CN110419252B - 用于收发下行链路信道的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种在无线通信系统中由终端接收下行链路信道的方法。特别地，该方法包括：接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块(SSB)；通过PBCH获取指示下行链路信道中的子载波之间的间隔的指示符；以及基于子载波的间隔接收下行链路信道。其中，由指示符的值指示的子载波之间的间隔可以根据终端操作的频带而不同。

Description

用于收发下行链路信道的方法及其装置

技术领域

本公开涉及用于发送和接收下行链路(DL)信道的方法和装置，并且更具体地，涉及用于基于由在同步信号块(SSB)中包括的物理广播信道(PBCH)内容指示的用于DL带宽的子载波间隔发送和接收DL信道的方法和装置。

背景技术

因为随着当前趋势越来越多的通信设备需要更大的通信流量，所以，与传统LTE系统相比，需要下一代第五代(5G)系统来提供增强的无线宽带通信。在下一代5G系统中，通信场景被划分成增强型移动宽带(eMBB)、超可靠性和低时延通信(URLLC)、大规模机器类型通信(mMTC)等。

此处，eMBB是一种以高频谱效率、高用户体验数据率、高峰值数据率为特征的新一代移动通信场景，URLLC是一种以超高可靠性、超低时延、以及及超高可用性为特征的下一代移动通信场景(例如，车辆到一切(V2X)、紧急服务和远程控制)，并且mMTC是一种以低成本、低能量、短分组和大规模连接为特征的下一代移动通信场景(例如，物联网(IoT))。

发明内容

技术问题

本公开旨在提供用于发送和接收下行链路(DL)信道的方法和装置。

本领域的技术人员将理解，可以通过本公开实现的目的不限于上文已经具体描述的内容，并且从以下详细描述中将会清楚地理解本公开可以实现的上述和其他目的。

技术方案

根据本公开的实施例，一种在无线通信系统中由用户设备(UE)接收下行链路信道的方法可以包括：接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块(SSB)；以及从PBCH获取指示用于下行链路信道的子载波间隔的指示符，并且基于子载波间隔接收下行链路信号。指示符可以根据UE操作的频带指示不同的子载波间隔。

这里，指示符可以是1个比特。

此外，如果UE操作的频带超过特定值，则由指示符指示的子载波间隔可以是60kHz或120kHz。

此外，如果UE操作的频带低于特定值，则由指示符指示的子载波间隔可以是15kHz或30kHz。

此外，下行链路信道可以携带系统信息或用于初始接入的消息。

此外，用于系统信息的子载波间隔和用于初始接入的消息的子载波间隔可以相等。

根据本公开，一种用于在无线通信系统中接收下行链路信道的UE可以包括：收发器，该收发器被配置成向BS发送无线信号和从BS接收无线信号；和处理器，该处理器被配置成：控制收发器以接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块(SSB)，从PBCH获取指示用于下行链路信道的子载波间隔的指示符，并且控制收发器以基于子载波间隔接收下行链路信号。指示符可以根据UE操作的频带指示不同的子载波间隔。

这里，指示符可以是1个比特。

此外，如果UE操作的频带超过特定值，则由指示符指示的子载波间隔可以是60kHz或120kHz。

此外，如果UE操作的频带低于特定值，则由指示符指示的子载波间隔可以是15kHz或30kHz。

此外，下行链路信道可以携带系统信息或用于初始接入的消息。

此外，用于系统信息的子载波间隔和用于初始接入的消息的子载波间隔可以相等。

根据本公开的实施例，一种在无线通信系统中由BS发送下行链路信道的方法可以包括：发送包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块(SSB)；以及基于在PBCH上发送的子载波间隔指示符来发送下行链路信号。子载波间隔指示符可以根据UE操作的频带指示不同的子载波间隔。

根据本公开，一种用于在无线通信系统中发送下行链路信道的BS可以包括：收发器，该收发器被配置成向UE发送无线信号和从UE接收无线信号；和处理器，该处理器被配置成：控制收发器以发送包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的同步信号块(SSB)，并且控制收发器以基于在PBCH上发送的子载波间隔指示符发送下行链路信号。子载波间隔指示符可以根据UE操作的频带指示不同的子载波间隔。

有益效果

根据本公开，基于由同步信号块(SSB)指示的用于DL信道的子载波间隔来接收DL信道。因此，也能够使用与SSB的参数集不同的参数集来接收DL信道。

本领域的技术人员将理解，能够通过本公开实现的效果不限于上文具体描述的内容，并且从结合附图的以下详细描述中将更清楚地理解本公开的其他效果。

附图说明

图1是图示符合第三代合作伙伴计划(3GPP)无线电接入网络标准的用户设备(UE)与演进的UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面架构的视图。

图2是图示3GPP系统中的物理信道和使用该物理信道的一般信号传输方法的视图。

图3是图示长期演进(LTE)系统中用于发送同步信号(SS)的无线电帧结构的视图。

图4是图示新无线电接入技术(NR)中可用的示例性时隙结构的视图。

图5是图示收发器单元(TXRU)和天线单元之间的示例性连接方案的视图。

图6是抽象地图示关于TXRU和物理天线的混合波束成形结构的视图。

图7是图示在下行链路(DL)传输期间用于同步信号和系统信息的波束扫描的视图。

图8是图示NR系统中的示例性小区的视图。

图9是被引用以描述在同步信号(SS)中复用主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的实施例的视图。

图10至14是被引用以描述用于配置SS突发和SS突发集的方法的视图。

图15是被引用以描述用于指示关于SS索引和SS传输时间的信息的方法的视图。

图16至图33是图示根据本公开的实施例的性能测量结果的视图。

图34至36是被引用以描述配置DL公共信道的带宽的实施例的视图。

图37是图示用于实现本公开的发送装置10和接收装置20的组件的框图。

具体实施方式

通过参考附图描述的本公开的实施例，将容易地理解本公开的配置、操作和其他特征。这里阐述的本公开的实施例是其中本公开的技术特征应用于第三代合作伙伴计划(3GPP)系统的示例。

虽然在长期演进(LTE)和高级LTE(LTE-A)系统的背景下描述本公开的实施例，但是它们纯粹是示例性的。因此，只要上述定义对通信系统有效，本公开的实施例可应用于任何其他通信系统。

术语“基站”(BS)可用于涵盖以下术语的含义，包括远程无线电头端(RRH)、演进型节点B(eNB或e节点B)、发送点(TP)、接收点(RP)、中继站等等。

3GPP通信标准定义下行链路(DL)物理信道和DL物理信号，下行链路(DL)物理信道对应于携带源自更高层的信息的资源元素(RE)，DL物理信号在物理层中使用，并且对应于不携带源自更高层的信息的RE。例如，物理下行链路共享信道(PDSCH)、物理广播信道(PBCH)、物理多播信道(PMCH)、物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)和物理混合ARQ指示符信道(PHICH)被定义为DL物理信道，并且参考信号(RS)和同步信号(SS)被定义为DL物理信号。RS，也被称为导频信号，是具有g节点B(gNB)和UE都知道的预定特殊波形的信号。例如，小区特定RS、UE特定RS(UE-RS)、定位RS(PRS)和信道状态信息RS(CSI-RS)被定义为DL RS。3GPP LTE/LTE-A标准定义上行链路(UL)物理信道和UL物理信号，上行链路(UL)物理信道对应于携带源自更高层的信息的RE，UL物理信号在物理层中使用并且对应于不携带源自更高层的信息的RE。例如，物理上行链路共享信道(PUSCH)、物理上行链路控制信道(PUCCH)和物理随机接入信道(PRACH)被定义为UL物理信道，用于UL控制/数据信号的解调参考信号(DMRS)和用于UL信道测量的探测参考信号(SRS)被定义为UL物理信号。

在本公开中，PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH指的是一组时频资源或一组RE，它们携带下行链路控制信息(DCI)/控制格式指示符(CFI)/DL肯定应答/否定应答(ACK/NACK)/DL数据。此外，PUCCH/PUSCH/PRACH指的是携带UL控制信息(UCI)/UL数据/随机接入信号的一组时频资源或一组RE。在本公开中，特别地，分配给或属于PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH的时频资源或RE被称为PDCCH RE/PCFICH RE/PHICH RE/PDSCH RE/PUCCH RE/PUSCH RE/PRACH RE或PDCCH资源/PCFICH资源/PHICH资源/PDSCH资源/PUCCH资源/PUSCH资源/PRACH资源。在下文中，如果说UE发送PUCCH/PUSCH/PRACH，这意味着UCI/UL数据/随机接入信号在PUCCH/PUSCH/PRACH上或通过PUCCH/PUSCH/PRACH发送。此外，如果说gNB发送PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH，这意味着DCI/控制信息在PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH上或通过PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH发送。

以下，将CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS分配给或者为其配置CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS的正交频分复用(OFDM)符号/载波/子载波/RE被称为CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS符号/载波/子载波/RE。例如，将跟踪RS(TRS)分配给或者为其配置TRS的OFDM符号被称为TRS符号，将TRS分配给或者为其配置TRS的子载波被称为TRS子载波，并且将TRS分配给或者为其配置TRS的RE被称为TRS RE。此外，被配置为发送TRS的子帧被称为TRS子帧。此外，携带广播信号的子帧被称为广播子帧或PBCH子帧，并且携带同步信号(SS)的子帧(例如，主同步信号(PSS)和/或辅同步信号(SSS))被称为SS子帧或PSS/SSS子帧。将PSS/SSS分配给或者为其配置PSS/SSS的OFDM符号/子载波/RE被称为PSS/SSS符号/子载波/RE。

在本公开中，CRS端口、UE-RS端口、CSI-RS端口和TRS端口指的是被配置为发送CRS的天线端口、被配置为发送UE-RS的天线端口、被配置为发送CSI-RS天线端口以及被配置为发送TRS的天线端口。被配置为发送CRS的天线端口可以根据CRS端口通过由CRS占用的RE的位置彼此区分，被配置为发送UE-RS的天线端口可以根据UE-RS端口通过由UE占用的RE的位置彼此区分，并且被配置为发送CSI-RS的天线端口可以根据CSI-RS端口通过由CSI-RS占用的RE的位置彼此区分。因此，术语CRS/UE-RS/CSI-RS/TRS端口还用于指代预定资源区域中的由CRS/UE-RS/CSI-RS/TRS占用的RE的图案。

图1图示在遵循3GPP无线接入网络标准的用户设备(UE)和演进的UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议架构中的控制平面协议栈和用户平面协议栈。控制平面是UE和E-UTRAN发送控制消息来管理呼叫的路径，并且用户平面是发送从应用层产生的数据，例如，语音数据或者互联网分组数据的路径。

在层1(L1)处的物理(PHY)层对其更高层，媒体接入控制(MAC)层，提供信息传送服务。物理层经由传输信道连接到MAC层。传输信道在MAC层和物理层之间传递数据。数据在发射器和接收器的物理层之间的物理信道上被发送。该物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地，物理信道对于下行链路以正交频分多址(OFDMA)调制，并且对于上行链路以单载波频分多址(SC-FDMA)调制。

在层2(L2)处的MAC层经由逻辑信道对其更高层，无线电链路控制(RLC)层提供服务。在L2处的RLC层支持可靠的数据传输。RLC功能可以在MAC层的功能块中实现。在L2处的分组数据汇聚协议(PDCP)层执行报头压缩，以减少不必要的控制信息量，并且因此，经由具有窄带宽的空中接口有效率地发送互联网协议(IP)分组，诸如IP版本4(IPv4)或者IP版本6(IPv6)分组。

在层3(或者L3)的最低部分处的无线电资源控制(RRC)层仅在控制平面上定义。RRC层关于无线电承载(RB)的配置、重新配置和释放控制逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载指的是在L2提供的、用于UE和E-UTRAN之间的数据传输的服务。为此目的，UE和E-UTRAN的RRC层互相交换RRC消息。如果RRC连接已经在UE和E-UTRAN的RRC层之间建立，则UE处于RRC连接模式，并且否则，UE处于RRC空闲模式之中。在RRC层之上的非接入层(NAS)执行包括会话管理和移动性管理的功能。

用于从E-UTRAN到UE传递数据的下行链路传输信道包括携带系统信息的广播信道(BCH)、携带寻呼消息的寻呼信道(PCH)和携带用户业务或者控制消息的下行链路共享信道(SCH)。下行链路多播业务或控制消息或者下行链路广播业务或者控制消息可以在下行链路SCH或者单独定义的下行链路多播信道(MCH)上发送。用于从UE到E-UTRAN传递数据的上行链路传输信道包括携带初始控制消息的随机接入信道(RACH)和携带用户业务或者控制消息的上行链路SCH。在传输信道之上定义的、并且映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播业务信道(MTCH)。

图2图示3GPP系统中的物理信道和在该物理信道上发送信号的一般方法。

参考图2，当UE被通电或者进入新的小区时，UE执行初始小区搜索(S201)。初始小区搜索涉及获取对eNB的同步。具体地，UE对eNB同步其定时，并且通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)获取小区标识符(ID)和其他信息。然后UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)获取小区中广播的信息。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DL RS)监测DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且基于在PDCCH中包括的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)，来获取详细的系统信息(S202)。

如果UE最初接入eNB或者不具有用于到eNB的信号传输的无线电资源，则UE可以执行与eNB的随机接入过程(S203至S206)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送预先确定的序列作为前导(S203和S205)，并且可以在PDCCH和与PDCCH相关联的PDSCH上接收对前导的响应消息(S204和S206)。在基于竞争的RACH的情况下，UE可以附加地执行竞争解决过程。

在上述过程之后，UE可以从eNB接收PDCCH和/或PDSCH(S207)，并且将物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH)发送到eNB(S208)，这是一般的DL和UL信号传输过程。具体地，UE在PDCCH上接收下行链路控制信息(DCI)。在此，DCI包括控制信息，诸如用于UE的资源分配信息。根据DCI的不同使用来定义不同的DCI格式。

UE在UL上发送到eNB或者在DL上从eNB接收的控制信息包括：DL/UL肯定应答/否定应答(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等等。在3GPP LTE系统中，UE可以在PUSCH和/或PUCCH上发送诸如CQI、PMI、RI等等的控制信息。

图3图示LTE系统中的用于发送同步信号(SS)的无线电帧结构的图。特别地，图3图示用于在频分双工(FDD)中发送同步信号和PBCH的无线电帧结构。图3的(a)部分示出在由正常循环前缀(CP)配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置并且图3的(b)部分示出在由扩展CP配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置。

将参考图3更详细地描述SS。SS被归类成主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)。PSS用于获取时域同步，诸如OFDM符号同步、时隙同步等和/或频域同步。并且，SSS被用于获取小区的帧同步、小区组ID和/或CP配置(即，指示是使用正常CP还是扩展CP的信息)。参考图4，通过每个无线电帧中的两个OFDM符号发送PSS和SSS。具体地，考虑到4.6ms的GSM(全球移动通信系统)帧长度，在子帧0和子帧5的每一个中的第一时隙中发送SS，有助于无线电间接入技术(RAT间)测量。特别地，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的最后OFDM符号中发送PSS。并且，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的第二至最后OFDM符号中发送SSS。可以通过SSS检测相应无线电帧的边界。PSS在相应时隙的最后OFDM符号中发送，并且SSS在紧接其中发送PSS的OFDM符号之前的OFDM符号中发送。根据SS的传输分集方案，仅使用单个天线端口。然而，用于SS标准的传输分集方案在当前标准中没有被单独定义。

参考图3，通过检测PSS，UE可以获知相应的子帧是子帧0和子帧5中的一个，因为PSS每5ms被发送一次，但是UE不能获知子帧是子帧0还是子帧5。即，不能仅从PSS获得帧同步。UE以检测利用不同序列的在一个无线电帧中发送两次的SSS的方式检测无线电帧的边界。

在通过使用PSS/SSS执行小区搜索过程解调DL信号并且确定在准确时间执行UL信号传输所需的时间和频率参数之后，UE能够仅在从eNB获得UE的系统配置所需的系统信息之后与eNB通信。

系统信息配置有主信息块(MIB)和系统信息块(SIB)。每个SIB包括功能相关的参数集，并根据所包括的参数被归类为MIB、SIB类型1(SIB1)、SIB类型2(SIB2)和SIB3至SIB8。

MIB包括最频繁发送的参数，这些参数对于UE最初接入由eNB服务的网络是必不可少的。UE可以通过广播信道(例如，PBCH)接收MIB。MIB包括下行链路系统带宽(DL BW)、PHICH配置和系统帧号(SFN)。因此，UE能够通过接收PBCH显式地获知关于DL BW、SFN和PHICH配置的信息。另一方面，UE可以隐式地获知关于eNB的传输天线端口的数量的信息。通过将与传输天线的数量相对应的序列掩蔽(例如，XOR运算)到用于检测PBCH的错误的16比特循环冗余校验(CRC)来隐式地用信号通知关于eNB的传输天线的数量的信息。

SIB1不仅包括关于其他SIB的时域调度的信息，还包括确定特定小区是否适合于小区选择所必需的参数。UE经由广播信令或专用信令接收SIB1。

能够通过PBCH携带的MIB获得DL载波频率和相应的系统带宽。能够通过与DL信号对应的系统信息获得UL载波频率和相应的系统带宽。在接收到MIB之后，如果不存在在相应小区中存储的有效系统信息，则UE将包括在MIB中的DL BW的值应用于UL带宽，直到接收到系统信息块类型2(SystemInformationBlockType2，SIB2)。例如，如果UE获得SIB2，则UE能够通过包括在SIB2中的UL载波频率和UL带宽信息来识别能够用于UL传输的整个UL系统带宽。

在频域中，不管总共6个RB，即，相对于相应OFDM符号内的DC子载波的左侧的3个RB和右侧的3个RB的实际系统带宽如何，都发送PSS/SSS和PBCH。换句话说，PSS/SSS和PBCH仅在72个子载波中发送。因此，UE被配置成检测或解码SS和PBCH，不管为UE配置的下行链路传输带宽如何。

在完成初始小区搜索之后，UE能够执行随机接入过程以完成对eNB的接入。为此，UE经由PRACH(物理随机接入信道)发送前导，并且能够经由PDCCH和PDSCH接收响应于前导的响应消息。在基于竞争的随机接入的情况下，其可以发送附加PRACH并执行竞争解决过程，诸如PDCCH和与PDCCH相对应的PDSCH。

在执行上述过程之后，作为一般的UL/DL信号传输过程，UE能够执行PDCCH/PDSCH接收和PUSCH/PUCCH发送。

随机接入过程也称为随机接入信道(RACH)过程。随机接入过程用于各种用途，包括初始接入、UL同步调整、资源分配、切换等。随机接入过程被归类成基于竞争的过程和专用(即，基于非竞争的)过程。通常，基于竞争的随机接入过程用于执行初始接入。另一方面，专用随机接入过程被限制性地用于执行切换等。当执行基于竞争的随机接入过程时，UE随机选择RACH前导序列。因此，多个UE能够同时发送相同的RACH前导序列。结果，此后需要竞争解决过程。相反，当执行专用随机接入过程时，UE使用由eNB专门分配给UE的RACH前导序列。因此，UE能够在不与不同UE冲突的情况下执行随机接入过程。

基于竞争的随机接入过程包括以下描述的4个步骤。经由4个步骤发送的消息在本发明中能够被分别称为消息(Msg)1到4。

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH(eNB到UE))

-步骤3：第2层/第3层消息(经由PUSCH)(UE到eNB)

-步骤4：竞争解决消息(eNB到UE)

另一方面，专用随机接入过程包括以下描述的3个步骤。经由3个步骤发送的消息在本发明中能够分别称为消息(Msg)0到2。作为随机接入过程的一部分，其还可以执行与PAR相对应的上行链路传输(即，步骤3)。能够使用PDCCH(下文中，PDCCH命令)来触发专用随机接入过程，PDCCH被用于eNB指示RACH前导的传输。

-步骤0：经由专用信令(eNB到UE)的RACH前导指配

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH)(eNB到UE)

在发送RACH前导之后，UE尝试在预先配置的时间窗口中接收随机接入响应(RAR)。具体地，UE尝试在时间窗口中检测具有RA-RNTI(随机接入RNTI)的PDCCH(下文中，RA-RNTIPDCCH)(例如，在PDCCH中用RA-RNTI掩蔽的CRC)。如果检测到RA-RNTI PDCCH，则UE检查在与RA-RNTI PDCCH对应的PDSCH中是否存在用于UE的RAR。RAR包括指示用于UL同步的定时偏移信息的定时提前(TA)信息、UL资源分配信息(UL许可信息)、临时UE标识符(例如，临时小区-RNTI、TC-RNTI)等。UE能够根据包括在RAR中的资源分配信息和TA值来执行UL传输(例如，消息3)。HARQ被应用于与RAR相对应的UL传输。具体地，UE能够在发送消息3之后接收与消息3相对应的接收响应信息(例如，PHICH)。

随机接入前导(即，RACH前导)由长度为TCP的循环前缀和长度为TSEQ的序列部分组成。TCP和TSEQ取决于帧结构和随机接入配置。前导格式由更高层控制。RACH前导在UL子帧中发送。随机接入前导的传输限于特定时间资源和频率资源。该资源称为PRACH资源。为了将索引0与PRB和无线电帧中的较低编号的子帧进行匹配，以无线电帧的子帧号和频域中PRB的升序对PRACH资源进行编号。根据PRACH配置索引定义随机接入资源(参考3GPP TS36.211标准文档)。RACH配置索引由更高层信号提供(由eNB发送)。

在LTE/LTE-A系统中，对于前导格式0到3和前导格式4，随机接入前导(即，RACH前导)的子载波间隔分别被规定为1.25kHz和7.5kHz(参考3GPP TS 36.211)。

<OFDM参数集>

新的RAT系统采用OFDM传输方案或类似于OFDM传输方案的传输方案。新RAT系统可以使用与LTE OFDM参数不同的OFDM参数。或者，新RAT系统可以遵循传统LTE/LTE-A的参数集，但具有更大的系统带宽(例如，100MHz)。或者一个小区可以支持多个参数集。也就是说，以不同参数集操作的UE可以在一个小区内共存。

<子帧结构>

在3GPP LTE/LTE-A系统中，无线电帧为10ms(307200Ts)长，包括10个大小相等的子帧(SF)。可以对一个无线电帧的10个SF指配编号。Ts表示采样时间，并且被表示为Ts＝1/(2048*15KHz)。每个SF为1ms，包括两个时隙。一个无线电帧的20个时隙可以从0到19顺序编号。每个时隙的长度为0.5ms。传输一个SF所花费的时间被定义为传输时间间隔(TTI)。时间资源可以通过无线电帧编号(或无线电帧索引)、SF编号(或SF索引)、时隙编号(或时隙索引)等来区分。TTI指的是可以调度数据的间隔。例如，在当前LTE/LTE-A系统中，每1ms存在一个UL许可或DL许可传输时机，而在短于1ms的时间内没有多个UL/DL许可传输时机。因此，在传统LTE/LTE-A系统中，TTI是1ms。

图4图示在新的无线电接入技术(NR)中可用的示例性时隙结构。

为了最小化数据传输延迟，在第五代(5G)NR系统中考虑一种时隙结构，其中控制信道和数据信道以时分复用(TDM)被复用。

在图4中，用斜线标记的区域表示携带DCI的DL控制信道(例如PDCCH)的传输区域，黑色部分表示携带UCI的UL控制信道(例如PUCCH)的传输区域。DCI是gNB发送到UE的控制信息，并且可以包括关于UE应当知道的小区配置的信息、DL特定信息(诸如DL调度)和UL特定信息(诸如UL许可)。此外，UCI是UE发送到gNB的控制信息。UCI可以包括用于DL数据的HARQACK/NACK报告、用于DL信道状态的CSI报告、调度请求(SR)等。

在图4中，具有符号索引1至符号索引12的符号可以用于传输携带DL数据的物理信道(例如PDSCH)，也可以用于传输携带UL数据的物理信道(例如PUSCH)。根据图2中图示的时隙结构，当DL传输和UL传输在一个时隙中顺序发生时，DL数据的发送/接收和用于DL数据的UL ACK/NACK的接收/发送可以在一个时隙中被执行。因此，当在数据传输期间产生错误时，可以减少数据重新传输所花费的时间，从而最小化最终数据传输的延迟。

在此时隙结构中，需要时间间隙来允许gNB和UE从发送模式切换到接收模式或者从接收模式切换到发送模式。对于发送模式和接收模式之间的切换，对应于DL-到-UL切换时间的一些OFDM符号被配置为时隙结构中的保护时段(GP)。

在传统LTE/LTE-A系统中，DL控制信道以TDM与数据信道复用，并且控制信道PDCCH在整个系统频带上分布地发送。然而，在NR中，预期一个系统的带宽将至少约为100MHz，这使得在整个频带上发送控制信道是不可行的。如果UE监测整个频带以接收DL控制信道，则对于数据发送/接收，这可能增加UE的电池消耗并降低效率。因此，DL控制信道可以在系统频带内的一些频带中，即，在本公开中的信道频带内，集中式或分布地发送。

在NR系统中，基本传输单元是时隙。时隙持续时间包括14个符号，每个符号具有正常循环前缀(CP)，或者包括12个符号，每个符号具有扩展CP。此外，根据所使用的子载波间隔在时间上缩放时隙。也就是说，随着子载波间隔增加，时隙的长度减小。例如，每个时隙给定14个符号，如果对于15kHz的子载波间隔在10ms帧中的时隙数目是10，则子载波间隔为30kHz时的时隙数为20，并且子载波间隔为60kHz时为40。随着子载波间隔增加，OFDM符号的长度减小。每个时隙的OFDM符号的数量根据正常CP或扩展CP而不同，并且不根据子载波间隔而改变。考虑到基本的15-kHz子载波间隔和最大FFT大小2048，LTE的基本时间单位T_s被定义为1/(15000*2048)秒。T_s也是15kHz子载波间隔的采样时间。在NR系统中，除了15kHz之外的许多其他子载波间隔可用，并且因为子载波间隔与相应的时间长度成反比，所以对应于大于15kHz的子载波间隔的实际采样时间T_s变得短于1/(15000*2048)秒。例如，30kHz、60kHz和120kHz的子载波间隔的实际采样时间可以分别是1/(2*15000*2048)秒，1/(4*15000*2048)秒和1/(8*15000*2048)秒。

<模拟波束成形>

对于正在讨论的5G移动通信系统，考虑使用超高频带，即，在6GHz或以上的毫米波频带的技术，以便于在宽频带中以高传输速率向多个用户发送数据。3GPP称此技术为NR，并且因此在本公开中5G移动通信系统将会被称为NR系统。然而，毫米波频带具有这样的频率特性，即，由于使用过高的频带而引起信号根据距离过快地衰减。因此，使用至少6GHz或以上频带的NR系统采用窄波束传输方案，其中信号以集中的能量在特定方向上传输，而不是全向传输，从而补偿快速传播衰减，并因此克服由快速传播衰减引起的覆盖范围减小。然而，如果仅通过使用一个窄波束来提供服务，则一个gNB的服务覆盖范围变窄，并且因此gNB通过汇集多个窄波束以宽带来提供服务。

随着毫米频带，即毫米波(mmW)带中的波长变短，能够在相同的区域中安装多个天线单元。例如，在5cm×5cm面板上的二维(2D)阵列中，在波长约1cm的30GHz频带中，可以以0.5λ(波长)的间隔安装总共100个天线单元。因此，考虑通过使用mmW中的多个天线单元增加波束成形增益来增加覆盖范围或吞吐量。

为了在毫米频带中形成窄波束，主要考虑这样的波束成形方案，其中gNB或UE通过多个天线发送具有适当相位差的相同信号，从而仅在特定方向上增加能量。这种波束成形方案包括用于在数字基带信号之间生成相位差的数字波束成形、用于通过使用时间延迟(即，循环移位)在调制的模拟信号之间生成相位差的模拟波束成形、以及使用数字波束成形和模拟波束成形两者的混合波束成形。如果为每个天线单元提供TXRU以使得能够控制每个天线的发送功率和相位，则每频率资源的独立波束成形是可能的。然而，就成本而言，为所有大约100个天线单元安装TXRU在成本上并不高效。也就是说，为了补偿毫米频带中的快速传播衰减，应当使用多个天线，并且数字波束成形需要与天线数目一样多的RF组件(例如，数字到模拟转换器(DAC)、混频器、功率放大器和线性放大器)。因此，实现毫米频带中的数字波束成形面临通信设备的成本增加的问题。因此，在毫米频带中需要大量天线的情况下，模拟波束成形或混合波束成形被考虑。在模拟波束成形中，多个天线单元被映射到一个TXRU，并且波束的方向由模拟移相器控制。这种模拟波束成形方案的缺点是不能够提供频率选择性波束成形(BF)，因为仅能在整个频带中产生一个波束方向。混合BF介于数字BF和模拟BF之间，其中使用少于Q个天线单元的B个TXRU。在混合BF中，虽然波束方向的数目根据B个TXRU和Q个天线单元之间的连接而不同，但是可同时传输的波束方向被限制到B或B以下。

图5是图示TXRU和天线单元之间的示例性连接方案的视图。

图5的(a)图示TXRU和子阵列之间的连接。在这种情况下，天线单元仅连接到一个TXRU。相比之下，图5的(b)图示TXRU和所有天线元件之间的连接。在这种情况下，天线单元连接到所有TXRU。在图5中，W表示在模拟移相器中用于相乘的相位向量。也就是说，模拟波束成形的方向由W确定。这里，CSI-RS天线端口可以以一对一或一对多的对应关系映射到TXRU。

如前所述，由于要发送的数字基带信号或接收的数字基带信号在数字波束成形中经过信号处理，因此可以在多个波束上在多个方向上发送信号或在多个波束上从多个方向接收信号。相比之下，在模拟波束成形中，要发送的模拟信号或接收的模拟信号在调制状态下进行波束成形。因此，不能够在一个波束的覆盖范围之外的多个方向上同时发送信号或不能够从一个波束的覆盖范围之外的多个方向接收信号。gNB通常依赖于宽带传输或多天线特性，同时与多个用户通信。如果gNB使用模拟BF或混合BF，并在一个波束方向上形成模拟波束，则鉴于模拟BF的性质，gNB只能与在相同模拟波束方向上覆盖的用户通信。通过反映由模拟BF或混合BF的性质引起的缺陷，提出了根据本发明的后述RACH资源分配和gNB资源利用方案。

<混合模拟波束成形>

图6抽象地图示关于TXRU和物理天线的混合波束成形结构。

对于使用多个天线的情况，已经出现了数字BF和模拟BF相结合的混合BF。模拟BF(或RF BF)是在RF单元中执行预编码(或组合)的操作。由于在基带单元和RF单元的每一个中的预编码(组合)，混合BF提供了接近数字BF性能的性能的益处，同时减少了RF链的数目和DAC(或模拟到数字转换器(ADC))的数目。为了方便起见，混合BF结构可以用N个TXRU和M个物理天线来表示。要由发送端发送的L个数据层的数字BF可以表示为N×L矩阵，然后N个转换后的数字信号通过TXRU转换为模拟信号并经历表示为M×N矩阵的模拟BF。在图6中，数字波束的数目是L，并且模拟波束的数目是N。此外，在NR系统中考虑的是gNB被配置为基于符号而改变模拟BF，以便更高效地支持针对位于特定区域中的UE的BF。此外，当一个天线面板由N个TXRU和M个RF天线限定时，还考虑引入可应用独立混合BF的多个天线面板。正因如此，在gNB使用多个模拟波束的情况下，对于每个UE处的信号接收，不同的模拟波束可能是优选的。因此，正在考虑波束扫掠操作，其中，至少对于SS、系统信息和寻呼，gNB在特定时隙或SF中基于符号改变多个模拟波束，以允许所有UE都具有接收时机。

图7是图示DL传输期间的用于SS和系统信息的波束扫掠的视图。在图7中，广播新RAT系统的系统信息的物理资源或物理信道被称为xPBCH。来自不同天线面板的模拟波束可以在一个符号中同时发送，并且正在讨论引入针对与特定天线面板相对应的单个模拟波束而发送的波束参考信号(BRS)，如图7中所图示，以便于测量每个模拟波束的信道。可以为多个天线端口定义BRS，并且BRS的每个天线端口可以对应于单个模拟波束。与BRS不同，可以针对包括在模拟波束组中的所有模拟波束发送SS或xPBCH，使得任何UE都可以成功地接收到SS或xPBCH。

图8是图示NR系统中的示例性小区的视图。

参考图8，与诸如一个eNB形成一个小区的传统LTE的无线通信系统相比，NR系统中正在讨论由多个TRP形成一个小区的配置。如果多个TRP形成一个小区，则即使服务于UE的TRP被改变，有利的是，无缝通信也是可能的，从而促进UE的移动性管理。

与全向发送PSS/SSS的LTE/LTE-A系统相比，考虑一种通过BF来发送诸如PSS/SSS/PBCH的信号的方法，在该方法中，通过在应用毫米波的gNB处将波束方向顺序切换到所有方向来执行BF。通过切换波束方向而执行的信号发送/接收被称为波束扫掠或波束扫描。在本公开中，“波束扫掠”是发送侧的行为，并且“波束扫描”是接收侧的行为。例如，如果对于gNB多达N个波束方向是可用的，则gNB在N个波束方向上发送诸如PSS/SSS/PBCH的信号。也就是说，gNB通过在对gNB可用或由gNB支持的方向上扫掠波束而在每个方向上发送诸如PSS/SSS/PBCH的SS。或者如果gNB能够形成N个波束，则可以对波束进行分组，并且可以在组的基础上发送/接收PSS/SSS/PBCH。一个波束组包括一个或多个波束。在相同方向上发送的诸如PSS/SSS/PBCH的信号可以被定义为一个SS块(SSB)，并且在一个小区中可以存在多个SSB。如果存在多个SSB，则可以使用SSB索引来标识每个SSB。例如，如果在一个系统中在10个波束方向上发送PSS/SSS/PBCH，则在相同方向上发送的PSS/SSS/PBCH可以形成一个SSB，并且可以理解的是，在系统中存在10个SSB。在本公开中，波束索引可以被解释为SSB索引。

现在，将描述根据本公开的实施例的指示发送SS的时间的时间索引的方法和通过SS配置DL带宽的方法。

1.SS块配置

如果PBCH的有效载荷的最大大小是80个比特，则总共四个OFDM符号可以用于SS块的传输。同时，需要讨论SSB中包括的NR-PSS、NR-SSS和NR-PBCH的时间位置。在初始接入状态中，NR-PBCH可以用作用于精确时间/频率跟踪的参考信号。为了提高跟踪精度，尽可能地分离用于NR-PBCH的两个OFDM符号是有效的。因此，SSB的第一和第四OFDM符号可以用于NR-PBCH的传输。因此，第二OFDM符号可以被分配给NR-PSS，并且第三OFDM符号可以用于NR-SSS。

根据用于DMRS的RE的数量来测量PBCH解码性能的结果表明，如果两个OFDM符号被分配给PBCH，则192个RE可以用于DMRS，并且384个RE可以用于数据。在这种情况下，假设PBCH有效载荷大小是64个比特，则可以实现等于LTE PBCH的编码速度的1/12编码速度。

可以考虑将编码的NR-PBCH比特映射到PBCH符号中的RE的方法。然而，此方法在干扰和解码性能方面存在缺点。另一方面，如果编码的NR-PBCH比特被映射在N个PBCH符号中包括的RE上，则此方法可以在干扰和解码性能方面具有更好的性能。

同时，在两个OFDM符号中以相同方法编码的比特与在两个OFDM符号中以不同方法编码的比特之间的比较表明后者提供更好的性能，因为编码比特具有更多冗余比特。因此，可以考虑使用在两个OFDM符号中以不同方法编码的比特。

此外，NR系统中支持多个参数集。因此，用于SSB传输的参数集可能与用于数据传输的参数集不同。此外，如果在频域中复用诸如PBCH和PDSCH的不同类型的信道，则频谱发射可能导致载波间干扰(ICI)并因此导致性能下降。为了解决该问题，可以在PBCH和PDSCH之间引入保护频率。此外，为了减少ICI的影响，网络可以分配数据RB，使得数据RB彼此不相邻。

然而，前述方法的效率不高，因为应该保留大量RE作为保护频率。因此，将边缘处的一个或多个子载波保留为PBCH传输带宽内的保护频率可能更有效。可以根据PBCH的子载波间隔来改变保留RE的准确数量。例如，对于PBCH传输的15kHz子载波间隔，可以在PBCH传输带宽的每个边缘处保留两个子载波。另一方面，对于PBCH传输的30kHz子载波间隔，可以保留一个子载波。

参考图9的(a)部分，NR-PBCH被分配在288个RE内，288个RE形成24个RB。同时，因为NR-PSS/NR-SSS的序列长度为127，所以需要12个RB以发送NR-PSS/NR-SSS。也就是说，当配置SSB时，SSB被分配在24个RB中。此外，还优选的是，在24个RB中分配SSB，用于诸如15、30、以及60kHz的不同参数集之间的RB网格对准。此外，因为在NR中假设能够以15kHz子载波间隔定义25个RB的5MHz的最小带宽，所以24个RB被用于SSB传输。此外，NR-PSS/SSS应被定位在SSB的中间，这可能意味着NR-PSS/SSS被分配在第7至第18个RB中。

同时，如果如图9的(a)部分中所图示配置SSB，则可能在120kHz和240kHz的子载波间隔时在UE的自动增益控制(AGC)操作中出现问题。也就是说，对于120kHz和240kHz的子载波间隔，由于AGC操作，可能无法成功检测到NR-PSS。在这种场境下，可以考虑在以下两个实施例中改变SSB配置。

(方法1)PBCH-PSS-PBCH-SSS

(方法2)PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH

也就是说，PBCH符号可以被定位在SSB的开始处，并且用作AGC操作的虚设符号，使得UE更可靠地执行AGC操作。

同时，可以如图9的(b)部分中所图示分配NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH。也就是说，NR-PSS可以被分配给符号0，并且NR-SSS可以被分配给符号2。NR-PBCH可以被分配给符号1到符号3。这里，符号1和符号3可以专用于NR-PBCH。换言之，可以仅将NR-PBCH映射到符号1和符号3，并且可以将NR-SSS和NR-PBCH一起映射到符号2。

2.SS突发集配置

图10图示分别以120kHz的子载波间隔和240kHz的子载波间隔配置的SS突发集。参考图10，对于120kHz和240kHz的子载波间隔，SS突发每四个SS突发配置有预定间隙。也就是说，SSB以0.125ms的符号周期排列，用于每0.5ms清空UL传输。

然而，60kHz的子载波间隔可以被用于6GHz或更高的频带的数据传输。也就是说，如图11中图示，用于数据传输的60kHz子载波间隔和用于SSB传输的120kHz或240kHz子载波间隔可以在NR中复用。

同时，从图11中用方框标记的部分能够看出，当具有120kHz子载波间隔的SSB与具有60kHz子载波间隔的数据复用时，具有120kHz子载波间隔的SSB以及具有60kHz子载波间隔的GP和DL控制区域彼此冲突或重叠。因为应优选地避免SSB与DL/UL控制区域之间的冲突，所以需要修改SS突发和SS突发集的配置。

在本公开中，提出两个实施例来修改SS突发配置以避免上述问题。

其中一个实施例是改变SS突发格式1和SS突发格式2的位置，如图12中所图示。即，图11中所图示的方框中的SS突发格式1和SS突发格式2被交换，如图12中所图示，以防止SSB与DL/UL控制区域之间的冲突。换句话说，SS突发格式1被定位在具有60kHz子载波间隔的时隙的开始处，并且SS突发格式2被定位在具有60kHz子载波间隔的时隙的末尾处。

以上实施例可以总结如下。

1)120-kHz子载波间隔

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2,4,6。

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3,5,7。

2)240-kHz子载波间隔

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72,76,88,92,96,100}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2。

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68,72,92,96,100,104}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3。

另一实施例是改变SS突发集配置，如图13中所图示。也就是说，可以配置SS突发集，使得SS突发集的起始边界与具有60kHz子载波间隔的时隙的起始边界对准，即，匹配。

具体地，利用以1ms集中化的SSB配置SS突发。因此，具有120kHz子载波间隔的SS突发具有1ms的16个SSB，并且具有240kHz子载波间隔的SS突发具有1ms的32个SSB。如果以这种方式配置SS突发，则对于60kHz子载波间隔，将一个时隙作为SS突发之间的间隙来分配。

第二实施例被总结如下。

1)120kHz子载波间隔

候选SSB的第一OFDM符号具有索引{4,8,16,20}+28*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18。

2)240-kHz子载波间隔

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8。

3.用于在5ms时段内指示实际发送的SS/PBCH块的方法

同时，可以根据网络环境限制SSB传输的候选数量。例如，候选数量可以根据布置SSB的子载波间隔而不同。在这种情况下，可以向CONNECTED/IDLE模式UE指示实际发送的SSB的位置。这里，指示实际发送的SSB的位置的实际发送的SS/PBCH块指示对于服务小区可用于资源利用的目的，例如，速率匹配，以及对于相邻小区，可用于测量相应资源的目的。

关于服务小区，如果UE能够准确地确定未发送的SSB，则UE可以确定可以在未发送的SSB的候选资源中可以接收诸如寻呼或数据的其它信息。为了这种资源灵活性，需要准确地指示在服务小区中实际发送的SSB。

也就是说，由于在携带SSB的资源中可能不能接收到诸如寻呼或数据之类的其它信息，因此UE需要了解实际上未发送的SSB候选，以便通过在未传输的SSB中接收其它数据或信号来提高资源利用效率。

因而，需要4、8或64比特全位图来准确地指示实际在服务小区中发送的SSB。可以根据在每个频率范围中可发送的SSB的最大数量来确定位图中包括的比特数。例如，为了指示实际在5ms时段中发送的SSB，在3GHz到6GHz的频率范围内需要8比特，并且在6GHz或更高的频率范围内需要64比特。

用于指示实际在服务小区中发送的SSB的比特可以通过剩余最小系统信息(RMSI)或其它系统信息(OSI)来定义，并且RMSI/OSI包括用于数据或寻呼的配置信息。实际发送的SS/PBCH块指示与DL资源配置相关联，因而可以得出结论，RMSI/OSI包括关于实际发送的SSB的信息。

同时，可能需要实际发送的相邻小区的SS/PBCH块指示来测量相邻小区。也就是说，对于相邻小区测量，需要获取关于相邻小区的时间同步信息。在设计NR系统使得允许TRP之间的异步传输的情况下，即使已知关于相邻小区的时间同步信息，信息的准确性也可能随情况而变化。因而，当指示关于相邻小区的时间信息时，需要将时间信息的单位确定为对UE有效的信息，同时假设TRP之间为异步传输。

但是，如果列出的小区太多，则全位图类型指示符可能会过多地增加信令开销。因此，可以考虑以各种方式压缩的指示符以减少信令开销。同时，还可以压缩在服务小区中发送的SSB的指示符，以便减少信令开销并且测量相邻小区。换句话说，随后的SS块指示符可用于指示相邻小区和服务小区中的实际发送的SSB。此外，根据上述说明，仅在以下实施例中，尽管SS突发可以是包括在每个子载波上的一个时隙中的一组SSB，但是SS突发可以表示包括预定数量SSB的SSB组，而与时隙无关。

参考图14，在一个实施例中，如果SS突发包括8个SSB，则在其中64个SSB可用的6GHz或更高的频带中可存在总共8个SS突发。

SSB被编组为SS突发以压缩64比特位图。可以使用8比特信息代替64比特位图来指示包括实际发送的SSB的SS突发。如果8比特位图指示SS突发#0，则SS突发#0可包括一个或多个实际发送的SSB。

这里，可以考虑附加信息以另外指示每个SS突发所发送的SSB的数量。如附加信息指示的一样多的SSB可以在每个SS突发中本地存在。

因此，UE可以通过将由附加信息指示的每个SS突发的实际发送的SSB的数量以及指示包括实际发送的SSB的SS突发的位图结合起来考虑来估计实际发送的SSB。

例如，可以假设下表1中的指示。

[表1]

即，根据[表1]，可以从8比特位图确定SSB被包括在SS突发#0、SS突发#1和SS突发#7中，并且可以从附加信息确定每个SS突发中包括四个SSB。因此，可以估计在SS突发#0、SS突发#1和SS突发#7中的前面四个候选位置处发送SSB。

同时，与上述示例不同，附加信息也可以以位图的形式发送，由此实现SSB发送位置的灵活性。

例如，可以通过位图指示与SS突发传输有关的信息，并且可以通过其它比特指示在SS突发中发送的SSB。

也就是说，总共64个SSB被划分为8个SS突发(即，SSB组)，并且可以通过8比特位图向UE指示使用的SS突发。如果如图14中所示定义SS突发，如果SS突发与具有60kHz子载波间隔的时隙复用，则SS突发有利地与具有60kHz子载波间隔的时隙的边界对准。因此，如果位图指示是否使用SS突发，则UE可以在时隙的基础上针对6GHz或更高频带中的每个子载波间隔确定是否发送SSB。

与前述示例的不同之处在于附加信息以位图的形式指示。在这种情况下，由于应该针对每个SS突发中所包括的8个SSB发送位图信息，所以需要8个比特，并且相应的附加信息通常应用于所有SS突发。例如，如果SS突发的位图信息指示使用SS突发#0和SS突发#1，并且SSB的附加位图信息指示在SSB中第一和第五SSB被发送，则SS突发#0和SS突发#1两者中的第一和第五SSB被发送，因而实际发送的SSB的总数是4。

同时，一些相邻小区可能不包括在小区列表中。未包括在小区列表中的相邻小区使用默认格式用于实际发送的SSB。由于使用默认格式，所以UE可以测量未包括在列表中的相邻小区。默认格式可以由网络预定义或配置。

同时，如果在服务小区中发送的实际发送的SSB信息与在相邻小区中发送的实际发送的SSB信息不匹配，则UE可以通过优先考虑在服务小区中发送的实际发送的SSB信息来获取实际发送的SSB信息。

也就是说，如果以全位图的形式以及以分组的形式接收实际发送的SSB信息，则全位图形式的信息可能更准确，因而可在SSB接收中优先使用全位图的信息。

4.用于时间索引指示的信号和信道

在NR-PBCH上递送SSB时间索引指示。如果时间索引指示被包括在NR-PBCH的一部分，诸如NR-PBCH内容、加扰序列、CRC或冗余版本中，则将该指示安全地发送到UE。然而，如果时间索引指示被包括在NR-PBCH的一部分中，则增加了相邻小区NR-PBCH的解码的复杂度。同时，尽管可以解码相邻小区的NR-PBCH，但是在设计系统时解码不是强制性的。此外，哪个信号和信道适合于递送SSB时间索引指示需要另外的讨论。

因为SSB时间索引信息将被用作用于对诸如目标小区中的系统信息或PRACH前导码的初始接入相关信道/信号的时间资源分配的参考信息，所以SSB时间索引信息应被安全地发送到UE。同时，为了相邻小区测量的目的，在SSB级别的RSRP测量中使用时间索引。在这种情况下，可能不需要非常准确的SSB时间索引信息。

在本公开中，提出使用NR-PBCH DMRS作为携带SSB时间索引的信号。此外，建议在NR-PBCH的一部分中包括时间索引指示。NR-PBCH的一部分可以是例如NR-PBCH的加扰序列、冗余版本等。

根据本公开，可以从NR-PBCH DMRS检测SSB时间索引，并且可以通过NR-PBCH解码来识别检测到的索引。此外，出于相邻小区测量的目的，可以从相邻小区的NR-PBCH DMRS获取索引。

时间索引指示可以在以下两个实施例中配置。

(方法1)单索引方法，其中对SS突发集中的每个SSB编索引。

(方法2)多索引方法，其中通过SS突发索引和SSB索引的组合来指配索引。

如果支持诸如方法1的单索引方法，则需要大量比特来表示SS突发集周期内的所有SSB。在这种情况下，NR-PBCH的DMRS序列和加扰序列优选地指示SSB指示。

另一方面，如果使用诸如方法2的多索引方法，则可以提供用于索引指示的设计灵活性。例如，SS突发索引和SSB索引都可被包括在单个信道中。此外，每个索引都可以在不同的信道/信号中单独发送。例如，SS突发索引可被包括在NR-PBCH的内容或加扰序列中，而SSB索引可在NR-PBCH的DMRS序列中递送。

同时，根据载波频率范围改变配置的SS突发中的最大SSB数量。也就是说，在6GHz或更低的频率范围内SSB的最大数量为8，并且在6GHz至52.6GHz之间的频率范围内为64。

因此，指示SSB所需的比特数量或指示SSB所需的状态数量可根据载波频率范围而变化。因而，可以考虑根据载波频率范围应用方法1和方法2中的一个。例如，单索引方法可以在6GHs或更低频率下应用，并且多索引方法可以在6GHz或更高频率下使用。

为了更详细地描述，可以在6GHz或更低的频率范围内由PBCH DMRS确定SSB时间索引。在这种情况下，应通过PBCH DMRS序列识别多达8个状态。也就是说，SSB时间索引需要3比特。此外，PBCH DMRS序列可以指示5ms边界(半时间指示符)。在这种情况下，需要总共16个状态来指示基于DMRS的SSB时间索引和5ms边界。换句话说，除了SSB时间索引的3比特之外，还需要1比特来指示5ms边界。此外，在6GHz或更低的频率范围内，不需要为PBCH内容中的SSB时间索引定义比特。

同时，如果在NR-PBCH DMRS中发送用于指示SSB时间索引的比特，则解码性能优于PBCH内容。此外，如果定义附加信号以指示SSB时间索引，则附加信号引起信令开销。由于NR-PBCH DMRS是NR系统中已经定义的序列，所以NR-PBCH DMRS不会引起额外的信令开销，从而防止过多的信令开销。

同时，在6GHz或更高的频率范围中，SSB时间索引的一部分可以由PBCH DMRS指示，而SSB时间索引的剩余部分可以由PBCH内容指示。例如，为了指示总共64个SSB索引，可以将SSB分组为SS突发集中的8个SSB组，每个SSB组包括多达8个SSB。在这种情况下，可以在PBCH内容中定义用于指示SSB组的3比特，并且可以通过PBCH DMRS序列来定义SSB组内的SSB时间索引。另外，如果在NR系统中在6GHz或更高频率范围内可以假设同步网络，则不需要执行PBCH解码过程以从PBCH内容获取SS突发索引。

5.NR-PBCH内容

在NR系统中预期主信息块(MIB)的有效载荷大小将基于来自RAN2的响应LS而增加。在NR系统中预期的MIB有效载荷大小和NR-PBCH内容给出如下。

1)有效负载：64比特(48比特信息，16比特CRC)

2)NR-PBCH内容：

-至少一部分SFN/H-SFN

-有关公共搜索空间配置的信息

-有关NR载波中心频率的信息

在检测到小区ID和符号定时信息之后，UE可以从PBCH获取网络接入信息，包括SFN、一部分定时信息(诸如，SSB索引和半帧定时)、与公共控制信道有关的信息(诸如，时间/频率位置、带宽)、带宽部分信息(诸如，SSB的位置)以及SS突发集信息(诸如，SS突发集时段和实际发送的SSB索引)。

由于PBCH仅占用了576个RE的有限时间/频率资源，因此必须在PBCH中包含强制信息。另外，如果可能，为了进一步包括强制信息或附加信息，可以使用诸如PBCH DMRS的辅助信号。

(1)SFN(系统帧号)

在NR中，可以定义SFN以区分10-ms间隔。此外，类似于LTE系统，可以引入0至1023之间的索引作为SFN。索引可以由比特明确指示或被隐式指示。

在NR中，PBCH TTI为80ms并且最小SS突发时段为5ms。因此，可以发送多达16个PBCH，每80ms一个PBCH，并且可以将用于每个PBCH传输的不同加扰序列应用于编码的PBCH比特。类似于LTE PBCH解码操作，UE可以检测10ms间隔。在这种情况下，可以通过PBCH加扰序列隐式地指示八个SFN状态，并且可以在PBCH内容中定义用于指示SFN的7个比特。

(2)无线电帧内的定时信息

根据载波频率范围，SSB索引可以由PBCH DMRS序列和/或PBCH内容中所包括的比特显式地指示。例如，对于等于或低于6GHz的频带，仅通过PBCH DMRS序列递送3比特的SSB索引。此外，对于6GHz或以上的频带，SSB索引的三个LSB由PBCH DMRS序列递送，并且SSB索引的三个MSB由PBCH内容递送。也就是说，可以在PBCH内容中定义用于SSB索引的最多3比特，仅用于6GHz至52.6GHz之间的频率范围。

另外，可以由PBCH DMRS序列指示半帧边界。特别地，在3GHz或更低的频带中，在PBCH DMRS中包括半帧指示符比在PBCH内容中包括半帧指示符更有效。也就是说，FDD主要用于3GHz或低于3GHz的频带，因而SF或时隙之间的时间异步可能很大。因此，为了更准确的时间同步，半帧指示符优选地在具有比PBCH内容更好的解码性能的PBCH DMRS中递送。

相反，在3GHz以上的频带中，主要使用TDD，因而子帧或时隙之间的时间异步不是很多。因此，在PBCH内容中递送半时间指示符可能没那么重要。

同时，可以在PBCH DMRS和PBCH内容两者中递送半时间指示符。

(3)时隙中所包括的OFDM符号的数量

关于6GHz或更低载波频率范围中的时隙中的OFDM符号的数量，在NR中考虑7-OFDM符号时隙和14-OFDM符号时隙。如果确定支持6GHz或更低载波频率范围中的两种类型的时隙，则应定义时隙类型指示以指示控制资源集(CORESET)的时间资源。

(4)识别缺少与PBCH相对应的RMSI的信息

在NR中，SSB可以用于操作测量以及用于提供网络接入信息。特别地，对于宽带CC操作，可以发送多个SSB用于测量。

然而，可能没有必要在携带SSB的每个频率位置都递送RMSI。也就是说，为了资源利用的效率，可以在特定频率位置发送RMSI。在这种情况下，执行初始接入过程的UE可能不确定是否在检测到的频率位置中提供RMSI。为了解决该问题，可能需要定义用于识别在检测到的频率区域中缺少与PBCH相对应的RMSI的比特字段。同时，还应该考虑一种在不使用该比特字段的情况下识别缺少与PBCH相对应的RMSI的方法。

为此，没有RMSI的SSB将在不是由频率栅格定义的频率位置中发送。在这种情况下，由于执行初始接入过程的UE不能检测SSB，因此可以克服上述问题。

(5)SS突发集周期和实际发送的SS块

出于测量的目的，可以指示关于SS突发集的周期和实际发送的SSB的信息。因此，这种信息优选地包括在系统信息中，用于小区测量和小区间/小区内测量。也就是说，不需要在PBCH内容中定义上述信息。

(6)带宽相关信息

UE尝试在包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程期间检测SSB带宽内的信号。随后，UE可以通过网络在PBCH内容中指示的带宽中获取系统信息，并且继续在其中执行RACH过程的初始接入过程。可以为初始访问过程的目的定义带宽。可以在DL公共信道的带宽内定义用于COCRESET、RMSI、OSI和RACH消息的频率资源。另外，SSB可以位于DL公共信道的带宽的一部分中。总之，可以在PBCH内容中定义DL公共信道的带宽。此外，可以在PBCH内容中定义SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示。为了简化相对频率位置的指示，SSB的多个带宽可被视为DL公共信道的带宽内的SSB位于的候选位置。

(7)参数集信息

对于SSB传输，使用15、30、120和240kHz的子载波间隔。同时，15、30、60和120kHz的子载波间隔用于数据传输。为了传输SSB、CORESET和RMSI，可以使用相同的子载波间隔。一旦RAN1识别出关于上述子载波间隔的信息，就不需要在PBCH内容中定义参数集信息。

同时，可以考虑CORESET和RMSI的子载波间隔的可能变化。如果根据关于RAN4中的最小载波带宽的协议将仅15个子载波间隔应用于SSB传输，则在PBCH解码之后，对于下一过程，子载波间隔可能需要被变为30kHZ。此外，如果240kHz子载波间隔被用于SSB传输，则需要改变子载波间隔用于数据传输，因为没有为数据传输定义240kHz子载波间隔。如果RAN1能够通过PBCH内容改变用于数据传输的子载波间隔，则可以为此目的定义1比特指示符。根据载波频率范围，1比特指示符可被解释为{15，30kHz}或{60，120kHz}。另外，所指示的子载波间隔可被认为是RB栅格的默认参数集。

(8)有效载荷大小

考虑到PBCH解码性能，可以假设64比特的最大有效载荷大小，如[表2]中所示。

[表2]

6.NR-PBCH加扰

将描述NR-PBCH加扰序列的类型和序列初始化。尽管可以考虑在NR中使用PN序列，但是如果使用在LTE系统中定义的长度为31的Gold序列作为NR-PBCH序列不会引起严重问题，则可优选将Gold序列重用为NR-PBCH加扰序列。

此外，可以通过至少小区-ID初始化加扰序列，并且可以使用由PBCH-DMRS指示的SSB索引的3个比特来初始化加扰序列。此外，如果由PBCH-DMRS或另一信号指示半帧指示，则半帧指示还可以用作用于初始化加扰序列的种子值。

7.NR-PBCH DMRS设计

在NR系统中，引入DMRS用于NR-PBCH的相位参考。此外，在每个SSB中都存在NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH，并且在单个SSB中携带NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH的OFDM符号是连续的。然而，如果假设NR-SSS和NR-PBCH以不同的传输方案发送，则不能假设NR-SSS用作用于NR-PBCH解调的RS。因此，在NR系统中，应该在假设NR-SSS不用作用于NR-PBCH解调的RS的情况下设计NR-PBCH。

为了设计DMRS，应该考虑DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列。

可以通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。由于信道估计性能和PBCH编码率之间的折衷，应该为DMRS传输确定适当数量的RE。例如，当每个RB的四个RE被分配给DMRS时，可以提供更好的性能。当两个OFDM符号被分配用于NR-PBCH传输时，192个RE用于DMRS，并且384个RE用于MIB传输。在这种情况下，假设有效载荷大小是64比特，可以实现等于LTE PBCH的编码速度的1/12编码速度。

另外，如果为NR-PBCH传输分配多个OFDM符号，则哪个OFDM符号将包括DMRS成为问题。为了防止由残余频率偏移引起的性能下降，DMRS优选地位于携带NR-PBCH的所有OFDM符号中。因而，DMRS可被包括在用于NR-PBCH传输的所有OFDM符号中。

同时，关于携带NR-PBCH的OFDM符号的位置，PBCH DMRS用作时间/频率跟踪RS，并且，当携带DMRS的两个OFDM符号之间的间隔更大时，频率跟踪更准确。因此，可以分配第一和第四OFDM符号用于NR-PBCH的传输。

此外，因而，可以针对可根据小区ID移位的DMRS的频率位置假设频域中的交织映射。均匀分布的DMRS图案的优点是可以使用基于DFT的信道估计，其在1-D信道估计中提供最佳性能。此外，为了提高信道估计性能，可以使用宽带RB捆绑。

对于DMRS序列，可以使用根据Gold序列的类型定义的伪随机序列。DMRS序列的长度可以由每个SSB的DMRS RE的数量来定义。另外，可以基于小区ID和SS突发集的默认周期20ms内的时隙号/OFDM符号索引来生成DMRS序列。此外，可以基于时隙和OFDM符号索引来确定SSB的索引。

同时，应根据1008个小区ID和3比特SSB索引对NR-PBCH DMRS进行加扰。这是因为根据DMRS序列的假设数量的检测性能的比较揭示了3比特的检测性能最适合于DMRS序列假设的数量。然而，由于4到5比特的检测性能看起来性能损失很小，因此使用4或5比特假设数也没有关系。

同时，由于SSB时间索引和5ms边界应由DMRS序列表示，因此应进行设计以使得总共有16个假设。

换句话说，DMRS序列应至少表示小区ID、SS突发集内的SSB索引和半帧边界(半帧指示)，并且可以由小区ID、SS突发集内的SSB索引和半帧边界(半帧指示)初始化。具体的初始化等式给出为[等式1]。

[等式1]

这里，

表示SSB组中的SSB索引，并且如果

为小区ID，则HF表示具有{0，1}的值的半帧指示索引。

对于NR-PBCH DMRS序列，可以使用长度为31的Gold序列，类似于LTE DMRS序列。或者，可以基于长度为7或8的Gold序列生成NR-PBCH DMRS序列。

同时，由于在使用长度为31的Gold序列和长度为7或8的Gold序列的情况下检测性能类似，因此本公开提出使用长度为31的Gold序列，如LTE DMRS，并且可以在6GHz或更高的频率范围内考虑长度大于31的Gold序列。

DMRS序列以QPSK调制，

可由[等式2]定义。

[等式2]

此外，BPSK和QPSK可被认为是用于生成DMRS序列的调制方案。虽然BPSK和QPSK检测性能类似，但QPSK在相关性能方面优于BPSK。因而，QPSK更适合作为用于生成DMRS序列的调制方案。

同时，用于生成NR-PBCH DMRS序列的伪随机序列被定义为长度31的Gold序列，并且长度为M_PN的序列c(n)由下列[等式3]定义。

[等式3]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

这里，n＝0，1，...，M_PN-1并且N_C＝1600。第一m序列具有初始值x₁(0)＝1，x₁(n)＝0，n＝1，2，...，30，并且第二m序列具有由

定义的初始值，其中

8.NR-PBCH DMRS图案设计

关于DMRS的频率位置，可以考虑两种DMRS RE映射方法。固定RE映射方法固定频域中的RS映射区域，而可变RE映射方法通过V_shift方法根据小区ID移位RS位置。可变RE映射方法有利地使干扰随机化，因而实现额外的性能增益。因而，看起来更优选使用可变RE映射方法。

将详细地描述可变RE映射。半帧中包括的复调制符号a_k，l可由[等式4]确定。

[等式4]

k＝4m′+v_shift if l∈{1，3}

m′＝0，1，...，71

这里，k和1表示SSB中的子载波索引和OFDM符号，并且

表示DMRS序列。同时，其可由

确定。

此外，可以考虑RS功率提升以改善性能。如果一起使用RS功率提升和V_shift，则可以减少对干扰总辐射功率(TRP)的干扰。此外，考虑到RS功率提升的检测性能增益，信号EPRE与PDSCH EPRE的比率优选为-1.25dB。

同时，应确定DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列以设计DMRS。可以通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。由于信道估计性能与PBCH编码率之间的折衷，所以应确定DMRS的适当数量的RE。

从测试中能够看出，每RB 4个RE(1/3密度)分配给DMRS提供了更好的性能。如果两个OFDM符号被用于NR-PBCH的传输，则192个RE用于DMRS，并且384个RE用于MIB传输。在这种情况下，假设有效载荷大小是64比特，可以实现与LTE PBCH相同的编码速度，即1/12编码速度。

此外，DMRS可以用于NR-PBCH的相位参考。这里，可以考虑两种方法用于DMRS映射。一种方法是等距映射，其中使用每个PBCH符号，并且DMRS序列以相同间隔映射到子载波。

在非等距映射方案中，使用每个PBCH符号，但DMRS序列未映射在NR-SSS传输带宽内。相反，NR-SSS用于非等距映射方案中的PBCH解调。因此，与等距映射方案相比，非等距映射方案可能需要更多资源以进行信道估计。另外，由于在初始接入过程中可能存在残余CFO，因此基于SSS符号的信道估计可能不准确。也就是说，等距映射方案在CFO估计和精确时间跟踪方面是有利的。

此外，如果在PBCH DMRS中发送SSB时间指示，则等距映射方案可带来额外的好处。根据实际RE映射方案评估PBCH解码性能的结果表明等距映射方案优于非等距映射方案。因而，等距映射方案更适合于初始接入过程。此外，关于DMRS的频率位置，可以假设可以根据小区ID移位的频域中的交织DMRS映射。另外，等距映射的DMRS图案可以优选地使用基于DFT的信道估计，其在1-D信道估计中提供最佳性能。

9.时间索引指示方法

参考图15，时间信息包括SFN、半帧间隔和SSB时间索引。关于每条时间信息，SFN可以用10比特表示，半帧指示可以用1比特表示，SSB时间索引可以用6比特表示。这里，SFN的10比特的一部分可被包括在PBCH内容中。此外，NR-PBCH DMRS可以包括SSB索引的6个比特中的3个比特。

用于指示如图15中所示的时间索引的方法的实施例可以给出如下。

-方法1：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH内容)

-方法2：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH内容)

-方法3：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH DMRS)

-方法4：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH DMRS)

如果在NR-PBCH DMRS中递送半帧指示，则可以组合PBCH数据，由此实现额外的性能改进。为此，如在方法3和方法4中那样，可以在NR-PBCH DMRS中发送1比特半帧指示。

在方法3和方法4之间的比较中，尽管方法3可以减少盲解码的数量，但是方法3可能导致PBCH DMRS性能的损失。如果PBCH DMRS可以以优异的性能递送包括S0、C0、B0、B1和B2的5比特，则方法3可能适合作为时间指示方法。然而，如果PBCH DMRS可能不能以优异的性能递送5比特，则实施例4可能适合作为时间指示方法。

考虑到上述情况，可以在PBCH内容中包括SFN的7个MSB，并且可以通过PBCH加扰来递送SFN的2或3个LSB。此外，SSB索引的3个LSB可被包括在PBCH DMRS中，并且SSB索引的3个MSB可被包括在PBCH内容中。

另外，可以考虑一种获取相邻小区的SSB时间索引的方法。由于基于DMRS序列的解码优于基于PBCH内容的解码，因此可以通过在每个5ms时段内改变DMRS序列来发送SSB索引中的3比特。

同时，虽然SSB时间索引可仅在6GHz或更低的频率范围中的相邻小区的NR-PBCHDMRS中发送，但是64个SSB索引通过PBCH-DMRS和PBCH内容在6GHz或更高的频率范围内区分，因而，UE不需要解码相邻小区的PBCH。

然而，与仅使用PBCH-DMRS相比，一起解码PBCH-DMRS和PBCH内容可能导致NR-PBCH解码的额外复杂度和PBCH解码性能降低。因而，可能难以执行PBCH解码以接收相邻小区的SSB。

在该场境中，可以认为服务小区提供与相邻小区的SSB索引相关的配置，而不是解码相邻小区的PBCH。例如，服务小区提供针对目标相邻小区的SSB索引的3个MSB的配置，并且UE从PBCH-DMRS检测3个LSB。然后，可以通过将3个MSB与3个LSB组合来获取目标相邻小区的SSB索引。

10.测量结果评估

现在，将描述根据有效载荷大小、传输方案和DMRS的性能测量结果。假设具有24个RB的两个OFDM符号用于NR-PBCH传输。还假设SS突发集(即，10、20、40或80ms)可具有多个周期，并且编码比特在80ms内发送。

(3)DMRS密度

在低SNR区域中，信道估计性能的提高是提高解调性能的重要因素。然而，如果NR-PBCH的RS密度增加，则信道估计性能得到改善，但编码速度降低。因此，为了在信道估计性能和信道编码增益之间进行平衡，比较了不同DMRS密度的解码性能。图16是示出DMRS密度的例证性视图。

图16的(a)部分示出了针对DMRS使用每符号2个RE，图16的(b)部分示出了针对DMRS使用每符号4个RE，并且图16的(c)部分示出了针对DMRS使用每符号6个RE。另外，本评估基于使用基于单端口的传输方案(即，TD-PVS)的假设。

图16示出了用于基于单天线端口的传输的DMRS图案的实施例。参考图16，在DMRS的位置在频域中彼此等距的情况下，RS密度改变。此外，图17是示出不同DMRS密度的性能结果的视图。

如图17中所示，由于优异的信道估计性能，图16的(b)部分中所示的情况下的NR-PBCH解码性能优于图16的(a)部分中所示的情况。同时，与图16的(b)部分的情况相比，图16的(c)部分的情况具有编码速度损失大于信道估计性能改善的增益的效果，因而具有差的性能。出于这个原因，看起来最合适的是设计具有每个符号4个RE的RS密度的DMRS。

(4)DMRS时间位置和CFO估计

将根据DMRS序列假设的数量、调制类型、序列生成和DMRS RE映射来描述SSB索引的检测性能。本测量结果是基于24个RB中的两个OFDM符号被用于NR-PBCH传输的假设。另外，对于SS突发集可以考虑多个周期，并且可以是10ms、20ms或40ms。

(5)DMRS序列假设的数量

图18示出了根据SSB索引的测量结果。144个RE和432个RE分别用于24个RB和2个OFDM符号中的DMRS和数据。假设长序列(例如长度为31的Gold序列)和QPSK用于DMRS序列。

参考图18，当执行测量，3至5比特的检测性能累积两次时，示出在-6dB时错误率为1％。因此，就检测性能而言，可以使用3到5比特的信息来表示DMRS序列的假设数量。

(6)调制类型

图19和20示出BPSK和QPSK中的性能测量结果。在本测试中，DMRS假设以3比特表示，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。

参考图19和20，可以注意到BPSK和QPSK的性能相似。因此，使用任何调制类型来调制DMRS序列不会在性能测量方面带来太大差异。但是，参考图21，可以注意到BPSK和QPSK的相关特性不同。

参考图21，在相关幅度等于或大于0.1的区域中，BPSK比QPSK分布更广。因而，考虑到多小区环境，QPSK优选地用作DMRS的调制类型。也就是说，在相关特性方面，QPSK是DMRS序列的更合适的调制类型。

(7)PBCH DMRS序列的生成

图22和23示出了根据DMRS序列生成的测量结果。可以基于具有30或更高的多项式阶数的长序列，或者8或更小的多项式阶数的短序列来生成DMRS序列。另外，假设DMRS假设是3比特，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。

参考图22和23，可以注意到，基于短序列的生成的检测性能类似于基于长序列的生成的检测性能。

具体地，尽管意图通过引入长度为7的多项式表达式来增加第一M序列的相关性能，但是对于第一M序列，与常规使用长度为31的多项式表达式没有区别。另外，虽然通过将第一M序列的初始值设置为SSBID来生成序列，但是它与固定第一M序列和使用用于第二M序列的SSBID-小区ID的传统方案没有任何差别。

因而，如在LTE中那样使用长度为31的Gold序列，并且按常规，通过固定第一M序列和使用用于第二M序列的SSBID-小区ID来执行初始化。

(8)DMRS RE映射

图24、25和26示出了根据等距RE映射方法和非等距RE映射方法的性能测量结果。这里，DMRS假设为3比特，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。另外，仅存在一个干扰源。

此外，NR-SSS被映射到144个RE(即，12个RB)，并且NR-PBCH被映射到288个RE(即，24个RB)。同时，在非等距映射方法中，假设NR-SSS被用于PBCH解调，并且PBCH DMRS未映射在NR-SSS传输带宽内。此外，假设存在残余CFO。

即，上述内容总结如下。

(等距DMRS映射)每PBCH符号96个RE，即，使用总共192个RE。

(非等距DMRS映射)DMRS序列被映射到NR-SSS传输带宽之外的子载波。在这种情况下，NR-SSS用于PBCH解调。另外，每PBCH符号48个RE，并且对于NR-SSS符号有128个RE，即总共使用224个RE。

如图25所示，无CFO的非等距映射方案包括用于信道估计的更多RE，因而优于等距映射方案。然而，如果存在10％的残余CFO，则非等距映射方案的性能降低，而等距映射方案展现出与CFO无关的相似性能。即使非等距映射方案具有更多RE用于信道估计，但是由于残余CFO，NR-SSS符号的信道估计精度也降低。因此，可注意到，在存在残余CFO的情况下，等距映射方案在信道估计性能方面优于非等距映射方案。

如图26所示，使用可变RE映射可以带来干扰随机化的效果。因此，可变RE映射的检测性能高于固定RE映射的检测性能。

图27示出了当使用RS功率提升时的测量结果。这里，假设DMRS的RE传输功率比PBCH数据的RE传输功率高约1.76dB(＝10*log(1.334/0.889))。如果一起使用可变RE映射和DMRS功率提升，则其它小区干扰减少。如图27所示，与没有RS功率提升相比，具有RS功率提升的性能增益为2至3dB。

另一方面，RS功率提升降低了PBCH数据的RE传输功率。因而，RS功率提升可能影响PBCH性能。图28和29示出了在RS功率提升和无RS功率提升的情况下测量PBCH性能的结果。假设SS突发集的周期是40ms，编码比特在80ms内发送。

PBCH数据的RE传输功率的降低可能导致性能损失。然而，所得到的RS功率增加改善了信道估计性能，由此提高了解调性能。因而，如图28和29中所示，两种情况下的性能几乎相同。因而，可以通过信道估计性能增益来补偿针用于PBCH数据的RE传输功率损失的影响。

下[表3]列出用于上述性能测量的参数的假设值。

[表3]

(9)SSB索引指示

将参考图30至33描述用于比较SSB时间索引指示的性能的评估结果。对于本评估，考虑一种通过PBCH DMRS序列指示SSB时间索引的方法，以及一种通过PBCH内容指示SSB索引的方法。假设对于SSB时间索引和5ms时隙边界指示，总共有16个状态，即，指示以4比特表示。在该评估中，假设发送SS突发集的单个SSB，并且在PBCH TTI内应用时域预编码器循环。另外，假设192个RE用于PBCH DMRS，并且包括CRC的MIB的比特大小是64比特。

此评估的假设数量为16。这是因为在PBCH DMRS中需要4比特来表示SSB索引的8个状态以及5ms边界的状态。如图30和31所示，当累积两次时，PBCH DMRS中的SSB时间索引的检测性能在SNR为-6dB时达到0.2％。如从该评估中观察到的，更优选地在指示SSB索引和5ms边界时使用PBCH DMRS。

另一方面，如图32和33所示，尽管利用累积两次执行解码，在-6dB的SNR下也不能实现1％的PBCH FER。因此，如果仅在PBCH内容中定义SSB时间索引，则SSB时间索引的检测性能可能不足。

下[表4]列出了对SSB索引指示的上述评估所假设的参数值。

[表4]

11.用于DL公共信道传输的BWP(带宽部分)

LTE的初始接入过程在由MIB配置的系统带宽内执行。此外，PSS/SSS/PBCH关于系统带宽的中心对准。在系统带宽内定义公共搜索空间，在系统带宽内分配的公共搜索空间中的PDSCH上递送系统信息，并且执行Msg 1/2/3/4的RACH过程。

同时，虽然NR系统支持宽带分量载波(CC)内的操作，但是在成本方面配置UE以具有在所有宽带CC内都执行必要操作的能力是非常困难的。因而，可能难以在系统带宽内实现可靠的初始接入过程。

为了避免这种问题，可以为NR中的初始接入过程定义BWP，如图34所示。在NR系统中，可以在对应于每个UE的BWP内执行用于SSB传输、系统信息递送、寻呼和RACH过程的初始接入过程。此外，至少一个DL BWP可包括在至少一个主CC中具有公共搜索空间的一个CORESET。

因而，可以在具有公共搜索空间的CORESET中发送与至少RMSI、OSI、寻呼和RACH消息2/4有关的DL控制信息，并且可以在DL BWP内分配与DL控制信息有关的DL数据信道。此外，UE可以预期将在与UE对应的BWP中发送SSB。

也就是说，在NR中，至少一个DL BWP可以用于传输DL公共信道。这里，SSB、具有公共搜索空间的CORESET和RMSI、OSI、寻呼和用于RACH消息2/4的PDSCH可被包括在DL公共信道中。RMSI可被解释为系统信息块1(SIB 1)，其为UE在PBCH上接收MIB之后应获取的系统信息。

(1)参数集

在NR中，15、30、60和120kHz的子载波间隔用于数据传输。因此，可以从为数据传输定义的参数集中选择用于DL公共信道的BWP内的PDCCH和PDSCH的参数集。例如，可以针对6GHz或低于6GHz的频率范围选择15、30和60kHz的子载波间隔中的一个或多个，而可以针对6GHz至52.6kHz的频率范围选择60和120kHz的子载波间隔中的一个或多个。

然而，由于在6GHz或低于6GHz的频率范围内已经为URLLC服务定义了60kHz子载波间隔，因此60kHz子载波间隔不适合于6GHz或低于6GHz的频率范围中的PBCH传输。因而，对于DL公共信道的传输，15kHz和30kHz的子载波间隔可以在6GHz或低于6GHz的频率范围内使用，并且60kHz和120kHz的子载波间隔可以在6GHz或更高的频率范围内使用。

同时，在NR中支持15、30、120和240kHz的子载波间隔以进行SSB传输。可以假设相同的子载波间隔被应用于SSB、具有公共搜索空间的CORESET和RMSI、寻呼以及诸如用于RAR的PDSCH的下行链路信道。因此，如果应用该假设，则不需要在PBCH内容中定义参数集信息。

另一方面，可能发生需要改变DL控制信道的子载波间隔。例如，如果将240kHz子载波间隔应用于6GHz或6GHz以上频带中的SSB传输，则240kHz子载波间隔不用于包括DL控制信道传输的数据传输，因而，对于包括DL控制信道传输的数据传输，子载波间隔需要被改变。因而，如果能够针对包括DL控制信道传输的数据传输而改变子载波间隔，则这可以由包括在PBCH内容中的1比特指示符来指示。例如，根据载波频率范围，1比特指示符可被解释为指示{15kHz，30kHz}或{60kHz，120kHz}。另外，所指示的子载波间隔可被视为RB栅格的参考参数集。PBCH内容可以表示在PBCH上发送的MIB。

也就是说，在6GHz或低于6GHz的频率范围中，1比特指示符可以指示用于初始接入的RMSI或OSI、寻呼和Msg 2/4的子载波间隔是15kHz或30kHz，而在6GHz或更高的频率范围内，1比特指示符可以指示用于初始接入的RMSI或OSI、寻呼和Msg 2/4的子载波间隔是60kHz或120kHz。

(2)用于DLP公共信道传输的BWP带宽

在NR系统中，用于DL公共信道的BWP带宽不需要等于网络操作的系统带宽。也就是说，BWP的带宽可以比系统带宽窄。也就是说，尽管带宽应该宽于最小载波带宽，但是带宽不应宽于最小UE带宽。

因此，可以定义用于DL公共信道传输的BWP，使得BWP的带宽宽于SSB的带宽，并且等于或小于在每个频率范围中可操作的每个UE的特定DL带宽。例如，最小载波带宽可被定义为5MHz，并且可以假设最小UE带宽在6GHz或低于6GHz的频率范围内为20MHz。在这种情况下，DL公共信道的带宽可定义在5MHz至20MHz的范围内。也就是说，SSB可以位于DL公共信道的带宽的一部分中。

(3)带宽配置

图35示出例证性带宽配置。

UE尝试在包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程中检测SSB的带宽内的信号。然后，UE可以在PBCH内容中由网络指示的DL公共信道的带宽内继续后续的初始接入过程。也就是说，UE可以在DL公共信道的带宽内获取系统信息，并执行RACH过程。

同时，可以在PBCH内容中定义指示SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示符。同时，如上所述，PBCH内容可以表示在PBCH上发送的MIB。例如，如图35中所示，DL公共信道的带宽与SSB的带宽之间的相对频率位置可由关于SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的间隔的偏移信息来定义。

特别地，参考图35，可以在RB中指示偏移值，并且UE可以确定DL公共信道的带宽位于与指示数量的RB相对应的偏移位置。同时，可以针对SSB的带宽和DL公共信道的带宽配置不同的参数集，即不同的子载波间隔。这里，可以对于SSB带宽的子载波间隔和DL公共信道的带宽的子载波间隔中的任一个来计算RB中指示的偏移的绝对频率间隔。

此外，为了简化相对频率位置的指示，多个SSB的带宽可以是DL公共信道的带宽内的SSB的候选位置之一。

此外，在NR系统中DL公共信道的带宽不需要等于网络操作的系统带宽。另外，带宽可能比系统带宽窄。也就是说，尽管DL公共信道的带宽应宽于最小载波带宽，但是它不应宽于UE的最小带宽。例如，如果假设在6GHz或低于6GHz的频率范围内，最小载波带宽被定义为5MHz并且UE的最小带宽被假定为20MHz，则DL公共信道的带宽可被定义在5MHz至20MHz的范围内。

例如，如果SSB的带宽是5MHz并且DL公共信道的带宽是20MHz，则可以在DL公共信道的带宽内定义要在其中检测SSB的四个候选位置。

12.CORESET配置

(1)CORESET信息和RMSI调度信息

对于网络来说，向UE发送包括RMSI调度信息的CORESET信息比直接指示RMSI调度信息更高效。也就是说，可以在PBCH内容中指示诸如CORESET的带宽和频率位置的频率资源相关信息。此外，可以另外配置诸如起始OFDM符号、持续时间和OFDM符号的数量的时间资源相关信息，以便灵活地使用网络资源。

另外，关于用于公共搜索空间监测的周期、持续时间和偏移的信息可以由网络发送到UE，以便降低UE的检测复杂度。

同时，可以根据公共搜索空间的CORESET来固定传输类型和REG捆绑大小。这里，可以根据发送信号是否被交织来对传输类型进行分类。

(2)时隙中所包括的OFDM符号的数量

关于时隙中的OFDM符号的数量或者6GHz或低于6GHz的载波频率范围，考虑两个候选，即7-OFDM符号时隙和14-OFDM符号时隙。如果在NR系统中确定支持6GHz或低于6GHz的载波频率范围中的两种类型的时隙，则应定义一种指示时隙类型的方法，以便指示具有公共搜索空间的CORESET的时间资源。

(3)PBCH内容的比特大小

可以设置大约14个比特以表示PBCH内容中的参数集、带宽和CORESET信息。

[表5]

(4)测量结果

参考图36，将描述根据有效载荷大小(即，48、56、64和72个比特)的性能结果。这里，假设384个RE和192个RE被用于DMRS。

从图36中可以注意到，如果有效载荷大小高达72个比特，则可以通过使用用于数据的384个RE和用于DMRS的192个RE来满足用于NR-PBCH的性能要求(即，SNR为-6dB时的1％BLER)。

图37是图示实现本公开的发送设备10和接收设备20的组件的框图。

发送设备10和接收设备20分别包括：射频(RF)单元13和23，发送或接收携带信息和/或数据、信号和消息的无线电信号；存储器12和22，存储与无线通信系统中的通信有关的各种类型的信息；以及处理器11和21，与诸如RF单元13和23以及存储器12和22的组件可操作地耦合，并且控制存储器12和22和/或RF单元13和23以执行本公开的前述实施例中的至少一个。

存储器12和22可以存储用于处理和控制处理器11和21的程序，并且临时存储输入/输出信息。存储器12和22可以用作缓冲器。

处理器11和21通常提供对发送设备或接收设备中的各种模块的操作的总体控制。具体地，处理器11和21可以执行各种控制功能以实现本公开。处理器11和21可以称为控制器、微控制器、微处理器、微计算机等。处理器11和21可以通过各种手段来实现，例如，硬件、固件、软件或其组合。在硬件配置中，处理器11和21可以提供有专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)等等。在固件或软件配置中，固件或软件可以被配置成包括模块、过程、函数等。被配置为实现本公开的固件或软件可以在处理器11和21中提供，或者可以存储在存储器12和22中并由处理器11和21执行。

发送设备10的处理器11对由处理器11或连接到处理器11的调度器调度的信号和/或数据执行预定的编码和调制，并将其发送到外部，并且然后向RF单元13发送编码和调制的信号和/或数据。例如，处理器11在解复用、信道编码、加扰、调制等之后将传输数据流转换为K个层。编码数据流被称为码字，等同于MAC层提供的数据块，即，传输块(TB)。一个TB被编码成一个码字，并且每个码字以一个或多个层的形式发送到接收设备。对于上变频，RF单元13可以包括振荡器。RF单元13可以包括N_t个发射天线(N_t是等于或大于1的正整数)。

接收设备20的信号处理被配置成与发送设备10的信号处理相反。接收设备20的RF单元23在处理器的控制下从发送设备10接收无线电信号。RF单元23可以包括N_r个接收天线，并且通过下变频将通过每个接收天线接收的信号恢复为基带信号。对于下变频，RF单元23可以包括振荡器。处理器21可以通过解码和解调通过接收天线接收的无线电信号来恢复发送设备10意图发送的原始数据。

RF单元13和23中的每一个可以包括一个或多个天线。根据本公开的实施例，天线将由RF单元13和23处理的信号发送到外部，或者从外部接收无线电信号，并在处理器11和21的控制下将接收的无线电信号提供给RF单元13和23。天线也可以称为天线端口。每个天线可以对应于一个物理天线，或者可以被配置成两个或更多个物理天线单元的组合。从每个天线发送的信号可能不会被接收设备20进一步分解。与相应天线相对应地发送的RS定义从接收设备20侧观看到的天线，并使接收设备20能够执行天线的信道估计，无论信道是来自一个物理天线的单个无线电信道还是来自包括该天线的多个物理天线单元的复合信道。也就是说，定义天线使得携带天线上的符号的信道可以从携带同一天线上的另一符号的信道导出。在支持其中通过多个天线发送和接收数据的MIMO的RF单元的情况下，RF单元可以连接到两个或更多个天线。

在本公开中，RF单元13和23可以支持接收BF和发送BF。例如，RF单元13和23可以被配置为执行本公开中的参考图5至图8在前面描述的示例性功能。另外，RF单元13和23可以称为收发器。

在本公开的实施例中，UE在UL上作为发送设备10操作，并且在DL上作为接收设备20操作。在本公开的实施例中，gNB在UL上作为接收设备20操作，并且在DL上作为发送设备10操作。在下文中，UE中的处理器、RF单元和存储器分别被称为UE处理器、UE RF单元和UE存储器，并且gNB中的处理器、RF单元和存储器是分别称为gNB处理器、gNB RF单元和gNB存储器。

在本公开中，gNB处理器控制包括PSS/SSS/PBCH的SSB到UE的传输。要应用于DL公共信道的子载波间隔由在PBCH上发送的MIB中的1比特指示符指示。1比特指示符指示子载波间隔在6GHz以下的频带中为15kHz或30kHz，并且在6GHz以上的频带中为60kHz或120kHz。此外，由1比特指示符指示的子载波间隔通常被应用于RMSI、OSI和MSg 2/4的传输。

在本公开中，UE处理器控制从gNB接收包括PSS/SSS/PBCH的SSB。UE处理器通过PBCH的MIB中的1比特指示符接收DL公共信道的子载波间隔。1比特指示符指示子载波间隔在6GHz以下的频带中为15kHz或30kHz，并且在6GHz以上的频带中为60kHz或120kHz。此外，由1比特指示符指示的子载波间隔通常被应用于RMSI、OSI和MSg 2/4的接收。

本公开的gNB处理器或UE处理器可以被配置为在6GHz或以上的高频率中工作的小区中实现本公开，其中使用模拟BF或混合BF。

如前所述，已经给出本公开的优选实施例的详细描述，使得本领域的技术人员可以实现和执行本公开。虽然在上面已经参考本公开的优选实施例，但是本领域的技术人员将理解，可以在本公开的范围内对本公开做出各种修改和变更。例如，本领域的技术人员可以组合使用前述实施例中描述的组件。因此，上述实施例在所有方面都应被解释为说明性的而非限制性的。本公开的范围应由所附权利要求及其合法等同物确定，而不是由以上描述确定，并且落入所附权利要求的含义和等同范围内的所有变化都意欲被包含在其中。

工业实用性

虽然已经在5G新RAT系统的场境中描述了用于发送和接收DL信道的上述方法和装置，但是该方法和装置也适用于除5G新RAT系统之外的各种其他无线通信系统。

Claims (20)

1.一种由在无线通信系统的频带中操作的用户设备UE接收下行链路公共信道DL-CCH的方法，所述方法包括：

接收包括(i)主同步信号PSS、(ii)辅同步信号SSS和(iii)物理广播信道PBCH的同步信号块SSB；

基于(i)经由所述PBCH获得的1比特信息和(ii)所述UE操作的频带，确定用于所述DL-CCH的子载波间隔；以及

基于所述子载波间隔接收所述DL-CCH，

其中，对于处于第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为第一子载波间隔或第二子载波间隔中的一个，并且

其中，对于处于第二频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为第三子载波间隔或第四子载波间隔中的一个。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述1比特信息是第一二进制值或第二二进制值，

其中，对于等于所述第一二进制值的所述1比特信息，依据所述频带是处于所述第一频率范围内还是处于所述第二频率范围内，将所述子载波间隔确定为所述第一子载波间隔或所述第三子载波间隔，并且

其中，对于等于所述第二二进制值的所述1比特信息，依据所述频带是处于所述第一频率范围内还是处于所述第二频率范围内，将所述子载波间隔确定为所述第二子载波间隔或所述第四子载波间隔。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，对于处于所述第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为60kHz或120kHz中的一个。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，对于处于所述第二频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为15kHz或30kHz中的一个。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述DL-CCH被配置成携带系统信息或用于初始接入的DL消息中的至少一个。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，用于所述系统信息的子载波间隔等于用于所述用于初始接入的DL消息的子载波间隔。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，由所述DL-CCH携带的所述系统信息是剩余的最小系统信息RMSI。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，对于处于所述第一频率范围内的频带，基于作为第一二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第一子载波间隔，并且，基于作为第二二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第二子载波间隔，并且

其中，对于处于所述第二频率范围内的频带，基于作为所述第一二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第三子载波间隔，并且，基于作为所述第二二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第四子载波间隔。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一频率范围处于高于所述第二频率范围的频率。

10.一种被配置成在无线通信系统的频带中接收下行链路公共信道DL-CCH的用户设备UE，所述UE包括：

收发器；

至少一个处理器；和

至少一个计算机存储器，所述至少一个计算机存储器可操作地连接到所述至少一个处理器并存储指令，当所述指令被执行时，使所述至少一个处理器执行包括下述的操作：

通过所述收发器接收包括(i)主同步信号PSS、(ii)辅同步信号SSS和(iii)物理广播信道PBCH的同步信号块SSB；

基于(i)经由所述PBCH获得的1比特信息和(ii)所述UE操作的频带，确定用于所述DL-CCH的子载波间隔；并且

通过所述收发器基于所述子载波间隔接收所述DL-CCH，

其中，对于处于第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为第一子载波间隔或第二子载波间隔中的一个，并且

其中，对于处于第二频率范围内的所述频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为第三子载波间隔或第四子载波间隔中的一个。

11.根据权利要求10所述的UE，其中，所述1比特信息是第一二进制值或第二二进制值，

其中，对于等于所述第一二进制值的所述1比特信息，依据所述频带是处于所述第一频率范围内还是处于所述第二频率范围内，将所述子载波间隔确定为所述第一子载波间隔或所述第三子载波间隔，并且

其中，对于等于所述第二二进制值的所述1比特信息，依据所述频带是处于所述第一频率范围内还是处于所述第二频率范围内，将所述子载波间隔确定为所述第二子载波间隔或所述第四子载波间隔。

12.根据权利要求10所述的UE，其中，对于处于所述第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为60kHz或120kHz中的一个。

13.根据权利要求10所述的UE，其中，对于处于所述第二频率范围内的频带，基于所述1比特信息将所述子载波间隔确定为15kHz或30kHz中的一个。

14.根据权利要求10所述的UE，其中，所述DL-CCH被配置成携带系统信息或用于初始接入的DL消息中的至少一个。

15.根据权利要求14所述的UE，其中，用于所述系统信息的子载波间隔等于用于所述用于初始接入的DL消息的子载波间隔。

16.根据权利要求14所述的UE，其中，由所述DL-CCH携带的所述系统信息是剩余的最小系统信息RMSI。

17.根据权利要求10所述的UE，其中，对于处于所述第一频率范围内的频带，基于作为第一二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第一子载波间隔，并且，基于作为第二二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第二子载波间隔，并且

其中，对于处于所述第二频率范围内的频带，基于作为所述第一二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第三子载波间隔，并且，基于作为第二二进制值的所述1比特信息，所述子载波间隔是所述第四子载波间隔。

18.根据权利要求10所述的UE，其中，所述第一频率范围处于高于所述第二频率范围的频率。

19.一种在无线通信系统的频带中由基站BS向用户设备UE发送下行链路公共信道DL-CCH的方法，所述方法包括：

发送包括(i)主同步信号PSS、(ii)辅同步信号SSS和(iii)物理广播信道PBCH的同步信号块SSB；以及

基于与(i)经由所述PBCH发送的1比特信息和(ii)所述UE操作的频带有关的子载波间隔发送所述DL-CCH，

其中，对于处于第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息，所述子载波间隔是第一子载波间隔或第二子载波间隔中的一个，并且

其中，对于处于第二频率范围内的频带，基于所述1比特信息，所述子载波间隔是第三子载波间隔或第四子载波间隔中的一个。

20.一种被配置成在无线通信系统的频带中向用户设备UE发送下行链路公共信道DL-CCH的基站BS，所述BS包括：

收发器；

至少一个处理器；以及

至少一个计算机存储器，所述至少一个计算机存储器可操作地连接到所述至少一个处理器并存储指令，当所述指令被执行时，使所述至少一个处理器执行包括下述的操作：

通过所述收发器发送包括(i)主同步信号PSS、(ii)辅同步信号SSS和(iii)物理广播信道PBCH的同步信号块SSB，并且

通过所述收发器基于与(i)经由所述PBCH发送的1比特信息以及(ii)所述UE操作的频带有关的子载波间隔，发送所述DL-CCH，

其中，对于处于第一频率范围内的频带，基于所述1比特信息，所述子载波间隔是第一子载波间隔或第二子载波间隔中的一个，并且

其中，对于处于第二频率范围内的频带，基于所述1比特信息，所述子载波间隔是第三子载波间隔或第四子载波间隔中的一个。

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