JP7005618B2

JP7005618B2 - 下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置

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Publication number: JP7005618B2
Application number: JP2019527852A
Authority: JP
Inventors: ヒョンソコ; キチュンキム; ウンソンキム; ソクヒョンユン
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-06-16
Filing date: 2018-06-15
Publication date: 2022-01-21
Anticipated expiration: 2038-06-15
Also published as: KR101962147B1; US10411940B2; JP7073424B2; US11843498B2; EP4258590A3; US11133971B2; CN109565830A; JP2020080561A; JP2019526975A; US11611464B2; JP6663078B2; JP2022105198A; EP3471479A4; WO2018231014A1; KR101962148B1; WO2018231010A1; US20200099493A1; US20230117872A1; CN115843097A; JP7381653B2

Description

本発明は、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置に関し、ＵＥが同期信号ブロック（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌＢｌｏｃｋ；ＳＳＢ）に含まれるＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）コンテンツを介して伝達される下りリンクのための帯域幅に関する情報に基づいて、下りリンクのための帯域幅を設定して、設定された帯域幅内で下りリンクチャネルを受信する方法及びそのための装置に関する。

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信容量を要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、ＥｎｈａｎｃｅｄＭｏｂｉｌｅＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ－ＲｅｌｉａｂｉｌｉｔｙａｎｄＬｏｗ－ＬａｔｅｎｃｙＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／ＭａｓｓｉｖｅＭａｃｈｉｎｅ－ｔｙｐｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される。

ここで、ｅＭＢＢは、高スペクトル効率（ＨｉｇｈＳｐｅｃｔｒｕｍＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）、高ユーザ体感データレート（ＨｉｇｈＵｓｅｒＥｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄＤａｔａＲａｔｅ）、高ピークデータレート（ＨｉｇｈＰｅａｋＤａｔａＲａｔｅ）などの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣは、超高信頼性（ＵｌｔｒａＲｅｌｉａｂｌｅ）、超低待機時間（ＵｌｔｒａＬｏｗＬａｔｅｎｃｙ）、超高有用性（ＵｌｔｒａＨｉｇｈＡｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙ）などの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（ｅ．ｇ．，Ｖ２Ｘ、ＥｍｅｒｇｅｎｃｙＳｅｒｖｉｃｅ、ＲｅｍｏｔｅＣｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣは、低コスト（ＬｏｗＣｏｓｔ）、低エネルギー（ＬｏｗＥｎｅｒｇｙ）、短いパケット（ＳｈｏｒｔＰａｃｋｅｔ）、大規模接続性（ＭａｓｓｉｖｅＣｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙ）の特性を有する次世代移動通信シナリオである（ｅ．ｇ．，ＩｏＴ）。

本発明は、下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置を提供しようとする。

本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が下りリンクチャネルを受信する方法であって、主同期信号（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロック（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌＢｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を受信して、前記ＰＢＣＨを介して、下りリンク帯域幅の位置情報を取得して、前記取得された下りリンク帯域幅の位置情報に基づいて決定された前記下りリンク帯域幅内において前記下りリンクチャネルを受信することを含み、前記下りリンク帯域幅の位置情報は、前記ＳＳＢ帯域幅の位置から前記下りリンク帯域幅の位置までのオフセットであってもよい。

このとき、前記オフセットは、リソースブロック（ＲｅｓｏｕｒｃｅＢｌｏｃｋ；ＲＢ）単位で定義されてもよい。

また、前記オフセットに対応する周波数間隔は、前記オフセットによって指示されたＲＢ数と前記下りリンクチャネルのための副搬送波間隔に依存してもよい。

また、前記下りリンク帯域幅のサイズは、システム帯域幅のサイズより小さくてもよい。

また、前記下りリンク帯域幅のサイズは、５ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの範囲内であってもよい。

また、前記下りリンク帯域幅のサイズに関する情報は、前記下りリンク帯域幅の位置情報と共に取得されてもよい。

本発明による無線通信システムにおいて、下りリンクチャネルを受信する端末であって、基地局と信号を送受信するトランシーバ、および主同期信号（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロック（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌＢｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を受信するように前記トランシーバを制御して、前記ＰＢＣＨを介して、下りリンク帯域幅の位置情報を取得して、前記取得された下りリンク帯域幅の位置情報に基づいて決定された前記下りリンク帯域幅内において前記下りリンクチャネルを受信するように前記トランシーバを制御するプロセッサを含み、前記下りリンク帯域幅の位置情報は、前記ＳＳＢ帯域幅の位置から前記下りリンク帯域幅の位置までのオフセットであってもよい。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が下りリンクチャネルを送信する方法であって、主同期信号（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロック（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌＢｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を送信して、前記ＰＢＣＨを介して伝達される下りリンク帯域幅の位置情報に基づいて決定された前記下りリンク帯域幅内において前記下りリンクチャネルを送信することを含み、前記下りリンク帯域幅の位置情報は、前記ＳＳＢ帯域幅の位置から前記下りリンク帯域幅の位置までのオフセットであってもよい。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、下りリンクチャネルを送信する基地局であって、端末と信号を送受信するトランシーバ、および主同期信号（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＰＳＳ）、副同期信号（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ；ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）で構成された同期信号ブロック（ＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌＢｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を送信するように前記トランシーバを制御して、

前記ＰＢＣＨを介して伝達される下りリンク帯域幅の位置情報に基づいて決定された前記下りリンク帯域幅内において前記下りリンクチャネルを送信するように前記トランシーバを制御するプロセッサを含み、前記下りリンク帯域幅の位置情報は、前記ＳＳＢ帯域幅の位置から前記下りリンク帯域幅の位置までのオフセットであってもよい。

本発明によれば、同期信号ブロックを介して下りリンクのための帯域幅に関する情報を受信して、受信した情報に基づいて設定された帯域幅内において下りリンクチャネルを効率的に受信することができる。

本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。

３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ－ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（ＲａｄｉｏＩｎｔｅｒｆａｃｅＰｒｏｔｏｃｏｌ）のコントロールプレーン（ＣｏｎｔｒｏｌＰｌａｎｅ）及びユーザプレーン（ＵｓｅｒＰｌａｎｅ）構造を示す図である。３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。ＬＴＥシステムで用いられる同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレーム構造を例示する図である。新たな無線接続技術（ｎｅｗｒａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。ＴＸＲＵとアンテナ要素の接続方式の一例を示す図である。送受信機ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｕｎｉｔ，ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナ観点からハイブリットビームフォーミング構造を抽象的に示す図である。下りリンク送信過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング（ＢｅａｍＳｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。新たな無線接続技術（ｎｅｗｒａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）システムのセルを例示する図である。同期信号内にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマルチプレックスされる実施例を説明するための図である。同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。同期信号インデックス及び同期信号が送信される時間に関する情報を指示する方法を説明するための図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。本発明を実行する送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。

本明細書ではＬＴＥシステム、ＬＴＥ－Ａシステム及びＮＲシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。

また、本明細書では、基地局をＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅｒａｄｉｏｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎｐｏｉｎｔ）、中継機（ｒｅｌａｙ）などを含む包括的な名称として使うことができる。

３ＧＰＰベース通信標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理層によって使用されるものの上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｄｏｗｎｌｉｎｋｓｈａｒｅｄｃｈａｎｎｅｌ，ＰＤＳＣＨ）、物理ブロードキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｂｒｏａｄｃａｓｔｃｈａｎｎｅｌ，ＰＢＣＨ）、物理マルチキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｍｕｌｔｉｃａｓｔｃｈａｎｎｅｌ，ＰＭＣＨ）、物理制御フォーマット指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｍａｔｉｎｄｉｃａｔｏｒｃｈａｎｎｅｌ，ＰＣＦＩＣＨ）、物理下りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌ，ＰＤＣＣＨ）及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｈｙｂｒｉｄＡＲＱｉｎｄｉｃａｔｏｒｃｈａｎｎｅｌ，ＰＨＩＣＨ）が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット（ｐｉｌｏｔ）とも呼ばれる参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ，ＲＳ）は、ｇＮＢとＵＥとが互いに知っている予め定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的ＲＳ（ｃｅｌｌｓｐｅｃｉｆｉｃＲＳ）、ＵＥ－特定的ＲＳ（ＵＥ－ｓｐｅｃｉｆｉｃＲＳ，ＵＥ－ＲＳ）、ポジショニングＲＳ（ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＲＳ，ＰＲＳ）及びチャネル状態情報ＲＳ（ｃｈａｎｎｅｌｓｔａｔｅｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＲＳ，ＣＳＩ－ＲＳ）が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａ標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理層によって使用されるものの、上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｕｐｌｉｎｋｓｈａｒｅｄｃｈａｎｎｅｌ，ＰＵＳＣＨ）、物理上りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｕｐｌｉｎｋｃｏｎｔｒｏｌｃｈａｎｎｅｌ，ＰＵＣＣＨ）、物理任意接続チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｃｈａｎｎｅｌ，ＰＲＡＣＨ）が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ，ＤＭＲＳ）と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号（ｓｏｕｎｄｉｎｇｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ，ＳＲＳ）が定義される。

本発明では、ＰＤＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＣＦＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＨＩＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＨｙｂｒｉｄａｕｔｏｍａｔｉｃｒｅｔｒａｎｓｍｉｔｒｅｑｕｅｓｔＩｎｄｉｃａｔｏｒＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＤＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＤＣＩ（ＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／ＣＦＩ（ＣｏｎｔｒｏｌＦｏｒｍａｔＩｎｄｉｃａｔｏｒ）／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ（ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ／ＮｅｇａｔｉｖｅＡＣＫ）／下りリンクデータを運ぶ時間－周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、ＰＵＣＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＵＳＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＲＡＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＣＨａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＵＣＩ（ＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を運ぶ時間－周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間－周波数リソース或いはリソース要素（ＲｅｓｏｕｒｃｅＥｌｅｍｅｎｔ，ＲＥ）をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下、ユーザ機器がＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で、或いは、を通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｇＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で、或いは、を通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。

以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ－ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ－ＲＳが割り当てられた或いは設定された（Ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ－ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ－ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ（ｔｒａｃｋｉｎｇＲＳ，ＴＲＳ）が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）サブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号（例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ）が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。

本発明でいう、ＣＲＳポート、ＵＥ-ＲＳポート、ＣＳＩ－ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）アンテナポート、ＵＥ－ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ－ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＵＥ－ＲＳを送信するように設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）アンテナポートは、ＵＥ－ＲＳポートによってＵＥ－ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＣＳＩ－ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ－ＲＳポートによってＣＳＩ－ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別できる。したがって、ＣＲＳ／ＵＥ－ＲＳ／ＣＳＩ－ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定のリソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ－ＲＳ／ＣＳＩ－ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。

図１は、３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ－ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコルのコントロールプレーン及びユーザプレーンの構造を示す図である。コントロールプレーンは端末（ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークが呼を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。

第１の層である物理層は、物理チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報送信サービス（ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｒａｎｓｆｅｒＳｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は上位にある媒体接続制御（ＭｅｄｉｕｍＡｃｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ）層とは送信チャネル（ＴｒａｎｓｐｏｒｔＣｈａｎｎｅｌ）を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ－ＦＤＭＡ（ＳｉｎｇｌｅＣａｒｒｉｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式で変調される。

第２の層である媒体接続制御（ＭｅｄｉｕｍＡｃｃｅｓｓＣｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（ＬｏｇｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌ）を介して上位層である無線リンク制御（ＲａｄｉｏＬｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の層のＰＤＣＰ層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（ＨｅａｄｅｒＣｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の機能を果たす。

第３の層である最下部に位置する無線リソース制御（ＲａｄｉｏＲｅｓｏｕｒｃｅＣｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御平面でのみ定義される。ＲＲＣ層は無線ベアラ（ＲａｄｉｏＢｅａｒｅｒ）の設定、再設定及び解除に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ連結（ＲＲＣＣｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合、端末はＲＲＣ連結状態（ＣｏｎｎｅｃｔｅｄＭｏｄｅ）であり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態（ＩｄｌｅＭｏｄｅ）である。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ－ＡｃｃｅｓｓＳｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（ＳｅｓｓｉｏｎＭａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（ＭｏｂｉｌｉｔｙＭａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。

ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（ＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（ＰａｇｉｎｇＣｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（ＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ（ＭｕｌｔｉｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることもできる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＣｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（ＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ）がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル（ＬｏｇｉｃａｌＣｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（ＢｒｏａｄｃａｓｔＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（ＰａｇｉｎｇＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（ＣｏｍｍｏｎＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（ＭｕｌｔｉｃａｓｔＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（ＭｕｌｔｉｃａｓｔＴｒａｆｆｉｃＣｈａｎｎｅｌ）などがある。

図２は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。

端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を取るなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌｃｅｌｌｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は基地局から主同期チャネル（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ；Ｐ－ＳＣＨ）及び副同期チャネル（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＣｈａｎｎｅｌ；Ｓ－ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を取り、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号（ＤｏｗｎｌｉｎｋＲｅｆｅｒｅｎｃｅＳｉｇｎａｌ；ＤＬＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。

一方、基地局に最初に接続したか或いは信号送信のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＰｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（Ｓ２０３～Ｓ２０６）。このために、端末は、物理任意接続チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＣｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして送信し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。競合ベースのＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（ＣｏｎｔｅｎｔｉｏｎＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＰｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号送信の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＳｈａｒｅｄＣｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（ＰｈｙｓｉｃａｌＵｐｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（ＤｏｗｎｌｉｎｋＣｏｎｔｒｏｌＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。

一方、端末が上りリンクを通じて基地局に送信したり又は端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（ＣｈａｎｎｅｌＱｕａｌｉｔｙＩｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（ＰｒｅｃｏｄｉｎｇＭａｔｒｉｘＩｎｄｅｘ）、ＲＩ（ＲａｎｋＩｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して送信することができる。

図３は、ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａベースの無線通信システムにおいて、同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は、周波数分割デュプレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｖｉｓｉｏｎｄｕｐｌｅｘ，ＦＤＤ）において同期信号及びＰＢＣＨの送信のための無線フレームの構造を例示するものであって、図３（ａ）は、正規ＣＰ（ｎｏｒｍａｌｃｙｃｌｉｃｐｒｅｆｉｘ）として設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示し、図３（ｂ）は、拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄＣＰ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示す。

以下、図３を参照して、ＳＳをより具体的に説明する。ＳＳは、ＰＳＳ（ＰｒｉｍａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ）とＳＳＳ（ＳｅｃｏｎｄａｒｙＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎＳｉｇｎａｌ）とに区分される。ＰＳＳは、ＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために用いられ、ＳＳＳは、フレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）（即ち、正規ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために用いられる。図３を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは、毎無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。具体的に、ＳＳは、インター－ＲＡＴ（ｉｎｔｅｒｒａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）測定を容易にするために、ＧＳＭ（ＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の第１番目のスロットとサブフレーム５の第１番目のスロットでそれぞれ送信される。特に、ＰＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信され、ＳＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。当該無線フレームの境界は、ＳＳＳによって検出されることができる。ＰＳＳは、当該スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで送信され、ＳＳＳは、ＰＳＳ直前のＯＦＤＭシンボルで送信される。ＳＳの送信ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式は、単一アンテナポート（ｓｉｎｇｌｅａｎｔｅｎｎａｐｏｒｔ）のみを用いて、標準では特に定義していない。

ＰＳＳは５ｍｓごとに送信されるため、ＵＥはＰＳＳを検出することで、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち１つであることが分かるが、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちいずれなのかは具体的に分かることができない。よって、ＵＥは、ＰＳＳのみでは無線フレームの境界が認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期が取得できない。ＵＥは一無線フレーム内において２回送信されるものの、互いに異なるシーケンスとして送信されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。

ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセル（ｃｅｌｌ）探索過程を行い、ＤＬ信号の復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及びＵＬ信号の送信を正確な時点に行うのに必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、また、ｅＮＢからＵＥのシステム設定（ｓｙｓｔｅｍｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に必要なシステム情報を取得してこそ、前記ｅＮＢと通信することができる。

システム情報は、マスター情報ブロック（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ，ＳＩＢ）によって設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。各システム情報ブロックは、機能的に関連したパラメータの集合を含み、含むパラメータに応じてマスター情報ブロック（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ１，ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３～ＳＩＢ１７に区分できる。

ＭＩＢは、ＵＥがｅＮＢのネットワーク（ｎｅｔｗｏｒｋ）に初期接続（ｉｎｉｔｉａｌａｃｃｅｓｓ）するのに必須の、最も頻繁に送信されるパラメータを含む。ＵＥは、ＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信することができる。ＭＩＢには、下りリンクシステム帯域幅（ｄｌ-Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ，ＤＬＢＷ）、ＰＨＩＣＨ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）が含まれる。よって、ＵＥは、ＰＢＣＨを受信することで、明示的（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）に、ＤＬＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨ設定に関する情報が分かる。一方、ＰＢＣＨ受信によってＵＥが暗示的（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）に分かる情報としては、ｅＮＢの送信アンテナポートの数がある。ｅＮＢの送信アンテナ数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に用いられる１６－ビットＣＲＣ（ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ）に送信アンテナ数に対応するシーケンスをマスク（例えば、ＸＯＲ演算）して、暗示的にシグナルリングされる。

ＳＩＢ１は、他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報のみならず、特定のセルがセル選択に適したセルであるか否かを判断するのに必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストシグナリング又は専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）シグナリングによってＵＥに受信される。

ＤＬ搬送波周波数と当該システム帯域幅は、ＰＢＣＨが運ぶＭＩＢによって取得されることができる。ＵＬ搬送波周波数及び当該システム帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報によって得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、当該セルに対して格納された有効なシステム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬＢＷの値をＵＬ－帯域幅（ＵＬＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥは、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）を取得して、前記ＳＩＢ２内のＵＬ－搬送波周波数及びＵＬ－帯域幅情報によってＵＥがＵＬ送信に使用可能な全体のＵＬシステム帯域を把握することができる。

周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは、実際のシステム帯域幅とは関係なく、当該ＯＦＤＭシンボルにおいてＤＣ副搬送波を中心として、左右３個ずつ、全６個のＲＢ、即ち、全７２個の副搬送波内でのみ送信される。よって、ＵＥは、ＵＥに設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）下りリンク送信帯域幅とは関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（ｄｅｔｅｃｔ）或いは復号（ｄｅｃｏｄｅ）できるように設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。

初期セル探索を終えたＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するために、任意接続過程（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。このために、ＵＥは、物理任意接続チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｃｈａｎｎｅｌ, ＰＲＡＣＨ）を通じてプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を送信し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを通じてプリアンブルへの応答メッセージを受信することができる。競合ベースの任意接続（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎｂａｓｅｄｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓ）の場合、更なるＰＲＡＣＨの送信、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述したような手順を行ったＵＥは、その後、一般的な上りリンク／下りリンク信号送信手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ送信を行うことができる。

上述した任意接続過程は、任意接続チャネル（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｃｈａｎｎｅｌ，ＲＡＣＨ）手順とも呼ばれる。任意接続過程は、初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途として様々に用いられる。任意接続過程は、競合－ベース（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ-ｂａｓｅｄ）過程と、専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）（即ち、非－競合－ベース）過程とに分類できる。競合－ベースの任意接続過程は、初期接続を含んで一般的に用いられ、専用任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に用いられる。競合－ベースの任意接続過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを任意に（ｒａｎｄｏｍｌｙ）選択する。よって、複数のＵＥが同時に同一のＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを送信することが可能であり、これによって、その後に衝突解決手順が必要となる。一方、専用任意接続過程において、ＵＥはｅＮＢが当該ＵＥに唯一に割り当てたＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを用いる。よって、他のＵＥとの衝突なく任意接続過程を行うことができる。

競合－ベースの任意接続過程は、以下の４ステップを含む。以下、ステップ１～４で送信されるメッセージのそれぞれをメッセージ１～４（Ｍｓｇ１～Ｍｓｇ４）と称することができる。

－ステップ１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａＰＲＡＣＨ）（ＵＥｔｏｅＮＢ）

－ステップ２：任意接続応答（ｒａｎｄｏｍａｃｃｅｓｓｒｅｓｐｏｎｓｅ，ＲＡＲ）（ｖｉａＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢｔｏＵＥ）

－ステップ３：レイヤ２／レイヤ３メッセージ（ｖｉａＰＵＳＣＨ）（ＵＥｔｏｅＮＢ）

－ステップ４：衝突解決（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）メッセージ（ｅＮＢｔｏＵＥ）

専用の任意接続過程は、以下の３ステップを含む。以下、ステップ０～２で送信されるメッセージのそれぞれは、メッセージ０～２（Ｍｓｇ０～Ｍｓｇ２）と称してもよい。任意接続過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク送信（即ち、ステップ３）を行うこともできる。専用の任意接続過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル送信を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダー（ｏｒｄｅｒ））を用いてトリガされることができる。

－ステップ０：専用のシグナリングによるＲＡＣＨプリアンブル割り当て（ｅＮＢｔｏＵＥ）

－ステップ２：任意接続応答（ＲＡＲ）（ｖｉａＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢｔｏＵＥ）

ＲＡＣＨプリアンブルを送信した後、ＵＥは予め－設定された時間ウィンドウ内で任意接続応答（ＲＡＲ）の受信を試みる。具体的に、ＵＥは、時間ウィンドウ内でＲＡ－ＲＮＴＩ（ＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＲＮＴＩ）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ－ＲＮＴＩＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ－ＲＮＴＩでマスクされる）の検出を試みる。ＲＡ－ＲＮＴＩＰＤＣＣＨ検出時に、ＵＥは、ＲＡ－ＲＮＴＩＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に、ＵＥのためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲは、ＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（ｔｉｍｉｎｇａｄｖａｎｃｅ, ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、仮の端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙｃｅｌｌ－ＲＮＴＩ, ＴＣ－ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥは、ＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値に応じてＵＬ送信（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ送信にはＨＡＲＱが適用される。したがって、ＵＥは、Ｍｓｇ３を送信した後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信することができる。

任意接続プリアンブル、すなわち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴ_ＣＰの循環前置（ｃｙｃｌｉｃｐｒｅｆｉｘ）及び長さＴ_ＳＥＱのシーケンスからなる。Ｔ_ＣＰのＴ_ＳＥＱは、フレーム構造と任意接続設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層によって制御される。ＲＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームから送信される。任意接続プリアンブルの送信は、特定の時間及び周波数リソースに制限（ｒｅｓｔｒｉｃｔ）される。このようなリソースをＰＲＡＣＨリソースと呼び、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、前記無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号付けられる。任意接続リソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスによって定義される（３ＧＰＰＴＳ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは（ｅＮＢによって送信される）上位層信号によって与えられる。

ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａシステムにおいて任意接続プリアンブル、すなわち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（ＳｕｂｃａｒｒｉｅｒＳｐａｃｉｎｇ）は、プリアンブルフォーマット０～３の場合は１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合は７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰＴＳ３６．２１１を参照）。

＜ＯＦＤＭニューマロロジー＞

新ＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式又はこれと類似している送信方式を用いる。新ＲＡＴシステムは、ＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータを従ってもよい。または、新ＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａのニューマロロジーをそのまま従ってもよいが、より大きいシステム帯域幅（例え、１００ＭＨｚ）を有することができる。または、１つのセルが複数のニューマロロジーを支援することができる。すなわち、互いに異なるニューマロロジーで動作するＵＥが１つのセル内で共存してもよい。

＜サブフレームの構造＞

３ＧＰＰＬＴＥ/ＬＴＥ－Ａシステムにおいて用いられる無線フレームは、１０ｍｓ（３０７２００Ｔ_ｓ）の長さを有して、１０個の均等な大きさのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ, ＳＦ）からなる。一無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号が付与されてもよい。ここで、Ｔ_ｓはサンプリング時間を示し、Ｔ_ｓ＝１／（２０４８＊１５ｋＨｚ）で表される。それぞれのサブフレームの長さは１ｍｓであり、２個のスロットからなる。一無線フレーム内で２０個のスロットは０から１９まで順次にナンバリングされる。それぞれのスロット長は０．５ｍｓである。一サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｔｉｍｅｉｎｔｅｒｖａｌ，ＴＴＩ）と定義される。時間リソースは無線フレーム番号（或いは無線フレームインデックスともいう）、サブフレーム番号（或いはサブフレーム番号ともいう）、スロット番号（或いはスロットインデックス）などで分けられる。ＴＴＩとは、データがスケジュールされる間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ－ＡシステムにおいてＵＬグラント又はＤＬグラントの送信機会は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短時間でＵＬ／ＤＬグラント機会が数回存在することはない。よって、既存のＬＴＥ/ＬＴＥ－ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。

図４は、新しい無線接続技術（ｎｅｗｒａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。

データ送信遅れを最小化するために、５世代の新ＲＡＴでは、制御チャネルとデータチャネルが時間分割多重化（ｔｉｍｅｄｉｖｉｓｉｏｎｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＴＤＭ）されるスロット構造が考慮されている。

図４において斜線領域は、ＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル（例え、ＰＤＣＣＨ）の送信領域を示し、黒い領域は、ＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル（例え、ＰＵＣＣＨ）の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｇＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、ＤＣＩはＵＥが知るべきセル設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ特定的（ｓｐｅｃｉｆｉｃ）情報、またＵＬグラントなどのようなＵＬ特定的情報などを含んでもよい。また、ＵＣＩはＵＥがｇＮＢに伝達する制御情報であり、ＵＣＩはＤＬデータに対するＨＡＲＱＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要請（ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇｒｅｑｕｅｓｔ, ＳＲ）などを含んでもよい。

図４においてシンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例え、ＰＤＳＣＨ）の送信に用いられてもよく、上りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例え、ＰＵＳＣＨ）の送信に用いられてもよい。図２のスロット構造によれば、１つのスロット内でＤＬ送信とＵＬ送信とが順次行われ、ＤＬデータの送信／受信とＤＬデータに対するＵＬＡＣＫ/ＮＡＣＫの受信／送信が１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーが発生するとき、データの再送信までかかる時間を減らすことになり、これによって最終データ伝達の遅れを最小化することができる。

このスロット構造では、ｇＮＢとＵＥの送信モードから受信モードへの切換過程又は受信モードから送信モードへの切換過程のためのタイムギャップ（ｔｉｍｅｇａｐ）が必要である。このような送信モードと受信モードとの切換過程のためにスロット構造においてＤＬからＵＬへ切り換えられる時点の一部ＯＦＤＭシンボルがガード期間（ｇｕａｒｄｐｅｒｉｏｄ, ＧＰ）として設定（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）される。

既存のＬＴＥ／ＬＴＥ－ＡシステムにおいてＤＬ制御チャネルは、データチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新ＲＡＴでは、一システムの帯域幅が少なくとも略１００ＭＨｚに達することが予想されるため、制御チャネルを全帯域に広げて送信するには無理がある。ＵＥがデータの送信／受信のために、下りリンク制御チャネルを受信するために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリー消耗増大及び効率性阻害の可能性がある。よって、本発明では、ＤＬ制御チャネルがシステム帯域、すなわち、チャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ（ｌｏｃａｌｉｚｅ）されて送信されてもよく、分散（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅ）されて送信されてもよい。

ＮＲシステムにおいて基本送信単位（ｂａｓｉｃｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｕｎｉｔ）はスロットである。スロット区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）は正規（ｎｏｒｍａｌ）循環前置（ｃｙｃｌｉｃｐｒｅｆｉｘ, ＣＰ）を有する１４個のシンボル、又は延長ＣＰを有する１２個のシンボルからなる。また、スロットは、使われた副搬送波間隔（ＳｕｂｃａｒｒｉｅｒＳｐａｃｉｎｇ）の関数として時間でスケーリングされる。すなわち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりシンボルの数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内のスロットの数が、１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては１０個であれば、３０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内のＯＦＤＭシンボルの数は、正規ＣＰと拡張ＣＰとで異なり、副搬送波間隔によって異なることはない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴ_ｓは、ＬＴＥの基本副搬送波間隔の１５ｋＨｚと最大ＦＦＴサイズの２０４８を考慮して、Ｔ_ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒と定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間でもある。ＮＲシステムでは、１５ｋＨｚの副搬送波間隔の他に様々な副搬送波間隔が用いられ、副搬送波間隔と当該時間長さは反比例するため、１５ｋＨｚよりも大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔ_ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒よりも短い。例えば、副搬送波間隔の３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間はそれぞれ、１／（２＊１５０００＊２０４８）秒、１／（４＊１５０００＊２０４８）秒、１／（８＊１５０００＊２０４８）秒になる。

＜アナログビームフォーミング（ａｎａｌｏｇｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）＞

近来、論議されている５世代移動通信システムは、広い周波数帯域を用いて、複数のユーザへの高い送信率を保持しながらデータを送信するために、高い超高周波帯域、すなわち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。３ＧＰＰでは、これをＮＲと称しているが、本発明ではＮＲシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は、高過ぎる周波数帯域を用いることによって、距離による信号の減殺が激しく示される周波数特性を有する。よって、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を用いるＮＲシステムは、激しい伝播減殺特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定方向へとエネルギーを集めて送信することで、激しい伝播減殺によるカバレッジ減少の問題を解決する狭ビーム（ｎａｒｒｏｗｂｅａｍ）送信法を用いる。しかし、１つの狭ビームのみを用いてサービスする場合、１つの基地局がサービスできる範囲が狭くなるので、基地局は複数の狭ビームを集めて広帯域でサービスすることになる。

ミリメートル周波数帯域、すなわち、ミリメートル波長（ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅ, ｍｍＷ）帯域では、波長が短くなり、同一面積に複数のアンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を取り付けることができる。例えば、１ｃｍ程度の波長の３０ＧＨｚ帯域では、５ｂｙ５ｃｍのパネル（ｐａｎｅｌ）に０．５ラムダ（ｌａｍｄａ）（波長）間隔で２－次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）配列の形態として全１００個のアンテナ要素を取り付けることができる。したがって、ｍｍＷでは、複数のアンテナ要素を用いて、ビームフォーミングの利得を高めて、カバレッジを増加させたり、処理量（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を高めることが考えられる。

ミリメートル周波数帯域で狭ビームを形成するための方法として、基地局やＵＥにおいて数多くのアンテナに適宜な位相差を用いて同一信号を送信することで、特定方向のみにおいてエネルギーを高くするビームフォーミング方式が主に考慮されている。このようなビームフォーミング方式には、デジタル基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）信号に位相差を形成するデジタルビームフォーミング、変調されたアナログ信号に時間遅れ（すなわち、循環シフト）を用いて位相差を形成するアナログビームフォーミング、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを両方用いるハイブリッドビームフォーミングなどがある。各アンテナ要素で送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバーユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｕｎｉｔ, ＴＸＲＵ）を有すれば、各周波数リソースに対して独立したビームフォーミングが可能となる。しかし、１００個余りのアンテナ要素の全てにＴＸＲＵを設けるには、コスト面において実効性が落ちる問題がある。すなわち、ミリメートル周波数帯域は、激しい伝播減殺の特性を補償するために、数多くのアンテナを使用しなければならず、デジタルビームフォーミングはアンテナの数分だけＲＦコンポーネント（例えば、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサー（ｍｉｘｅｒ）、電力増幅器（ｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、線形増幅器（ｌｉｎｅａｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ）など）が必要となるため、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビームフォーミングを具現するためには、通信機器の値段が増加してしまう問題点がある。したがって、ミリメートル周波数帯域のように、多くのアンテナが必要な場合は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミング方式が考慮される。アナログビームフォーミング方式は、１つのＴＸＲＵに複数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター（ａｎａｌｏｇｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒ）でビーム（ｂｅａｍ）の方向を調節する。かかるアナログビームフォーミング方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを形成することができるため、周波数選択的なビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ, ＢＦ）はできないというデメリットがある。ハイブリッドＢＦは、デジタルＢＦとアナログＢＦとの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素よりも少ないＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。

図５は、ＴＸＲＵとアンテナ要素の接続方式の一例を示す図である。

図５（ａ）は、ＴＸＲＵがサブ－アレイ（ｓｕｂ－ａｒｒａｙ）に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵにのみ接続される。これとは異なり、図５（ｂ）は、ＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに接続される。図５において、Ｗはアナログ位相シフターにより乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビームフォーミングの方向が決定される。ここで、ＣＳＩ－ＲＳアンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは１－ｔｏ－１又は１－ｔｏ－多である。

上述したように、デジタルビームフォーミングは、送信する又は受信されたデジタル基底帯域信号に対して信号処理を行うため、多重のビームを用いて同時に多方向に信号を送信又は受信することができるが、一方、アナログビームフォーミングは、送信する又は受信されたアナログ信号を変調した状態でビームフォーミングを行うため、１つのビームがカバーできる範囲を超える多方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて、同時に複数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビームフォーミングを用いて、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合、アナログビームフォーミングの特性上、同じアナログビームの方向内に含まれるユーザとしか通信できない。後述する本発明に係るＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミングの特性から生じる制約事項を反映した上で提案される。

＜ハイブリッドアナログビームフォーミング（ｈｙｂｒｉｄａｎａｌｏｇｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）＞

図６は、送受信ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｕｎｉｔ，ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナの観点におけるハイブリッドビームフォーミングの構造を抽象的に示した図である。

複数のアンテナが用いられる場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを組み合わせたハイブリッドビームフォーミング法が台頭している。このとき、アナログビームフォーミング（又は、ＲＦビームフォーミング）は、ＲＦユニットがプリコーディング（又は、コンバイニング）を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいて、基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）ユニットとＲＦユニットはそれぞれプリコーディング（又は、コンバイニング）を行い、これによって、ＲＦチェーン（ｃｈａｉｎ）の数とＤ／Ａ（又はＡ／Ｄ）コンバータの数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近づく性能が出せるというメリットがある。便宜のために、ハイブリッドビームフォーミングの構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理的アンテナとで表現されることができる。送信端から送信するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビームフォーミングは、Ｎ－ｂｙ－Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号は、ＴＸＲＵを経てアナログ信号に変換された後、Ｍ－ｂｙ－Ｎ行列で表されるアナログビームフォーミングが適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムでは、アナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように基地局を設計し、特定の地域に位置するＵＥにより効率的なビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。ひいては、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネル（ｐａｎｅｌ）と定義するとき、ＮＲシステムでは、互いに独立したハイブリッドビームフォーミングが適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案まで考慮されている。このように、基地局が複数のアナログビームを活用する場合、各々のＵＥにおいて信号受信に有利なアナログビームが異なり得るため、少なくとも同期信号、システム情報、ページングなどについては、特定のスロット又はサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ，ＳＦ）において、基地局が適用する複数のアナログビームを各シンボル別に変更して、全てのＵＥに受信機会を与えるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。

図７は、下りリンク送信過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング（Ｂｅａｍｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。図７において、ＮｅｗＲＡＴシステムのシステム情報が放送（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）される物理的リソース又は物理的チャネルをｘＰＢＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌｂｒｏａｄｃａｓｔｃｈａｎｎｅｌ）と呼ぶ。このとき、１つのシンボルにおいて互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍ）が同時に送信されることができ、各々のアナログビーム（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍ）のチャネルを測定するために、図７のように、特定のアンテナパネルに対応する単一アナログビーム（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍ）のために送信される参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）であるＢｅａｍＲＳ（ＢＲＳ）を導入する方案が論議されている。このＢＲＳは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、ＢＲＳの各アンテナポートは、単一アナログビーム（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍ）に対応することができる。このとき、ＢＲＳとは異なり、同期信号（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｓｉｇｎａｌ）又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥが良好に受信できるように、アナログビームグループ（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍｇｒｏｕｐ）に含まれた全てのアナログビーム（Ａｎａｌｏｇｂｅａｍ）のために送信されてもよい。

図８は、新しい無線接続技術（ｎｅｗｒａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）システムのセルを例示する図である。

図８を参照すると、ＮＲシステムでは、既存ＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成していたこととは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する方案が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成する場合、ＵＥをサービスするＴＲＰが変更されても、絶えない通信が可能となり、ＵＥの移動性を管理することが容易であるというメリットがある。

ＬＴＥ／ＬＴＥ－ＡシステムにおいてＰＳＳ／ＳＳＳは、全－方位（ｏｍｎｉ－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）に送信されるのに対して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全－方位に回しながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号をビームフォーミングして送信する方法が考慮されている。このように、ビーム方向を回しながら信号を送信／受信することをビームスイーピング（ｂｅａｍｓｗｅｅｐｉｎｇ）又はビームスキャニングという。本発明における「ビームスイーピング」は送信機側の行動であり、「ビームスキャニング」は受信機側の行動である。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を持つことができると仮定すると、Ｎ個のビーム方向のそれぞれに対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を送信する。すなわち、ｇＮＢは、自分が持つことのできる又は支援しようとする方向をスイーピングしながら、それぞれの方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を送信する。又は、ｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつかのビームを束ねて１つのビームグループとして構成することができ、各ビームグループでＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが送信／受信されることができる。このとき、１つのビームグループは、１つ以上のビームを含む。同方向に送信されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳブロックと定義されてもよく、１つのセル内に複数のＳＳブロックが存在してもよい。複数のＳＳブロックが存在する場合、各々のＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックインデックスを使用してもよい。例えば、一システムにおいて１０個のビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが送信される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳブロックを構成することができ、当該システムでは、１０個のＳＳブロックが存在することと理解されてもよい。本発明において、ビームインデックスは、ＳＳブロックインデックスとして解釈されてもよい。

以下、本発明の実施例による同期信号が送信される時間インデックスを指示する方法及び同期信号を介して下りリンクのための帯域幅を設定する方法について説明する。

１．ＳＳブロック構成

ＰＢＣＨのペイロードサイズが最大８０ｂｉｔｓである場合、ＳＳブロック送信のために全４個のＯＦＤＭシンボルが用いられる。一方、ＮＲ－ＰＳＳ、ＮＲ－ＳＳＳ、ＮＲ－ＰＢＣＨを含むＳＳブロック内においてＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳ／ＮＲ－ＰＢＣＨの時間位置について論議する必要がある。初期接続状態において、ＮＲ－ＰＢＣＨは精密な時間／周波数の追跡のための参照信号として用いられることができる。推定の精度を向上させるためには、ＮＲ－ＰＢＣＨのための２個のＯＦＤＭシンボルは、出来る限り遠い距離に位置することが効率的である。よって、ＳＳブロックの第１番目と第４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ－ＰＢＣＨ送信に使用される。これによって、ＮＲ－ＰＳＳに対しては第２のＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、ＮＲ－ＳＳＳに対して第３のＯＦＤＭシンボルが割り当てられる。

ＤＭＲＳに対するＲＥの数によるＰＢＣＨデコーディング性能の測定結果によると、２個のＯＦＤＭシンボルが割り当てられるとき、ＤＭＲＳのために１９２ＲＥ、データのために３８４ＲＥが用いられる。この場合、ＰＢＣＨペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。

コードされたＮＲ－ＰＢＣＨビットがＰＢＣＨシンボルにおいてＲＥによってマッピングされる方法が考えられる。しかし、この方法は、干渉及びデコーディング性能においてデメリットがある。一方、コードされたＮＲ－ＰＢＣＨビットがＮ個のＰＢＣＨシンボルに含まれたＲＥにわたってマッピングされる方法を使用する場合、干渉及びデコーディング性能の側面においてより良い性能が出せる。

一方、２個のＯＦＤＭシンボルに対して同じ方法でコードされたビットと、２個のＯＦＤＭシンボルに対して異なる方法でコードされたビットに対する性能評価を比較すると、２個のＯＦＤＭシンボルにわたって異なる方法でコードされたビットの方がより多いリダンダントビットを有することができ、より良い性能を提供する。よって、２個のＯＦＤＭシンボルにわたって異なる方式でコードされたビットを使用することが考慮できる。

また、ＮＲシステムでは様々なニューマロロジーが支援される。よって、ＳＳブロック送信に対するニューマロロジーは、データ送信に対するニューマロロジーとは異なってもよい。また、ＰＢＣＨ及びＰＤＳＣＨのように、異なるタイプのチャネルが周波数ドメインでマルチプレックスされる場合、スペクトル放出によるキャリア間干渉（ＩＣＩ）が発生して性能低下をもたらす可能性がある。この問題を解決するために、ＰＢＣＨとＰＤＳＣＨの間にガード周波数を導入することが考えられる。また、ＩＣＩの影響を減らすために、ネットワークがデータ送信のためのＲＢが隣接しないように割り当てることができる。

しかし、上述した方法は、数多くのＲＥがガード周波数として予約される必要があるため、効率的な方法ではない。よって、より効率的に、ＰＢＣＨ送信帯域幅内、縁（ｅｄｇｅ）に位置した１つ以上の副搬送波が保護周波数として予約されてもよい。予約されたＲＥの正確な数は、ＰＢＣＨの副搬送波間隔によって変更されてもよい。例えば、ＰＢＣＨ送信のための１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対して、２個の副搬送波がＰＢＣＨ送信帯域幅の各縁に予約されてもよい。一方、ＰＢＣＨ送信のための３０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては、１つの副搬送波が予約されてもよい。

図９（ａ）を参照すると、ＮＲ－ＰＢＣＨは２８８ＲＥｓ内に割り当てられ、これは２４個のＲＢで構成される。一方、ＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳのシーケンスの長さが１２７であるため、ＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳ送信に１２個のＲＢが必要である。すなわち、ＳＳブロック構成の場合、ＳＳブロックは２４個のＲＢ内に割り当てられる。また、１５、３０、６０ｋＨｚなどの異なるニューマロロジー間のＲＢグリッド整列のためにも、２４ＲＢ内にＳＳブロックが割り当てられることが好ましい。また、ＮＲでは、１５ＭＨｚのサブキャリア間隔で２５ＲＢが定義可能な５ＭＨｚの最小帯域幅を仮定するため、ＳＳブロック送信に２４ＲＢが使用される。また、ＮＲ－ＰＳＳ／ＳＳＳはＳＳブロックの中央に位置する必要があり、これはＮＲ－ＰＳＳ／ＳＳＳが第７番目から第１８番目のＲＢ内に割り当てられることを意味する。

一方、図（ａ）のようにＳＳブロックを構成する場合、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波間隔において、端末のＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）動作に問題が発生する可能性がある。すなわち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によって、ＮＲ－ＰＳＳの検出が良好に行えない可能性があり、これによって、以下の２つの実施例のように、ＳＳブロック構成を変更することを考慮することができる。

（方案１）ＰＢＣＨ－ＰＳＳ－ＰＢＣＨ－ＳＳＳ

（方案２）ＰＢＣＨ－ＰＳＳ－ＰＢＣＨ－ＳＳＳ－ＰＢＣＨ

すなわち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置させて、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー（Ｄｕｍｍｙ）シンボルとして使用することで、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行えるようにすることができる。

一方、ＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳ／ＮＲ－ＰＢＣＨは、図９（ｂ）のように割り当てられてもよい。すなわち、第０番目のシンボルにＮＲ－ＰＳＳが割り当てられ、ＮＲ－ＳＳＳは第２番目のシンボルに、またＮＲ－ＰＢＣＨは第１番目乃至第３番目のシンボルに割り当てられることができるが、このとき、第１番目のシンボルと第３番目のシンボルは、ＮＲ－ＰＢＣＨが専用としてマッピングされる。換言すれば、第１番目のシンボルと第３番目のシンボルにはＮＲ－ＰＢＣＨのみがマッピングされ、第２番目のシンボルにはＮＲ－ＳＳＳとＮＲ－ＰＢＣＨが共にマッピングされてもよい。

２．ＳＳバースト集合構成

図１０は、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚのときと、２４０ｋＨｚのときのＳＳバーストセット構成を示す。図１０を参照すると、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有するとき、４個のＳＳバースト単位で所定間隔を空けて、ＳＳバーストを構成する。すなわち、０．５ｍｓ単位で０．１２５ｍｓの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。

ところが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられてもよい。すなわち、図１１のように、ＮＲではデータ送信のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック送信のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がマルチプレックスされることができる。

一方、図１１の四角形で表示した箇所をみると、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータがマルチプレックスされて、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域間の衝突又は重畳が発生することが分かる。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突は出来る限り避けることが好ましいため、ＳＳバースト及びＳＳバーストセット構成の修正が要求される。

本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正方向として、２つの実施例を提案する。

第一の実施例は、図１２のように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する方法である。すなわち、図１１の四角形内にあるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２を図１２のように取り替えることで、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域間の衝突が発生しないようにすることができる。換言すれば、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの前部に位置して、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。

上述した実施例をまとめると、以下のように表現され得る。

１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓｐａｃｉｎｇ）

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０，３２，３６，４４，４８｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２，４，６である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ｛４, ８, １６, ２０, ３２, ３６, ４４, ４８} ＋７０＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝０, ２, ４, ６）

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛２，６，１８，２２，３０，３４，４６，５０｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３，５，７である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ {２, ６, １８, ２２, ３０, ３４, ４６, ５０} ＋７０＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝１, ３, ５, ７.）

２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓｐａｃｉｎｇ）

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４，６４，６８，７２，７６，８８，９２，９６，１００｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４, ６４, ６８, ７２, ７６, ８８, ９２, ９６, １００} ＋１４０＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝０, ２）

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１２，１６，３６，４０，４４，４８，６０，６４，６８，７２，９２，９６，１００，１０４｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １２, １６, ３６, ４０, ４４, ４８, ６０, ６４, ６８, ７２, ９２, ９６, １００, １０４} ＋１４０＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝１, ３）

第二の実施例は、図１３のように、ＳＳバーストセット構成を変更する方法である。すなわち、ＳＳバーストセットはＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚの副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、すなわち、一致するように構成される。

具体的に、ＳＳバーストは１ｍｓの間に局部的に配置されるＳＳブロックで構成される。よって、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、１６個のＳＳブロックを有して、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、３２個のＳＳブロックを有することになる。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバーストの間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として１つのスロットがギャップ（ｇａｐ）として割り当てられる。

上述した第ニの実施例をまとめると、以下のようである。

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０｝＋２８＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８，１０，１１，１２，１３，１５，１６，１７，１８である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １６, ２０} ＋２８＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８, １０, １１, １２, １３, １５, １６, １７, １８）

－候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４｝＋５６＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８である。（ｔｈｅｆｉｒｓｔＯＦＤＭｓｙｍｂｏｌｓｏｆｔｈｅｃａｎｄｉｄａｔｅＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｓｈａｖｅｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４} ＋５６＊ｎ. Ｆｏｒｃａｒｒｉｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｌａｒｇｅｒｔｈａｎ６ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８.）

３．５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法（ＴｈｅｉｎｄｉｃａｔｉｏｎｏｆａｃｔｕａｌｌｙｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄＳＳ/ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｗｉｔｈｉｎ５ｍｓｄｕｒａｔｉｏｎ）

一方、ネットワーク環境によってはＳＳブロック送信のための候補の数には制限があり得る。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔に応じて候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードでＵＥに知らせることができる。このとき、実際に送信されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄＳＳ／ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングのために使用されることができ、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定のために使用されることができる。

サービングセルに関連して、ＵＥが送信されないＳＳブロックに対して正確に認知できる場合、ＵＥは送信されないＳＳブロックの候補リソースを介してページング又はデータのような他の情報が受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。

すなわち、ＳＳブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にＳＳブロックが送信されないＳＳブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に送信されないＳＳブロック候補に対して認知する必要があるのである。

よって、サービングセルで実際に送信されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフールビットマップ情報が求められる。このとき、ビットマップに含まれるビットサイズは各周波数範囲において最大に送信可能なＳＳブロックの数によって決定されることができる。例えば、５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。

サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックのためのビットはＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義されることができ、ＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。ＡｃｔｕａｌｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄＳＳ／ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは下りリンクリソースのための設定と関連するため、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に送信されるＳＳブロック情報を含むことに帰結され得る。

一方、隣接セル測定のために隣接セルのＡｃｔｕａｌｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄＳＳ／ＰＢＣＨｂｌｏｃｋｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが求められる。すなわち、隣接セルの測定のために隣接セルの時間同期情報を取得する必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期送信を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせても、その情報の正確性は状況に応じて異なり得る。よって、隣接セルの時間情報を知らせるときには、ＴＲＰ間の非同期送信を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。

ただし、リストされたセル（ｌｉｓｔｅｄｃｅｌｌ）が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナルのオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定のためのみならず、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するＳＳブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるＳＳブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、ＳＳバーストは各副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックのグループを意味してもよいが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットには関係なく、所定数のＳＳブロックをグルーピングしたＳＳブロックグループを意味してもよい。

図１４を参照して、そのうちいずれか１つの実施例によると、ＳＳバーストが８個のＳＳブロックで構成されると仮定する場合、６４個のＳＳブロックが位置可能な６ＧＨｚ以上の帯域で全８個のＳＳバーストが存在することができる。

ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストでグルーピングすることは、６４ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビット情報を使用することができる。仮に、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示する場合、ＳＳバースト＃０は、実際に送信されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。

ここで、ＵＥにＳＳバースト当たり送信されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるＳＳブロックの数だけ各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在してもよい。

よって、追加情報によって指示されるＳＳバースト当たり実際に送信されるＳＳブロックの数、及び実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは、実際に送信されるＳＳブロックを推定することができる。

例えば、以下の表１のように指示されることを仮定することができる。

すなわち、表１によると、８ビットのビットマップによってＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各ＳＳバーストに４個のＳＳブロックが含まれていることが分かるため、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前に４個の候補位置によってＳＳブロックが送信されることを推定することができる。

一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、ＳＳブロックが送信される位置の柔軟性を持たせることができる。

例えば、ＳＳバースト送信に関する情報は、ビットマップで指示して、ＳＳバースト内に送信されるＳＳブロックをその他のビットで指示する方法がある。

すなわち、全６４個のＳＳブロックを各々８個のＳＳバースト（すなわち、ＳＳブロックグループ）に区分して、８ビットのビットマップ送信としていずれのＳＳバーストが使用されるかを端末に知らせる。図１４のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットとマルチプレックスする場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるメリットがある。よって、ビットマップでＳＳバーストを使用するか否かを指示すると、６Ｇｈｚ以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの送信可否を端末が認知することができる。

ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８個のＳＳブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、８ビットが必要であり、当該追加情報は全てのＳＳバーストに共通して適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報によって、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示されて、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報によって、ＳＳバーストにおいて第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信され、実際に送信されるＳＳブロックの全数は４個となる。

一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるＳＳブロックのための基本フォーマット（ｄｅｆａｕｌｔｆｏｒｍａｔ）を使用する。このような基本フォーマットを使用することで、ＵＥは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。このとき、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されてもよい。

一方、サービングセルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるＳＳブロック情報を優先して、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報を取得することができる。

すなわち、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が大きいため、フルビットマップタイプの情報を優先して、ＳＳブロック受信に利用することができる。

４．時間インデックス指示のための信号及びチャネル

ＳＳブロック時間インデックスの指示は、ＮＲ－ＰＢＣＨによって伝達される。時間インデックス指示がＮＲ－ＰＢＣＨコンテンツ、スクランブリングシーケンス、ＣＲＣ、リダンダンシバージョンなどＮＲ－ＰＢＣＨの一部に含まれると、指示がＵＥに安全に伝達される。しかし、時間インデックス指示がＮＲ－ＰＢＣＨの一部に含まれる場合、隣接セルＮＲ－ＰＢＣＨデコーディングの更なる複雑さをもたらす。一方、隣接セルに対するＮＲ－ＰＢＣＨのデコーディングが可能であるが、これはシステム設計における必須事項ではない。また、いずれの信号及びチャネルがＳＳブロック時間インデックス指示を伝達することに適するかに関する更なる論議が必要である。

ターゲットセルにおいて、ＳＳブロック時間インデックス情報は、システム情報伝達、ＰＲＡＣＨプリアンブルなどのような初期アクセスに関するチャネル／信号に対する時間リソース割り当ての参照情報として使用されるはずであるため、ＳＳブロック時間インデックス情報は、ＵＥに安全に送信されなければならない。一方、隣接セルの測定のために、時間インデックスはＳＳブロックレベルのＲＳＲＰ測定に使用される。この場合には、非常に正確なＳＳブロック時間インデックス情報は要らない可能性がある。

本発明では、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳがＳＳブロック時間インデックスを伝達するための信号として使用されることを提案する。また、ＮＲ－ＰＢＣＨの一部に時間インデックス指示を含ませることを提案する。ここで、ＮＲ－ＰＢＣＨの一部は、例えば、ＮＲ－ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンス、リダンダンシバージョンなどになり得る。

本発明によれば、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳからＳＳブロック時間インデックスを検出することができ、検出されたインデックスはＮＲ－ＰＢＣＨデコーディングによって確認できる。また、隣接セルの測定のために隣接セルに対するＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳからインデックスを得ることができる。

時間インデックス指示は、以下の２つの実施例によって構成することができる。

（方案１）ＳＳバースト集合における全てのＳＳブロックの各々にインデックスを付与する単一インデックス方法。

（方案２）ＳＳバーストインデックスとＳＳブロックインデックスの組み合わせでインデックスを付与する多重インデックス方法。

仮に、方案１のような単一インデックス方法が適用される場合、ＳＳバースト集合周期内の全てのＳＳブロックの数を表現するために、多いビットが必要である。この場合、ＮＲ－ＰＢＣＨに対するＤＭＲＳシーケンス及びスクランブリングシーケンスはＳＳブロック指示を指示することが好ましい。

一方、方案２のような多重インデックス方法が適用される場合、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供されることができる。例えば、ＳＳバーストインデックス及びＳＳブロックインデックスは、いずれも単一チャネルに含まれることができる。また、各々のインデックスは互いに異なるチャネル／信号によって個別的に送信されてもよい。例えば、ＳＳバーストインデックスはＮＲ－ＰＢＣＨのコンテンツ又はスクランブリングシーケンスに含まれてもよく、ＳＳブロックインデックスはＮＲ－ＰＢＣＨのＤＭＲＳシーケンスによって伝達されてもよい。

一方、搬送波周波数の範囲によって設定されたＳＳバーストにおいてＳＳブロックの最大数が変更される。すなわち、６ＧＨｚ以下の周波数範囲でＳＳブロックの最大数は最大８個であり、６ＧＨｚ～５２．６ＧＨｚの周波数範囲では６４個である。

よって、搬送波周波数の範囲によって、ＳＳブロック指示のために必要なビットの数又はＳＳブロック指示のために必要な状態の数が変更される。よって、搬送波周波数の範囲によって、上述した方案１～２のいずれか１つを適用することが考えられる。例えば、６ＧＨｚ以下では単一インデックス方法が適用され、６ＧＨｚ以上では多重インデックス方法が使用されてもよい。

上述した内容をより具体的に説明すると、６ＧＨｚ以下の周波数範囲の場合、ＳＳブロック時間インデックスはいずれもＰＢＣＨＤＭＲＳによって決定することができる。この場合、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスとして最大８個の状態を識別する必要がある。すなわち、ＳＳブロック時間インデックスのための３ビットが必要である。また、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスによって５ｍｓ境界（ハーフフレーム（Ｈａｌｆｆｒａｍｅ）指示子）を示すことができる。この場合、ＤＭＲＳベースＳＳブロック時間インデックス指示及び５ｍｓ境界指示のために、全１６個の状態が必要である。換言すれば、ＳＳブロック時間インデックスのための３ビットの他に、５ｍｓ境界指示のための１ビットがさらに必要である。また、６Ｇｈｚ以下の周波数範囲に対しては、ＳＳブロック時間インデックス指示のためのビットをＰＢＣＨコンテンツ内に定義する必要がない。

一方、ＳＳブロック時間インデックス指示のためのビットをＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳによって伝達する場合、ＰＢＣＨコンテンツによって伝達するよりもデコーディング性能が良くなる。また、ＳＳブロック時間インデックス指示のための更なる信号を定義すると、更なる信号のためのシグナリングのオーバーヘッドが発生するが、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳは既にＮＲシステムで定義されたシーケンスであるため、更なるシグナリングのオーバーヘッドを発生させず、過度なシグナリングのオーバーヘッドを防止する効果がある。

一方、６ＧＨｚ以上の周波数範囲でＳＳブロック時間インデックスの一部はＰＢＣＨＤＭＲＳによって指示され、その他の部分はＰＢＣＨコンテンツによって指示されることができる。例えば、全６４個のＳＳブロックインデックスを指示するために、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックグループが最大８個にグルーピングされ、各ＳＳブロックグループ当たり最大８個のＳＳブロックが含まれる。この場合、ＳＳブロックグループ指示のための３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義され、ＳＳブロックグループにおけるＳＳブロック時間インデックスはＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスによって定義されてもよい。また、ＮＲシステムの６ＧＨｚ以上の周波数範囲で同期ネットワークが仮定できる場合、ＰＢＣＨコンテンツによってＳＳバーストインデックスを取得するためのＰＢＣＨのデコーディング過程を行う必要がない。

５．ＮＲ－ＰＢＣＨコンテンツ

ＮＲシステムでは、ＲＡＮ２の応答ＬＳに基づいて、ＭＩＢのペイロードサイズの拡張が予想される。ＮＲシステムで予想されるＭＩＢペイロードサイズ及びＮＲ－ＰＢＣＨコンテンツは以下のようである。

１）ペイロード：６４ビット（４８ビット情報、１６ビットＣＲＣ）

２）ＮＲ－ＰＢＣＨコンテンツ:

－ＳＦＮ／Ｈ－ＳＦＮの少なくとも一部

－共通検索空間に関する設定情報

－ＮＲ搬送波の中心周波数情報

ＵＥは、セルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出した後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、ＳＳブロックの位置のような帯域幅パート（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈｐａｒｔ）情報、ＳＳバーストセット周期及び実際に送信されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。

５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるため、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、ＰＢＣＨＤＭＲＳのような補助信号を使用することができる。

（１）ＳＦＮ（ＳｙｓｔｅｍＦｒａｍｅＮｕｍｂｅｒ）

ＮＲでは、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）を定義して、１０ｍｓ間隔を区別することができる。また、ＬＴＥシステムと同様に、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。

ＮＲでは、ＰＢＣＨＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。よって、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがＰＢＣＨエンコードされたビットに適用可能である。ＵＥはＬＴＥＰＢＣＨデコーディング動作と同様に、１０ｍｓ間隔を検出することができる。この場合、ＳＦＮの８つの状態がＰＢＣＨスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義されることができる。

（２）ラジオフレーム内のタイミング情報

ＳＳブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲によって、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されてもよい。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域に対しては、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスでのみ伝達される。また、６ＧＨｚ以上の周波数帯域に対して、ＳＳブロックインデックスの最下位３ビットは、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位３ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって伝達される。すなわち、６ＧＨｚ～５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。

また、ハーフフレームの境界は、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスによって伝達されることができる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がＰＢＣＨＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるよりも効果が高められる。すなわち、３Ｇｈｚ以下の周波数帯域では主にＦＤＤ方式が使用されるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期のズレ量が大きい可能性がある。よって、より正確な時間同期を取るためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良いＰＢＣＨＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子を伝達することが有利である。

但し、３Ｇｈｚ帯域を越える場合には、ＴＤＤ方式が多く使用されないため、サブフレーム又はスロット間の時間同期のズレ量が大きくないため、ＰＢＣＨコンテンツによってハーフフレーム指示子を伝達しても不利益は少ない可能性がある。

一方、ハーフフレーム指示子は、ＰＢＣＨＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツのいずれかによって伝達されてもよい。

（３）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数

６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲におけるスロット内のＯＦＤＭシンボル数に関連して、ＮＲは７個のＯＦＤＭシンボルスロット及び１４個のＯＦＤＭシンボルスロットを考慮する。ＮＲが６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲において２つタイプのスロットを両方支援することを決定する場合、ＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する表示を定義する必要がある。

（４）ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報

ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域ＣＣ動作のためには、測定のために多重ＳＳブロックを送信することができる。

しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である可能性がある。すなわち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続過程を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別可能な方法を考える必要もある。

このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスタ（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＲａｓｔｅｒ）で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、ＳＳブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。

（５）ＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されるＳＳブロック

測定のためにＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されたＳＳブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。すなわち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。

（６）帯域幅に関する情報

ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間に、ＳＳブロック帯域幅内の信号の検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツによってネットワークで指示された帯域幅を用いてシステム情報を取得して、ＲＡＣＨ手順を行う初期接続手順を続けられる。帯域幅は初期接続手順のために定義されてもよい。ＣＯＲＥＳＥＴ、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ＲＡＣＨメッセージに対する周波数リソースは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で定義されてもよい。また、ＳＳブロックは下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の一部として位置してもよい。要するに、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅は、ＰＢＣＨコンテンツに定義されてもよい。また、ＳＳブロックに対する帯域幅と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置の表示がＰＢＣＨコンテンツに定義されてもよい。相対周波数位置の表示を単純化するために、ＳＳブロックに対する多数の帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でＳＳブロックを位置させる候補位置としてみなすことができる。

（７）ニューマロロジー情報

ＳＳブロック送信の場合、１５、３０、１２０、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を用いる。一方、データ送信のためには、１５、３０、６０及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を用いる。また、ＳＳブロック送信、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩに対しては同一の副搬送波間隔を用いてもよい。ＲＡＮ１が上述した副搬送波間隔に関する情報を確認すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。

一方、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩに対する副搬送波間隔の変更可能性を考慮することができる。ＲＡＮ４で搬送波の最初帯域幅に対する合意に従って、ＳＳブロック送信に１５個の副搬送波間隔のみ適用される場合、ＰＢＣＨ復号後の手順のために、３０ｋＨｚに副搬送波間隔を変更しなければならない可能性がある。また、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がＳＳブロック送信のために使用されるとき、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために定義されないため、副搬送波間隔の変更がデータ送信のために必要である。ＲＡＮ１がＰＢＣＨコンテンツを介したデータ送信のために副搬送波間隔が変更できる場合、このための１ビット指示子を定義することができる。搬送波周波数の範囲によって、上述した１ビット指示子は、｛１５，３０ｋＨｚ}又は{６０，１２０ｋＨｚ}と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドに対する参照ニューマロロジーとみなすことができる。

（８）ペイロードサイズ

ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、表２のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定することができる。

６．ＮＲ－ＰＢＣＨスクランブリング

ＮＲ－ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいてＰＮシーケンスを使用することを考慮してもよいが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ－ＰＢＣＨシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、ＮＲ－ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。

また、スクランブリングシーケンスは、少なくともＣｅｌｌ－ＩＤによって初期化することができ、ＰＢＣＨ－ＤＭＲＳによって指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ－ＤＭＲＳ又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。

７．ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭ－ＲＳ設計

ＮＲシステムでは、ＤＭＲＳがＮＲ－ＰＢＣＨの位相参照のために導入される。また、全てのＳＳブロックにＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳ／ＮＲ－ＰＢＣＨが存在して、ＮＲ－ＰＳＳ／ＮＲ－ＳＳＳ／ＮＲ－ＰＢＣＨが位置するＯＦＤＭシンボルは、単一ＳＳブロック内で連続する。しかし、ＮＲ－ＳＳＳとＮＲ－ＰＢＣＨとの送信方式が異なると仮定する場合、ＮＲ－ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ－ＳＳＳの使用は仮定できない。よって、ＮＲシステムではＮＲ－ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ－ＳＳＳが使用されないという仮定下でＮＲ－ＰＢＣＨを設計する必要がある。

ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブリングシーケンスを考慮する。

全般的なＰＢＣＨ復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ－ＰＢＣＨ符合化率によって決定され得る。ＤＭＲＳ送信のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフ（ｔｒａｄｅ－ｏｆｆ）を有するため、ＤＭＲＳに適正数のＲＥを探す必要がある。例えば、ＤＭＲＳに対してＲＢ当たり４個のＲＥが割り当てられるとき、より良い性能が提供できる。２個のＯＦＤＭシンボルがＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために割り当てられるとき、ＤＭＲＳのために１９２個のＲＥが使用され、ＭＩＢ送信のための３８４個のＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２のコーディング速度が得られる。

また、ＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために複数のＯＦＤＭシンボルが割り当てられるとき、いずれのＯＦＤＭシンボルがＤＭＲＳを含ませるかが問題となるが、残留周波数のオフセットによる性能低下を防ぐために、ＮＲ－ＰＢＣＨが位置する全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを配置することが好ましい。よって、ＮＲ－ＰＢＣＨ送信のための全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳが含まれる。

一方、ＮＲ－ＰＢＣＨが送信されるＯＦＤＭシンボル位置に対して、ＰＢＣＨＤＭＲＳが時間／周波数追跡ＲＳとして用いられ、ＤＭＲＳを含む２個のＯＦＤＭシンボルの間が遠いほど精密な周波数追跡に有利であるため、第１番目のＯＦＤＭシンボル及び第４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために割り当てられる。

また、これによるＤＭＲＳの周波数位置は、セルＩＤによってシフト可能な周波数ドメインにおけるインタリービングによるマッピングを仮定することができる。均等に分散されたＤＭＲＳパターンは、１－Ｄチャネル推定の場合、最適な性能を提供するＤＦＴベースのチャネル推定が使用できるというメリットがある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域ＲＢバンドリングが使用されてもよい。

ＤＭＲＳシーケンスの場合、ゴールドシーケンスのタイプによって定義された擬似ランダム（ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ）シーケンスを使用することができる。ＤＭＲＳシーケンスの長さは、ＳＳブロック当たりＤＭＲＳに対するＲＥの数で定義されてもよく、また、ＤＭＲＳシーケンスはＳＳバースト集合のデフォールト周期である２０ｍｓ内でＣｅｌｌ－ＩＤ及びスロット番号／ＯＦＤＭシンボルインデックスによって生成されることができる。また、ＳＳブロックのインデックスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスに基づいて決定されることができる。

一方、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳは、１００８個のセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説数によって検出性能を比較する場合、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、４～５ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、４～５ビットの仮説数を用いても関係ない。

一方、ＤＭＲＳシーケンスによってＳＳブロック時間インデックスと５ｍｓ境界を表示しなければならないため、全１６個の仮説を有するように設計する必要がある。

換言すれば、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（Ｈａｌｆｆｒａｍｅｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を表示しなければならず、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（Ｈａｌｆｆｒａｍｅｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）によって初期化できる。具体的な初期化式は、以下の数１のようである。

ここで、

は、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、

セルＩＤである場合、ＨＦは｛０，１｝の値を有するハーフフレーム指示子インデックスである。

ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥＤＭＲＳシーケンスと同様に、長さ３１のゴールドシーケンスを使用するか、長さ７又は８のゴールドシーケンスをベースとして生成され得る。

一方、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、ＬＴＥＤＭＲＳのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案して、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスを考慮する。

ＱＰＳＫを用いて変調したＤＭＲＳシーケンス

は、以下の数２によって定義される。

また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫを考慮することができるが、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するものの、ＱＰＳＫコリレーション性能がＢＰＳＫより優れるため、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適切である。

一方、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスを生成するための擬似ランダムシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスと定義され、

長さのシーケンス

は、以下の数３によって定義される。

ここで、

であり、

であり、第１番目のｍ－ｓｅｑｕｅｎｃｅは、

の初期値を有して、第２番目のｍ－ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は

によって定義され、このとき、

である。

８．ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳパターン設計

ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳＲＥマッピング方法を考慮することができる。固定的ＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上でＲＳマッピング領域を固定させるものであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトするものである。このような可変的ＲＥマッピング方法は、干渉を任意化して、さらなる性能利得が得られるというメリットがあり、可変的ＲＥマッピング方法を用いることがより好ましいと考えられる。

可変的ＲＥマッピングを詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル

は、数４によって定義される。

ここで、ｋ、ｌは、ＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、

は、ＤＭＲＳシーケンスを示す。一方、

によって決定されてもよい。

また、性能向上のために、ＲＳ電力ブーストが考えられるが、ＲＳ電力ブーストとＶｓｈｉｆｔを共に使用する場合、干渉ＴＲＰ（ＴｏｔａｌＲａｄｉａｔｅｄＰｏｗｅｒ）からの干渉は減少することができる。また、ＲＳ電力ブーストの検出性能利得を考慮すれば、ＰＤＳＣＨＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は、－１．２５ｄＢが好ましい。

一方、ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブリングシーケンスを確定する必要がある。全般的なＰＢＣＨ復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ－ＰＢＣＨ符合化率によって決定される。ＤＭＲＳ送信のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフ（ｔｒａｄｅ－ｏｆｆ）を有するため、ＤＭＲＳに適宜なＲＥの数を決定する必要がある。

また、実験結果、ＤＭＲＳにＲＢ当たり４個のＲＥ（１／３密度）が割り当てられるとき、より良い性能が提供されることが分かる。２個のＯＦＤＭシンボルがＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために割り当てられるとき、ＤＭＲＳのための１９２個のＲＥとＭＩＢ送信のための３８４個のＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥＰＢＣＨと同じコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。

また、ＮＲ－ＰＢＣＨの位相基準のためにＤＭＲＳが使用され、このとき、ＤＭＲＳをマッピングするための２つの方法が考えられるが、一方は、等間隔マッピング方式であって、それぞれのＰＢＣＨシンボルを用いて、ＤＭＲＳシーケンスは同一の間隔によって副搬送波にマッピングされる。

また、等間隔ではないマッピング方式の場合、各ＰＢＣＨシンボルを用いるものの、ＤＭＲＳシーケンスは、ＮＲ－ＳＳＳ送信帯域幅内にマッピングされない。但し、等間隔ではないマッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ－ＳＳＳを使用する。よって、等間隔ではないマッピング方式は、等間隔マッピング方式よりもチャネル推定にさらに多いリソースを必要として、データ送信のためにより多いＲＥを使用する。また、初期接続過程において残りのＣＦＯが存在することがあり、ＳＳＳシンボルを用いたチャネル推定が正確ではない可能性がある。すなわち、等間隔マッピング方式は、ＣＦＯ推定及び精密時間追跡にメリットがある。

また、ＳＳブロック時間指示がＰＢＣＨＤＭＲＳによって伝達される場合、等間隔マッピング方式は更なるメリットを有することができる。実際のＲＥマッピング方式によるＰＢＣＨ復号化性能評価の結果においても等間隔マッピング方式の性能が等間隔ではないマッピング方式の性能より優れていた。よって、初期接続過程の場合、等間隔マッピング方式がより適する。また、ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、セルＩＤによってシフトされ得る周波数ドメインにおけるインタリーブされたＤＭＲＳマッピングを仮定することができる。また、等間隔でマッピングされたＤＭＲＳパターンは、１－Ｄチャネル推定の場合に最適な性能を提供するＤＦＴベースのチャネル推定を用いることがさらに好ましい場合がある。

９．時間インデックス指示方法

図１５を参照すると、時間情報はＳＦＮ（ＳｙｓｔｅｍＦｒａｍｅＮｕｍｂｅｒ）、ハーフフレーム（Ｈａｌｆｆｒａｍｅ）間隔、ＳＳブロック時間インデックスを含む。各時間情報は、ＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間インデックスのための６ビットで表現される。このとき、ＳＦＮのための１０ビットのうち一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれてもよい。また、ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳはＳＳブロックインデックスのための６ビットのうち３ビットを含むことができる。

図１５に示された時間インデックス指示方法の実施例は、以下のようである。

－方案１：Ｓ２Ｓ１（ＰＢＣＨｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０Ｃ０（ＰＢＣＨｃｏｎｔｅｎｔｓ）

－方案２：Ｓ２Ｓ１Ｓ０（ＰＢＣＨｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨｃｏｎｔｅｎｔｓ）

－方案３：Ｓ２Ｓ１（ＰＢＣＨｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０Ｃ０（ＰＢＣＨＤＭＲＳ）

－方案４：Ｓ２Ｓ１Ｓ０（ＰＢＣＨｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨＤＭＲＳ）

ＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子が伝達される場合、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することで、更なる性能向上がもたらせる。よって、方案３及び４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳによって伝達されてもよい。

方案３及び４を比較すると、方案３は、ブラインドデコーディング回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨＤＭＲＳ性能の損失をもたらす可能性がある。仮に、ＰＢＣＨＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを良好な性能で伝達できる場合、方案３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨＤＭＲＳが良好な性能で伝達できない場合、方案４が時間指示方法として適切である。

上述のように、ＳＦＮの最上位７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませて、最下位２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブリングによって伝達することができる。また、ＰＢＣＨＤＭＲＳにＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを含ませて、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを含ませることができる。

さらに、隣接セルのＳＳブロック時間インデックスを取得する方法が考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスによるデコーディングがＰＢＣＨコンテンツによるデコーディングよりも良好な性能を発揮するため、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することで、ＳＳブロックインデックスの３ビットを送信することができる。

一方、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロック時間インデックスはもっぱら隣接セルのＮＲ－ＰＢＣＨＤＭＲＳのみを用いて送信することができるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６４個のＳＳブロックインデックスをＰＢＣＨ－ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツによって区分して指示するため、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコードする必要がある。

しかし、ＰＢＣＨ－ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを共にデコードすることは、ＮＲ－ＰＢＣＨデコーディングをさらに複雑にして、ＰＢＣＨ－ＤＭＲＳのみを用いるよりＰＢＣＨのデコーディング性能を減少させる。よって、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコードすることが難しい可能性がある。

よって、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする代わりに、隣接セルのＳＳブロックインデックスに関する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットに関する設定を提供して、ＵＥはＰＢＣＨ－ＤＭＲＳによって最下位３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。

１０．測定結果評価

ここで、ペイロードサイズ、送信方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果を説明する。このとき、ＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために２４個のＲＢを有する２個のＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合（すなわち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は複数の周期を有することができ、インコードされたビットが８０ｍｓ内に送信されると仮定する。

（３）ＤＭＲＳＤｅｎｓｉｔｙ

低いＳＮＲ領域において、チャネル推定性能の向上は、復調性能向上ための重要な要素である。しかし、ＮＲ－ＰＢＣＨのＲＳ密度が増加する場合、チャネル推定性能は改善されるが、コーディング速度は減少する。よって、チャネル推定性能とチャネルコーディング利得を折衝するために、ＤＭＲＳ密度によってデコーディング性能を比較する。図１６は、ＤＭＲＳ密度に対する例示である。

図１６（ａ）は、シンボル当たり２ＲＥをＤＭＲＳのために使用して、図１６（ｂ）は、シンボル当たり４ＲＥを使用して、図１６（ｃ）は、シンボル当たり６ＲＥをＤＭＲＳのために使用する。また、本評価は、単一ポートベースの送信方式（すなわち、ＴＤ－ＰＶＳ）が使用されることを仮定した。

図１６は、単一アンテナポートベースの送信に対するＤＭＲＳパターンに対する実施例である。図１６を参照すると、周波数領域におけるＤＭＲＳ位置は、参照信号間の同じ距離を維持するものの、ＲＳ密度は変更する。また、図１７では、ＤＭＲＳの参照信号密度による性能結果をみせる。

図１７のように、図１６（ｂ）のＮＲ－ＰＢＣＨデコーディング性能は、チャネル推定性能に優れているため、図１６（ａ）の性能より優秀である。一方、図１６（ｃ）は、コーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得よりも大きいため、図１６（ｂ）よりも性能が良くない。上述のように、シンボル当たり４ＲＥのＲＳ密度で設計するのが最も適切である。

（４）ＤＭＲＳｔｉｍｅｐｏｓｉｔｉｏｎａｎｄＣＦＯｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ

ＤＭＲＳシーケンスの仮説の数、変調タイプ、シーケンス生成及びＤＭＲＳＲＥマッピングによるＳＳブロックインデックスの検出性能を説明する。本測定結果では、２４ＲＢに２個のＯＦＤＭシンボルがＮＲ－ＰＢＣＨ送信のために使用されたと仮定する。また、ＳＳバーストセットの多重周期を考慮してもよく、この周期は、１０ｍｓ、２０ｍｓ又は４０ｍｓであってもよい。

（５）ＤＭＲＳシーケンス仮説の数

図１８は、ＳＳブロックインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２個のＯＦＤＭシンボルにおいてＤＭＲＳのために１４４ＲＥが使用され、情報のために４３２ＲＥが使用された。また、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンス（例えば、長さ３１のゴールドシーケンス）及びＱＰＳＫが使用されたと仮定する。

図１８を参照すると、３～５ビットの検出性能を２回蓄積して測定するとき、－６ｄＢで１％のエラー率を示す。よって、３～５ビットの情報は、検出性能の観点からＤＭＲＳシーケンスに対する仮説数として使用することができる。

（６）変調タイプ

図１９～図２０は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。本実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとして、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。

図１９～図２０を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能が類似していることが分かる。よって、ある変調タイプをＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点からは大した差がない。しかし、図２１を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合、各コリレーション特性が異なることが分かる。

図２１を参照すると、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコリレーション振幅が０．１以上の領域にさらに多く分布する。よって、多重セル環境を考慮すれば、ＤＭＲＳの変調タイプでＱＰＳＫを使用することが好ましい。すなわち、コリレーション特定の側面からはＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンスに適宜な変調タイプである。

（７）ＰＢＣＨＤＭＲＳのシーケンス生成

図２２～図２３は、ＤＭＲＳシーケンス生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは、多項式の次数３０以上の長いシーケンス又は多項式の次数８以下の短いシーケンスをベースとして生成することができる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。

図２２～図２３を参照すると、短いシーケンスベース生成の検出性能と、長いシーケンスベース生成の検出性能が類似していることが分かる。

具体的に、第１番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅに長さ７の多項式を導入して、シーケンスのコリレーション性能を高めようとしたが、既存の第１番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅである長さ３１の多項式を使用する方式と差がない。また、第１番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の第１番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、第２番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ－ＣｅｌｌＩＤを使用する方式と差がない。

よって、ＬＴＥのように、Ｌｅｎｇｔｈ－３１Ｇｏｌｄｓｅｑｕｅｎｃｅを使用して、初期化は、既存のように、第１番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、第２番目のＭ－ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ－ＣｅｌｌＩＤを使用する。

（８）ＤＭＲＳＲＥマッピング

図２４、図２５及び図２６は、等間隔ＲＥマッピング方法及び等間隔ではないＲＥマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰ電力レベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。

また、ＮＲ－ＳＳＳは１４４ＲＥ（すなわち、１２ＲＢ）にマッピングされ、ＮＲ－ＰＢＣＨは２８８ＲＥ（すなわち、２４ＲＢ）にマッピングされる。一方、等間隔ではないマッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ－ＳＳＳを使用して、ＰＢＣＨＤＭＲＳがＮＲ－ＳＳＳ送信帯域幅内でマッピングされないと仮定する。また、残りのＣＦＯが存在することを仮定する。

すなわち、上述した内容をまとめると、以下のようである。

（等間隔ＤＭＲＳマッピング）ＰＢＣＨシンボル当たり９６ＲＥ、全１９２ＲＥが使用される。

（等間隔ではないＤＭＲＳマッピング）ＤＭＲＳシーケンスはＮＲ－ＳＳＳ送信帯域幅の以外の副搬送波にマッピングされ、この場合、ＮＲ－ＳＳＳがＰＢＣＨ復調に使用される。また、ＰＢＣＨシンボル当たり４８ＲＥ及びＮＲ－ＳＳＳシンボルに対する１２８ＲＥ、全２２４ＲＥが使用される。

図２５のように、ＣＦＯのない等間隔ではないマッピング方式は、チャネル推定のためにさらに多いＲＥを含む等間隔マッピング方式よりも優れた性能を提供する。しかし、残りのＣＦＯが１０％存在する場合、等間隔ではないマッピング方式の性能は低下するが、等間隔マッピング方式は、ＣＦＯとは関係なく、類似する性能を提供する。等間隔ではないマッピング方式がチャネル推定のためのより多いＲＥリソースを有するが、ＮＲ－ＳＳＳシンボルのチャネル推定の精度は、残りのＣＦＯによって低下する。よって、残りのＣＦＯがある場合、等間隔マッピング方式が等間隔ではないマッピング方式のチャネル推定性能よりも優れていることが分かる。

図２６のように、可変ＲＥマッピングを使用する場合、干渉がランダムに分散する効果が得られる。よって、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能よりも優秀である。

図２７は、ＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力は、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３４／０．８８９））高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用する場合、他のセルの干渉が減少する。図２７のように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能は、ＲＳパワーブーストのない場合よりも２～３ｄＢの利得を有する。

一方、ＲＳ電力ブーストは、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。よって、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を与えることができる。図２８～図２９は、ＲＳ電力ブーストのある場合とＲＳ電力ブーストのない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定して、エンコードされたビットは８０ｍｓ以内に送信されることを仮定する。

ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力が減少する場合、性能損失が発生する可能性がある。しかし、ＲＳ電力増加によってチャネル推定性能が向上するため、復調性能を向上させることができる。よって、図２８～図２９のように、２つの場合の性能がほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力損失の影響はチャネル推定性能の利得によって補完されることができる。

以下の表３は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。

（９）ＳＳブロックインデックス指示

ＳＳブロック時間インデックス指示の性能を比較するための評価結果を図３０～図３３を参照して説明する。本評価のために、ＳＳブロック時間インデックス指示のために、ＰＢＣＨＤＭＲＳシーケンスによって指示する方法及びＰＢＣＨコンテンツによって指示する方法が考慮される。ＳＳブロック時間インデックス及び５ｍｓスロット境界に対する指示は、全１６つの状態、すなわち、４ビットであることを仮定する。この評価において、ＳＳバーストセット内の単一ＳＳブロックが送信され、ＰＢＣＨＴＴＩ内において、時間ドメインプリコーダサイクリングが適用されると仮定する。また、ＰＢＣＨＤＭＲＳには１９２個のＲＥが使用され、ＣＲＣを含んで６４ビットのＭＩＢビットサイズが適用されると仮定する。

この評価に対する仮説の数は１６である。これは、ＰＢＣＨＤＭＲＳにおいてＳＳブロックインデックスのための８つの状態と５ｍｓ境界のための状態を表現するためには４ビットが必要からである。図３０～図３１のように、ＰＢＣＨＤＭＲＳを用いたＳＳブロック時間インデックスの検出性能は、２回累積したとき、ＳＮＲ－６ｄＢで０．２％を達成する。この評価から分かるように、ＳＳブロックインデックス指示及び５ｍｓ境界指示にＰＢＣＨＤＭＲＳを使用することがより好ましい。

一方、図３２～図３３のように、２回累積してデコードしても、ＰＢＣＨＦＥＲはＳＮＲ－６ｄＢで１％を達成することができない。よって、ＳＳブロック時間インデックスがＰＢＣＨコンテンツでのみ定義される場合、ＳＳブロック時間インデックスの検出性能が十分ではない可能性がある。

以下の表４は、上述したＳＳブロックインデックス指示のための評価を行うために仮定されたパラメータ値である。

１１．下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰ（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈｐａｒｔ）

ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ）によって構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。また、共通検索空間は、システム帯域幅内で定義され、システム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のＰＤＳＣＨによってシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。

一方、ＮＲシステムは、広帯域ＣＣ（ＣｏｍｐｏｎｅｎｔＣａｒｒｉｅｒ）における動作を支援するが、ＵＥが全ての広帯域ＣＣにおいて必要な動作を行うための能力（Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）を有するように具現することは、コスト面から非常に難しい問題である。よって、システム帯域幅において初期接続手順を円滑に行うように具現することは難しい。

この問題を解決するために、図３４のように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロック送信、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは、少なくとも１つの主コンポーネント搬送波において共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。

よって、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４に関する下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで送信され、下りリンク制御情報に関わる下りリンクデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは、このＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが送信されることを予想することができる。

すなわち、ＮＲでは、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル送信のために使用されることができる。ここで、ＳＳブロック、共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどが下りリンク共通チャネルに含まれてもよい。ここで、ＲＭＳＩは、ＳＩＢ１（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ１）と解釈することができ、ＰＢＣＨ（ＰｈｙｓｉｃａｌＢｒｏａｄｃａｓｔＣｈａｎｎｅｌ）によってＭＩＢ（ＭａｓｔｅｒＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ）受信後のＵＥが取得すべきシステム情報である。

（１）ニューマロロジー

ＮＲでは、１５、３０、６０及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。よって、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ送信のために定義されたニューマロロジーの中から選択することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲に対しては、１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができ、６ＧＨｚ～５２．６ＧＨｚの周波数範囲に対しては６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができる。

しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために、６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているため、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は、６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ送信に適していない。よって、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル送信のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができる。

一方、ＮＲでは、ＳＳブロック送信のために、１５、３０、１２０及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定することができる。よって、このような仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がなくなる。

逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔の変更が必要となる場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域においてＳＳブロック送信に適用される場合、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信には２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されないため、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のためには副搬送波間隔の変更が必要である。よって、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のために、副搬送波間隔の変更が可能である場合、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる１ビット指示子によってこれを指示することができる。例えば、搬送波周波数の範囲によって、１ビット指示子は｛１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ｝又は｛６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚ｝と解釈することができる。また、表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーとみなすことができる。上述では、ＰＢＣＨコンテンツはＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ）を意味してもよい。

すなわち、周波数範囲が６Ｇｈｚ以下である場合には、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ、又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚであることを指示することができ、周波数範囲が６Ｇｈｚ以上である場合には、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ、又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚであることを指示することができる。

（２）下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰの帯域幅

ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。すなわち、ＢＷＰの帯域幅は、システム帯域幅より狭くてもよい。すなわち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。

よって、下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲において動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と等しいか、又は小さいように定義することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定することができる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ～２０ＭＨｚの範囲で定義されてもよい。すなわち、ＳＳブロックは下りリンク共通チャネル帯域幅の一部に位置してもよい。

（３）帯域幅設定

図３５は、帯域幅設定の例示を示す。

ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む所期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内で信号の検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツによってネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内において次の初期接続手順を続けて行うことができる。すなわち、ＵＥは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でシステム情報を取得して、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。

一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。一方、上述のように、ＰＢＣＨコンテンツはＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ）を意味してもよい。例えば、図３５のように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置として、ＳＳブロックに対する帯域幅と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間隔に対するオフセット情報で定義されることができる。

特に、図３５を参照すると、オフセット値はＲＢ単位で指示されてもよく、指示されたＲＢ数だけのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置することとＵＥが決定することができる。一方、ＮＲシステムでは、ＳＳブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅のニューマロロジー、すなわち、副搬送波間隔を異ならせて設定してもよいが、このときには、ＳＳブロック帯域幅の副搬送波間隔と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちいずれか一方を基準として、ＲＢ単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出することができる。

また、相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でＳＳブロックを位置させる候補位置のうちいずれか１つであり得る。

また、ＮＲシステムでは、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭くてもよい。すなわち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅よりは広くてはいけない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ～２０ＭＨｚの範囲で定義することができる。

例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内においてＳＳブロックを探すための４個の候補位置を定義することができる。

１２．ＣＯＲＥＳＥＴ設定

（１）ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報

ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに送信することがより効率的である。すなわち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソースに関する情報を指示することができる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、持続時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソースに関する情報は、ネットワークリソースを柔軟に利用するためにさらに設定されてもよい。

また、共通探索空間モニタリング周期、持続時間及びオフセットに関する情報もＵＥ検出の複雑さを減少させるために、ネットワークからＵＥへ送信されてもよい。

一方、送信タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定されてもよい。ここで、送信タイプは、送信される信号がインタリーブされているか否かによって区分されてもよい。

（２）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数

スロットにおけるＯＦＤＭシンボル数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットのような２つの候補を考慮する。仮に、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲のために２つタイプのスロットをいずれも支援することを決定する場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。

（３）ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ

ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、表５のように、約１４ビットを指定することができる。

（４）測定結果

図３６を参照して、ペイロードサイズ（すなわち、４８、５６、６４及び７２ビット）による性能結果を説明する。ここで、ＤＭＲＳのために、３８４ＲＥｓ及び１９２ＲＥｓが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合の周期は２０ｍｓであり、符合化されたビットは８０ｍｓ以内に送信されると仮定する。ＭＩＢペイロードサイズによるＰＢＣＨのデコーディング性能は、図３６に示す。

同図より、ペイロードサイズが最大７２ビットである場合、データに３８４個のＲＥ及びＤＭＲＳに１９２個のＲＥを使用してＮＲ－ＰＢＣＨ（すなわち、－６ｄＢＳＮＲにおいて１％ＢＬＥＲ）の性能要求事項を満たせることが分かる。

図３７は、本発明の実施例を実行する送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

送信装置１０及び受信装置２０は、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送信又は受信できるＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニット１３，２３と、無線通信システムにおける通信と関連した各種情報を記憶するメモリ１２，２２と、上記ＲＦユニット１３，２３及びメモリ１２，２２などの構成要素と動作的に連結され、上記構成要素を制御して該当装置が前述した本発明の実施例の少なくとも１つを行うようにメモリ１２，２２及び／又はＲＦユニット１３，２３を制御するように構成された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）プロセッサ１１，２１をそれぞれ備える。

メモリ１２，２２は、プロセッサ１１，２１の処理及び制御のためのプログラムを記憶することができ、入／出力される情報を一時的に記憶することができる。メモリ１２，２２がバッファーとして活用されてもよい。

プロセッサ１１，２１は、通常、送信装置又は受信装置における各種モジュールの動作全般を制御する。特に、プロセッサ１１，２１は、本発明を実行するための各種制御機能を果たすことができる。プロセッサ１１，２１は、コントローラ（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロコントローラ（ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロプロセッサ（ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ）などと呼ぶことができる。プロセッサ１１，２１は、ハードウェア（ｈａｒｄｗａｒｅ）、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア、又はそれらの結合によって具現することができる。ハードウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明を実行するように構成されたＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｐｅｃｉｆｉｃｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅｌｏｇｉｃｄｅｖｉｃｅｓ）、又はＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅｇａｔｅａｒｒａｙｓ）などをプロセッサ１１，２１に備えることができる。一方、ファームウェアやソフトウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明の機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアを構成することができ、本発明を実行できるように構成されたファームウェア又はソフトウェアは、プロセッサ１１，２１内に設けられたりメモリ１２，２２に格納されてプロセッサ１１，２１によって駆動されるようにすることができる。

送信装置１０におけるプロセッサ１１は、プロセッサ１１又はプロセッサ１１に接続しているスケジューラからスケジュールされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化（ｃｏｄｉｎｇ）及び変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は、送信しようとするデータ列を逆多重化、チャネル符号化、スクランブリング及び変調などを経てＫ個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも呼ばれ、ＭＡＣ層が提供するデータブロックである送信ブロックと等価である。一送信ブロック（ｔｒａｎｓｐｏｒｔｂｌｏｃｋ、ＴＢ）は一コードワードに符号化され、各コードワードは一つ以上のレイヤの形態で受信装置に送信される。周波数アップ変換のためにＲＦユニット１３はオシレータ（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を含むことができる。ＲＦユニット１３はＮ_ｔ個（Ｎ_ｔは１以上の正の整数）の送信アンテナを含むことができる。

受信装置２０の信号処理過程は、送信装置１０の信号処理過程の逆となる。プロセッサ２１の制御下に、受信装置２０のＲＦユニット２３は送信装置１０から送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３は、Ｎ_ｒ個の受信アンテナを含むことができ、ＲＦユニット２３は受信アンテナから受信した信号のそれぞれを周波数ダウン変換して（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｏｗｎ－ｃｏｎｖｅｒｔ）基底帯域信号に復元する。ＲＦユニット２３は、周波数ダウン変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ２１は、受信アンテナから受信した無線信号に対する復号（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）及び復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い、送信装置１０が本来送信しようとしたデータに復元することができる。

ＲＦユニット１３，２３は、１つ以上のアンテナを具備する。アンテナは、プロセッサ１１，２１の制御下に、本発明の一実施例によって、ＲＦユニット１３，２３によって処理された信号を外部に送信したり、外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３，２３に伝達する機能を果たす。アンテナは、アンテナポートとも呼ばれる。各アンテナは、１つの物理アンテナに該当してもよく、１つよりも多い物理アンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）の組み合わせによって構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）されてもよい。各アンテナから送信された信号は、受信装置２０でそれ以上分解することができない。該当アンテナに対応して送信された参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ、ＲＳ）は、受信装置２０の観点で見たアンテナを定義し、チャネルが１つの物理アンテナからの単一（ｓｉｎｇｌｅ）無線チャネルか或いは上記アンテナを含む複数の物理アンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）からの合成（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ）チャネルかに関係なく、上記受信装置２０にとって上記アンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナは、上記アンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが、上記同一アンテナ上の他のシンボルが伝達される上記チャネルから導出されうるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力（Ｍｕｌｔｉ－ＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉ－Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ）機能を支援するＲＦユニットの場合は、２個以上のアンテナと接続することができる。

本発明においてＲＦユニット１３, ２３は、受信ビームフォーミングと送信ビームフォーミングを支援することができる。例えば、本発明において、ＲＦユニット１３，２３は、図５～図８に例示された機能を行うように構成される。また、本発明においてＲＦユニット１３, ２３は、トランシーバー（Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）とも称される。

本発明の実施例において、ＵＥは上りリンクでは送信装置１０として動作して、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本発明の実施例において、ｇＮＢは上りリンクでは受信装置２０として動作して、下りリンクでは送信装置１０として動作する。以下、ＵＥに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリはＵＥプロセッサ、ＵＥＲＦユニット及びＵＥメモリとそれぞれ称されて、ｇＮＢに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリはｇＮＢプロセッサ、ｇＮＢＲＦユニット及びｇＮＢメモリとそれぞれ称される。

本発明のｇＮＢプロセッサは、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢをＵＥに送信するように制御する。このとき、ＰＢＣＨによって伝達されるＭＩＢ（ＭａｓｔｅｒＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋ）を介して下りリンクＢＷＰの位置情報及びＢＷＰのサイズ情報を伝達して、この位置情報及びサイズ情報に基づいて設定される下りリンク帯域幅内で下りリンクチャネルを送信するように制御する。このとき、下りリンクＢＷＰの位置情報は、下りリンクＢＷＰとＳＳＢ帯域幅の相対値、すなわち、オフセット値で定められてもよく、サイズ情報は、ＲＢ値とシンボルの数で知らせてもよい。また、下りリンクＢＷＰの帯域幅は、システム帯域幅より小さく設定されてもよく、５ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの範囲内で定義されてもよい。

本発明のＵＥプロセッサは、ｇＮＢからＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢを受信するように制御して、ＰＢＣＨのＭＩＢから下りリンクＢＷＰの位置情報及びサイズ情報を取得して、下りリンクＢＷＰ内で下りリンクチャネルを受信するように制御する。

このとき、下りリンクＢＷＰの位置は、ＳＳＢ帯域幅と下りリンクＢＷＰの相対位置、すなわち、オフセット値で指示されてもよく、サイズ情報にはＲＢ値とシンボル数が含まれてもよい。また、下りリンクＢＷＰのサイズは、システム帯域幅より小さい５ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの値であってもよく、この帯域幅のサイズは、オフセット値によって指示されたＲＢ数と下りリンクチャネルの副搬送波間隔によって決定されてもよい。

本発明のｇＮＢプロセッサ又はＵＥプロセッサはアナログ又はハイブリッドビームフォーミングが使用される６ＧＨｚ以上の高周波帯域において動作するセル上に本発明を適用するように構成されてもよい。

上述のような本発明の好適な実施例に関する詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供される。上述では、本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術分野における熟練した当業者には、添付する特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更できるということが理解できる。したがって、本発明は、ここに示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最広の範囲を与えるためのものである。

上述のような下りリンクチャネルを送受信する方法及びそのための装置は、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムの他にも様々な無線通信システムに適用することができる。

Claims

無線通信システムにおいて、端末が下りリンク（ＤＬ）共通チャネル（ＣＣＨ）を受信する方法であって、
主同期信号（ＰＳＳ）、副同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨを含む同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信するステップであって、前記ＳＳＢから前記ＤＬＣＣＨに対するＤＬ帯域幅（ＢＷ）までの相対的な周波数位置を通知する第１の情報、及び前記ＤＬＣＣＨに対するＯＦＤＭシンボル区間のＯＦＤＭシンボルの個数を通知する第２の情報が、前記ＰＢＣＨ内で設定される、ステップと、
前記ＰＢＣＨに含まれる単一のビットフィールドから前記第１の情報及び前記第２の情報を取得するステップと、
前記第１の情報及び前記第２の情報に基づいて前記ＤＬＢＷ内において前記ＤＬＣＣＨを受信するステップと、を含み、
前記第１の情報は、前記ＳＳＢのＢＷの周波数位置から前記ＤＬＢＷの周波数位置までのオフセットであり、
前記ＰＢＣＨ内の１ビット情報は、
前記端末が動作する周波数帯域が第１の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の一方、及び、
前記端末が動作する前記周波数帯域が第２の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の一方を示すために使用され、
前記周波数帯域が前記第１の周波数範囲又は前記第２の周波数範囲内にあるか否かに関わらず、前記単一のビットフィールドのビット数は同じである、下りリンク共通チャネル受信方法。
前記相対的な周波数位置は、リソースブロック（ＲＢ）単位で表されるオフセットである、請求項１に記載の下りリンク共通チャネル受信方法。
前記相対的な周波数位置の周波数間隔は、前記オフセットによって取得されるＲＢ数と前記ＤＬＣＣＨのための副搬送波間隔に基づいて決定される、請求項２に記載の下りリンク共通チャネル受信方法。
前記ＤＬＢＷのサイズは、５ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの範囲内である、請求項１に記載の下りリンク共通チャネル受信方法。
前記ＤＬＢＷのサイズに関する情報は、前記第１の情報と共に取得される、請求項１に記載の下りリンク共通チャネル受信方法。
無線通信システムにおいて、下りリンク（ＤＬ）共通チャネル（ＣＣＨ）を受信する端末であって、
基地局と信号を送受信するトランシーバと、
プロセッサと、を含み、
前記プロセッサは、
主同期信号（ＰＳＳ）、副同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨを含む同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信するように前記トランシーバを制御して、
前記ＳＳＢから前記ＤＬＣＣＨに対するＤＬ帯域幅（ＢＷ）までの相対的な周波数位置を通知する第１の情報、及び前記ＤＬＣＣＨに対するＯＦＤＭシンボル区間のＯＦＤＭシンボルの個数を通知する第２の情報が、前記ＰＢＣＨ内で設定され、
前記ＰＢＣＨに含まれる単一のビットフィールドから前記第１の情報及び前記第２の情報を取得して、
前記第１の情報及び前記第２の情報に基づいて前記ＤＬＢＷ内において前記ＤＬＣＣＨを受信するように前記トランシーバを制御するよう構成され、
前記第１の情報は、前記ＳＳＢのＢＷの周波数位置から前記ＤＬＢＷの周波数位置までのオフセットであり、
前記ＰＢＣＨ内の１ビット情報は、
前記端末が動作する周波数帯域が第１の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の一方、及び、
前記端末が動作する前記周波数帯域が第２の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の一方を示すために使用され、
前記周波数帯域が前記第１の周波数範囲又は前記第２の周波数範囲内にあるか否かに関わらず、前記単一のビットフィールドのビット数は同じである、端末。
前記相対的な周波数位置は、リソースブロック（ＲＢ）単位で表されるオフセットである、請求項６に記載の端末。
前記相対的な周波数位置の周波数間隔は、前記オフセットによって取得されるＲＢ数と前記ＤＬＣＣＨのための副搬送波間隔に基づいて決定される、請求項７に記載の端末。
前記ＤＬＢＷのサイズは、５ＭＨｚから２０ＭＨｚまでの範囲内である、請求項６に記載の端末。
前記ＤＬＢＷのサイズに関する情報は、前記第１の情報と共に取得される、請求項６に記載の端末。
無線通信システムにおいて、基地局が下りリンク（ＤＬ）共通チャネル（ＣＣＨ）を送信する方法であって、
主同期信号（ＰＳＳ）、副同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨを含む同期信号ブロック（ＳＳＢ）を送信するステップであって、前記ＳＳＢから前記ＤＬＣＣＨに対するＤＬ帯域幅（ＢＷ）までの相対的な周波数位置を通知する第１の情報、及び前記ＤＬＣＣＨに対するＯＦＤＭシンボル区間のＯＦＤＭシンボルの個数を通知する第２の情報が、前記ＰＢＣＨに含まれる単一のビットフィールド内で設定される、ステップと、
前記第１の情報及び前記第２の情報に基づいて前記ＤＬＢＷ内において前記ＤＬＣＣＨを送信するステップと、を含み、
前記第１の情報は、前記ＳＳＢのＢＷの周波数位置から前記ＤＬＢＷの周波数位置までのオフセットであり、
前記ＰＢＣＨ内の１ビット情報は、
前記ＰＢＣＨが送信される周波数帯域が第１の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の一方、及び、
前記ＰＢＣＨが送信される前記周波数帯域が第２の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の一方を示すために使用され、
前記周波数帯域が前記第１の周波数範囲又は前記第２の周波数範囲内にあるか否かに関わらず、前記単一のビットフィールドのビット数は同じである、下りリンク共通チャネル送信方法。
無線通信システムにおいて、下りリンク（ＤＬ）共通チャネル（ＣＣＨ）を送信する基地局であって、
端末と信号を送受信するトランシーバと、
プロセッサと、を含み、
前記プロセッサは、
主同期信号（ＰＳＳ）、副同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨを含む同期信号ブロック（ＳＳＢ）を送信するように前記トランシーバを制御して、
前記ＳＳＢから前記ＤＬＣＣＨに対するＤＬ帯域幅（ＢＷ）までの相対的な周波数位置を通知する第１の情報、及び前記ＤＬＣＣＨに対するＯＦＤＭシンボル区間のＯＦＤＭシンボルの個数を通知する第２の情報が、前記ＰＢＣＨに含まれる単一のビットフィールド内で設定され、
前記第１の情報及び前記第２の情報に基づいて前記ＤＬＢＷ内において前記ＤＬＣＣＨを送信するように前記トランシーバを制御するよう構成され、
前記第１の情報は、前記ＳＳＢのＢＷの周波数位置から前記ＤＬＢＷの周波数位置までのオフセットであり、
前記ＰＢＣＨ内の１ビット情報は、
前記ＰＢＣＨが送信される周波数帯域が第１の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第１の副搬送波間隔又は第２の副搬送波間隔の一方、及び、
前記ＰＢＣＨが送信される前記周波数帯域が第２の周波数範囲内にあることに基づいて、前記ＤＬＣＣＨを受信するための第３の副搬送波間隔又は第４の副搬送波間隔の一方を示すために使用され、
前記周波数帯域が前記第１の周波数範囲又は前記第２の周波数範囲内にあるか否かに関わらず、前記単一のビットフィールドのビット数は同じである、基地局。