CN110495112B - 用于收发同步信号块的方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本公开公开一种在无线通信系统中由用户设备(UE)接收同步信号块(SSB)的方法。该方法包括：在包括在帧中的两个半帧的一个中接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的SSB；和在承载PBCH的资源区域中接收解调参考信号(DMRS)。可以从DMRS的序列获得关于在其中接收同步信号块的半帧的信息。

Description

用于收发同步信号块的方法及其装置

技术领域

本公开涉及用于发送和接收同步信号块(SSB)的方法和装置，并且更具体地，涉及用于识别在10-ms时段的前和后5-ms时段之间已经接收到SSB的时段的方法和装置。

背景技术

因为越来越多的通信设备随着当前趋势需要更大的通信业务，与传统LTE系统相比，需要下一代第五代(5G)系统来提供增强的无线宽带通信。在下一代5G系统中，通信场景被划分成增强型移动宽带(eMBB)、超可靠性和低时延通信(URLLC)、大规模机器类型通信(mMTC)等。

此处，eMBB是一种其特征在于高频谱效率、高用户体验数据率、高峰值数据率的新一代移动通信场景，URLLC是其特征在于超高可靠性、超低时延、以及及超高可用性(例如，车辆到一切(V2X)、紧急服务和远程控制)的下一代移动通信场景，并且mMTC是一种其特征在于低成本、低能量、短分组和大规模连接的下一代移动通信场景(例如，物联网(IoT))。

发明内容

技术问题

本公开旨在提供用于发送和接收同步信号块(SSB)的方法和装置。

本领域的技术人员将理解，可以通过本公开实现的目的不限于上文已经具体描述的内容，并且从以下详细描述中将会清楚地理解本公开可以实现的上述和其他目的。

技术方案

根据本公开的实施例，一种在无线通信系统中由用户设备(UE)接收同步信号块(SSB)的方法包括：在包括在帧中的两个半帧的一个中接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的SSB；和在承载PBCH的资源区域中接收解调参考信号(DMRS)。可以从DMRS的序列获得关于在其中接收SSB的半帧的信息。

如果在半帧中可用于SSB的发送的SSB候选的数量满足第一值，则可以从DMRS的序列获得关于半帧的信息。

此外，如果在半帧中可用于SSB的发送的SSB候选的数量满足第二值，则可以在DMRS的序列中不接收关于半帧的信息。

此外，可以在PBCH的有效载荷中接收关于半帧的信息。

此外，可以基于标识小区的小区标识符(ID)、SSB的索引以及关于半帧的信息来生成DMRS的序列。

此外，如果在半帧中可用于SSB的发送的SSB候选的数量满足第一值，则可以通过使用特定值与关于半帧的信息的值之间的乘积来生成DMRS的序列。

此外，在半帧中可用于SSB的发送的SSB候选的数量满足第一值的情况下的DMRS的序列可以包括在SSB候选的数量满足第二值的情况下的DMRS的序列中。

此外，可以在PBCH的有效载荷中接收关于在其中接收SSB的帧的信息。

此外，PBCH的加扰序列的一个比特可以对应于关于半帧的信息。

此外，可以通过使用关于帧的部分信息来生成PBCH的加扰序列。

根据本公开的实施例，用于在无线通信系统中接收同步信号块(SSB)的UE包括：收发器，该收发器被配置成向基站(BS)发送信号和从基站(BS)接收信号；和处理器，该处理器被配置成控制收发器。处理器被配置成控制收发器以在包括在帧中的两个半帧的一个中接收包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的SSB，并且控制收发器以在承载PBCH的资源区域中接收解调参考信号(DMRS)。可以从DMRS的序列获得关于在其中接收SSB的半帧的信息。

根据本公开的实施例，在无线通信系统中由BS发送同步信号块(SSB)的方法包括，在包括在帧中的两个半帧的一个中发送包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的SSB；和在携带PBCH的资源区域中发送解调参考信号(DMRS)。关于在其中接收SSB的半帧的信息可以以DMRS的顺序发送。

根据本公开，用于在无线通信系统中发送同步信号块(SSB)的BS包括：收发器，该收发器被配置成向BS发送信号和从BS接收信号；和处理器，该处理器被配置成控制收发器。处理器被配置成控制收发器以在包括在帧中的两个半帧的一个中发送包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的SSB，并且控制收发器以在承载PBCH的资源区域中发送解调参考信号(DMRS)。可以在DMRS的序列中发送关于在其中接收SSB的半帧的信息。

有益效果

根据本公开，当接收到同步信号块(SSB)时，通过使用SSB中包括的物理广播信道解调参考信号(PBCH-DMRS)来相互区分半帧。因此，能够增加半帧指示符的解码性能。

本领域的技术人员将理解，能够通过本公开实现的效果不限于上文具体描述的内容，并且从结合附图的以下详细描述中将更清楚地理解本公开的其他优点。

附图说明

图1是图示符合第三代合作伙伴计划(3GPP)无线电接入网络标准的用户设备(UE)与演进的UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面架构的视图。

图2是图示在3GPP系统中的物理信道和使用物理信道的一般信号发送方法的视图。

图3是图示用于在长期演进(LTE)系统中发送同步信号(SS)的无线电帧结构的视图。

图4是图示新无线电接入技术(NR)中可用的示例性时隙结构的视图。

图5是图示收发器单元(TXRU)和天线元件之间的示例性连接方案的视图。

图6是抽象地图示在TXRU和物理天线方面混合波束成形结构的视图。

图7是图示在下行链路(DL)发送期间用于同步信号和系统信息的波束扫描的视图。

图8是图示NR系统中的示例性小区的视图。

图9是被引用以描述在同步信号(SS)中复用主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)的实施例的视图。

图10至14是被引用以描述用于配置SS突发和SS突发集的方法的视图。

图15至图19是被引用以描述用于对SS编入索引的方法和指示关于SS索引、SFN、半帧的信息的方法的视图。

图20至图40是图示根据本公开的实施例的性能测量结果的视图。

图41至43是被引用以描述配置DL公共信道的带宽的实施例的视图。

图44是图示用于实现本公开的发送装置10和接收装置20的组件的框图。

具体实施方式

通过参考附图描述的本公开的实施例，将容易地理解本公开的配置、操作和其他特征。这里阐述的本公开的实施例是其中本公开的技术特征应用于第三代合作伙伴计划(3GPP)系统的示例。

虽然在长期演进(LTE)和高级LTE(LTE-A)系统的背景下描述本公开的实施例，但是它们纯粹是示例性的。因此，只要上述定义对通信系统有效，本公开的实施例可应用于任何其他通信系统。

术语“基站”(BS)可用于覆盖术语的含义，包括远程无线电头端(RRH)、演进型节点B(eNB或e节点B)、发送点(TP)、接收点(RP)、中继站等等。

3GPP通信标准定义下行链路(DL)物理信道和DL物理信号，DL物理信道对应于携带源自更高层的信息的资源元素(RE)，DL物理信号在物理层中使用，并且对应于不携带源自更高层的信息的RE。例如，物理下行链路共享信道(PDSCH)、物理广播信道(PBCH)、物理多播信道(PMCH)、物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)、和物理混合ARQ指示符信道(PHICH)被定义为DL物理信道，并且参考信号(RS)和同步信号(SS)被定义为DL物理信号。RS，也被称为导频信号，是具有对g节点B(gNB)和UE都知道的预定特殊波形的信号。例如，小区特定RS、UE特定RS(UE-RS)、定位RS(PRS)、和信道状态信息RS(CSI-RS)被定义为DL RS。3GPP LTE/LTE-A标准定义上行链路(UL)物理信道和UL物理信号，UL物理信道对应于携带源自更高层的信息的RE，UL物理信号在物理层中使用并且对应于不携带源自更高层的信息的RE。例如，物理上行链路共享信道(PUSCH)、物理上行链路控制信道(PUCCH)、和物理随机接入信道(PRACH)被定义为UL物理信道，并且用于UL控制/数据信号的解调参考信号(DMRS)和用于UL信道测量的探测参考信号(SRS)被定义为UL物理信号。

在本公开中，PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH指的是一组时频资源或一组RE，它们携带下行链路控制信息(DCI)/控制格式指示符(CFI)/DL肯定应答/否定应答(ACK/NACK)/DL数据。此外，PUCCH/PUSCH/PRACH指的是携带UL控制信息(UCI)/UL数据/随机接入信号的一组时频资源或一组RE。在本公开中，特别地，分配给或属于PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH的时频资源或RE被称为PDCCH RE/PCFICH RE/PHICH RE/PDSCH RE/PUCCH RE/PUSCH RE/PRACH RE或PDCCH资源/PCFICH资源/PHICH资源/PDSCH资源/PUCCH资源/PUSCH资源/PRACH资源。在下文中，如果说UE发送PUCCH/PUSCH/PRACH，这意味着UCI/UL数据/随机接入信号在PUCCH/PUSCH/PRACH上或通过PUCCH/PUSCH/PRACH发送。此外，如果说gNB发送PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH，这意味着DCI/控制信息在PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH上或通过PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH发送。

以下，将CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS分配给或者为其配置CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS的正交频分复用(OFDM)符号/载波/子载波/RE称为CRS/DMRS/CSI-RS/SRS/UE-RS符号/载波/子载波/RE。例如，分配跟踪RS(TRS)或者为其配置TRS的OFDM符号被称为TRS符号，分配TRS或者为其配置TRS的子载波被称为TRS子载波，并且TRS被分配或者为其配置TRS的RE被称为TRS RE。此外，被配置成发送TRS的子帧被称为TRS子帧。此外，携带广播信号的子帧被称为广播子帧或PBCH子帧，并且携带同步信号(SS)的子帧(例如，主同步信号(PSS)和/或辅同步信号(SSS))被称为SS子帧或PSS/SSS子帧。分配PSS/SSS或者为其配置PSS/SSS的OFDM符号/子载波/RE被称为PSS/SSS符号/子载波/RE。

在本公开中，CRS端口、UE-RS端口、CSI-RS端口和TRS端口指的是被配置成发送CRS的天线端口、被配置成发送UE-RS的天线端口、被配置成发送CSI-RS天线端口；以及被配置成发送TRS的天线端口。被配置成发送CRS的天线端口可以根据CRS端口通过CRS占用的RE的位置彼此区分，被配置成发送UE-RS的天线端口可以根据UE-RS端口通过UE占用的RE的位置彼此区分，并且被配置成发送CSI-RS的天线端口可以根据CSI-RS端口通过CSI-RS占用的RE的位置彼此区分。因此，术语CRS/UE-RS/CSI-RS/TRS端口还用于指代由预定资源区域中的CRS/UE-RS/CSI-RS/TRS占用的RE的图案。

图1图示在遵循3GPP无线接入网络标准的用户设备(UE)和演进的UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN)之间的无线电接口协议架构中的控制平面协议栈和用户平面协议栈。控制平面是UE和E-UTRAN发送控制消息来管理呼叫的路径，并且用户平面是其中发送从应用层产生的数据，例如，语音数据或者互联网分组数据的路径。

在层1(L1)处的物理层对其更高层媒体接入控制(MAC)层提供信息传送服务。物理层经由传输信道连接到MAC层。传输信道在MAC层和物理层之间传递数据。在发送器和接收器的物理层之间的物理信道上发送数据。该物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地，物理信道对于下行链路(DL)以正交频分多址(OFDMA)调制，并且对于上行链路(UL)以单载波频分多址(SC-FDMA)调制。

在层2(L2)处的MAC层经由逻辑信道对其更高层，无线电链路控制(RLC)层提供服务。在L2处的RLC层支持可靠的数据发送。RLC功能可以在MAC层的功能块中实现。在L2处的分组数据汇聚协议(PDCP)层执行报头压缩，以减少不必要的控制信息量，并且因此，经由具有窄带宽的空中接口有效率地发送互联网协议(IP)分组，诸如IP版本4(IPv4)或者IP版本6(IPv6)分组。

在层3(或者L3)的最低部分处的无线电资源控制(RRC)层仅在控制平面上定义。RRC层关于无线电承载(RB)的配置、重新配置和释放控制逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载指的是在L2提供的、用于UE和E-UTRAN之间的数据发送的服务。为此目的，UE和E-UTRAN的RRC层互相交换RRC消息。如果RRC连接已经在UE和E-UTRAN的RRC层之间建立，则UE处于RRC连接模式，并且否则，UE处于RRC空闲模式之中。在RRC层之上的非接入层(NAS)执行包括会话管理和移动性管理的功能。

用于从E-UTRAN到UE传递数据的DL传输信道包括携带系统信息的广播信道(BCH)、携带寻呼消息的寻呼信道(PCH)和携带用户业务或者控制消息的DL共享信道(SCH)。DL多播业务或控制消息或者DL广播业务或者控制消息可以在DL SCH或者单独定义的DL多播信道(MCH)上发送。用于从UE到E-UTRAN传递数据的UL传输信道包括携带初始控制消息的随机接入信道(RACH)和携带用户业务或者控制消息的UL SCH。在传输信道之上定义的、并且映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道(MCCH)和多播业务信道(MTCH)。

图2图示物理信道和3GPP系统中在该物理信道上发送信号的一般方法。

参考图2，当UE被通电或者进入新的小区时，UE执行初始小区搜索(S201)。初始小区搜索涉及获取对eNB的同步。具体地，UE对eNB同步其定时，并且通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)获取小区标识符(ID)和其他信息。然后UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)获取小区中信息广播。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DL RS)监视DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且基于在PDCCH中包括的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)，来获取详细的系统信息(S202)。

如果UE最初接入eNB或者不具有用于到eNB的信号发送的无线电资源，则UE可以执行与eNB的随机接入过程(S203至S206)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送预先确定的序列作为前导(S203和S205)，并且可以在PDCCH和与PDCCH相关联的PDSCH上接收对前导的响应消息(S204和S206)。在基于竞争的RACH的情况下，UE可以附加地执行竞争解决过程。

在上述过程之后，UE可以从eNB接收PDCCH和/或PDSCH(S207)，并且将物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH)发送到eNB(S208)，这是一般的DL和UL信号发送过程。具体地，UE在PDCCH上接收下行链路控制信息(DCI)。在此，DCI包括控制信息，诸如用于UE的资源分配信息。根据DCI的不同使用来定义不同的DCI格式。

UE在UL上发送到eNB或者在DL上从eNB接收的控制信息包括：DL/UL肯定应答/否定应答(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等等。在3GPP LTE系统中，UE可以在PUSCH和/或PUCCH上发送诸如CQI、PMI、RI等等的控制信息。

图3是图示LTE系统中的用于发送同步信号(SS)的无线电帧结构的图。特别地，图3图示用于在频分双工(FDD)中发送SS和PBCH的无线电帧结构。图3(a)示出在由正常循环前缀(CP)配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置并且图3(b)示出在由扩展CP配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置。

将参考图3更详细地描述SS。SS被归类成主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)。PSS用于获取时域同步，诸如OFDM符号同步、时隙同步等和/或频域同步。并且，SSS被用于获取小区的帧同步、小区组ID和/或CP配置(即，指示是使用正常CP还是扩展的信息)。参考图4，通过每个无线电帧中的两个OFDM符号发送PSS和SSS。具体地，考虑到4.6ms的GSM(全球移动通信系统)帧长度，在子帧0和子帧5的每一个中的第一时隙中发送SS，有助于无线电间接入技术(RAT间)测量。特别地，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的最后OFDM符号中发送PSS。并且，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一个中的第二至最后OFDM符号中发送SSS。可以通过SSS检测相应无线电帧的边界。PSS在相应时隙的最后OFDM符号中发送，并且SSS在紧接其中发送PSS的OFDM符号之前的OFDM符号中发送。根据SS的发送分集方案，仅使用单个天线端口。然而，用于SS标准的发送分集方案在当前标准中没有被单独定义。

参考图3，通过检测PSS，UE可以获知相应的子帧是子帧0和子帧5中的一个，因为PSS每5ms被发送一次，但是UE不能获知子帧是否为子帧0或者子帧5。即，不能仅从PSS获得帧同步。UE以检测利用不同序列的在一个无线电帧中发送两次SSS的方式检测无线电帧的边界。

通过使用PSS/SSS执行小区搜索过程已经解调DL信号并且确定在准确时间执行UL信号发送所需的时间和频率参数，UE能够仅在从eNB获得UE的系统信息所必要的系统信息之后与eNB通信。

系统信息配置有主信息块(MIB)和系统信息块(SIB)。每个SIB包括功能相关的参数集，并根据所包括的参数被归类为MIB、SIB类型1(SIB1)、SIB类型2(SIB2)和SIB3至SIB8。

MIB包括最频繁发送的参数，这些参数对于UE最初接入由eNB服务的网络是必不可少的。UE可以通过广播信道(例如，PBCH)接收MIB。MIB包括DL系统带宽(DL BW)、PHICH配置和系统帧号(SFN)。因此，UE能够通过接收PBCH显式地获知关于DL BW、SFN和PHICH配置的信息。另一方面，UE可以隐式地获知关于eNB的发送天线端口的数量的信息。通过将与发送天线的数量相对应的序列掩蔽(例如，XOR运算)到用于检测PBCH的错误的16比特循环冗余校验(CRC)来隐式地用信号发送关于eNB的发送天线的数量的信息。

SIB1不仅包括关于其他SIB的时域调度的信息，还包括确定特定小区是否适合于小区选择所必需的参数。UE经由广播信令或专用信令接收SIB1。

能够通过PBCH携带的MIB获得DL载波频率和相应的系统带宽。能够通过与DL信号对应的系统信息获得UL载波频率和相应的系统带宽。在接收到MIB之后，如果不存在在相应小区中存储的有效系统信息，则UE将包括在MIB中的DL BW的值应用于UL带宽，直到接收到系统信息块类型2(SystemInformationBlockType2，SIB2)。例如，如果UE获得SIB2，则UE能够通过包括在SIB2中的UL载波频率和UL带宽信息来识别能够用于UL发送的整个UL系统带宽。

在频域中，不管总共6个RB的实际系统带宽，即，相对于对应的OFDM符号内的DC子载波的左侧的3个RB和右侧的3个RB，发送PSS/SSS和PBCH。换句话说，PSS/SSS和PBCH仅在72个子载波中发送。因此，UE被配置成检测或解码SS和PBCH，不管为UE配置的下行链路发送带宽如何。

在已经完成初始小区搜索之后，UE能够执行随机接入过程以完成对eNB的接入。为此，UE经由PRACH(物理随机接入信道)发送前导，并且能够响应于前导经由PDCCH和PDSCH接收响应消息。在基于竞争的随机接入的情况下，其可以发送附加PRACH并执行竞争解决过程，诸如与PDCCH相对应的PDCCH和PDSCH。

在执行上述过程之后，UE能够执行PDCCH/PDSCH接收和PUSCH/PUCCH发送作为一般的UL/DL信号发送过程。

随机接入过程也称为随机接入信道(RACH)过程。随机接入过程用于各种用途，包括初始接入、UL同步调整、资源分配、切换等。随机接入过程被归类成基于竞争的过程和专用(即，基于非竞争的)过程。通常，基于竞争的随机接入过程用于执行初始接入。另一方面，专用随机接入过程被限制性地用于执行切换等。当执行基于竞争的随机接入过程时，UE随机选择RACH前导序列。因此，多个UE能够同时发送相同的RACH前导序列。结果，此后需要竞争解决过程。相反，当执行专用随机接入过程时，UE使用由eNB专门分配给UE的RACH前导序列。因此，UE能够在不与不同UE冲突的情况下执行随机接入过程。

基于竞争的随机接入过程包括以下描述的4个步骤。经由4个步骤发送的消息在本发明中能够被分别称为消息(Msg)1到4。

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH(eNB到))

-步骤3：层2/层3消息(通过PUSCH)(UE到eNB)

-步骤4：竞争解决消息(eNB到UE)

另一方面，专用随机接入过程包括以下描述的3个步骤。经由3个步骤发送的消息在本发明中能够分别称为消息(Msg)0到2。其还可以执行与PAR相对应的上行链路发送(即，步骤3)作为随机接入过程的一部分。能够使用PDCCH(下文中，PDCCH命令)来触发专用随机接入过程，其被用于eNB指示RACH前导的发送。

-步骤0：经由专用信令的RACH前导指配(eNB到UE)

-步骤1：RACH前导(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH)(eNB到UE)

在发送RACH前导之后，UE尝试在预先配置的时间窗口中接收随机接入响应(RAR)。具体地，UE尝试在时间窗口中检测具有RA-RNTI(随机接入RNTI)的PDCCH(下文中，RA-RNTIPDCCH)(例如，在PDCCH中用RA-RNTI掩蔽的CRC)。如果检测到RA-RNTI PDCCH，则UE检查在与RA-RNTI PDCCH对应的PDSCH中是否存在用于UE的RAR。RAR包括指示用于UL同步的定时偏移信息的定时提前(TA)信息、UL资源分配信息(UL许可信息)、临时UE标识符(例如，临时小区-RNTI、TC-RNTI)等。UE能够根据包括在RAR中的资源分配信息和TA值来执行UL发送(例如，消息3)。HARQ被应用于与RAR相对应的UL发送。具体地，UE能够在发送消息3之后接收与消息3相对应的接收响应信息(例如，PHICH)。

随机接入前导(即，RACH前导)由长度为TCP的循环前缀和长度为TSEQ的序列部分组成。TCP和TSEQ取决于帧结构和随机接入配置。前导格式由更高层控制。RACH前导在UL子帧中发送。随机接入前导的发送限于特定时间资源和频率资源。资源称为PRACH资源。为了在无线电帧中将具有PRB的索引0与较低编号的子帧进行匹配，在无线电帧和频域中的子帧号中以PRB的升序对PRACH资源进行编号。根据PRACH配置索引定义随机接入资源(参考3GPPTS 36.211标准文档)。RACH配置索引由更高层信号提供(由eNB发送)。

在LTE/LTE-A系统中，对于前导格式0到3和前导格式4，随机接入前导(即，RACH前导)的子载波间隔分别通过1.25kHz和7.5kHz调节(参考3GPP TS 36.211)。

<OFDM参数集>

新的RAT系统采用OFDM发送方案或类似于OFDM发送方案的发送方案。新RAT系统可以使用来自LTE OFDM参数的不同OFDM参数。或者，新RAT系统可以遵循传统LTE/LTE-A的参数集，但具有更大的系统带宽(例如，100MHz)。或者一个小区可以支持多个参数集。也就是说，以不同参数集操作的UE可以在一个小区内共存。

<子帧结构>

在3GPP LTE/LTE-A系统中，无线电帧为10ms(307200Ts)长，包括10个大小相等的子帧(SF)。可以对一个无线电帧的10个SF指配编号。Ts表示采样时间，并且被表示为Ts＝1/(2048*15KHz)。每个SF为1ms，包括两个时隙。一个无线电帧的20个时隙可以从0到19顺序编号。每个时隙的长度为0.5ms。发送一个SF所花费的时间被定义为发送时间间隔(TTI)。时间资源可以通过无线电帧编号(或无线电帧索引)、SF编号(或SF索引)、时隙编号(或时隙索引)等来区分。TTI指的是可以调度数据的间隔。例如，在当前LTE/LTE-A系统中，每1ms存在UL许可或DL许可发送机会，而在短于1ms的时间内没有多个UL/DL许可机会。因此，在传统LTE/LTE-A系统中，TTI是1ms。

图4图示在新无线电接入技术(NR)中可用的示例性时隙结构。

为了最小化数据发送延迟，在第五代(5G)NR系统中考虑一种时隙结构，其中在时分复用(TDM)中复用控制信道和数据信道。

在图4中，用斜线标记的区域表示携带DCI的DL控制信道(例如PDCCH)的发送区域，黑色部分表示携带UCI的UL控制信道(例如PUCCH)的发送区域。DCI是gNB发送到UE的控制信息，并且可以包括关于UE应当知道的小区配置的信息、DL特定信息诸如DL调度和UL特定信息诸如UL许可。此外，UCI是UE发送到gNB的控制信息。UCI可以包括用于DL数据的HARQ ACK/NACK报告、用于DL信道状态的CSI报告、调度请求(SR)等。

在图4中，具有符号索引1至符号索引12的符号可以用于发送携带DL数据的物理信道(例如PDSCH)，也可以用于发送携带UL数据的物理信道(例如PUSCH)。根据图2中图示的时隙结构，当DL发送和UL发送在一个时隙中顺序发生时，DL数据的发送/接收和用于DL数据的UL ACK/NACK的接收/发送可以在该一个时隙中被执行。因此，当在数据发送期间生成错误时，可以减少对数据重新发送所花费的时间，从而最小化最终数据发送的延迟。

在此时隙结构中，需要时间间隙来允许gNB和UE从发送模式切换到接收模式或者从接收模式切换到发送模式。对于发送模式和接收模式之间的切换，对应于DL到UL切换时间的一些OFDM符号被配置为时隙结构中的保护时段(GP)。

在传统LTE/LTE-A系统中，DL控制信道在TDM中与数据信道复用，并且控制信道PDCCH在整个系统频带上分布地发送。然而，在NR中，预期一个系统的带宽将至少约为100MHz，这使得在整个频带上发送控制信道是可行的。如果UE监视总频带以接收DL控制信道，则对于数据发送/接收，这可能增加UE的电池消耗并降低效率。因此，DL控制信道可以在系统频带内的一些频带中即在本公开中的信道频带内集中式或分布地发送。

在NR系统中，基本发送单元是时隙。时隙持续时间包括14个符号，每个符号具有正常循环前缀(CP)，或者12个符号，每个符号具有扩展CP。此外，通过所使用的子载波间隔的函数在时间上缩放时隙。也就是说，随着子载波间隔增加，时隙的长度减小。例如，给定每时隙14个符号，如果对于15kHz的子载波间隔在10ms帧中的时隙数是10，则子载波间隔为30kHz时的时隙数为20，并且子载波间隔为60kHz时为40。随着子载波间隔增加，OFDM符号的长度减小。每时隙的OFDM符号的数量取决于正常CP或扩展CP而不同，并且不根据子载波间隔而改变。考虑到基本的15-kHz子载波间隔和最大FFT大小2048，LTE的基本时间单位T_s定义为1/(15000*2048)秒。T_s也是15kHz子载波间距的采样时间。在NR系统中，除了15kHz之外的许多其他子载波间隔可用，并且因为子载波间隔与对应的时间长度成反比，所以对应于大于15kHz的子载波间隔的实际采样时间T_s变得短于1/(15000*2048)秒。例如，30kHz、60kHz和120kHz的子载波间隔的实际采样时间可以分别是1/(2*15000*2048)秒，1/(4*15000*2048)秒和1/(8*15000*2048)秒。

<模拟波束成形>

对于正在讨论的5G移动通信系统，考虑使用超高频带即在6GHz或更高的毫米波频带的技术，以便于在宽频带中以高发送速率向多个用户发送数据。3GPP称此技术为NR，并且因此在本公开中5G移动通信系统将会被称为NR系统。然而，毫米波频带具有这样的频率特性，即信号由于使用过高的频带而引起其根据距离过快地衰减。因此，使用至少6GHz或更高频带的NR系统采用窄波束发送方案，其中信号以集中能量在特定方向上发送，而不是全向发送，从而补偿快速传播衰减，并因此克服由快速传播衰减引起的覆盖范围减少。然而，如果仅通过使用一个窄波束来提供服务，则一个gNB的服务覆盖变窄，并且因此gNB通过收集多个窄波束来提供宽带中的服务。

随着毫米波频带即毫米波(mmW)带中的波长变短，能够在相同的区中安装多个天线元件。例如，在5cm×5cm板上的二维(2D)阵列中在波长约1cm的30GHz频带中可以以0.5λ的(波长)间隔安装总共100个天线元件。因此，考虑通过使用mmW中的多个天线元件增加波束成形增益，从而增加覆盖范围或吞吐量。

为了在毫米频带中形成窄波束，主要考虑这样的波束成形方案，其中gNB或UE通过多个天线发送具有适当相位差的相同信号，从而仅在特定方向上增加能量。这种波束成形方案包括用于在数字基带信号之间生成相位差的数字波束成形、用于通过使用时间延迟(即，循环移位)在调制的模拟信号之间生成相位差的模拟波束成形、以及使用数字波束成形和模拟波束成形两者的混合波束成形。如果每天线元件提供TXRU以使得能够实现每天线的发送功率和相位的控制，则每频率资源的独立波束成形是可能的。然而，就成本而言，为所有大约100个天线元件安装TXRU并不有效。也就是说，为了补偿毫米频带中的快速传播衰减，应当使用多个天线，并且数字波束成形需要与天线数量一样多的RF组件(例如，数字到模拟转换器(DAC)、混频器、功率放大器、和线性放大器)。因此，实现毫米频带中的数字波束成形面临通信设备的成本增加的问题。因此，在毫米频带中需要大量天线的情况下，模拟波束成形或混合波束成形被考虑。在模拟波束成形中，多个天线单元被映射到一个TXRU，并且波束的方向由模拟移相器控制。这种模拟波束成形方案的缺点是不能够提供频率选择性波束成形(BF)，因为仅能在整个频带中产生一个波束方向。混合BF介于数字BF和模拟BF之间，其中使用少于Q个天线元件的B个TXRU。在混合BF中，虽然波束方向的数量根据B个TXRU和Q个天线元件之间的连接而不同，但是可同时发送的波束方向被限制到或低于B。

图5是图示TXRU和天线元件之间的示例性连接方案的视图。

图5的(a)图示TXRU和子阵列之间的连接。在这种情况下，天线元件仅连接到一个TXRU。相比之下，图5的(b)图示TXRU和所有天线元件之间的连接。在这种情况下，天线元件连接到所有TXRU。在图5中，W表示在模拟移相器中经过乘法运算的相位向量。也就是说，模拟波束成形的方向由W确定。这里，CSI-RS天线端口可以以一对一或一对多的对应关系映射到TXRU。

如前所述，由于要发送的数字基带信号或接收的数字基带信号在数字波束成形中经过信号处理，因此可以在多个波束上在多个方向上发送或从多个方向接收信号。相比之下，在模拟波束成形中，要发送的模拟信号或接收的模拟信号在调制状态下进行波束成形。因此，信号不能够同时在一个波束的覆盖范围之外的多个方向上发送或从多个方向接收。gNB通常依赖于宽带发送或多天线特性同时与多个用户通信。如果gNB使用模拟BF或混合BF，并在一个波束方向上形成模拟波束，则鉴于模拟BF的性质，gNB除了仅与在相同模拟波束方向上覆盖的用户通信之外别无选择。通过反映由模拟BF或混合BF的性质引起的缺陷，提出了根据本发明的后述RACH资源分配和gNB资源利用方案。

<混合模拟波束成形>

图6抽象地图示在TXRU和物理天线方面的混合波束成形结构。

对于使用多个天线的情况，已经出现了数字BF和模拟BF相结合的混合BF。模拟BF(或RF BF)是在RF单元中执行预编码(或组合)的操作。由于在基带单元和RF单元的每一个中的预编码(组合)，混合BF提供了接近数字BF性能的性能的益处，同时减少了RF链的数量和DAC(或模数转换器(ADC))的数量。为了方便起见，混合BF结构可以用N个TXRU和M个物理天线来表示。要由发送端发送的L个数据层的数字BF可以表示为N乘以L矩阵，然后N个转换后的数字信号通过TXRU转换为模拟信号并经历表示为M乘以N矩阵的模拟BF。在图6中，数字波束的数量是L，以及模拟波束的数量是N。此外，在NR系统中考虑gNB被配置为基于符号而改变模拟BF，以便更高效地支持用于位于特定区中的UE的BF。此外，当一个天线板由N个TXRU和M个RF天线限定时，还考虑引入独立混合BF适用于的多个天线板。正因如此，在gNB使用多个模拟波束的情况下，对于每个UE处的信号接收，不同的模拟波束可能是优选的。因此，正在考虑波束扫掠操作，其中对于至少SS、系统信息、和寻呼，gNB在特定时隙或SF中基于符号改变多个模拟波束，以允许所有UE都具有接收机会。

图7是图示用于DL发送期间的SS和系统信息的波束扫描的视图。在图7中，广播新RAT系统的系统信息的物理资源或物理信道被称为xPBCH。来自不同天线面板的模拟波束可以在一个符号中同时发送，并且正在讨论如图7中所图示的引入针对与特定天线面板相对应的单个模拟波束发送的波束参考信号(BRS)，，以便于测量每个模拟波束的信道。可以为多个天线端口定义BRS，并且BRS的每个天线端口可以对应于单个模拟波束。与BRS不同，可以针对包括在模拟波束组中的所有模拟波束发送SS或xPBCH，使得任何UE可以成功地接收SS或xPBCH。

图8是图示NR系统中的示例性小区的视图。

参考图8，与诸如传统LTE的其中一个eNB形成一个小区的无线通信系统相比，正在讨论NR系统中由多个TRP形成一个小区的配置。如果多个TRP形成一个小区，即使服务于UE的TRP被改变，无缝通信也是有利地可能的，从而促进UE的移动性管理。

与全向发送PSS/SSS的LTE/LTE-A系统相比，考虑了一种用于通过在应用毫米波的gNB处将波束方向顺序切换到所有方向而执行的BF来发送诸如PSS/SSS/PBCH的信号的方法。通过切换波束方向执行的信号发送/接收被称为波束扫掠或波束扫描。在本公开中，“波束扫掠”是发送侧的行为，并且“波束扫描”是接收侧的行为。例如，如果对于gNB多达N个波束方向是可用的，则gNB在N个波束方向上发送诸如PSS/SSS/PBCH的信号。也就是说，gNB通过在对gNB可用或由gNB支持的方向上扫掠波束而在每个方向上发送诸如PSS/SSS/PBCH的SS。或者如果gNB能够形成N个波束，则可以对波束进行分组，并且可以在组的基础上发送/接收PSS/SSS/PBCH。一个波束组包括一个或多个波束。在相同方向上发送的诸如PSS/SSS/PBCH的信号可以被定义为一个SS块(SSB)，并且在一个小区中可以存在多个SSB。如果存在多个SSB，则可以使用SSB索引来识别每个SSB。例如，如果在一个系统中在10个波束方向上发送PSS/SSS/PBCH，则在相同方向上发送的PSS/SSS/PBCH可以形成SSB，并且可以理解在系统中存在10个SSB。在本公开中，波束索引可以被解释为SSB索引。

现在，将描述生成SS的方法、以及指示诸如SS索引和半帧索引的时间索引的方法。

1.SS块配置

如果PBCH的有效载荷的最大大小是80比特，则总共四个OFDM符号可以用于SS块的发送。同时，需要讨论SSB中包括的NR-PSS、NR-SSS和NR-PBCH的时间位置。在初始接入状态中，NR-PBCH可以用作用于精确时间/频率跟踪的参考信号。为了提高跟踪精度，尽可能地为NR-PBCH分离两个OFDM符号是有效的。因此，SSB的第一和第四OFDM符号可以用于NR-PBCH的发送。因此，第二OFDM符号可以被分配给NR-PSS，并且第三OFDM符号可以用于NR-SSS。

根据DMRS的RE的数量来测量PBCH解码性能的结果表明，如果两个OFDM符号被分配给PBCH，则192个RE可以用于DMRS，并且384个RE可以用于数据。在这种情况下，假设PBCH有效载荷大小是64个比特，可以实现等于LTE PBCH的1/12编码速度。

可以考虑用于将编码的NR-PBCH比特映射到PBCH符号中的RE的方法。然而，此方法在干扰和解码性能方面存在缺点。另一方面，如果编码的NR-PBCH比特被映射在N个PBCH符号中包括的RE之间，则此方法可以在干扰和解码性能方面具有更好的性能。

同时，在两个OFDM符号中以相同方法编码的比特与在两个OFDM符号中以不同方法编码的比特之间的比较揭示了后者提供更好的性能，因为编码比特具有更多冗余比特。因此，可以考虑在两个OFDM符号中使用以不同方法编码的比特。

此外，NR系统中支持多个参数集。因此，SSB发送的参数集可能与数据发送的参数集不同。此外，如果在频域中复用诸如PBCH和PDSCH的不同类型的信道，则频谱发射可能导致载波间干扰(ICI)并因此导致性能降级。为了解决该问题，可以在PBCH和PDSCH之间引入保护频率。此外，为了减少ICI的影响，网络可以分配数据RB，使得数据RB彼此不相邻。

然而，前述方法的效率不高，因为应该保留大量RE作为保护频率。因此，将边缘处的一个或多个子载波保留为PBCH发送带宽内的保护频率可能更有效。可以根据PBCH的子载波间隔来改变保留RE的准确数量。例如，对于PBCH发送的15kHz子载波间隔，可以在PBCH发送带宽的每个边缘处保留两个子载波。另一方面，对于PBCH发送的30kHz子载波间隔，可以保留一个子载波。

参考图9(a)，NR-PBCH在288个RE内被分配，288个RE形成24个RB。同时，因为NR-PSS/NR-SSS的序列长度为127，所以需要12个RB以发送NR-PSS/NR-SSS。也就是说，当配置SSB时，SSB被分配在24个RB中。此外，还优选的是，在24个RB中分配SSB，用于诸如15、30、以及60kHz的不同参数集之间的RB网格对准。此外，因为在NR中假设能够通过15kHz子载波间隔定义25个RB的5MHz的最小带宽，所以24个RB被用于SSB发送。此外，NR-PSS/SSS应被定位在SSB的中间，这可能意味着NR-PSS/SSS被分配在第7至第18个RB中。

同时，如果如图9(a)中所图示配置SSB，则可能在120kHz和240kHz的子载波间隔处出现UE的自动增益控制(AGC)操作问题。也就是说，对于120kHz和240kHz的子载波间隔，由于AGC操作，可能无法成功检测到NR-PSS。在这种场境下，可以考虑在以下两个实施例中改变SSB配置。

(方法1)PBCH-PSS-PBCH-SSS

(方法2)PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH

也就是说，PBCH符号可以被定位在SSB的开始处，并且用作AGC操作的虚设符号，使得UE更可靠地执行AGC操作。

同时，可以如图9(b)中所图示分配NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH。也就是说，NR-PSS可以被分配给符号0，并且NR-SSS可以被分配给符号2。NR-PBCH可以被分配给符号1到符号3。这里，符号1和符号3可以专用于NR-PBCH。换言之，可以仅将NR-PBCH映射到符号1和符号3，并且可以将NR-SSS和NR-PBCH一起映射到符号2。

2.SS突发集配置

图10图示分别以120kHz的子载波间隔和240kHz的子载波间隔配置的SS突发集。参考图10，对于120kHz和240kHz的子载波间隔，SS突发每四个SS突发配置有预定间隙。也就是说，SSB以0.125ms的符号周期排列，用于每0.5ms清空UL发送。

然而，60kHz的子载波间隔可以被用于6GHz或更高的频带的数据发送。也就是说，如图11中图示，用于数据发送的60kHz子载波间隔和用于SSB发送的120kHz子载波间隔或240kHz可以在NR中复用。

同时，从图11中用方框标记的部分能够看出，具有120kHz子载波间隔的SSB与具有60kHz子载波间隔的数据复用，具有120kHz子载波间隔的SSB以及具有60kHz子载波间隔的GP和DL控制区域彼此冲突或重叠。因为应优选地避免SSB与DL/UL控制区域之间的冲突，所以需要修改SS突发和SS突发集的配置。

在本公开中，提出两个实施例来修改SS突发配置以避免上述问题。

其中一个实施例是改变SS突发格式1和SS突发格式2的位置，如图12中所图示。即，图11中所图示的方框中的SS突发格式1和SS突发格式2被交换，如图12中所图示，以防止SSB与DL/UL控制区域之间的冲突。换句话说，SS突发格式1被定位在具有60kHz子载波间隔的时隙的开始处，并且SS突发格式2被定位在具有60kHz子载波间隔的时隙的末尾处。

以上实施例可以总结如下。

1)120kHz子载波间隔

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2,4,6。

-候选SSB的第一OFDM符号具有索引{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3,5,7。

2)240kHz子载波间隔

-候选SSB的第一个OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72,76,88,92,96,100}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2。

-候选SSB的第一个OFDM符号具有索引{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68,72,92,96,100,104}+140*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3。

另一实施例是改变SS突发集配置，如图13中所图示。也就是说，可以配置SS突发集，使得SS突发集的起始边界与具有60kHz子载波间隔的时隙的起始边界对准即匹配。

具体地，利用以1ms集中化的SSB配置SS突发。因此，具有120kHz子载波间隔的SS突发具有1ms的16个SSB，并且具有240kHz子载波间隔的SS突发具有1ms的32个SSB。如果以这种方式配置SS突发，则相对于60kHz子载波间隔，将一个时隙分配为SS突发之间的间隙。

第二实施例被总结如下。

1)120kHz子载波间隔

候选SSB的第一个OFDM符号具有索引{4,8,16,20}+28*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18。

2)240kHz子载波间隔

-候选SSB的第一个OFDM符号具有索引{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*n。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8。

3.用于在5ms时段内指示实际发送的SS/PBCH块的方法

同时，可以根据网络环境限制SSB发送的候选数量。例如，候选数量可以根据布置SSB的子载波间隔而不同。在这种情况下，可以向CONNECTED/IDLE模式UE指示实际发送的SSB的位置。这里，指示实际发送的SSB的位置的实际发送的SS/PBCH块指示可用于资源利用的目的，例如，服务小区的速率匹配，以及用于测量用于相邻小区的相应资源的目的。

关于服务小区，如果UE能够准确地确定未发送的SSB，则UE可以确定可以在未发送的SSB的候选资源中接收诸如寻呼或数据的其它信息。为了这种资源灵活性，需要准确地指示在服务小区中实际发送的SSB。

也就是说，由于在携带SSB的资源中可能不接收诸如寻呼或数据之类的其它信息，因此UE需要了解实际上未发送的SSB候选，以便通过在未发送的SSB中接收其它数据或信号来提高资源利用效率。

因而，需要4比特、8比特或64比特全比特图来准确地指示实际在服务小区中发送的SSB。可以根据在每个频率范围中可发送的SSB的最大数量来确定比特图中包括的比特数。例如，为了指示实际在5ms时段中发送的SSB，在3GHz到6GHz的频率范围内需要8比特，并且在6GHz或更高的频率范围内需要64比特。

用于指示实际在服务小区中发送的SSB的比特可以通过剩余最小系统信息(RMSI)或其它系统信息(OSI)来定义，并且RMSI/OSI包括用于数据或寻呼的配置信息。实际发送的SS/PBCH块指示与DL资源配置相关联，因而可以得出结论，RMSI/OSI包括关于实际发送的SSB的信息。

同时，可能需要实际发送的相邻小区的SS/PBCH块指示来测量相邻小区。也就是说，对于相邻小区测量，需要获取关于相邻小区的时间同步信息。在设计NR系统使得允许TRP之间的异步发送的情况下，即使已知关于相邻小区的时间同步信息，信息的准确性也可能随情况而变化。因而，当指示关于相邻小区的时间信息时，需要将时间信息的单元确定为对UE有效的信息，同时假设TRP之间为异步发送。

但是，如果列出的小区太多，则全比特图类型指示符可能会过多地增加信令开销。因此，可以考虑以各种方式压缩的指示符以减少信令开销。同时，还可以压缩在服务小区中发送的SSB的指示符，以便减少信令开销并且测量相邻小区。换句话说，随后的SS块指示符可用于指示相邻小区和服务小区中的实际发送的SSB。此外，根据上述说明，尽管SS突发可以是包括在每个子载波上的一个时隙中的一组SSB，但是仅在以下实施例中，SS突发可以表示包括预定数量SSB的SSB组而与时隙无关。

参考图14，在一个实施例中，如果SS突发包括8个SSB，则在其中64个SSB可用的6GHz或更高的频带中可存在总共8个SS突发。

SSB被编组为SS突发以压缩64比特比特图。可以使用8比特信息代替64比特比特图来指示包括实际发送的SSB的SS突发。如果8比特比特图指示SS突发#0，则SS突发#0可包括一个或多个实际发送的SSB。

这里，可以考虑附加信息以另外指示每SS突发发送的SSB的数量。由附加信息指示的许多SSB可以在每个SS突发中本地存在。

因此，UE可以通过考虑由附加信息指示的每个SS突发的实际发送的SSB的数量以及指示包括组合的实际发送的SSB的SS突发的比特图，来估计实际发送的SSB。

例如，可以假设下表1中的指示。

[表1]

即，根据[表1]，可以从8比特比特图确定SSB被包括在SS突发#0、SS突发#1和SS突发#7中，并且可以从附加信息确定每个SS突发中包括四个SSB。因此，可以估计在SS突发#0、SS突发#1和SS突发#7之前的四个候选位置处发送SSB。

同时，与上述示例不同，附加信息也可以以比特图的形式发送，由此实现SSB发送位置的灵活性。

例如，可以通过比特图指示与SS突发发送有关的信息，并且可以通过其它比特指示在SS突发中发送的SSB。

也就是说，总共64个SSB被划分为8个SS突发(即，SSB组)，并且可以通过8比特比特图向UE指示使用的SS突发。如果如图14中所示定义SS突发，如果SS突发与具有60kHz子载波间隔的时隙复用，则SS突发有利地与具有60kHz子载波间隔的时隙的边界对准。因此，如果比特图指示是否使用SS突发，则UE可以在时隙的基础上针对6GHz或更高频带中的每个子载波间隔确定是否发送SSB。

与前述示例的不同之处在于附加信息以比特图的形式指示。在这种情况下，由于应该为每个SS突发中所包括的8个SSB发送比特图信息，所以需要8个比特，并且相应的附加信息通常应用于所有SS突发。例如，如果SS突发的比特图信息指示使用SS突发#0和SS突发#1，并且通过SSB的附加比特图信息指示第一和第五SSB在SSB中发送，则在SS突发#0和SS突发#1中两者中发送第一和第五SSB，因而实际发送的SSB的总数是4。

同时，一些相邻小区可能不包括在小区列表中。未包括在小区列表中的相邻小区使用默认格式用于实际发送的SSB。由于使用默认格式，所以UE可以测量未包括在列表中的相邻小区。默认格式可以由网络预定义或配置。

同时，如果在服务小区中发送的实际发送的SSB信息与在相邻小区中发送的实际发送的SSB信息不匹配，则UE可以通过优先考虑在服务小区中发送的实际发送的SSB信息来获取实际发送的SSB信息。

也就是说，如果以全比特图的形式并以分组的形式接收实际发送的SSB信息，则全比特图形式的信息可能更准确，因而可在SSB接收中优先使用全比特图的信息。

4.用于时间索引指示的信号和信道

在NR-PBCH上传递SSB时间索引指示。如果时间索引指示被包括在NR-PBCH的一部分，诸如NR-PBCH内容、加扰序列、CRC或冗余版本中，则将该指示安全地发送到UE。然而，如果时间索引指示被包括在NR-PBCH的部分中，则增加了相邻小区NR-PBCH的解码的复杂性。同时，尽管可以从相邻小区解码NR-PBCH，但是在设计系统时解码不是强制性的。此外，哪个信号和信道适合于传递SSB时间索引指示需要另外的讨论。

因为SSB时间索引信息将被用作用于对诸如系统信息或目标小区中的PRACH前导码的初始接入相关信道/信号的时间资源分配的参考信息，所以SSB时间索引信息应被安全地发送到UE。同时，为了相邻小区测量的目的，在SSB级别的RSRP测量中使用时间索引。在这种情况下，可能不需要非常准确的SSB时间索引信息。

在本公开中，提出使用NR-PBCH DMRS作为携带SSB时间索引的信号。此外，建议在NR-PBCH的一部分中包括时间索引指示。NR-PBCH的一部分可以是例如NR-PBCH的加扰序列、冗余版本等。

根据本公开，可以从NR-PBCH DMRS检测SSB时间索引，并且可以通过NR-PBCH解码来识别检测到的索引。此外，出于相邻小区测量的目的，可以从相邻小区的NR-PBCH DMRS获取索引。

时间索引指示可以在以下两个实施例中配置。

(方法1)单索引方法，其中对SS突发集中的每个SSB编索引。

(方法2)多索引方法，其中通过SS突发索引和SSB索引的组合来指配索引。

如果支持诸如方法1的单索引方法，则需要大量比特来表示SS突发集时段内的所有SSB。在这种情况下，NR-PBCH的DMRS序列和加扰序列优选地指示SSB指示。

另一方面，如果使用诸如方法2的多索引方法，则可以提供用于索引指示的设计灵活性。例如，SS突发索引和SSB索引都可被包括在单个信道中。此外，每个索引都可以在不同的信道/信号中单独发送。例如，SS突发索引可被包括在NR-PBCH的内容或加扰序列中，而SSB索引可在NR-PBCH的DMRS序列中传递。

同时，根据载波频率范围改变配置的SS突发中的最大SSB数量。也就是说，在6GHz或更低的频率范围内SSB的最大数量为8，并且在6GHz至52.6GHz之间的频率范围内为64。

因此，指示SSB所需的比特数量或指示SSB所需的状态数量可根据载波频率范围而变化。因而，可以考虑根据载波频率范围应用方法1和方法2中的一个。例如，单索引方法可以在6GHs或更低频率下应用，并且多索引方法可以在6GHz或更高频率下使用。

为了更详细地描述，可以在6GHz或更低的频率范围内由PBCH DMRS确定SSB时间索引。在这种情况下，PBCH DMRS序列应识别多达8种状态。也就是说，SSB时间索引需要3比特。此外，PBCH DMRS序列可以指示5ms边界(半时间指示符)。在这种情况下，需要总共16种状态来指示基于DMRS的SSB时间索引和5ms边界。换句话说，除了SSB时间索引的3比特之外，还需要1比特来指示5ms边界。此外，在6GHz或更低的频率范围内，不需要为PBCH内容中的SSB时间索引定义比特。

同时，如果在NR-PBCH DMRS中发送用于指示SSB时间索引的比特，则解码性能优于PBCH内容。此外，如果定义附加信号以指示SSB时间索引，则附加信号引起信令开销。由于NR-PBCH DMRS是NR系统中已经定义的序列，所以NR-PBCH DMRS不会引起附加的信令开销，从而防止过多的信令开销。

同时，在6GHz或更高的频率范围中，SSB时间索引的一部分可以由PBCH DMRS指示，而SSB时间索引的剩余部分可以由PBCH内容指示。例如，为了指示总共64个SSB索引，可以将SSB分组为SS突发集中的8个SSB组，每个SSB组包括多达8个SSB。在这种情况下，可以在PBCH内容中定义用于指示SSB组的3比特，并且可以通过PBCH DMRS序列来定义SSB组内的SSB时间索引。另外，如果在NR系统中可以假设同步网络在6GHz或更高频率范围内，则不需要执行PBCH解码过程以从PBCH内容获取SS突发索引。

5.系统帧号和半帧边界

在PBCH有效载荷中传递较低的N个比特的SFN信息，并且在PBCH加扰序列中传递较高M个比特的SFN信息。同时，可以通过PBCH DMRS、NR-SSS或SS块(SSB)的时间/频率位置的编号来传递高M个比特中的一个最高有效位(MSB)。另外，可以通过PBCH DMRS、NR-SSS或SSB的时间/频率位置的改变来传递关于半无线电帧(5ms)边界的信息。

“高位”和“MSB”指的是信息位流中的左位，其中最右边的位置中的最高位的比特。在具有最左边位置中的最高位的比特的信息比特流中，其可以被解释为与作为用于确定整数的偶数或奇数的单位值的最低有效位(LSB)相同的含义。

此外，“低位”和“LSB”指的是信息比特流中的右位，其中最右边位的最高位的比特。其可以被解释为与具有最左边位置中的最高位的比特的信息比特流的MSB相同的含义。

实施例1-1

如果被包括在特定SSB中的NR-PBCH上承载的内容每80ms改变，则NB-PBCH内容被包括在80ms内不改变的信息。例如，PBCH内容中包括的SFN信息在PBCH TTI(80ms)内是相同的。为此目的，10比特SFN信息的较低7比特信息可以被包括在PBCH内容中，而10比特SFN信息的较高3比特信息可以被包括在PBCH加扰序列等中。

实施例1-2

如果被包括在特定SSB中的NR-PBCH上承载的内容每80ms改变，则NB-PBCH内容被包括在80ms内不改变的信息。例如，PBCH内容中包括的SFN信息在PBCH TTI(80ms)内是相同的。为此目的，10比特SFN信息的较低7比特信息被包括在PBCH内容中，识别帧边界(10ms)的较高3比特信息中的2比特信息被包括在PBCH加扰序列中，并且1-MSB信息在与诸如PBCH内容、CRC或加扰序列的PBCH信道编码相关部分区分开的不同信号或信道中发送。区别于PBCH信道编码相关部分的信号可以是PBCH DMRS，并且DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE映射改变、SSB中的符号位置改变、SSB的频率位置的改变等可以用作信息。

具体地，如果使用DMRS序列，则可以考虑使用承载DMRS的两个OFDM符号之间的相位差例如使用正交码覆盖。此外，如果使用DMRS序列，则可以考虑初始值改变方法。具体地，如果用于Gold序列的两个m序列之一的初始值是固定的并且通过使用小区ID和其他信息来改变另一个m序列的初始值，则可以引入通过使用要在具有固定初始值的m序列中发送的信息来改变初始值的方法。

更具体地，可以考虑根据表示10ms边界信息的1个比特除了现有的固定初始值(例如，[100...0])之外还引入另一个初始值(例如，[010...0])，并且因此在20ms范围内每10ms改变两个初始值。在另一种方法中，仍然可以使用一个m序列的固定初始值，并且可以将要发送的信息添加到另一个m序列的初始值。

此外，如果使用DMRS RE位置，则可以根据信息应用改变DMRS的频率轴位置的V移位方法。具体地，RE在20-ms的范围中的0ms的发送和10ms的发送中被排列在不同的位置中。如果每4个RE分配DMRS，则DMRS可以移位了2个RE。

另外，可以应用改变PBCH DMRS序列到RE映射方法的方法。具体地，从0ms处的第一个RE开始映射序列，并且以10ms的不同方式映射序列。例如，序列可以反向映射到第一RE，映射可以从第一OFDM符号的中间RE开始，或者映射可以从第二OFDM符号的第一RE开始。此外，可以考虑改变SSB中的PSS-PBCH-SSS-PBCH的顺序。例如，尽管排列顺序基本上是PSS-PBCH-SSS-PBCH，但是不同的排列顺序被应用于0ms和10ms。此外，可以应用改变在SSB中将PBCH数据映射到的RE的位置的方法。

实施例1-3

指示半帧边界的1比特信息可以在与诸如PBCH内容、CRC和加扰序列的PBCH信道编码相关的部分不同的信号或信道中发送。例如，区别于PBCH信道编码相关部分的信号可以是如实施例2中的PBCH DMRS，并且DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE映射改变、SSB中的符号位置改变或SSB的频率位置的改变可以用作信息。特别地，这可以在10ms范围内的0ms和5ms的边界处应用。

另外，对于包括SFN的半帧边界信息和1-MSB信息的20ms范围内的每5ms时间改变信息，DMRS序列、DMRS RE位置、DMRS序列到RE映射改变、SSB中的符号位置改变、或SSB的频率位置的改变可以用作信息，如在实施例2中描述的方法中那样。当时间信息在20ms的范围中的0、5、10、以及15ms的边界处被改变时可以应用此。

实施例1-4

在实施例1-4中，“高位”和“MSB”指的是信息比特流中的左比特，其中最右边位置的最高位的比特。在具有最左位置中的最高位的比特的信息比特流中，其可以被解释为与LSB相同的含义，该LSB作为用于确定整数的偶数或奇数的单位值。

此外，“低位”和“LSB”指的是信息比特流中的右比特，其中最右边位置的最高位的比特。其可以被解释为与具有最左边位置中的最高位的比特的信息比特流的MSB相同的含义。

如果一个PBCH包括总共N个RE，则分配M(<N)个RE，用于PBCH数据的发送。如果使用QPSK，则加扰序列的长度为2*M。为了生成长度为2*M的总共L个不同的加扰序列，生成长度为L*2*M的长序列，并且然后通过将长序列除以2*M来生成L个序列。PN序列可以用作加扰序列，诸如Gold序列或M序列。具体地，可以使用长度为31的Gold序列。至少小区ID可以用作用于初始化PN序列的值，并且可以另外使用从PBCH DMRS获取的SSB索引。如果从SSB索引导出时隙号和OFDM符号号，则可以使用时隙号/OFDM符号号。另外，半无线电帧边界信息可以用作初始化值。另外，如果能够从与诸如内容或加扰序列的信道编码相关部分区分的信号或信道中获取SFN信息的一部分比特，则相应的SFN信息可以用作用于初始化加扰序列的值。

根据在加扰序列中发送的SFN信息的比特长度来确定加扰序列的长度。例如，如果在加扰序列中发送SFN信息的3比特信息，则应表示8种状态，并且因此需要总长度为8*2*M的序列。类似地，如果在加扰序列中发送SFN信息的2比特信息，则需要总长度为2*2*M的序列。

通过使用极性码对包括PBCH内容和CRC的比特流进行编码，导致长度为512的编码比特。编码比特比加扰序列短，并且长度512的编码比特重复多次以成为与加扰序列长度相同的比特流。然后，重复的编码比特乘以加扰序列，并以QPSK调制。调制符号被除以为长度的M，并且然后映射到PBCH RE。

例如，参考图15，如果以加扰序列发送SFN信息的3比特信息，则每10ms改变加扰序列，每10ms发送长度为M的调制符号序列。这里，每10ms发送不同的调制符号。如果SS突发集的周期是5ms，则在10ms范围内包括的两个5ms发送时段中发送相同的调制符号序列。如果UE能够获取半无线电帧(5ms)边界信息，则UE可以组合在10ms范围内发送两次的PBCH信息，并且总共执行8次盲解码，以便于检测在80-ms范围内每10ms发送的8个加扰序列。这里，UE通过解码除了PBCH之外的信道来获取1比特半帧边界信息(例如，C0)。然后，UE可以通过PBCH盲解码获取SFN的高N比特信息(例如，S0、S1和S2)，并且从PBCH内容获取与剩余的(10-N)个比特(例如，S3至S9)对应的SFN信息，从而组成总共10个比特的SFN信息。

在另一示例中，如果以加扰序列发送SFN信息中的3比特信息，并且在PBCH内容中包括半帧边界信息，则在10ms发送时段中包括相同的内容。然而，因为具有5-ms偏移的PBCH内容具有不同的1比特半帧边界信息，所以可以每5ms发送不同的内容。也就是说，由于1比特半帧边界信息而配置两种类型的内容，并且eNB分别对这两种类型的内容进行编码，并且对两种类型的编码内容中的每一种执行比特重复、加扰和调制。

如果UE未能获取5ms边界信息，则UE难以组合每个被每5ms发送的信号。相反，UE对于5-ms偏移以相同的方式每10ms执行8次盲解码。也就是说，UE可以通过至少8个盲解码获取SFN的高N比特信息(例如，S0、S1和S2)，并从PBCH内容获取1比特半无线电帧边界信息(例如，C0)以及对应于剩余(10-N)个比特的SFN信息(例如，S3至S9)。换句话说，UE可以通过构建所获取的比特信息来以5ms为基础获取时间信息。

类似地，如果以加扰序列发送SFN信息中的2比特信息，则加扰序列每20ms改变一次，并且相同的调制符号序列在被包括在20-ms范围中的四个5ms发送时段中发送。如果UE能够获取SFN的半帧边界信息和1-MSB信息，则UE可以组合在20-ms范围内接收的四个PBCH，并且每20ms执行四次盲解码。这里，尽管UE的接收复杂度可能由于获取半帧边界信息和SFN的1比特MSB信息而增加，但是PBCH盲解码的复杂度可以降低，并且PBCH组合可以执行多达16次。因此，可以预期检测性能的改善。这里，UE通过解码除了PBCH之外的信道来获取SFN的1比特半帧边界信息(例如，C0)和1-MSB信息(例如，S0)。

UE通过PBCH盲解码获取紧跟SFN的1个MSB的高(N-1)比特信息(例如，S1和S2)，并从PBCH内容获取对应于剩余的(10-N)个比特的SFN信息(例如，S3到S9)。因此，UE可以配置半无线电帧边界信息(例如，C0)和总共10比特的SFN信息(S0至S9)，并且以5ms为基础提供此获取的时间信息。这里，可以在5-ms范围内发送多个SSB，并且可以从PBCH DMRS和PBCH内容获取5-ms范围内的SSB的位置。

6.SSB时间指数

现在，将描述指示SSB时间索引的方法。

SSB时间索引的一部分在PBCH DMRS序列中发送，并且SSB时间索引的另一部分在PBCH有效载荷中发送。在PBCH DMRS序列中发送的SSB时间索引是N比特信息，并且在PBCH有效载荷中发送的SSB时间索引是M比特信息。如果频率范围中的SSB的最大数量以L个比特表示，则L是M和N的总和。如果可以在5ms范围内发送的总共H(＝2^L)种状态是组A，可以在PBCH DMRS序列中传递的N个比特表示的J种状态(＝2^N)是组B，并且可以在PBCH有效载荷中传递的M个比特表示的I种状态(＝2^M)是组C，则组A中的状态的数量H可以表示为组B中的状态的数量J和组C中的状态的数量I的乘积。属于组B和组C中的一个的最大P(P是1或2)可以在0.5ms内表示。同时，在本公开中为了方便起见给出术语组，并且可以用其他名称替换。

同时，在PNCH DMRS序列中发送的状态的数量可以在3GHz或低于3GHz的频率范围中是4，在3GHz到6GHz的频率范围中是8，并且在6GHz或更高的频率范围中是8。在处于或低于6GHz的频带中使用15kHz和30kHz的子载波间隔。如果使用15kHz子载波间隔，则在0.5-ms范围内包括多达1种状态，并且如果使用30kHz子载波间隔，则在0.5-ms范围内包括多达2种状态。120kHz和240kHz的子载波间隔在6GHz或更高的频带被使用。如果使用120kHz子载波间隔，则在0.5ms范围内包括多达1种状态，并且如果使用240kHz子载波间隔，则在0.5ms范围内包括多达2种状态。

图16(a)和16(b)分别图示如果使用15kHz/30kHz的子载波间隔和120kHz/240kHz的子载波间隔被包括在0.5ms中的SSB的数量。如图16中所图示，在15kHz子载波间隔的情况下在0.5ms中包括一个SSB，在30kHz子载波间隔的情况下在0.5ms中包括两个SSB，在120kHz子载波间隔的情况下在0.5ms中包括8个SSB，并且在240-kHz子载波间隔的情况下在0.5ms中包括16个SSB。

在15kHz和30kHz的子载波间隔中，被包括在5ms中的SSB的索引可以以一对一的对应关系映射到在PBCH DMRS序列中发送的索引。指示SSB索引的指示符比特可以被包括在PBCH有效载荷中。指示符比特可以不被解释为指示SSB索引，而是被解释为用于处于或低于6GHz的频带中的任何其他目的的信息。例如，指示符比特可以用于覆盖范围扩展，并用于指示SSB相关信号或资源的重复数。

当通过使用小区ID和SSB索引初始化PBCH DMRS序列时，在15-kHz和30-kHz子载波间隔中，在5-ms范围内发送的SSB的索引可以用作序列的初始值。这里，SSB索引可以以与SSBID相同的含义使用。

实施例2-1

如果子载波间隔是120kHz，则被包括在0.5ms内的SSB的索引的数量是8。PBCHDMRS序列可以是相同的，并且PBCH有效载荷可以在0.5-ms范围内根据SSB索引改变。然而，其中发送第一SSB组的0.5-ms时段中的PBCH DMRS序列被区分，即，与在第一SSB组之前发送第二SSB组的0.5ms时段中的PBCH DMRS序列不同。此外，为了区分不同0.5-ms时段中的SSB，在PBCH有效载荷中发送用于SSB组的SSB索引。

如果子载波间隔是240kHz，则被包括在0.5ms内的SSB的索引的数量是16，并且可以在0.5ms内发送两个PBCH DMRS序列。也就是说，不同的PBCH DMRS序列可以被用于前0.5ms中的8个SSB，和后0.5ms中的8个SSB。SSB索引在包含在前SSB和后SSB中的PBCH有效载荷中被传递。

这样，如果应用维持在预定时间段期间不变的PBCH DMRS序列的方法，应用当UE尝试检测邻近小区信号以保护关于邻近小区的时间信息时提供低检测复杂度和良好检测性能的基于PBCH DMRS序列的时间信息发送方法。因此，能够有利地获得精度为约0.5ms或0.25ms的时间信息。无论频率范围如何，这都具有提供约0.25ms或0.5ms的时间精度的优点。

实施例2-2

如果子载波间隔是120kHz，则被包括在0.5ms内的SSB的索引的数量是8。在0.5ms内，PBCH有效载荷包括相同的SSB索引，并且PBCH DMRS序列可以根据SSB索引而改变。然而，在发送第一SSB组的0.5ms时段中在PBCH有效载荷中发送的SSB索引使用区分的序列，即，与用于在第一个SSB组之前发送的第二SSB组的0.5-ms时段中在PBCH有效载荷中发送的SSB索引的序列不同。

如果子载波间隔是240kHz，则被包括在0.5ms内的SSB的索引的数量是16，并且可以在0.5ms内的PBCH有效载荷中发送两个SSB索引。也就是说，在前0.5ms中在8个SSB中发送的PBCH有效载荷中包括相同的SSB索引，并且在后0.5ms中的8个SSB索引被区分，即，与前0.5ms中的SSB索引不同。这里，被包括在前一时段和后一时段中的每一个中的PBCH DMRS使用由SSB索引标识的不同序列。

在120kHz和240kHz的子载波间隔中，通过组合从两个路径获取的索引来表示SSB索引。在如上所述的实施例1和实施例2中，SSB索引可以分别由[等式1]和[等式2]表示。

[等式1]

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

SSBGID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

[等式2]

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Mod(SS-PBCH块索引,P)

SSBGID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

这里，P可以表示为2^(在PBCH DMRS中发送的比特数)。

通过使用特定数字(例如，4或8)已经给出以上描述，这仅是为了便于描述，而不是将本公开限制于任何特定值。例如，可以根据在PBCH DMRS中发送的信息比特的数量来确定上述值。如果PBCH DMRS传递2比特信息，则SSB组可以包括4个SSB。对于15kHz/30kHz的子载波间隔，也可以应用针对120kHz/240kHz的子载波间隔描述的SSB时间索引发送方案。

再次参考图15，在“5.系统帧号和半帧边界”和“6.SSB时间指数”中描述的相对应的信息的发送路径和时间信息的示例性比特配置被总结如下。

-在PBCH内容中发送10比特SFN和3比特SSB组索引当中的7个比特。

-通过PBCH加扰发送2比特20ms边界信息(S2和S1)。

-通过DMRS RE位置移位、承载PBCH的OFDM符号中的DMRS之间的相位差、DMRS序列到RE映射中的改变、PBCH DMRS序列的初始值的改变等发送1比特5ms边界信息(C0)和1比特10ms边界信息(S0)。

-在DMRS序列中发送3比特SSB索引指示信息(B2、B1和B0)。

7.NR-PBCH内容

在NR系统中预期主信息块(MIB)的有效载荷大小将基于来自RAN2的响应LS而增加。在NR系统中预期的MIB有效载荷大小和NR-PBCH内容给出如下。

1)有效负载：64比特(48比特信息，16比特CRC)

2)NR-PBCH内容：

-至少一部分SFN/H-SFN

-有关公共搜索空间配置的信息

-有关NR载波中心频率的信息

在检测到小区ID和符号定时信息之后，UE可以从PBCH获取网络接入信息，包括SFN、一部分定时信息，诸如SSB索引和半帧定时，与公共控制信道有关的信息，诸如时间/频率位置、带宽、带宽部分信息(例如SSB的位置)以及SS突发集信息(例如SS突发集时段和实际发送的SSB索引)。

由于PBCH仅占用了576个RE的有限时间/频率资源，因此必须在PBCH中包含强制信息。另外，如果可能，为了进一步包括强制信息或附加信息，可以使用诸如PBCH DMRS的辅助信号。

(1)SFN(系统帧号)

在NR中，可以定义SFN以区分10-ms间隔。此外，类似于LTE系统，可以引入0至1023之间的索引作为SFN。索引可以由比特明确指示或被隐式指示。

在NR中，PBCH TTI为80ms并且最小SS突发时段为5ms。因此，可以发送多达16个PBCH，每80ms一个，并且可以将针对每个PBCH发送的不同加扰序列应用于编码的PBCH比特。类似于LTE PBCH解码操作，UE可以检测10ms间隔。在这种情况下，可以通过PBCH加扰序列隐式地指示八个SFN状态，并且可以在PBCH内容中定义用于指示SFN的7个比特。

(2)无线电帧内的定时信息

根据载波频率范围，SSB索引可以由PBCH DMRS序列和/或PBCH内容中所包括的比特显式地指示。例如，对于等于或低于6GHz的频带，仅通过PBCH DMRS序列传递3比特的SSB索引。此外，对于6GHz或更高的频带，SSB索引的三个LSB由PBCH DMRS序列传递，并且SSB索引的三个MSB由PBCH内容传递。也就是说，可以在PBCH内容中定义多达3比特的SSB索引，仅用于6GHz至52.6GHz之间的频率范围。

另外，可以由PBCH DMRS序列指示半帧边界。特别地，在3GHz或更低的频带中，在PBCH DMRS中包括半帧指示符比在PBCH内容中包括半帧指示符更有效。也就是说，FDD主要用于3GHz或低于3GHz的频带，因而SF或时隙之间的时间异步可能很大。因此，为了更准确的时间同步，半帧指示符优选地在具有比PBCH内容更好的解码性能的PBCH DMRS中传递。

相反，在3GHz以上的频带中，主要使用TDD，因而子帧或时隙之间的时间异步不是很多。因此，在PBCH内容中传递半时间指示符可能没那么重要。

同时，可以在PBCH DMRS和PBCH内容两者中传递半时间指示符。

(3)时隙中包括的OFDM符号的数量

关于6GHz或更低载波频率范围中的时隙中的OFDM符号的数量，在NR中考虑7-OFDM符号时隙和14-OFDM符号时隙。如果确定支持6GHz或更低载波频率范围中的两种类型的时隙，则应定义时隙类型指示以指示控制资源集(CORESET)的时间资源。

(4)识别缺少与PBCH相对应的RMSI的信息

在NR中，SSB可以用于操作测量以及用于提供网络接入信息。特别地，对于宽带CC操作，可以发送多个SSB用于测量。

然而，可能没有必要在携带SSB的每个频率位置都传递RMSI。也就是说，为了资源利用的效率，可以在特定频率位置发送RMSI。在这种情况下，执行初始接入过程的UE可能不确定是否在检测到的频率位置中提供RMSI。为了解决该问题，可能需要定义用于识别在检测到的频率区域中相应于PBCH的RMSI不存在的比特字段。同时，还应该考虑一种用于在不使用比特字段的情况下识别相应于PBCH的RMSI的缺失的方法。

为此，没有RMSI的SSB将在不是由频率栅格定义的频率位置中发送。在这种情况下，由于执行初始接入过程的UE不能检测SSB，因此可以克服上述问题。

(5)SS突发集周期性和实际发送的SS块

出于测量的目的，可以指示关于SS突发集的周期性和实际发送的SSB的信息。因此，这种信息优选地被包括在系统信息中，用于小区测量和小区间/小区内测量。也就是说，不需要在PBCH内容中定义上述信息。

(6)带宽相关信息

UE尝试在包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程期间检测SSB带宽内的信号。随后，UE可以通过网络获取PBCH内容中指示的带宽中的系统信息，并且继续在其中执行RACH过程的初始接入过程。可以为初始访问过程的目的定义带宽。可以在DL公共信道的带宽内定义用于COCRESET、RMSI、OSI和RACH消息的频率资源。另外，SSB可以位于DL公共信道的带宽的一部分中。总之，可以在PBCH内容中定义DL公共信道的带宽。此外，可以在PBCH内容中定义SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示。为了简化相对频率位置的指示，SSB的多个带宽可被视为其中SSB位于DL公共信道的带宽内的候选位置。

(7)参数集信息

对于SSB发送，使用15、30、120和240kHz的子载波间隔。同时，15、30、60和120kHz的子载波间隔用于数据发送。为了发送SSB、CORESET和RMSI，可以使用相同的子载波间隔。一旦RAN1识别出关于上述子载波间隔的信息，就不需要在PBCH内容中定义参数集信息。

同时，可以考虑CORESET和RMSI的子载波间隔的可能改变。如果根据关于RAN4中的最小载波带宽的协议将仅15个子载波间隔应用于SSB发送，则在PBCH解码之后，对于下一过程，子载波间隔可能需要被改变成30kHZ。此外，如果240kHz子载波间隔被用于SSB发送，则需要改变子载波间隔用于数据发送，因为没有为数据发送定义240kHz子载波间隔。如果RAN1能够通过PBCH内容改变用于数据发送的子载波间隔，则可以为此目的定义1比特指示符。根据载波频率范围，1比特指示符可被解释为{15,30kHz}或{60,120kHz}。另外，所指示的子载波间隔可被认为是RB栅格的默认参数集。

(8)有效载荷大小

考虑到PBCH解码性能，可以假设64比特的最大有效载荷大小，如[表2]中所示。

[表2]

8.NR-PBCH加扰

将描述NR-PBCH加扰序列的类型和序列初始化。尽管可以考虑在NR中使用PN序列，但是如果使用在LTE系统中定义的长度为31的Gold序列作为NR-PBCH序列不会引起严重问题，则可优选将Gold序列重用为NR-PBCH加扰序列。

此外，可以通过至少小区-ID初始化加扰序列，并且可以使用由PBCH-DMRS指示的3比特的SSB索引来初始化加扰序列。此外，如果由PBCH-DMRS或另一信号指示半帧指示，则半帧指示还可以用作用于初始化加扰序列的种子值。

9.PBCH编码链配置和PBCH DMRS发送方法

参考图17，下面将描述配置PBCH编码链和发送PBCH DMRS的方法的实施例。

基于SSB根据CORESET信息和SSB组索引，MIB配置可以是不同的。因此，每SSB编码MIB。这里，编码比特的数量是3456。因为极化码输出比特的数量是512，所以极化码输出比特可以重复6.75次(512*6+384)。

重复比特乘以长度为3456的加扰序列，并且加扰序列由在DMRS中发送的小区ID和SSB索引初始化。然后，将3456比特加扰序列划分成4个部分，每个部分具有864个比特，并且通过调制QPSK中的4个部分中的每一个来配置长度为432的4个调制符号的集合。

可以每20ms发送新的调制符号集，并且相同的调制符号集可以在20ms内重复多达四次。这里，PBCH DMRS的频率轴位置根据重复发送相同调制符号集的时间段中的小区ID而改变。也就是说，DMRS的位置通过[等式3]在0/5/10/15ms处被移位。

[公式3]

vshift＝(vshift_cell+vshift_frame)mod4，vshift_cell＝小区ID mod3，vshift_frame＝0,1,2,3

长度为31的Gold序列用作PBCH DMRS序列。第一m序列的初始值固定为一个值，并且基于SSB索引和小区ID通过[等式4]确定第二m序列的初始值。

[等式4]

c_init＝2¹⁰*(SSBID+1)*(2*小区ID+1)+小区ID

如果SSB具有相同的内容，则仅对一个SSB执行信道编码和比特重复。此外，在假设对每个SSB应用不同的加扰序列的情况下，每SSB执行生成加扰序列并将其乘以比特分段和调制的过程的过程。

下面将描述根据发送半无线电帧信息的方法和SFN的一个MSB的eNB操作和UE操作。在以下描述中，C0和S0分别对应于半帧边界指示比特和帧边界指示比特，如图15中所图示。

(1)通过CRC发送C0和S0。

此信息在0、5、10和15ms中的每一个处改变。生成总共4个CRC并经历4次编码。假设每个编码比特每20ms发送四次，编码的CRC比特被重复排列并乘以加扰序列。

此外，当UE接收到该信息时，UE应该进一步执行盲解码，以便于组合在0ms、5ms、10ms和15ms中的每一个处接收的信息。如果仅对每20ms接收的PBCH进行盲解码，则不存在附加复杂性。但是，因为每5ms发送的信号不能组合，所以无法确保最大性能。

(2)通过PBCH加扰发送C0和S0。

编码一个信息比特和CRC。假设编码比特每5ms发送一次，即，总共发送16次，编码比特被重复排列并乘以加扰序列。这种方法的缺点是盲解码的数量增加到16。

(3)在DMRS序列中发送C0和S0。

在此方法中，以长度144的序列发送5个比特。对一条信息和CRC进行编码。有两种方法可用于对编码比特进行加扰。

1)假设编码比特每5ms发送一次，即，总共发送16次，编码比特被重复排列并乘以加扰序列。在这种情况下，因为加扰序列每5ms改变，所以可能发生PBCH的ICI随机化。此外，因为UE从DMRS序列获取C0和S0，所以UE可以获取在0、5、10和10ms中的每一个处改变的加扰序列信息。此外，在PBCH解码期间不会增加盲解码的数量。在此方法中，每5ms发送的信号被组合，并且因此可以预期最大性能。

2)假设编码比特每20ms发送一次，即，总共发送4次，编码比特被重复排列并乘以加扰序列。然后，可以减少ICI随机化。此外，UE处的盲解码的数量不会增加，可以预期性能提高，并且可以缩短获取时间。

然而，如果在DMRS序列中发送C0和S0，则DMRS序列中应包括多个比特，从而降低检测性能并增加盲检测的数量。为了克服这个问题，应应执行组合多次。

(4)在DMRS位置中发送C0和S0。

此方法基本上与DMRS序列中的C0和S0的发送相同。然而，为了在DMRS位置发送C0和S0，基于小区ID确定位置，并且频率位置根据0、5、10和15ms被移位。可以以相同的方式对邻近小区执行移位。特别地，对DMRS使用功率提升可以进一步改善性能。

10.NR-PBCH DMRS设计

在NR系统中，引入DMRS用于NR-PBCH的相位参考。此外，在每SSB中都存在NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH，并且在单个SSB中携带NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH的OFDM符号是连续的。然而，如果假设NR-SSS和NR-PBCH以不同的发送方案发送，则不能假设NR-SSS用作用于NR-PBCH解调的RS。因此，在NR系统中，应该在假设NR-SSS不用作用于NR-PBCH解调的RS的情况下设计NR-PBCH。

为了设计DMRS，应该考虑DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列。

可以通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。由于信道估计性能和PBCH编码率之间的折衷，应该为DMRS发送确定适当数量的RE。例如，当每个RB的四个RE被分配给DMRS时，可以提供更好的性能。当两个OFDM符号被分配用于NR-PBCH发送时，192个RE用于DMRS，并且384个RE用于MIB发送。在这种情况下，假设有效载荷大小是64比特，可以实现等于LTE PBCH的编码速度的1/12编码速度。

另外，如果为NR-PBCH发送分配多个OFDM符号，则哪个OFDM符号将包括DMRS成为问题。为了防止由残余频率偏移引起的性能下降，DMRS优选地位于携带NR-PBCH的所有OFDM符号中。因而，DMRS可被被包括在用于NR-PBCH发送的所有OFDM符号中。

同时，关于携带NR-PBCH的OFDM符号的位置，PBCH DMRS用作时间/频率跟踪RS，并且随着携带DMRS的两个OFDM符号之间的间隔更大，频率跟踪更准确。因此，可以分配第一和第四OFDM符号用于NR-PBCH的发送。

此外，因而，可以针对可根据小区ID移位的DMRS的频率位置假设频域中的交织映射。均匀分布的DMRS图案的优点是可以使用基于DFT的信道估计，其在1-D信道估计中提供最佳性能。此外，为了增加信道估计性能，可以使用宽带RB捆绑。

对于DMRS序列，可以使用根据Gold序列的类型定义的伪随机序列。DMRS序列的长度可以由每SSB的DMRS RE的数量来定义。另外，可以基于小区ID和SS突发集的默认时段20ms内的时隙号/OFDM符号索引来生成DMRS序列。此外，可以基于时隙和OFDM符号索引来确定SSB的索引。

同时，应根据1008个小区ID和3比特SSB索引对NR-PBCH DMRS进行加扰。这是因为根据DMRS序列的假设数量的检测性能的比较揭示了3比特的检测性能最适合于DMRS序列假设的数量。然而，由于4到5比特的检测性能似乎几乎没有性能损失，因此使用4或5比特假设数也没有关系。

同时，由于SSB时间索引和5ms边界应由DMRS序列表示，因此应进行设计以使得总共有16个假设。

换句话说，DMRS序列应至少表示小区ID、SS突发集内的SSB索引和半帧边界(半帧指示)，并且可以由小区ID、SS突发集内的SSB索引和半帧边界(半帧指示)初始化。具体的初始化等式给出为[等式1]。

[等式5]

这里，

表示SSB组中的SSB索引，并且如果

为小区ID，则HF表示具有{0,1}的值的半帧指示索引。

对于NR-PBCH DMRS序列，可以使用长度为31的Gold序列，类似于LTE DMRS序列。或者，可以基于长度为7或8的Gold序列生成NR-PBCH DMRS序列。

同时，由于在使用长度为31的Gold序列和长度为7或8的Gold序列的情况下检测性能类似，因此本公开提出使用长度为31的Gold序列，如LTE DMRS，并且可以在6GHz或更高的频率范围内考虑长度大于31的Gold序列。

DMRS序列在QPSK中调制，

可由[等式6]定义。

[等式6]

此外，BPSK和QPSK可以被认为是用于生成DMRS序列的调制方案。虽然BPSK和QPSK检测性能类似，但QPSK在相关性能方面优于BPS。因而，QPSK更适合作为用于生成DMRS序列的调制方案。

现在，将给出配置PBCH DMRS序列的方法的详细描述。Gold序列用作PBCH DMRS序列，并且两个m序列由配置相同长度的生成多项式配置。如果序列很短，则可以用短长度的生成多项式替换一个m序列。

实施例3-1

形成Gold序列的两个m序列被配置为具有相同的长度。其中一个m序列的初始值是固定的，并且另一个m序列的初始值可以由小区ID和时间指示符设置。

例如，可以使用如在LTE中使用的长度为31的Gold序列。长度为31的Gold序列被用于传统LTE中的CRS，并且基于基于504个小区ID、7个OFDM符号和20个时隙的140个时间指示符通过初始化生成不同的序列。

当在15GHz或低于6GHz的频带中使用15kHz和30kHz作为子载波间隔时，在5ms内可以包括多达8个SSB，并且在20ms内可以包括多达32个SSB。也就是说，如果在20ms范围内从PBCH DMRS序列获取5ms边界信息，则执行与32个SSB的检测相同的操作。因为NR中的小区ID的数量是1008，比LTE中的大两倍，但是要彼此区分的SSB的数量小于70(＝140/2)，所以可以使用前述序列。

在6GHz或更高的频带中，尽管5ms范围内的SSB的最大数量是64，但是PBCH DMRS中传递的SSB索引的最大数量是8，等于在6GHza或低于6GHza的频带中的SSB索引的最大数量。因此，还可以在6GHz或高于6GHz频带中根据小区ID和时间指示符通过使用长度为31的Gold序列生成序列。

在另一种方法中，可以根据频率范围应用不同长度的Gold序列。120kHz和240kHz的子载波间隔可用于6GHz或更高的频带中。因此，被包括在10ms中的时隙数以15kHz的子载波间隔分别从10ms中包括的时隙数增加了8倍(即，80个时隙)和16倍(即，160个时隙)。特别地，如果通过使用16比特C-RNTI和时隙索引来初始化数据DMRS序列，则可能需要长度大于传统长度31的多项式。如果根据此要求引入长度为N(>31)的Gold序列，则此序列可以被用于PBCH DMRS和PBCH加扰。在这种情况下，可以根据频率范围应用不同长度的Gold序列。可以在处于或低于6GHz的频带中使用长度为31的Gold序列，而在6GHz或高于6GHz的频带中可以使用长度为N(>31)的Gold序列。这里，可以以与以上描述类似的方式应用初始值。

实施例3-2

形成Gold序列的两个m序列以相同的长度配置。可以通过使用时间指示符来初始化m个序列中的一个，并且可以通过使用小区ID或小区ID和另一个时间指示符来初始化另一个m序列。例如，LTE长度为31的Gold序列可以用作Gold序列。传统上应用固定初始值的m序列由时间指示符初始化，并且另一个m序列由小区ID初始化。

在另一种方法中，如果在PBCH DMRS中发送与来自于时间指示符的SSB索引一起发送的半无线电帧边界(5ms)和一个SFN MSB(10ms边界)，则半无线电帧边界(5ms)和一个SFNMSB(10ms边界)可以由第一m序列指示，并且SSB索引可以由第二m序列指示。

当如实施例1中所述针对不同频率范围引入不同长度的Gold序列时，也可以应用上述序列初始化方法。

实施例3-3

Gold序列配置有具有不同长度的多项式的M序列。需要许多指示的信息使用较长多项式的M序列，并且需要较少指示的信息使用较短多项式的M序列。

根据小区ID和诸如SSB指示的时间信息生成PBCH DMRS序列。可以使用两个不同长度的多项式来表示1008个小区ID和P条时间信息(例如，3比特SSB指示)。例如，长度为31的多项式可用于将小区ID彼此区分，并且长度为7的多项式可用于区分时间信息。这里，两个m序列可以分别通过小区ID和时间信息初始化。同时，在以上示例中，长度-31多项式可以是形成LTE中使用的Gold序列的m序列的一部分，并且长度-7多项式可以是被定义为配置NR-PSS或NR-SSS序列的两个m序列之一。

实施例3-4

从具有短多项式的M序列产生序列，从由具有长多项式的M序列组成的Gold序列产生序列，并且这两个序列按元素被相乘。

现在，将描述为用作PBCH DMRS序列的序列设置初始值的方法。PBCH DMRS序列由小区ID和时间指示符初始化。此外，如果用于初始化的比特流c(i)*2^i(i＝0,…,30)表示，则c(0)至c(9)由小区ID确定，并且c(10)至c(30)根据小区ID和时间指示符确定。具体地，对应于c(10)至c(30)的比特可以承载时间指示符的部分信息，并且可以根据信息的属性使用不同的初始化方法。

实施例4-1

当使用小区ID和SSB索引执行初始化时，根据以上描述，通过小区ID和SSB速印确定由小区ID和c(10)至c(30)确定的c(10)至c(9)。在以下[等式7]中，NID表示小区ID，并且SSBID表示SSB索引。

[等式7]

2^10*(SSBID*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1)*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1)*(2*NID+1))+NID

实施例4-2

如果在上述实施例4-1的初始化方法中添加时间指示符，则以增加SSB的数量的方式设置初始值。让在用于5ms的PBCH DMRS序列中传递的SSB索引的数量用P表示。然后，如果要从DMRS序列检测半无线电帧边界，则可以通过SSB的数量被翻倍的效应表示边界。另外，如果要从DMRS序列检测10ms边界以及半无线电帧边界，则可以通过SSB的数量增加了四倍的效果来表示边界。实施例4-2被表达为下面的[等式8]。

[等式8]

2^10*((SSBID+P*(i))*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1+P*(i))*(2*NID+1))+NID+1

2^10*((SSBID+1+P*(i))*(2*NID+1))+NID

如果表示0、5、10和15ms处的边界，则i＝0,1,2,3，并且如果仅表示半帧边界，则i＝0,1。

实施例4-3

如果在之前描述的实施例4-1的初始化方法中添加时间指示符，则时间指示符与SSB索引分开使用。例如，c(0)至c(9)可以由小区ID确定，c(9)至c(13)可以由SSB索引确定，并且c(14)至c(30)可以确定通过诸如半帧边界或SFN信息的添加的时间指示符确定。实施例4-3被表达为下面的[等式9]。

[等式9]

2^13*(i)+2^10*((SSBID+1))+NID

2^13*(i+1)+2^10*((SSBID+1))+NID

2^13*(i)+2^10*((SSBID+1))+NID+1

2∧13*(i+1)+2∧10*((SSBID+1))+NID+1

实施例4-4

SSB的最大数量，L根据频率范围确定。将PBCH DMRS序列中传递的SSB索引的数量用P表示。然后，如果L等于或小于P，则所有SSB索引在DMRS序列中传递，并且SSB索引与从DMRS序列中获得的索引相同。同时，如果L大于P，则SSB索引是在DMRS序列中传递的索引和在PBCH内容中传递的索引的组合。

如果SSBID是在DMRS序列中使用的索引，并且SSBGID是被包括在PBCH内容中的索引，则可以考虑以下三种情况。

(1)情况0：L＜＝P

SS-PBCH块索引＝SSBID

(2)情况1：L＞P

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

SSBGID＝Mod(SS-PBCH块索引，P)

(3)情况2：L＞P

SS-PBCH块索引＝SSBID*P+SSBGID

SSBID＝Mod(SS-PBCH块索引，P)

SSBGID＝Floor(SS-PBCH块索引/P)

同时，用于生成NR-PBCH DMRS序列的伪随机序列被定义为长度为31的Gold序列，并且长度M_PN的序列c(n)由以下[等式10]定义。

[等式10]

c(n)＝(x₁(n+N_c)+x₂(n+N_c))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

在这里，n＝0，1，...，M_PN-1且N_C＝1600。第一个m序列具有初始值，x₁(0)＝1，x₁(n)＝0，n＝1，2，...，30，并且第二个m序列具有由

定义的初始值，其中

11.NR-PBCH DMRS图案设计

关于DMRS的频率位置，可以考虑两种DMRS RE映射方法。固定RE映射方法固定频域中的RS映射区域，而可变RE映射方法通过Vshift方法根据小区ID移位RS位置。可变RE映射方法有利地使干扰随机化，因而实现附加的性能增益。因而，似乎更优选使用可变RE映射方法。

将详细地描述可变RE映射。半帧中所包括的复杂调制符号a_k，l可由[等式11]确定。

[等式11]

k＝4m′+V_shift if l∈{1，3}

m′＝0，1，...，71

这里，k和l表示SSB中的子载波索引和OFDM符号，并且

表示DMRS序列。同时，其可由

确定。

此外，可以考虑RS功率提升以改善性能。如果一起使用RS功率提升和Vshift，则可以减少干扰总辐射功率(TRP)的干扰。此外，考虑到RS功率提升的检测性能增益，信号EPRE与PDSCH EPRE的比率优选为-1.25dB。

同时，应确定DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列以设计DMRS。可以通过信道估计性能和NR-PBCH编码率来确定整体PBCH解码性能。由于信道估计性能与PBCH编码率之间的折衷，所以应确定DMRS的适当数量的RE。

从测试中能够看出，每RB 4个RE(1/3密度)分配给DMRS提供了更好的性能。如果两个OFDM符号被用于NR-PBCH的发送，则192个RE用于DMRS，并且384个RE用于MIB发送。在这种情况下，假设有效载荷大小是64比特，可以实现与LTE PBCH相同的编码速度，即1/12编码速度。

此外，DMRS可以用于NR-PBCH的相位参考。这里，可以考虑两种方法用于DMRS映射。其中一种方法是等距映射，其中使用每个PBCH符号，并且DMRS序列以相同间隔映射到子载波。

在非等距映射方案中，使用每个PBCH符号，但DMRS序列未映射在NR-SSS发送带宽内。相反，NR-SSS用于非等距映射方案中的PBCH解调。因此，与等距映射方案相比，非等距映射方案可能需要更多资源以进行信道估计。另外，由于在初始接入过程中可能存在残余CFO，因此基于SSS符号的信道估计可能不准确。也就是说，等距映射方案在CFO估计和精确时间跟踪方面是有利的。

此外，如果在PBCH DMRS中发送SSB时间指示，则等距映射方案可带来附加的好处。根据实际RE映射方案评估PBCH解码性能的结果表明等距映射方案优于非等距映射方案。因而，等距映射方案更适合于初始接入过程。此外，关于DMRS的频率位置，可以假设可以根据小区ID移位的频域中的交织DMRS映射。另外，等距映射的DMRS图案可以优选地使用基于DFT的信道估计，其在1-D信道估计中提供最佳性能。

现在，将描述将PBCH DMRS序列映射到RE的方法的实施例。

实施例5-1

DMRS序列的长度由用于PBCH DMRS的RE的数量和调制阶数确定。

如果M个RE被用于PBCH DMRS并且序列在BPSK中被调制，则生成长度M的序列。在BPSK中顺序地调制序列，并且将调制符号映射到DMRS RE。例如，如果在两个OFDM符号中总共有144个PBCH DMRS RE，则通过使用以BPSK调制的一个初始值生成长度144的序列，并且然后将其映射到RE。

同时，如果M RE被用于PBCH DMRS并且序列在QPSK中被调制，则生成长度2*M的序列。如果序列是s(0)，...，s(2*M-1)，则在QPSK中组合并调制偶数编号索引的序列和奇数编号索引的序列。例如，如果在两个OFDM符号中总共有144个PBCH DMRS RE，则通过使用一个初始值生成长度为288的序列，并且在QPSK中进行调制，并且然后将得到的长度为144的序列映射到RE。

如果N个RE用于一个OFDM符号中的PBCH DMRS并且该序列在BPSK中被调制，则生成长度为N的序列。在BPSK中顺序调制序列，并且将调制符号映射到DMRS RE。例如，如果在一个OFDM符号中总共存在72个PBCH DMRS RE，则通过使用以BPSK调制的一个初始值生成长度为72的序列，并且然后将其映射到RE。如果一个或多个OFDM符号用于PBCH发送，则可以通过每OFDM符号执行初始化来生成不同的序列，并且可以以相同的方式映射为先前的符号生成的序列。

此外，如果N个RE被用于一个OFDM符号中的PBCH DMRS并且该序列在QPSK中被调制，则生成长度为2*N的序列。如果序列是s(0)，...，s(2*M-1)，则组合、在QPSK中调制偶数编号索引序列和奇数编号索引序列，并将其映射到DMRS RE。例如，如果在一个OFDM符号中总共存在72个PBCH DMRS RE，则通过使用一个初始值生成长度为144的序列，并且在QPSK中进行调制，并且然后将得到的长度为144的序列映射到RE。如果一个或多个OFDM符号被用于PBCH发送，则可以通过每OFDM符号执行初始化来生成不同的序列，并且可以以相同的方式映射为先前的符号生成的序列。

实施例5-2

如果相同的序列被映射到不同的符号，则可以应用循环移位。例如，在使用两个OFDM符号的情况下，如果第一OFDM符号的调制序列被顺序地映射到RE，则调制序列被循环移位了对应于调制序列的长度N的1/2的偏移，并且然后映射到第二个OFDM符号中的RE。在NR-PBCH使用24RB并且NR-SSS使用12个RB的情况下，如果NR-SSS和NR-PBCH的中心频率RE彼此对齐，则NR-SSS被布置在第7到第18个RB的位置中。可以从NR-SSS估计信道，并且可以通过在从NR-PBCH DMRS检测SSB索引时使用估计的信道来尝试相干检测。为了便于检测，上述循环移位方法的应用可以导致PBCH DMRS序列在承载NR-SSS的中心12个RB的区域中的两个OFDM符号上发送的效果。

实施例5-3

如果发送除了SSB指示之外的时间指示符，则可以根据时间指示符确定循环移位值。

如果相同的序列被映射到OFDM符号，则可以将相同的循环移位应用于每个OFDM符号。或者可以将不同的循环移位应用于各个OFDM符号。如果与携带PBCH的OFDM符号中包括的DMRS RE的总数对应地生成序列，则整个序列被循环移位，并且然后映射到DMRS RE。在循环移位的另一示例中，可以考虑反向映射。例如，如果调制序列是s(0)，...，s(M-1)，则调制序列以s(M-1)，...，s(0)的形式反向映射。

下面将描述PBCH DMRS RE的频率位置。

可以通过特定参数来改变用于PBCH DMRS的RE的频率位置。

实施例6-1

如果每N个RE(例如，N＝4)排列DMRS，则可以将频率轴RE的位置的最大移位范围设置为N。例如，最大移位范围可以表示为N*m+v_shift(其中，m＝0，..，12xNRB_PBCH-1，v_shift＝0，...，N-1)。

实施例6-2

可以通过至少小区ID来确定频率轴偏移的偏移。可以通过使用从PSS和SSS获取的小区ID来确定移位偏移。在NR系统中，小区ID可以是从PSS获取的Cell_ID(1)和从SSS获取的Cell_ID(2)的组合。小区ID可以表示为Cell_ID(2)*3+Cell_ID(1)。可以通过使用所获取的小区ID信息或小区ID信息的一部分来确定移位偏移。可以通过以下[等式12]计算偏移。

[等式12]

v_shift＝Cell-ID mod N(其中N是DMRS频率间隔，例如，设置为4)

v_shift＝Cell-ID mod 3(实现3个邻近小区之间的干扰随机化的效果，并且DMRS频率间隔可以大于3，例如，N＝4)

v_shift＝Cell_ID(1)(从PSS获取的Cell_ID(1)用作移位偏移)

实施例6-3

频率轴偏移的偏移可以由时间信息的部分值确定。例如，可以根据半无线电帧边界(5ms)或1-MSB SFN信息(10ms边界)来确定移位偏移。可以通过[等式13]计算偏移。

[等式13]

v_shift＝0,1,2,3(DMRS的位置在0/5/10/15ms处移位。如果DMRS频率间隔为4，则存在4个移位机会)

v_shift＝0,1(在0/5ms边界移位或0/10ms边界处移位)

v_shift＝0,2(在0/5ms边界或0/10ms边界处移位。如果DMRS频率间隔为4，则移位了2的最大间隔)

实施例6-4

可以根据小区ID和时间信息的部分值来确定频率轴偏移的偏移。例如，可以通过将实施例2-3与实施例2-3组合来设置偏移偏移。移位偏移是基于小区ID的移位vshift_cell和基于时间信息的移位vshift_frame的组合。此间隔可以用模N表示，其中N是DMRS RE间隔。计算此偏移的实施例可以被表达为下面的等式。

[等式14]

vshift＝(vshift_cell+vshift_frame)mod N

图18是图示SSB中的示例性DMRS映射的视图。

现在，将给出PBCH DMRS RE与数据RE之间的功率比的描述。与用于在承载PBCHDMRS的OFDM符号中的数据发送的RE的功率相比，可以以更高的功率发送用于PBCH DMRS发送的RE。

实施例7-1

对于每个频带，每DMRS RE能量与每数据RE能量的比率是固定的。固定比率可以用于所有频带，并且特定功率比可以应用于特定频带。也就是说，可以将不同的功率比应用于每个频带。例如，可以在处于或低于6GHz的频带中使用高功率，其中ICI是主导的，然而相同的功率可以用在6GHz或高于6GHz的频带中使用，这是噪声受限的环境。

在本公开中，为了便于描述，功率比被表示为“每DMRS RE与每数据RE的能量比”。然而，功率比可以以各种方式表达。例如，

-每数据RE功率与每DMRS RE功率的比率

-每数据RE能量与每DMRS RE能量的比率

-每DMRS RE功率与每数据RE功率的比率

-每DMRS RE能量与每数据RE能量的比率

实施例7-2

可以将DMRS RE的功率设置为比数据RE的功率低3dB。例如，在12个RE中的3个RE用于DMRS，并且9个RE用于数据，并且4个RE/8个RE(DMRS/数据)被使用的情况下，如果PBCH解码性能类似，则为了通过使用3个RE实现与使用4个RE类似的效果，对于每个RE 3-RE DMRS的功率增加了约1.3334倍，并且邻近数据RE的功率调整了0.08889倍，从而增加DMRS功率，同时保持OFDM符号的总功率。这里，功率提升水平约为1.76dB(＝10*log(1.3334/0.8889))。

在另一示例中，在使用3RE/9RE(DMRS/数据)的情况下，如果提供与4.8-RE DMRS的检测性能类似的性能，则功率提升水平约为3dB(对于4.15-RE DMRS为2dB)。

实施例7-3

如果NR系统结合LTE系统操作非独立(NSA)，则可以指示每DMRS RE能量与每数据RE能量的比率。

12.时间索引指示方法

参考图19，时间信息包括SFN、半帧间隔和SSB时间索引。关于每条时间信息，SFN可以用10比特表示，半帧指示可以用1比特表示，SSB时间索引可以用6比特表示。这里，SFN的10比特的一部分可被被包括在PBCH内容中。此外，NR-PBCH DMRS可以包括SSB索引的6个比特中的3个比特。

用于指示如图19中所示的时间索引的方法的实施例可以给出如下。

-方法1：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH内容)

-方法2：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH内容)

-方法3：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH DMRS)

-方法4：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH DMRS)

如果在NR-PBCH DMRS中传递半帧指示，则可以组合PBCH数据，由此实现附加的性能改进。为此，如在方法3和方法4中那样，可以在NR-PBCH DMRS中发送1比特半帧指示。

在方法3和方法4之间的比较中，尽管方法3可以减少盲解码的数量，但是方法3可能导致PBCH DMRS性能的损失。如果PBCH DMRS可以以优异的性能传递包括S0、C0、B0、B1和B2的5比特，则方法3可以适合作为时间指示方法。然而，如果PBCH DMRS可能不能以优异的性能传递5比特，则实施例4可能适合作为时间指示方法。

考虑到上述情况，可以在PBCH内容中包括SFN的7个MSB，并且可以通过PBCH加扰来传递SFN的2或3个LSB。此外，SSB索引的3个LSB可被被包括在PBCH DMRS中，并且SSB索引的3个MSB可被被包括在PBCH内容中。

另外，可以考虑一种用于获取相邻小区的SSB时间索引的方法。由于基于DMRS序列的解码优于基于PBCH内容的解码，因此可以通过在每个5ms时段内改变DMRS序列来发送3比特的SSB索引。

同时，虽然SSB时间索引可仅在6GHz或更低的频率范围中的相邻小区的NR-PBCHDMRS中发送，但是64个SSB索引通过PBCH-DMRS和PBCH内容在6GHz或更高的频率范围内区分，因而，UE不需要解码相邻小区的PBCH。

然而，与仅使用PBCH-DMRS相比，一起解码PBCH-DMRS和PBCH内容可能导致NR-PBCH解码的额外复杂性和PBCH解码性能降低。因而，可能难以执行PBCH解码以接收相邻小区的SSB。

在该场境中，可以认为服务小区提供与相邻小区的SSB索引相关的配置，而不是解码相邻小区的PBCH。例如，服务小区提供针对目标相邻小区的SSB索引的3个MSB的配置，并且UE从PBCH-DMRS检测3个LSB。然后，可以通过将3个MSB与3个LSB组合来获取目标相邻小区的SSB索引。

13.测量结果评估

现在，将描述根据有效载荷大小、发送方案和DMRS的性能测量结果。假设具有24个RB的两个OFDM符号用于NR-PBCH发送。还假设SS突发集(即，10、20、40或80ms)可具有多个时段，并且编码比特在80ms内发送。

(3)DMRS密度

在低SNR区域中，信道估计性能的提高是提高解调性能的重要因素。然而，如果NR-PBCH的RS密度增加，则信道估计性能得到改善，但编码速度降低。因此，为了在信道估计性能和信道编码增益之间进行平衡，比较了不同DMRS密度的解码性能。图20是示出DMRS密度的例证性视图。

图20(a)示出了针对DMRS使用每符号2个RE，图20(b)示出了针对DMRS使用每符号4个RE，并且图20(c)示出了针对DMRS使用每符号6个RE。另外，本评估基于使用基于单端口的发送方案(即，TD-PVS)的假设。

图20图示用于基于单天线端口的发送的DMRS图案的实施例。参考图20，在DMRS的位置在频域中彼此相等的情况下，RS密度改变。此外，图21是图示不同DMRS密度的性能结果的视图。

如图21中所图示，由于优异的信道估计性能，图20(b)中所示的情况下的NR-PBCH解码性能优于图20(b)中所示的情况。同时，与图20(b)的情况相比，图20(c)的情况具有编码速度损失大于信道估计性能改善的增益的效果，因而具有差的性能。出于这个原因，似乎最合适的是设计具有每个符号4个RE的RS密度的DMRS。

(4)DMRS时间位置和CFO估计

将根据DMRS序列假设的数量、调制类型、序列生成和DMRS RE映射来描述SSB索引的检测性能。本测量结果是基于24个RB中的两个OFDM符号被用于NR-PBCH发送的假设。另外，对于SS突发集可以考虑多个时段，并且可以是10ms、20ms或40ms。

(5)DMRS序列假设的数量

图22示出了根据SSB索引的测量结果。144个RE和432个RE分别用于24个RB和2个OFDM符号中的DMRS和数据。假设长序列(例如长度为31的Gold序列)和QPSK用于DMRS序列。

参考图22，当执行测量，3至5比特的检测性能累积两次时，示出在-6dB错误率为1％。因此，就检测性能而言，可以使用3到5比特的信息来表示DMRS序列的假设数量。

(6)调制类型

图23和24示出BPSK和QPSK中的性能测量结果。在本测试中，DMRS假设以3比特表示，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。

参考图23和24，可以注意到BPSK和QPSK的性能相似。因此，使用任何调制类型来调制DMRS序列不会在性能测量方面带来太大差异。但是，参考图25和图26，可以注意到BPSK和QPSK的相关特性不同。

参考图25和图26，在相关幅度等于或大于0.1的区域中，BPSK比QPSK分布更广。因而，考虑到多小区环境，QPSK优选地用作DMRS的调制类型。也就是说，在相关特性方面，QPSK是DMRS序列的更合适的调制类型。

(7)PBCH DMRS序列的生成

图27和28图示根据DMRS序列生成的测量结果。可以基于具有30或更高的多项式阶数的长序列，或者8或更小的多项式阶数的短序列来生成DMRS序列。另外，假设DMRS假设是3比特，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。

参考图27和28，可以注意到，基于短序列的生成的检测性能类似于基于长序列的生成的检测性能。

具体地，尽管意图通过引入长度7的多项式来增加第一M序列的相关性能，但是对于第一M序列的常规使用长度31的多项式表达没有产生区别。另外，虽然通过将第一M序列的初始值设置为SSBID来生成序列，但是它与固定第一M序列和使用用于第二M序列的SSBID-小区ID传统方案没有任何差别。

因而，如在LTE中那样使用长度为31的Gold序列，并且按常规，通过固定第一M序列和使用用于第二M序列的SSBID-小区ID来执行初始化。

(8)DMRS RE映射

图29、30和31图示根据等距RE映射方法和非等距RE映射方法的性能测量结果。这里，DMRS假设是3比特，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率等级等于服务TRP的功率等级。另外，仅存在一个干扰源。

此外，NR-SSS被映射到144个RE(即，12个RB)，并且NR-PBCH被映射到288个RE(即，24个RB)。同时，在非等距映射方法中，假设NR-SSS被用于PBCH解调，并且PBCH DMRS未映射在NR-SSS发送带宽内。此外，假设存在残余CFO。

即，上述内容总结如下。

(等距DMRS映射)每PBCH符号96个RE，即，使用总共192个RE。

(非等距DMRS映射)DMRS序列被映射到NR-SSS发送带宽之外的子载波。在这种情况下，NR-SSS用于PBCH解调。另外，每PBCH符号48个RE，并且对于NR-SSS符号有128个RE，即总共使用224个RE。

如图30所图示，无CFO的非等距映射方案包括用于信道估计的更多RE，因而优于等距映射方案。然而，如果存在10％的残余CFO，则非等距映射方案的性能降低，而等距映射方案展现出与CFO无关的类似性能。即使非等距映射方案具有更多RE用于信道估计，但是由于残余CFO，NR-SSS符号的信道估计精度降低。因此，可注意到，在存在残余CFO的情况下，等距映射方案在信道估计性能方面优于非等距映射方案。

如图31所示，使用可变RE映射可能带来干扰随机化的效果。因此，可变RE映射的检测性能高于固定RE映射的检测性能。

图32图示当使用RS功率提升时的测量结果。这里，假设DMRS的RE发送功率比PBCH数据的RE发送功率高约1.76dB(＝10*log(1.334/0.889))。如果一起使用可变RE映射和DMRS功率提升，则其它小区干扰减少。如图32所示，与没有RS功率提升相比，具有RS功率提升的性能增益为2至3dB。

另一方面，RS功率提升降低了PBCH数据的RE发送功率。因而，RS功率提升可能影响PBCH性能。图33和34图示在RS功率提升和无RS功率提升的情况下测量PBCH性能的结果。假设SS突发集的时段是40ms，编码比特在80ms内发送。

PBCH数据的RE发送功率的降低可能导致性能损失。然而，所得到的RS功率增加改善了信道估计性能，由此提高了解调性能。因而，如图33和34中所示，两种情况下的性能几乎相同。因而，可以通过信道估计性能增益来补偿用于PBCH数据的RE发送功率丢失的影响。

同时，将参考图35和图36描述将Vshift应用于RS功率提升的测试结果。如果引入根据小区ID改变DMRS RE的频率轴的Vshift，则接收在两个时段期间在多蜂窝环境中发送的PBCH DMRS并且组合两个PBCH带来改善由于ICI随机化引起的检测性能的效果。如果应用Vshift，则检测性能被显着改进。

下面的[表3]列出用于上述性能测量的参数的假设值。

[表3]

(9)SSB索引指示

将参考图37至40描述用于比较SSB时间索引指示的性能的评估结果。对于本评估，考虑一种用于通过PBCH DMRS序列指示SSB时间索引的方法，以及一种用于通过PBCH内容指示SSB索引的方法。假设对于SSB时间索引和5ms时隙边界指示总共有16种状态，即指示以4比特表示。在该评估中，假设发送SS突发集的单个SSB，并且在PBCH TTI内应用时域预编码器循环。另外，假设192个RE用于PBCH DMRS，并且包括CRC的MIB的比特大小是64比特。

此评估的假设数量为16。这是因为需要4比特来表示SSB索引的8种状态以及PBCHDMRS中5ms边界的状态。如图30和31所示，当累积两次时，PBCH DMRS中的SSB时间索引的检测性能在SNR为-6dB时达到0.2％。如从该评估中观察到的，更优选地在指示SSB索引和5ms边界时使用PBCH DMRS。

另一方面，如图39和40所示，尽管利用累积两次执行解码，在-6dB的SNR下也不能实现1％的PBCH FER。因此，如果仅在PBCH内容中定义SSB时间索引，则SSB时间索引的检测性能可能不足。

下面的[表4]列出了对SSB索引指示的上述评估所假设的参数值。

[表4]

参数	值
		载波频率	2GHz
信道模型	CDL_C(延迟缩放值：300ns)
		系统带宽	24个RB
PBCH的OFDM符号的数量	2个符号
		DMRS和数据的RE	对DMRS，192(96*2)，对数据，384(192*2)
有效载荷大小	72比特、64比特、56比特、48比特
		PBCH TTI	80ms
SS突发集周期性	20ms
		PBCH重复	PBCH TTI内4次
子载波间隔	15kHz
		天线配置	2Tx&2Rx
发送方案	时域预编码器向量切换(TD-PVS)
		信道估计	非理想
调制阶数	QPSK
		编码方案	TBCC

14.用于DL公共信道发送的BWP(带宽部分)

LTE的初始接入过程在由MIB配置的系统带宽内执行。此外，PSS/SSS/PBCH关于系统带宽的中心对准。在系统带宽内定义公共搜索空间，在系统带宽内分配的公共搜索空间中的PDSCH上传递系统信息，并且执行Msg 1/2/3/4的RACH过程。

同时，虽然NR系统支持宽带分量载波(CC)内的操作，但是在成本方面配置UE以具有在所有宽带CC内都执行必要操作的能力是非常困难的。因而，可能难以在系统带宽内实现可靠的初始接入过程。

为了避免这种问题，可以为NR中的初始接入过程定义BWP，如图41所示。在NR系统中，可以在对应于每个UE的BWP内执行用于SSB发送、系统信息传递、寻呼和RACH过程的初始接入过程。此外，至少一个DL BWP可被包括在至少一个主CC中具有公共搜索空间的一个CORESET。

因而，可以在具有公共搜索空间的CORESET中发送与至少RMSI、OSI、寻呼和RACH消息2/4相关的DL控制信息，并且可以在DL BWP内分配与DL控制信息相关的DL数据信道。此外，UE可以预期将在与UE对应的BWP中发送SSB。

也就是说，至少一个DL BWP可以用于在NR中发送DL公共信道。这里，具有公共搜索空间、OSI、寻呼和用于RACH消息2/4的PDSCH的SSB、CORESET和RMSI可被被包括在DL公共信道中。RMSI可被解释为系统信息块1(SIB 1)，其为UE在PBCH上接收MIB之后应获取的系统信息。

(1)参数集

在NR中，15、30、60和120kHz的子载波间隔用于数据发送。因此，可以从为数据发送定义的参数集中选择用于DL公共信道的BWP内的PDCCH和PDSCH的参数集。例如，可以针对处于或低于6GHz的频率范围选择30、60和60kHz的子载波间隔中的一个或多个，而可以针对6GHz至52.6kHz的频率范围选择60和120kHz的子载波间隔中的一个或多个。

然而，由于在处于或低于6GHz的频率范围内已经为URLLC服务定义了60kHz子载波间隔，因此60kHz子载波间隔不适合于处于或低于6GHz的频率范围中的PBCH发送。因而，对于DL公共信道的发送，15kHz和30kHz的子载波间隔可以在处于或低于6GHz的频率范围内使用，并且60kHz和120kHz的子载波间隔可以在6GHz或更高的频率范围内使用。

同时，支持15、30、120和240kHz的子载波间隔以进行NR中的SSB发送。可以假设相同的子载波间隔被应用于具有公共搜索空间、寻呼以及用于RAR的PDSCH的SSB、CORESET和RMSI的DL信道。因此，如果应用该假设，则不需要在PBCH内容中定义参数集信息。

另一方面，可能发生需要改变DL控制信道的子载波间隔。例如，如果将240kHz子载波间隔应用于6GHz或6GHz以上频带中的SSB发送，则240kHz子载波间隔不用于包括DL控制信道发送的数据发送，因而子载波间隔需要为包括DL控制信道发送的数据发送而改变。因而，如果能够为包括DL控制信道发送的数据发送而改变子载波间隔，则这可以由被包括在PBCH内容中的1比特指示符来指示。例如，根据载波频率范围，1比特指示符可被解释为指示{15kHz，30kHz}或{60kHz，120kHz}。另外，所指示的子载波间隔可被视为RB栅格的参考参数集。PBCH内容可以表示在PBCH上发送的MIB。

也就是说，在处于或低于6GHz的频率范围中，1比特指示符可以指示用于初始接入的RMSI或OSI、寻呼和Msg 2/4的子载波间隔是15kHz或30kHz，而在6GHz或更高的频率范围内，1比特指示符可以指示用于初始接入的RMSI或OSI、寻呼和Msg 2/4的子载波间隔是60kHz或120kHz。

(2)用于DLP公共信道发送的BWP带宽

在NR系统中，用于DL公共信道的BWP带宽不需要等于网络操作的系统带宽。也就是说，BWP的带宽可以比系统带宽窄。也就是说，尽管带宽应该比最小载波带宽更宽，但是带宽不应比最小UE带宽更宽。

因此，可以定义用于DL公共信道发送的BWP，使得BWP的带宽比SSB的带宽更宽，并且等于或小于在每个频率范围中可操作的每个UE的特定DL带宽。例如，最小载波带宽可被定义为5MHz，并且可以假设最小UE带宽在处于或低于6GHz的频率范围内为20MHz。在这种情况下，DL公共信道的带宽可定义在5MHz至20MHz的范围内。也就是说，SSB可以位于DL公共信道的带宽的一部分中。

(3)带宽配置

图42图示示例性带宽配置。

UE尝试在包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程中检测SSB的带宽内的信号。然后，UE可以在PBCH内容中由网络指示的DL公共信道的带宽内继续后续的初始接入过程。也就是说，UE可以在DL公共信道的带宽内获取系统信息，并执行RACH过程。

同时，可以在PBCH内容中定义指示SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示符。同时，如上所述，PBCH内容可以表示在PBCH上发送的MIB。

例如，如图42中所示，DL公共信道的带宽与SSB的带宽之间的相对频率位置可由关于SSB的带宽与DL公共信道的带宽之间的间隔的偏移信息来定义。

特别地，参考图42，可以在RB中指示偏移值，并且UE可以确定DL公共信道的带宽位于与指示数量的RB相对应的偏移位置。同时，可以针对SSB的带宽和DL公共信道的带宽配置不同的参数集即不同的子载波间隔。这里，可以相对于SSB带宽的子载波间隔和DL公共信道的带宽的子载波间隔中的任一个来计算RB中指示的偏移的绝对频率间隔。

此外，为了简化相对频率位置的指示，多个SSB的带宽可以是DL公共信道的带宽内的SSB的候选位置之一。

此外，在NR系统中DL公共信道的带宽不需要等于网络操作的系统带宽。另外，带宽可能比系统带宽窄。也就是说，尽管DL公共信道的带宽应比最小载波带宽更宽，但是它不应宽于UE的最小带宽。例如，如果假设在处于或低于6GHz的频率范围内，最小载波带宽被定义为5MHz并且UE的最小带宽被假定为20MHz，则DL公共信道的带宽可被定义在5MHz至20MHz的范围内。

例如，如果SSB的带宽是5MHz并且DL公共信道的带宽是20MHz，则可以在DL公共信道的带宽内定义要在其中检测SSB的四个候选位置。

15.CORESET配置

(1)CORESET信息和RMSI调度信息

对于网络来说，向UE发送包括RMSI调度信息的CORESET信息比直接指示RMSI调度信息更高效。也就是说，可以在PBCH内容中指示诸如CORESET的带宽和频率位置的频率资源相关信息。此外，可以另外配置诸如起始OFDM符号、持续时间和OFDM符号的数量的时间资源相关信息，以便灵活地使用网络资源。

另外，关于用于公共搜索空间监视的时段、持续时间和偏移的信息可以由网络发送到UE，以便降低UE的检测复杂度。

同时，可以根据公共搜索空间的CORESET来固定发送类型和REG捆绑大小。这里，可以根据发送信号是否交织来对发送类型进行分类。

(2)时隙中所包括的OFDM符号的数量

关于时隙中的OFDM符号的数量或者处于或低于6GHz的载波频率，考虑两个候选，即7-OFDM符号时隙和14-OFDM符号时隙。如果在NR系统中确定支持处于或低于6GHz的载波频率范围中的两种类型的时隙，则应定义一种用于指示时隙类型的方法，以便指示具有公共搜索空间的CORESET的时间资源。

(3)PBCH内容的比特大小

可以设置大约14个比特以表示PBCH内容中的参数集、带宽和CORESET信息。

[表5]

(4)测量结果

参考图43，将描述根据有效载荷大小(即，48、56、64和72个比特)的性能结果。这里，假设384个RE和192个RE被用于DMRS。

从图43中可以注意到，如果有效载荷大小高达72个比特，则可以通过使用用于数据的384个RE和用于DMRS的192个RE来满足用于NR-PBCH的性能要求(即，SNR为-6dB时的1％BLER)。

参考图44，通信装置4400包括处理器4410、存储器4420、RF模块4430、显示模块4440以及用户接口(UI)模块4450。

为了描述简单起见，通信装置4400被示出具有在图44中所图示的配置。可以向通信装置4400添加一些模块或者可以从通信装置4400省略一些模块。另外，该通信装置4400的模块可以被划分为更多的模块。处理器4410被配置成根据参考附图前面描述的本公开的实施例来执行操作。具体地，对于处理器4410的详细操作，可以参考图1至图43的描述。

存储器4420被连接到处理器4410，并且存储操作系统(OS)、应用、程序代码、数据等等。被连接到处理器4410的RF模块4430将基带信号升频转换为RF信号或者将RF信号降频转换为基带信号。为此，RF模块4430执行数字-模拟转换、放大、滤波和频率升频转换，或者反向地执行这些处理。显示模块4440被连接到处理器4410，并且显示各种类型的信息。显示模块4440可以被配置成但不限于诸如液晶显示器(LCD)、发光二极管(LED)显示器、以及有机发光二极管(OLED)显示器的已知组件。UI模块4450被连接到处理器4410，并且可以被配置有诸如键盘、触摸屏等的公知用户接口的组合。

在上面描述的本发明的实施例是本发明的要素和特征的组合。可以选择性的考虑要素或者特征，除非另作说明。可以在无需与其他要素或者特征结合的情况下实践每个要素或者特征。此外，本发明的实施例可以通过组合要素和/或特征的一部分而构成。可以重新安排在本发明的实施例中描述的操作顺序。任何一个实施例的一些结构可以被被包括在另一个实施例中，并且可以以另一个实施例的相应结构来替换。对于本领域技术人员来说显而易见的是，在所附权利要求书中未被明确地相互引用的权利要求可以组合地呈现为本发明的实施例，或者在提交本申请之后通过后续的修改被包括为新的权利要求。

由BS执行的所描述的特定操作可以由BS的上节点执行。即，显然的是，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，可以由BS或者由BS之外的网络节点来执行用于与UE通信而执行的各种操作。术语“BS”可以被替换成术语“固定站”、“节点B”、“演进的节点B(e节点B或者eNB)”、“接入点(AP)”等等。

本发明的实施例可以通过各种手段来实现，所述各种手段例如硬件、固件、软件或者其组合。在硬件配置中，可以通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSDP)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现根据本发明的示例性实施例的方法。

在固件或者软件配置中，可以以模块、过程、功能等的形式实现本发明的实施例。软件代码可以被存储在存储器单元中，并且由处理器执行。存储器单元位于该处理器的内部或者外部，并且可以经由各种已知的手段将数据发射到处理器和从处理器接收数据。

本领域技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和基本特征的情况下，除了在本文中阐述的那些之外，本公开可以以其他特定方式来实现。以上所述的实施例因此在所有方面被解释为说明性的和非限制性的。本公开的范围应由所附权利要求及其合法等同物，而不由以上描述来确定，并且落在所附权利要求的含义和等效范围内的所有改变旨在被包含在其中。

工业实用性

虽然已经在5G NewRAT系统的上下文中描述用于发送和接收SSB的上述方法和装置，但是它们适用于除NewRAT系统之外的各种无线通信系统。

Claims (13)

1.一种在无线通信系统中由用户设备(UE)接收来自基站(BS)的同步信号块(SSB)的方法，所述方法包括：

在包括在帧中的两个半帧中的一个半帧接收来自BS的所述SSB,其中，所述SSB包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)；和

在所述PBCH的资源区域中接收来自BS的解调参考信号(DMRS)，

其中，所述DMRS包括关于在其中接收所述SSB的所述半帧的信息，以及

其中，可用于所述SSB的传输的SSB候选被分配有半帧的时段。

2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

基于在所述半帧中的SSB候选的数量满足第一条件，从所述DMRS获得关于所述半帧的信息。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

基于在所述半帧中的SSB候选的数量满足第二条件，在所述DMRS中不接收关于所述半帧的信息。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，在所述PBCH的有效载荷中接收关于所述半帧的信息。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，接收所述DMRS包括：接收基于(i)标识小区的小区标识符(ID)、(ii)所述SSB的索引以及(iii)关于所述半帧的信息生成的用于所述DMRS的序列。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，接收所述DMRS包括：

基于在所述半帧中的SSB候选的数量满足第一条件，接收通过使用在关于半帧的信息的特定值与用于所述第一条件的值之间的乘积生成的DMRS的序列。

7.根据权利要求1所述的方法，

其中，基于在所述半帧中的SSB候选的数量满足第一条件，第一组序列被配置用于所述DMRS，

其中，基于SSB候选的数量满足第二条件，第二组序列被配置用于所述DMRS，以及

其中，所述第一组序列被包括在所述第二组序列中。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述PBCH的有效载荷中的所述PBCH包括关于在其中接收所述SSB的帧的信息。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，关于所述半帧的信息对应于所述PBCH的加扰序列的一个比特。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，基于关于所述帧的信息来生成所述PBCH的加扰序列。

11.一种用于在无线通信系统中配置为接收来自基站(BS)的同步信号块(SSB)的用户设备(UE)，所述UE包括：

收发器，

至少一个处理器；以及

至少一个计算机存储器，所述计算机存储器可操作地连接到所述至少一个处理器并且存储指令，当执行所述指令时，使所述至少一个处理器执行操作，所述操作包括：

控制所述收发器在包括在帧中的两个半帧中的一个半帧中接收来自所述BS的SSB，其中所述SSB包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)；并且

控制所述收发器以在所述PBCH的资源区域中接收来自所述BS的解调参考信号(DMRS)，

其中，所述DMRS包括关于在其中接收所述SSB的半帧的信息，以及

其中，可用于所述SSB的传输的SSB候选被分配有半帧的时段。

12.一种在无线通信系统中由基站(BS)发送同步信号块(SSB)到用户设备(UE)的方法，所述方法包括：

生成解调参考信号(DMRS)，其中所述DMRS包括要在其中发送所述SSB的帧中包括的两个半帧中的关于半帧的信息；

在包括在帧中的两个半帧的所述半帧中向所述UE发送所述SSB，其中，所述SSB包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)；和

在所述PBCH的资源区域中向所述UE发送所述DMRS，

其中，可用于所述SSB的传输的SSB候选被分配有半帧的时段。

13.一种用于在无线通信系统中配置为向用户设备(UE)发送同步信号块(SSB)的基站(BS)，所述BS包括：

收发器；

至少一个处理器；以及

至少一个计算机存储器，所述计算机存储器可操作地连接到所述至少一个处理器并且存储指令，当执行所述指令时，使所述至少一个处理器执行操作，所述操作包括：

生成解调参考信号(DMRS)，其中所述DMRS包括要在其中发送所述SSB的帧中包括的两个半帧中的关于半帧的信息；

控制所述收发器以在两个半帧中的半帧中向所述UE发送所述SSB，其中，所述SSB包括主同步信号(PSS)、辅同步信号(SSS)和物理广播信道(PBCH)，并且

控制所述收发器在所述PBCH的资源区域中向所述UE发送所述DMRS，并且

其中，可用于所述SSB的传输的SSB候选被分配有半帧的时段。

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