなるので、ピーク位置の絞込み処理が不要となる。これに対し、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間をサンプリング間隔以上にすると、自己相関波形が台形になる、すなわち、相関値が一定な部分が生じるので、ピーク位置の絞込み処理が必要となる。

また、図５のグラフは、相関処理のサンプリング間隔が０．２５ｃｈｉｐで、相関処理のサンプリングのタイミングと、Ｌ２Ｃ信号のチップ境界とが０．１２５ｃｈｉｐずれている場合に、Ｌ２ＣＬコードの区間で、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．０６２５ｃｈｉｐ、０．１２５ｃｈｉｐ、０．１８７５ｃｈｉｐ、０．２５ｃｈｉｐとして相関処理を行った結果を示す。なお、相関処理のサンプリングタイミングとチップ境界との最大ずれ量は、サンプリング間隔の１／２である。すなわち図５は、相関処理のサンプリングタイミングとチップ境界とのずれ量が最大の場合のグラフである。

このグラフから分かるように、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．１２５ｃｈｉｐ～０．２５ｃｈｉｐとした場合には、ピーク位置の相関値は劣化しない。これに対し、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．０６２５ｃｈｉｐにした場合には、相関値のレベルが劣化する。

この結果から明らかなように、レプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間が、サンプリングのタイミングとチップ境界との最大ずれ量未満になると、相関値の劣化が生じることが分かる。

以上の結果から、コード位相のサーチにかかる時間を短縮するとともに、上述した従来技術１における課題（自己相関波形が台形）を解消する場合には、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間をサンプリング間隔未満にすればよい。

また、コード位相のサーチにかかる時間を短縮するとともに、従来技術２における課題（相関値の劣化）を解消する場合には、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を、サンプリングのタイミングとチップ境界との最大ずれ量以上にすればよい。

そして、コード位相のサーチにかかる時間を短縮するとともに、従来技術１、２における課題をともに解消する場合には、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間をサンプリング間隔未満とし、かつ、サンプリングのタイミングとチップ境界との最大ずれ量以上とするのが好ましい。上述した図４、５のグラフで示す例で言えば、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードにＬ２ＣＭコードを継続使用する区間を０．２５ｃｈｉｐ未満とし、かつ、０．１２５ｃｈｉｐ以上とすれば、コード位相のサーチにかかる時間を短縮するとともに、従来技術１、２における課題をともに解消することができる。

以上で説明したように、この実施の形態のＧＮＳＳ信号受信装置１によれば、Ｌ２ＣＭコードよりもコード長が長いＬ２ＣＬコードの区間で相関処理を行う際に、Ｌ２ＣＬコードに対応したレプリカコードを使用せずに、Ｌ２ＣＭコードに対応したレプリカコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わないようにしたので、コード位相のサーチにかかる処理時間を短縮することが可能である。

また、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードが継続使用される区間を、相関処理のサンプリング間隔未満としたので、相関処理により得られる自己相関波形が台形ではなく三角形に近い形状となる。これにより、ピーク位置の検出が迅速に行われるようになるので、コード位相のサーチにかかる処理時間を短縮することが可能である。

さらに、Ｌ２ＣＬコードの区間でレプリカコードが継続使用される区間を、相関処理のサンプリングのタイミングと、Ｌ２ＣＭコードとＬ２ＣＬコードとのチップ境界との最大ずれ量以上としたので、サンプリングタイミングとチップ境界とにずれが生じた際の相関値の劣化を抑えることができ、相関値の劣化によってコード位相のサーチにかかる処理時間が長くなるのを防ぐことが可能である。

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、Ｌ２Ｃ信号を例に説明したが、同様に２種類のコードが時分割多重化して送信されるＬ６信号のコード位相のサーチにも適用可能である。

この場合、「ＢｌｏｃｋＩ」のＬ６信号では、例えば、ショートコードの相関処理時には、レプリカコードにショートコードを使用し、ロングコードの相関処理時には、区間初期の一部区間でレプリカコードにショートコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わない。そして、レプリカコードにショートコードを継続使用する区間は、相関処理のサンプリング間隔未満とし、かつ、相関処理のサンプリングのタイミングと、チップ境界との最大ずれ量以上とするのが好ましい。

１ＧＮＳＳ信号受信装置（スペクトル拡散信号受信装置）
２アンテナ
３周波数変換部
４Ａ／Ｄ変換部
５信号処理部
６制御部
７サーチ部
８追尾部
７１キャリア相関器
７２キャリアＮＣＯ
７３コード相関器（相関処理部）
７４コード発生器
７５積分器
７６電力化部
７７バッファ・ソート部

Claims

第１のコードと、前記第１のコードよりもコード長が長い第２のコードとが時分割多重化されたスペクトル拡散信号のコード位相をサーチするために、受信した前記スペクトル拡散信号と、前記スペクトル拡散信号のレプリカコードとの相関処理を行う相関処理部を備えたスペクトル拡散信号受信装置であって、
前記相関処理部は、前記スペクトル拡散信号の前記第１のコードの区間では、レプリカコードに前記第１のコードに対応する第１のレプリカコードを使用し、前記第２のコードの区間では、区間初期の一部区間でレプリカコードに前記第１のレプリカコードを継続使用し、残りの区間では相関処理を行わない、
ことを特徴とするスペクトル拡散信号受信装置。
前記第２のコードの区間で前記第１のレプリカコードが継続使用される区間は、前記相関処理のサンプリング間隔未満である、
ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散信号受信装置。
前記第２のコードの区間で前記第１のレプリカコードが継続使用される区間は、前記相関処理のサンプリングのタイミングと、チップ境界との最大ずれ量以上である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のスペクトル拡散信号受信装置。