JP7027024B2 - ３相モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相モータ駆動装置に関し、特にインバータ損失を低減可能な３相モータ駆動装置に関する。

電気自動車用トラクションモータを駆動する３相インバータは、液体冷却装置により冷却される。しかし、この液体冷却装置は、車両重量を増加し、バッテリエネルギーを消費する。この車両重量の増加はバッテリエネルギーの消費を加速する。このため、電気自動車技術において、インバータ損失の低減が要求されている。インバータのパワートランジスタは高いサージ電圧を発生する。このため、パワートランジスタは、所定長さの遷移期間を必要とする。しかし、パワートランジスタのスイッチング損失は、この遷移期間の長さにほぼ比例する。

特許文献1は、相補的にPWM駆動される２つの３相インバータからなるデュアルインバータを記載する。このデュアルインバータはダブルPWMモード及びパルスモードをもつ。２つの３相インバータは、ダブルPWMモードにおいて互いに反対波形の３相正弦波電圧を出力する。２つの３相インバータは、PULSEモードにおいて互いに反対波形の矩形波電圧を出力する。このデュアルインバータは、U相Hブリッジ、V相Hブリッジ、及びW相Hブリッジからなる。各Hブリッジの２つのレグはそれぞれ、PWMモードにおいてそれぞれPWMレグとなり、PULSEモードにおいてそれぞれ固定電位レグとなる。PWMレグはPWM制御されるレグを意味する。けれども、このデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べて２倍のパワー半導体素子数を必要とする。このため、従来の３相モータは３相インバータで駆動されるのが一般的であった。

特開２００６-１４９１４５号公報

本発明の目的は、電力損失を低減可能な３相モータ駆動装置を提供することである。

本発明の１つの様相によれば、２つの３相インバータからなるデュアルインバータは３つのHブリッジを形成する。各Hブリッジはそれぞれ、PWMレグ及び固定電位レグからなる。PWMレグは、パルス幅変調（PWM）制御される。固定電位レグは３相交流電圧の所定位相期間において直流出力電圧を維持する。このデュアルインバータのPWM制御はシングルPWMと呼ばれる。これにより、デュアルインバータのいわゆるスイッチング損失及びリカバリ損失は、従来の３相インバータとそれと比べて約半分となる。

好適には、コントローラは、PWMレグ及び固定電位レグを３相交流電圧の半周期毎に交代させる。これにより、デュアルインバータの６つのレグの間の温度差を低減することができる。

好適には、固定電位レグの上アームスイッチは常にオンされる。直流電源からデュアルインバータに供給される電源電流は、Hブリッジの下アームスイッチによりPWM制御される。この方式は、上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。これにより、直流電源とデュアルインバータとを接続する電源線が発生するリンギングサージ電圧は低減される。結局、トランジスタの耐圧を増加無しにその遷移期間を短縮することができる。その結果、インバータ損失の主要成分であるスイッチング損失は低減される。

好適には、Hブリッジの２つの上アームスイッチは、+バスバーを挟む。この+バスバーは、+電源線を通じて直流電源の正極に接続される。+バスバーのラインインダクタンスは、Hブリッジの２つの上アームスイッチの間を流れるフリーホィーリング電流が遮断される時、リンギングサージ電圧を発生する。２つの上アームスイッチ間の距離短縮により、このリンギングサージ電圧は低減される。その結果、デュアルインバータのスイッチング遷移期間を短縮することができ、スイッチング損失が低減される。

好適には、PWMレグと固定電位レグの切り替えのために実行されるHブリッジの上アームスイッチのオフ動作は、PWMサイクル期間内のフリーホィーリング期間において実行される。このフリーホィーリング期間において、直流電源とデュアルインバータとを接続する電源線はリンギングサージ電圧を発生しない。しかし、Hブリッジの２つのレグを接続する+バスバーを流れるフリーホィーリング電流は、+バスバー上にリンギングサージ電圧を発生する。しかし、電源線と比べて非常に短い+バスバーはリンギングサージ電圧を低減する。

好適には、３つのHブリッジは空間ベクトル変調パルス幅変調（SVPWM）により制御される。さらに、各Hブリッジの電流供給期間は互いにできるだけ重ならないように配置される。これにより、直流電源の抵抗損失は低減される。

好適には、３つのHブリッジの各電流供給期間のうち、相対的に短い２つの電流供給期間は優先的にオーバーラップされる。電流供給期間の長さは電流振幅にほぼ比例する。したがって、電流供給期間のオーバーラップによる直流電源の抵抗損失増加を抑制することができる。

好適には、複数のHブリッジの電流供給期間は連続して配置され、互いに隣接する２つの電流供給期間は互いに重なる遷移期間をもつ。好適には、最長の電流供給期間は、残りの２つの電流供給期間により挟まれる。好適には、相対的に短い電流供給期間は、相対的に長い電流供給期間の直後に配置される。これにより、リンギングサージ電圧、電磁波ノイズ、及び直流電源の高周波損失を低減することができる。

好適には、デュアルインバータは１つのHブリッジが休止されるダブルHブリッジモードを実行する。他の２つのHブリッジはPWM制御される。休止されるHブリッジは電気角６０度毎に変更される。部分負荷運転条件において実行されるダブルHブリッジモードは、インバータ損失を低減する。この第４の様相は、他のデュアルインバータにより採用されることができる。

好適には、デュアルインバータは、複数のケーブルにより直流電源に接続される。複数のケーブルの合計電流は本質的にゼロである。各ケーブルは複数の非磁性導体管により別々に覆われる。各非磁性導体管の一端部は直接又はキャパシタを通じて短絡される。各非磁性導体管の他端部は直接又はキャパシタを通じて短絡される。これにより、二次短絡回路をもつコアレストランスが形成される。この二次短絡回路は、電源電流が急変する時、電源線のラインインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーを吸収する。その結果、インバータは、リンギングサージ電圧や電磁波ノイズを増加することなく短い遷移期間をもつことができる。結局、３相インバータのスイッチング損失は低減される。

好適には、ゲートドライバは、遷移速度遅延回路を通じてデュアルインバータのトランジスタにゲート電圧を印加する。この遷移速度遅延回路は、ゲート電圧の立ち上がり速度をゲート電圧の立ち下がり速度よりも増加する。これにより、デュアルインバータのスイッチング損失を低減することができる。

本発明のもう一つの様相によれば、３相インバータに接続される複数のケーブルは、既述された二次短絡回路をもつコアレストランスに電気的に接続される。これにより、３相インバータのスイッチング損失を低減することができる。

図１は、実施例のデュアルインバータを示す模式配線図でてある。 図２は、１つのHブリッジの出力電圧波形及び出力電流波形を示すタイミングチャートである。 図３は、正半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図４は、負半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図５は、第１位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図６は、第１位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図７は、第２位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図８は、第２位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図９は、第３位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１０は、第３位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１１は、第４位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１２は、第４位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１３は、デュアルインバータのトリプルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。 図１４は、電気角３６０度における１つのHブリッジ出力電圧の基本波成分を示す波形図である。 図１５は、デュアルインバータの合成電圧ベクトルの回転範囲を示すベクトル図である。 図１６は、デュアルインバータのダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。 図１７は、デュアルインバータの電流分散方式を説明するためのタイミングチャートである。 図１８は、電流分散方式を採用するモータ装置を示す模式配線図である。 図１９は、電流分散方式の一例を示すタイミングチャートである。 図２０は、電流分散方式のもう１つの例を示すタイミングチャートである。 図２１は、Hブリッジの上アームスイッチがオフされる時に誘起されるサージ電圧を説明するための模式配線図である。 図２２は、Hブリッジの下アームスイッチがオフされる時に誘起されるサージ電圧を説明するための模式配線図である。 図２３は、デュアルインバータの回路例を示す模式配線図である。 図２４は、図２３に示されるデュアルインバータの正面図である。 図２５は、図２３０に示されるデュアルインバータの平面図である。 図２６は、図２３に示されるデュアルインバータの側面図である。 図２７は、サージ電圧低減回路を示す模式配線図である。 図２８は、電源線を被覆する銅管を示す断面図である。 図２９は、デュアルインバータの１つの上アームスイッチを制御するゲート駆動回路を示す回路図である。 図３０は、二次短絡回路の変形態様を示す模式配線図である。 図３１は、従来の３相インバータの模式等価回路図である。 図３２は、シングルPWM方式を採用するデュアルインバータの模式等価回路図である。 図３３は、従来のダブルPWM方式のデュアルインバータの各相電圧を示すタイミングチャートである。 図３４は、EVトラクションモータのトルク-速度領域における種々の動作モードの１つの選択例を示す図である。

図１は、電気自動車の３相トラクションモータを駆動するデュアルインバータを示す配線図である。このデュアルインバータは、それぞれ２レベル電圧型３相インバータからなるインバータ１及びインバータ２からなる。インバータ１及び２は、コントローラ１０により制御される。このモータのステータコイルは、それぞれ独立相コイルであるU相コイル３U、V相コイル３V、及びW相コイル３Wからなるダブルエンデッド３相コイル３からなる。

インバータ１は、U相レグ１U、V相レグ１V、およびW相レグ１Wからなる。レグ１Uは、直列接続された上アームスイッチ１１及び下アームスイッチ１２からなる。レグ１Vは、直列接続された上アームスイッチ１３及び下アームスイッチ１４からなる。レグ１Wは、直列接続された上アームスイッチ１５及び下アームスイッチ１６からなる。

インバータ２は、U相レグ２U、V相レグ２V、およびW相レグ２Wからなる。レグ２Uは、直列接続された上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ２２からなる。レグ２Vは、直列接続された上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ２４からなる。レグ２Wは、直列接続された上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ２６からなる。

このデュアルインバータは、+バスバー８１０及び-バスバー８２０を通じて図略の直流電源に接続されている。６個の上アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各一端を+バスバー８１０に接続する。６個の下アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各他端を-バスバー８２０に接続する。各アームスイッチは、逆並列ダイオード及びトランジスタからなる。

レグ１UはU相電圧VU1を相コイル３Uに印加し、レグ２UはU相電圧VU２を相コイル３Uに印加する。U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル３Uに印加される。レグ１VはV相電圧VV1を相コイル３Vに印加し、レグ２VはU相電圧VV２を相コイル３Vに印加する。V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル３Vに印加される。レグ１WはW相電圧VW1を相コイル３Wに印加し、レグ２WはW相電圧VW２を相コイル３Wに印加する。W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル３Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。

レグ１U及び２Uは、U相電圧VUを相コイル３Uに印加するU相のHブリッジを形成する。レグ１V及び２Vは、V相電圧VVを相コイル３Vに印加するV相のHブリッジを形成する。レグ１W及び２Wは、W相電圧VWを相コイル３Wに印加するW相のHブリッジを形成する。互いに電気角１２０度の位相差をもつ３つのHブリッジの制御動作をは本質的に同じである。このため、U相Hブリッジの制御動作が以下に説明される。この制御動作は、上アーム導通式シングルPWMと呼ばれる。

図２は、U相電圧VU及びU相電流IUの各基本波成分を示す波形図である。U相電流IUはU相電圧VUよりも所定の位相角だけ遅れる。相電圧VUの１周期（＝電気角３６０度）は正半波期間PAと負半波期間PBとに分割される。期間PAは位相期間P1及びP２に分割される。期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。位相期間P1及びP３は相コイル３Uから直流電源へ負の電源電流IPとしての回生電流IRを戻す期間である。位相期間P２及びP４は直流電源から相コイル３Uへ正の電源電流IPを供給する期間である。

デュアルインバータは、上アーム導通式シングルPWMにより制御される。この上アーム導通式片側PWMにおいて、レグ１U及び２Uは交互にパルス幅変調（PWM）される。各Hブリッジはそれぞれ、固定電位レグ及びPWMレグからなる。固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。期間PAにおいて、レグ１Uは固定電位レグとなり、レグ２UはPWMレグとなる。期間PBにおいて、レグ１UはPWMレグとなり、レグ２Uは固定電位レグとなる。固定電位レグ及びPWMレグは電気角１８０度毎に交代される。PWMサイクル期間TC内に電流供給期間を自由に配置可能な空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）法がPWMレグの制御に好適である。

このSVPWMにおいて、コントローラ１０は、各PWMサイクル期間TC毎に電流供給期間TXを形成する。PWMデユーティ比は比率（TX/TC）に等しい。電流供給期間TXを除く他のPWMサイクル期間TCはフリーホィーリング期間TFとなる。直流電源は、電流供給期間TXにおいて３相コイル３へ電源電流IPを供給する。フリーホィーリング電流は、フリーホィーリング期間TFにおいてインバータ１及び２と３相コイル３との間を循環する。

図３は、期間PAにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ１Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ２Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。

図４は、期間PBにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。固定電位レグであるレグ２Uはハイレベル（１）を出力する。PWMレグであるレグ１Uは電流供給期間TXにおいてローレベル（０）を出力し、フリーホィーリング期間TFにおいてハイレベル（１）を出力する。

図５-図１２は位相期間P1-P４におけるレグ１U及び２Uの状態を示す。相コイル３Uは逆起電力Vaをもつ。図５は位相期間P１の電流供給期間TXを示す。負の電源電流である回生電流IRが直流電源４へ戻る。図６は位相期間P１のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifは磁気エネルギーを相コイル３Uに蓄積する。図７は位相期間P２の電流供給期間TXを示す。電源電流IPが相コイル３Uに供給される。図８は位相期間P２のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uの磁気エネルギーを消費する。

図９は位相期間P３の電流供給期間TXを示す。回生電流IRが直流電源４へ流れる。図１０は位相期間P３のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uを流れる。図１１は位相期間P４の電流供給期間TXを示す。電源電流IPが相コイル３Uへ流れる。図１２は位相期間P４のフリーホィーリング期間TFを示す。フリーホィーリング電流Ifが相コイル３Uを流れる。

図１３は、３つのHブリッジがそれぞれPWM制御される基本的なトリプルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。図１４は出力電圧VU１及びVU２の各基本波成分を示す波形図である。このトリプルHブリッジモードにおいて、ロータ磁界と同期する合成回転電圧ベクトルが、３相コイル３に印加される３つの相電圧ベクトルにより形成される。

図１５は、ダブルHブリッジモードを説明するためのベクトル図である。このダブルHブリッジモードにおいて、３つのHブリッジの１つは、電気角６０度毎に順番に休止され、残りの２つのHブリッジがPWM制御される。図１５において、電気角０度は合成回転電圧ベクトルの方向がU相電圧VUの方向に一致する位相角度を示し、電気角６０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-W相電圧-VWの方向に一致する位相角度を示す。電気角１２０度は合成電圧ベクトルの方向がV相電圧VVの方向に一致する位相角度を示し、電気角１８０度は合成回転電圧ベクトルの方向が-U相電圧-VUの方向に一致する位相角度を示す。電気角２４０度は合成回転電圧ベクトルの方向がW相電圧VWの方向に一致する位相角度を示し、電気角３００度は合成回転電圧ベクトルの方向が-V相電圧-VVの方向に一致する位相角度を示す。

レグ１U及び２UからなるU相HブリッジはU相電圧VU及び-VUを交互に出力する。レグ１V及び２VからなるV相HブリッジはV相電圧VV及び-VVを交互に出力する。レグ１W及び２WからなるW相HブリッジはW相電圧VW及び-VWを交互に出力する。図１５において、６つの相電圧ベクトル（VU、-VW、VV、-VU、VW、-VV)は最大振幅値をもつ。

図１５において、合成回転電圧ベクトルが回転可能な領域は１２個の位相領域（Z１-Z１２）に分割される。６つの位相領域（Z１-Z６）において、合成回転電圧ベクトルは互いに隣接する２つの相電圧ベクトルのベクトル和により形成される。この隣接する２つの相電圧ベクトルの各振幅値はそれぞれPWM法により調節される。

たとえば、位相領域Z１内の合成回転電圧ベクトルは、それぞれPWM制御される相電圧ベクトルVU及び-VWのベクトル和により形成される。相電圧ベクトルVUはU相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。相電圧ベクトルーVWはW相Hブリッジの電流供給期間TXに相当する。同様に、位相領域（Z２-Z６）の合成回転電圧ベクトルは２つのHブリッジの電流供給期間TXにより形成されることができる。結局、ダブルHブリッジにおいて、合成回転電圧ベクトルが位相領域（Z1-Z６）内に形成される時、１つのHブリッジが休止され。その結果、デュアルインバータの電力損失が低減される。他方、合成回転電圧ベクトルが位相領域（Z７-Z１２）内に達する時、トリプルHブリッジモードが実行される。

図１６は、このダブルHブリッジモードを示すタイミングチャートである。U相レグ１U及び２Uは、電気角６０度-１２０度及び電気角２４０度-３００度の期間において休止される。V相レグ１V及び２Vは、電気角０度-６０度及び電気角１８０度-２４０度の期間において休止される。W相レグ１W及び２Wは、電気角１２０度-１８０度及び電気角３００度-０度の期間において休止される。これにより、デュアルインバータの電力は低減される。各レグの休止のための上アームスイッチのオフは、フリーホィーリング電流が流れるフリーホィーリング期間に実施されることが好適である。これにより、リンギングサージ電圧が低減される。

図１５に示される破線円は、合成回転電圧ベクトルの振幅が１つの相電圧ベクトルの最大振幅値に等しい状態を示す。ダブルHブリッジモードは、この破線円の内側にて実行される。トリプルHブリッジモードはこの破線円の外側にてが実行される。

次に、電流分散方式が図１７を参照して説明される。図１７は、トリプルHブリッジモードにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。この電流分散方式は、モータの部分負荷条件において空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）法により実行される。３つのHブリッジの電流供給期間TXは共通のPWMサイクル期間TC内に配置される。３つの電流供給期間TXの重なりはできるだけ回避される。同様に、ダブルHブリッジモードの２つのHブリッジの電流供給期間TXもできるだけ互いに重ならないようにPWMサイクル期間TC内に配置される。

この電流分散方式の効果が図１８を参照して説明される。図１８は、PWM制御されるデュアルインバータ５を用いるEVトラクションモータ装置を示すブロック図である。電源抵抗値（r）をもつ直流電源４は+電源線８１及び-電源線８２を通じてデュアルインバータ５にパルス形状の電源電流IPを供給する。デュアルインバータ５は、相コイル３UにU相電源電流IUPを供給し、相コイル３VにV相電源電流IVPを供給し、相コイル３WにW相電源電流IWPを供給する。したがって、電源電流IPは３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）の和に等しい。図１８は、３相コイル３及びデュアルインバータ５を循環するフリーホィーリング電流を図示しない。

３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は、値（r)(IUP+IVP+IWP）(IUP+IVP+IWP）となる。３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は、値（r)（(IUP）（IUP)+（IVP）（IVP)+（IWP）(IWP）となる。

たとえば、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもち、U相電源電流IUPが相対振幅値（２）をもつことが仮定される。相電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は値(１６r)となる。相電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は値(６r)となる。したがって、電流分散方式は、部分負荷条件において直流電源４の抵抗損失を大幅に低減する。

たとえば、U相電源電流IUPの相対振幅値がゼロである時、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもつ。電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は値(４r)となる。電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は値(２r)となる。

しかし、モータ電流が増加する時、複数相の電流供給期間TXは互いに重なる。トリプルHブリッジモードによれば、相対的に短い２つの電流供給期間TXが優先的にオーバーラップされる。これは、相対的に長い電流供給期間TXは、相電流の振幅が高いことを意味するからである。これにより、直流電源の抵抗損失を低減することができる。

好適には、一相の相電流が減少する立ち下がり過渡期間は、もう１つの相電流が増加する立ち上がり過渡期間と重なる。これにより、電源電流のリップルを低減することができる。その結果、直流電源４の平滑キャパシタの損失が低減される。さらに、+電源線８１のリンギングサージ電圧が低減される。

さらに、２つ乃至３つの相の電流供給期間は、連続的に配置される。これにより、電源電流IPの高周波電流リップル及び平滑キャパシタの損失が低減される。さらに、１つの相の最も長い電流供給期間TXは、他の２つの相の電流供給期間TXに挟まれる。これにより、+電源線８１に生じるリンギングサージ電圧が低減される。たとえば、トリプルHブリッジモードを示す図１９において、最長のW相の電流供給期間TXWは、V相の電流供給期間TXVの終了時点から開始される。同様に、U相の電流供給期間TXUはW相電流供給期間TXWの終了時点から開始される。たとえば、ダブルHブリッジモードを示す図２０において、より短いU相の電流供給期間TXUはW相電流供給期間TXWの終了時点から開始される。図１９及び図２０は相電源電流IUP、IVP、及びIWPを示す。図１９及び図２０によれば、隣接する２つの相電源電流は過渡期間Ttにおいて重なる。これにより、+電源線８１を流れる電源電流の変化が抑制され、リンギングサージ電圧が抑制される。

次に、このデュアルインバータのリンギングサージ電圧が図２１及び図２２を参照して説明される。図２１は、上アームスイッチ１１がオフされる時のリンギングサージ電圧を説明するための模式配線図である。図２２は、下アームスイッチ２２がオフされる時のリンギングサージ電圧を説明するための模式配線図である。レグ１U及び２UからなるU相Hブリッジ１HUは、+バスバー８１０及び+電源線８１を通じて直流電源４の正極に接続され、-バスバー８２０及び-電源線８２を通じて直流電源４の負極に接続されている。

U相コイル３Uは、U相ケーブル６１を通じてレグ１Uに接続され、U相ケーブル７１を通じてレグ２Uに接続される。+電源線８１はラインインダクタンス８１Lをもち、-電源線８２はラインインダクタンス８２Lをもつ。+電源線８１の両端は寄生容量C1及びC２を通じて個別に接地されている。-電源線８２の両端は寄生容量C３及びC４通じて個別に接地されている。U相ケーブル６１は寄生容量C５を通じて接地されている。U相コイル３Uは寄生容量C６を通じて接地され、U相ケーブル７１は寄生容量C７を通じて接地されている。

上アームスイッチ１１がオフされる図２１において、ラインインダクタンス８１Lはサージ電圧を誘起する。このサージ電圧は、寄生キャパシタC２及びC1、及びラインインダクタンス８１Lからなる直列共振回路を通じてサージ電流ISUを供給する。これにより、高いリンギングサージ電圧Vrが上アームスイッチ１１に印加される。

下アームスイッチ２２がオフされる図２２において、ラインインダクタンス８１Lはサージ電圧を発生する。このサージ電圧は、寄生キャパシタC５-C７及びC１、及びラインインダクタンス８１Lからなる直列共振回路を通じてサージ電流ISUを供給する。しかし、上アームスイッチ１１がオンされているため、リンギングサージ電圧Vrは低減される。結局、この実施例の上アーム導通式片側PWMはリンギングサージ電圧を低減することができる。

次に、固定電位レグが切替えられる時に誘起されるサージ電圧が説明される。上アーム導通式シングルPWMは、固定電位レグが切替えられる時に上アームスイッチをオフする必要がある。その結果、この上アームスイッチのオフ動作はリンギングサージ電圧を誘起する。けれども、この実施例において固定電位レグからPWMレグへの切替のための上アームスイッチのオフ動作はフリーホィーリング期間TF又はその直後に実行される。言い換えれば、上アームスイッチはフリーホィーリング電流Ifを遮断する。このフリーホィーリング電流Ifは、+バスバー８１０を流れるが、+電源線８１を流れない。+バスバー８１０は、+電源線８１と比べて低いラインインダクタンス値をもつ。その結果、リンギングサージ電圧は低くなる。

図２３は、図１に示されるデュアルインバータの模式配線図である。インバータ１の３つの交流端子は、交流バスバー６１-６３により相コイル３U-３Wの一端に別々に接続されている。インバータ２の３つの交流端子は、交流バスバー７１-７３により相コイル３U-３Wの他端に別々に接続されている。+バスバー８１０は+電源線８１により図略の直流電源の正極端子に接続されている。-バスバー８２０は-電源線８２により図略の直流電源の負極端子に接続されている。

図２４-図２６は、図２３に示されるデュアルインバータの構造を示す。図２４はデュアルインバータの正面図である。図２５はデュアルインバータの水平断面を示す平面図であり、図２６はデュアルインバータの垂直側面を示す側面図である。-バスバー８２０は窓付き箱形の形状をもつ。+バスバー８１０、バスバー６１-６３及び７１-７３は箱状の-バスバー８２０から水平に突出している。-バスバー８２０の１つの側面に形成された窓は樹脂カバー９により覆われている。

上アームスイッチ１１及び下アームスイッチ１２はバスバー６１を挟んでいる。上アームスイッチ１３及び下アームスイッチ１４はバスバー６２を挟んでいる。上アームスイッチ１５及び下アームスイッチ１６はバスバー６３を挟んでいる。上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ２２はバスバー７１を挟んでいる。上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ２４はバスバー７２を挟んでいる。上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ２６はバスバー７３を挟んでいる。

下アームスイッチ（１２、１４、１６、２２、２４、及び２６）は-バスバー８２０に接してる。上アームスイッチ（１１、１３、１５、２１、２３、２５）は+バスバー８１０に接している。各アームスイッチ（１１-１６及び２１ー２６）はそれぞれ、並列接続された２つの半導体素子からなる。たとえば、半導体素子の１つはトランジスタであり、他の１つは逆並列ダイオードである。

+バスバー８１０はU相の上アームスイッチ１１及び２１により挟まれている。+バスバー８１０はV相の上アームスイッチ１３及び２３により挟まれている。+バスバー８１０はW相の上アームスイッチ１５及び２５により挟まれている。フリーホィーリング電流の電流経路長としての上アームスイッチ１１及び２１の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。上アームスイッチ１３及び２３の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。上アームスイッチ１５及び２５の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。

+バスバー８１０を流れるフリーホィーリング電流が急減する時、+バスバー８１０のラインインダクタンスがサージ電圧を発生する。しかし、このサージ電圧は+バスバー８１０の短い長さ故に非常に低くなる。さらに、箱状の-バスバー８２０は電磁波ノイズを低減する。

次に、+電源線８１に誘導されるリンギングサージ電圧をさらに低減可能なサージ低減回路１００が図２７を参照して説明される。バッテリ及び平滑キャパシタからなる直流電源４の正極端子４１は電源線８１によりデュアルインバータ５の+バスバー８１０に接続されている。直流電源４の負極端子４２は電源線８２によりデュアルインバータ５の-バスバー８２０に接続されている。電源線８１及び８２は絶縁被覆ケーブルからなる。デュアルインバータ５は２つの３相インバータ１及び２からなる。

電源線８１は銅管８１A内に収容され、電源線８２は銅管８２A内に収容されている。銅管８１A及び８２Aの各一端部は銅線５０により接続されている。銅管８１A及び８２Aの各他端部は銅線５１により接続されている。

さらに、銅管８１A及び８２Aの各他端部は、３相インバータ１及び２を収容するアルミ製のインバータケース２０に電気的に接続されている。したがって、サージ低減回路１００は、銅管８１A、銅線５０、銅管８２A、及び銅線５１からなるコアレストランスの二次短絡回路に等しい。

サージ低減回路１００の機能が説明される。直流電源４は電源線８１を通じてインバータ１及び２に電源電流を供給し、この電源電流は電源線８２を通じて直流電源４に戻る。この電源電流に含まれる高周波電流成分Ihは、電源線８１及び８２の周囲に高周波磁界を形成する。この高周波磁界は、非磁性導体管としての銅管８１A及び８２Aに二次電圧を誘導する。この二次電圧は、二次短絡回路を通じて循環する二次電流Ih２を形成する。この二次電流Ih２は、電源線８１及び８２に蓄積された磁気エネルギーを消費する。

言い換えれば、低負荷抵抗をもつこの二次短絡回路は、電源線８１及び８２と並列に接続される。その結果、電源線８１及び８２の電圧変化は抑制される。その結果、二次短絡回路は、リンギングサージ電圧を抑制する。電源線８１及び８２の漏れインダクタンスを低減するために、銅管８１Aと電源線８１との間の隙間及び銅管８２Aと電源線８２との間の隙間はできるだけ減らされる。

図２８は、この二次短絡回路のもう一つの例を示す模式断面図である。二次短絡回路は、２枚の銅板８１１及び８２１からなる。銅板８１１は２つの凹部８１１A及び８１１Bをもち、銅板８２１は２つの凹部８２１A及び８２１Bをもつ。電源線８１及び８２はそれぞれ、樹脂層８３により被覆されたケーブルからなる。電源線８１は凹部８１１A及び８１１B内に収容され、電源線８２は凹部８２１A及び８２１B内に収容されている。したがって、本質的に２つの管を形成する銅板８１１及び８２１は二次短絡回路１００の全てを形成する。

次に、モータケーブルのサージ電圧をさたに低減するサージ低減回路２００が図２７を参照して説明される。サージ低減回路２００は、銅管６４-６６、銅管７４-７６、及び短絡線５２-５３からなる３つの二次短絡回路からなる。デュアルインバータ５は、６本のモータケーブル６１-６３及び７１-７３により３相モータのステータコイル３に接続されている。

U相ケーブル６１は銅管６４に収容されている。-U相ケーブル７１は銅管７４に収容されている。V相ケーブル６２は銅管６５に収容されている。-V相ケーブル７２は銅管７５に収容されている。W相ケーブル６３は銅管６６に収容されている。-W相ケーブル７３は銅管７６に収容されている。

銅管６４及び７４のインバータ側の端部は、短絡線５２により接続されている。銅管６５及び７５のインバータ側の端部は、短絡線５２により接続されている。銅管６６及び７６のインバータ側の端部は、短絡線５２により接続されている。銅管６４及び７４のモータ側の端部は、短絡線５３により接続されている。銅管６５及び７５のモータ側の端部は、短絡線５３により接続されている。銅管６６及び７６のモータ側の端部は、短絡線５３により接続されている。

したがって、サージ低減回路２００は、それぞれサージ低減回路路１００と本質的に同じ機能を持つU相二次短絡回路、V相二次短絡回路、及びW相二次短絡回路からなる。銅管６４-６６及び銅管７４-７６は、それぞれアルミ製のインバータケース２０及びモータハウジング３０に電気的に接続されることができる。

図２９は、図２７に示されるサージ低減回路路１００の１つの変形態様を示す。このサージ低減回路１００Aは、図２７に示される二次短絡回路１００の銅線５０の代わりにキャパシタ回路５０Aをもつ。キャパシタ回路５０Aは、キャパシタ５０B、ダイオード５０C及び５０d、及び抵抗５０eからなる。キャパシタを充電するダイオード５０Cは、直列接続されたダイオード５０d及び抵抗５０eと並列に接続されている。ダイオード５０dはキャパシタ５０Bを放電する。ダイオード５０C、ダイオード５０d、及び抵抗５０eからなる電流制御回路は、キャパシタ５０Bと直列に接続されている。この電流制御回路は省略されることができる。

直流電源４からデュアルインバータ５に供給される電源電流が急減する時、誘導された二次電圧はダイオード５０Cを通じてキャパシタ５０Bを急速に充電する。その後、キャパシタ５０Bは、ダイオード５０d及び抵抗５０eを通じて緩やかに放電する。この放電は電源電流を増加させる。

このデュアルインバータのスイッチング損失を低減可能なゲート駆動回路が図３０を参照して説明される。U相レグ１Uの上アームスイッチ１１はトランジスタ１１１をもつ。ゲート容量C１０及びC２０をもつトランジスタ１１１は、遷移速度遅延回路３００を通じてゲートドライバ４００に接続されている。遷移速度遅延回路３００は、充電ダイオード３０１、放電ダイオード３０２、放電抵抗３０３及び共通抵抗３０４からなる。直列接続された放電ダイオード３０２及び放電抵抗３０３は、充電ダイオード３０１と並列に接続されている。ゲートドライバ４００は、直列接続されたダイオード３０２、抵抗３０３、及び抵抗３０４を通じてトランジスタ１１１のゲート電圧を低下させる。さらに、ゲートドライバ４００は、直列接続された抵抗３０４及びダイオード３０１を通じてトランジスタ１１１のゲート電圧を上昇させる。ゲートドライバ４００はパルス電圧を抵抗回路３００を通じてトランジスタ１１１のゲート電極に印加する。

トランジスタ１１１は、立ち上がり遷移期間より長い立ち下がり遷移時間をもつ。このため、インバータの立ち上がり遷移期間におけるスイッチング損失は低減される。しかし、この立ち上がり遷移期間の短縮は、電源線が放射する高周波の電磁波ノイズを増加させるという問題をもつ。図２７に示されるサージ低減回路１００が電磁波ノイズの放射を抑制する。

他の変形態様が以下に説明される。図１６に示されるダブルHブリッジモード、並びに、図１７に示される電流分散方式は、従来のダブルPWM方式のデュアルインバータにより採用されることができる。図２７に示されるサージ低減回路は従来の３相インバータに接続される電源ケーブル又はモータケーブルに追加されることができる。１つの３相インバータを３相ステータコイルに接続する従来の３相モータにおいて、３つのモータケーブルを個別に被覆する３つの非磁性導体管は、互いに接続された各一端部、及び、互いに接続された各他端部をもつ。

この実施例のデュアルインバータの利点が説明される。第１に、このデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べてインバータ損失を大幅に低減することができる。この効果が図３１及び図３２を参照して説明される。

図３１は、従来の３相インバータを示す。この３相インバータは、星形接続３相コイルからなる従来のステータコイルに接続されている。ステータコイルの３つの相コイル（３U、３V、及び３W）はそれぞれ、並列接続された２つのコイルユニット（C）からなる。３相インバータの各アームスイッチはそれぞれ、並列接続された２つのトランジスタ（T）をもつ。しかし、U相レグの下アームスイッチ、V相レグの上アームスイッチ、及びW相レグの上アームスイッチは図３１に示されていない。図３１は、直流電源電流IPがU相電流（IU）の２倍値に等しい位相期間の相電流を示す。

図３２は、シングルPWM方式で駆動されるデュアルインバータを示す。このデュアルインバータは、ダブルエンデッド３相コイルに接続されている。ダブルエンデッド３相コイルの３つの相コイル（３U、３V、３W）はそれぞれ、直列接続された２つのコイルユニット（C)からなる。図１に示される上アームスイッチ２１、２４、及び２６の図示は省略されている。さらに、図１に示される下アームスイッチ１２、２４、及び２６の図示は省略されている。デュアルインバータの各アームスイッチはそれぞれ、１つのトランジスタ（T)をもつ。図３２は、直流電源電流IPがU相電流（IU）の２倍値に等しい位相期間における相電流を示す。

図３２に示されるデュアルインバータは図３１に示される３相インバータと同じ回路規模をもつ。さらに、図３２に示される３相モータは、図３１に示される３相モータと同じ体積をもつ。デュアルインバータは、３相インバータと比べて２倍の電圧利用率をもつことができる。このため、図３２に示されるダブルエンデッド３相コイルの各相コイルは、図３１に示される星形接続３相コイルの各相コイルと比べて２倍の巻数をもつことができる。

これら２つのインバータの損失が比較される。図３１及び図３２から理解されるように、両インバータの導通損失は等しい。しかし、シングルPWM式のデュアルインバータは、従来の３相インバータと比べて半分のPWMレグ数をもつ。したがって、デュアルインバータのスイッチング損失及びリカバリ損失は従来の３相インバータの半分となる。一般に、インバータ損失の大部分は、スイッチング損失及びリカバリ損失からなる。たとえば、従来の３相インバータのスイッチング損失及びリカバリ損失の和がインバータ損失の７０％を占める時、シングルPWM式のデュアルインバータは、この３相インバータのインバータ損失の６５％をもつことができる。その結果、インバータ冷却機構は簡素となり、EVの最大走行距離を延長することができる。

第２に、この実施例のシングルPWM方式は、特許文献１に記載されたダブルPWM方式と比べて、PWM制御により生じる損失（PWM損失と呼ばれる）を低減することができる。図３３は、ダブルPWM方式の１つのPWMサイクル期間TCにおける各レグの出力電位を示す。図示しない３つのコンパレータは、PWMキャリヤ信号SCと３つの相制御信号（SU、SV、及びSW)とを比較する。図１に示される６つのPWMレグは、比較結果に基づいてレグ電圧（VU1、VU2、VV1、VV2、VW1、VW２）を出力する。各レグ電圧はそれぞれ、ハイレベル（H）とローレベル（L)とからなるパルス電圧である。

U相コイル３Uに印加されるU相電圧VUは、U相電圧差（VU1-VU2）となる。V相コイル３Vに印加されるV相電圧VVは、V相電圧差（VV1-VV2）となる。W相コイル３Wに印加されるW相電圧VWは、W相電圧差（VW1-VW2）となる。

このダブルPWM方式によれば、各レグはフリーホィーリング期間（TF)の代わりに逆電圧が相コイル印加される逆電圧印加期間（Tr)をもつ。その結果、直流電源は、電流供給期間（TX)において各相コイルのインダクタンスに磁気エネルギーを蓄積する。この蓄積された磁気エネルギーは、各逆電圧印加期間（Tr）に各相コイルから直流電源にデュアルインバータを通じて回生される。

したがって、直流電源、デュアルインバータ、及びステータコイルは、ダブルPWM方式の運転により無駄な高周波PWM損失及び高周波ノイズを発生する。各PWMレグが逆電圧印加期間（Tr)の代わりにフリーホィーリング期間（TF)をもつシングルPWM方式によれば、この無駄な高周波PWM損失及び高周波ノイズは大幅に低減される。ダブルPWM方式とシングルPWM方式の重要な違いは、Hブリッジの交流出力電圧がゼロとなる時に顕れる。PWM制御を停止するシングルPWM方式は、高周波電力損失を発生しない。

第３に、上アーム導通式シングルPWM方式を採用するこのデュアルインバータは、常時導通される上アームスイッチ、及び、PWM制御される下アームスイッチをもつ。これにより、+電源線８１のリンギングサージ電圧が低減される。好適には、固定電位レグの上アームスイッチはフリーホィーリング期間にオフされる。固定電位レグの交代による+電源線８１のリンギングサージ電圧が低減される。

第４に、各Hブリッジの２つの上アームスイッチは+バスバー８１０を挟む配置をもつ。これにより、+バスバー８１０のラインインダクタンスが大幅に低減される。上アームスイッチがフリーホィーリング期間にオフされる時、リンギングサージ電圧は低減されることができる。

第５に、SVPWM法で駆動されるデュアルインバータの３つのHブリッジは、できるだけ重ならない電流供給期間をもつ。これにより、直流電源の抵抗損失を大幅に低減することができる。

第６に、ダブルHブリッジモードを採用するデュアルインバータは、１つのHブリッジのPWMスイッチングを常に休止する。これにより、インバータ損失はさらに低減される。

第７に、このデュアルインバータを直流電源又は３相モータに接続するケーブルは、二次短絡回路をもつコアレストランスに接続される。これにより、ケーブルのリンギングサージ電圧を低減することができる。

EVトラクションモータの運転領域における１つのモード選択例が、図３４を参照して説明される。図３４は、モータの最高トルクTmaxと速度Vmとの関係を示す。既述されたように、このデュアルインバータは、トリプルHブリッジモードの他にダブルHブリッジモードをもつ。２つのHブリッジにより駆動されるダブルHブリッジモードは、３つのHブリッジにより駆動されるトリプルHブリッジモードと比べて低い最大トルク値をもつが、インバータ損失が低減される。しかし、ダブルHブリッジモードは、トリプルHブリッジモードと比べて異なる銅損及び鉄損をもつ。

トリプルHブリッジモード及びダブルHブリッジモードはそれぞれ、正弦波モード及び矩形波モードをもつことができる。正弦波モードにおいて、各Hブリッジの出力電圧の基本波成分は、PWM制御により単相正弦波電圧となる。矩形波モードにおいて、各Hブリッジの出力電圧の基本波成分は、PWM制御により単相矩形波電圧となる。矩形波モードにおいて、PWMデユーティ比は一定となり、各基本波成分は一定の振幅をもつ。矩形波モードにおいて、PWMデユーティ比を増加することにより、各基本波成分の振幅は増加する。

PWMデユーティ比が１となる時、各Hブリッジは、矩形波電圧を出力する。PWMデユーティ比が１である矩形波モードを採用するトリプルHブリッジモードは、従来の３相インバータの１８０通電方式に等しい３相電圧を出力する。その矩形波電圧は電気角１８０度だけ継続される。PWMデユーティ比が１である矩形波モードを採用するダブルHブリッジモードは、従来の３相インバータの１２０度通電方式に等しい３相電圧を出力する。その矩形波電圧は電気角１２０度だけ継続される。

一般に、同期モータは、正弦波モードにおいて高効率となり、矩形波モードにおいて高トルクとなる。矩形波モードのトルクは、PWMデユーティ比が１である時に最高となる。PWMデユーティ比が１である矩形波モードはワンパルスモードと呼ばれる。

図３４において、トルク要求値が低い時、ダブルHブリッジモードの正弦波モードが採用される。特性線７０１は、ダブルHブリッジモードの正弦波モードにおける最高トルク値を示す。トルク要求値が増加する時、ダブルHブリッジモードの矩形波モードが採用される。特性線７０２は、ダブルHブリッジモードの矩形波モードにおける最高トルク値を示す。トルク要求値が更に増加する時、トリプルHブリッジモードの正弦波モードが採用される。特性線７０３は、トリプルHブリッジモードの正弦波モードにおける最高トルク値を示す。トルク要求値が更に増加する時、トリプルHブリッジモードの矩形波モードが採用される。特性線７０４は、トリプルHブリッジモードの矩形波モードにおける最高トルク値を示す。その他、相対的に高効率のモードを選択することも可能である。台形波電圧は、矩形波電圧の一種と見做される。

Claims (10)

1. ３相モータに接続されるインバータを制御するコントローラを備える３相モータ駆動装置において、
   前記インバータは、３相モータの３つの独立相コイルに別々に接続される３つのHブリッジからなり、
   前記３つのHブリッジはそれぞれ、パルス幅変調（PWM）電圧を前記独立相コイルの一端に印加するPWMレグと、所定期間にわたって直流電圧を前記独立相コイルの他端に印加する固定電位レグからなり、
   前記コントローラは、前記PWMレグ及び前記固定電位レグを前記３相モータの電気角１８０度毎に交代することを特徴とする３相モータ駆動装置。
2. 前記固定電位レグは、定常的にオンされる上アームスイッチをもつ請求項１記載の３相モータ駆動装置。
3. 前記Hブリッジの２つの上アームスイッチは、+電源線を通じて直流電源の正極に接続される+バスバーを挟む請求項１記載の３相モータ駆動装置。
4. ３相モータに接続されるインバータを制御するコントローラを備える３相モータ駆動装置において、
   前記インバータは、３相モータの３つの独立相コイルに別々に接続される３つのHブリッジからなり、
   前記３つのHブリッジはそれぞれ、パルス幅変調（PWM）電圧を前記独立相コイルの一端に印加するPWMレグと、所定期間にわたって直流電圧を前記独立相コイルの他端に印加する固定電位レグからなり、
   前記コントローラは、前記PWMレグ及び前記固定電位レグを所定期間毎に交代し、
   前記Hブリッジはそれぞれ、電源電流を供給するための電流供給期間をもち、
   前記複数のHブリッジの前記電流供給期間は、互いにできるだけオーバーラップしないことを特徴とする３相モータ駆動装置。
5. 前記複数のHブリッジの電流供給期間は、互いにオーバーラップされる遷移期間をもつ請求項４記載の３相モータ駆動装置。
6. 先行する前記電流供給期間は、後続する前記電流供給期間よりも長い請求項４記載の３相モータ駆動装置。
7. 最長の前記電流供給期間は、残りの２つの前記電流供給期間により挟まれる請求項４記載の３相モータ駆動装置。
8. ３つの相の電流供給期間のうち相対的に短い２つの前記電流供給期間は、優先的に互いにオーバーラップされる請求項４記載の３相モータ駆動装置。
9. ３相モータに接続されるインバータを制御するコントローラを備える３相モータ駆動装置において、
   前記インバータは、３相モータの３つの独立相コイルに別々に接続される３つのHブリッジからなり、
   前記３つのHブリッジはそれぞれ、パルス幅変調（PWM）電圧を前記独立相コイルの一端に印加するPWMレグと、所定期間にわたって直流電圧を前記独立相コイルの他端に印加する固定電位レグからなり、
   前記コントローラは、前記PWMレグ及び前記固定電位レグを所定期間毎に交代し、
   前記３つのHブリッジの１つは、所定期間毎に順番に休止され、
   他の２つの前記Hブリッジは、前記３相モータ内に回転磁界を形成することを特徴とする３相モータ駆動装置。
10. 前記３つのHブリッジの１つは、前記３相モータの電気角６０度毎に順番に休止される請求項９記載の３相モータ駆動装置。

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