JP6845309B2 - 同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置 - Google Patents
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Description
本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳しくは、同期信号ブロックが１０ｍｓ区間内において、前側の５ｍｓ区間と後側の５ｍｓ区間のうち、どの区間で受信されたものであるかを区分するための方法及びそのための装置に関する。
時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信トラフィックを要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ(ｅＭＢＢ)／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ(ＵＲＬＬＣ)／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ(ｍＭＴＣ)などに通信シナリオが区分される。
ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり(ｅ.ｇ.，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ)、ｍＭＴＣはＬｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである(ｅ.ｇ.，ＩｏＴ)。
本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置を提供する。
本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロックを受信する方法であって、フレームを構成する２つのハーフフレームのうち、いずれか１つのハーフフレーム上において、主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)で構成された同期信号ブロックを受信し、ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)を受信することを含み、同期信号ブロックが受信されるハーフフレームに関する情報は、ＤＭＲＳのシーケンスにより得られる。
この時、ハーフフレーム内で同期信号ブロックが伝送可能な同期信号ブロック候補の数が第１値を満たす場合、ＤＭＲＳのシーケンスによりハーフフレームに関する情報を得ることができる。
また、ハーフフレーム内で同期信号ブロックが伝送可能な同期信号ブロック候補の数が第２値を満たす場合、ハーフフレームに関する情報がＤＭＲＳのシーケンスにより受信されないことができる。
また、ハーフフレームに関する情報は、ＰＢＣＨのペイロードで受信される。
また、ＤＭＲＳのシーケンスは、セルを識別するためのセル識別子、同期信号ブロックのインデックス及びハーフフレームに関する情報に基づいて生成される。
また、ハーフフレーム内で同期信号ブロックが伝送可能な同期信号ブロック候補の数が第１値を満たす場合、ＤＭＲＳのシーケンスは、特定値とハーフフレームに関する情報の値を乗じた値を用いて生成される。
また、ハーフフレーム内で同期信号ブロックが伝送可能な同期信号ブロック候補の数が第１値を満たす場合のＤＭＲＳのシーケンスは、同期信号ブロック候補の数が第２値を満たす場合のＤＭＲＳのシーケンスに含まれることができる。
また、同期信号ブロックが受信されるフレームに関する情報は、ＰＢＣＨのペイロードで受信される。
また、ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスのうちの１つのビットは、ハーフフレームに関する情報に対応する。
また、ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスは、フレームに関する情報のうち、一部を用いて生成される。
本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロックを受信する端末であって、基地局と信号を送受信するトランシーバー、及びトランシーバーを制御するプロセッサを含み、プロセッサは、フレームを構成する２つのハーフフレームのうち、いずれか１つのハーフフレーム上において、同期信号ブロックは、主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)で構成された同期信号ブロックを受信するようにトランシーバーを制御し、ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)を受信するようにトランシーバーを制御することを含み、同期信号ブロックが受信されるハーフフレームに関する情報は、ＤＭＲＳのシーケンスにより得られる。
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、基地局が同期信号ブロックを伝送する方法であって、フレームを構成する２つのハーフフレームのうち、いずれか１つのハーフフレーム上において、同期信号ブロックは、主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)で構成された同期信号ブロックを伝送し、ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)を伝送することを含み、同期信号ブロックが受信されるハーフフレームに関する情報は、ＤＭＲＳのシーケンスにより伝送される。
本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロックを伝送する基地局であって、基地局と信号を送受信するトランシーバー、及びトランシーバーを制御するプロセッサを含み、プロセッサは、フレームを構成する２つのハーフフレームのうち、いずれか１つのハーフフレーム上において、同期信号ブロックは、主同期信号(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＰＳＳ)、副同期信号(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ； ＳＳＳ)及びＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)で構成された同期信号ブロックを伝送するようにトランシーバーを制御し、ＰＢＣＨが受信されるリソース領域を介してＤＭＲＳ(Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ)を伝送するようにトランシーバーを制御することを含み、同期信号ブロックが受信されるハーフフレームに関する情報は、ＤＭＲＳのシーケンスにより伝送される。
本発明によれば、同期信号ブロックを受信する場合、同期信号ブロックに含まれたＰＢＣＨ−ＤＭＲＳを用いてハーフフレームを区分することにより、ハーフフレーム指示子に対するデコーディング性能を高めることができる。
本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。
以下、添付図面を参照しながら説明する本発明の実施例によって本発明の構成、作用及び他の特徴をより容易に理解できるであろう。以下の実施例は本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。
この明細書では、ＬＴＥシステム、ＬＴＥ−Ａシステム及びＮＲシステムを用いて本発明の実施例を説明しているが、これは一例であり、本発明の実施例は上記定義に該当するいかなる通信システムにも適用することができる。
また、この明細書では、基地局の名称がＲＲＨ(ｒｅｍｏｔｅ ｒａｄｉｏ ｈｅａｄ)、ｅＮＢ、ＴＰ(ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ)、ＲＰ(ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ)、中継器(ｒｅｌａｙ)などの包括的な用語で使用されている。
３ＧＰＰ基盤の通信標準は、上位階層から生じる情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＳＣＨ)、物理ブロードキャストチャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＢＣＨ)、物理マルチキャストチャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＭＣＨ)、物理制御フォーマット指示子チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒｍａｔ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＣＦＩＣＨ)、物理下りリンク制御チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＤＣＣＨ)及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＨＩＣＨ)が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット(ｐｉｌｏｔ)とも呼ばれる参照信号(ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ)は、ｅＮＢとＵＥが互いに知っている既に定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的ＲＳ(ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ)、ＵＥ−特定的ＲＳ(ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ、ＵＥ−ＲＳ)、ポジショニングＲＳ(ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ＲＳ、ＰＲＳ)及びチャネル状態情報ＲＳ(ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ)が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準は、上位階層から生じる情報を搬送するリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理階層によって用いられるが、上位階層から生じる情報を搬送しないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＳＣＨ)、物理上りリンク制御チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＵＣＣＨ)、物理任意接続チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ)が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号(ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＤＭＲＳ)と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号(ｓｏｕｎｄｉｎｇ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＳＲＳ)が定義される。
本発明で、ＰＤＣＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＣＦＩＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＨＩＣＨ((Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｔｒａｎｓｍｉｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＤＳＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)はそれぞれ、ＤＣＩ(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ)／ＣＦＩ(Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ(ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ ＡＣＫ)／下りリンクデータを搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、ＰＵＣＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＵＳＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ)／ＰＲＡＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＣＨａｎｎｅｌ)はそれぞれ、ＵＣＩ(Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ)／上りリンクデータ／ランダムアクセス信号を搬送する時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素(ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ、ＲＥ)をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨ ＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下では、ＵＥがＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で／或いは、を通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／任意接続信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｅＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で／或いはそれらを通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。
以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳが割り当てられた或いは設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ(ｔｒａｃｋｉｎｇ ＲＳ、ＴＲＳ)が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳ ＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)サブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号(例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ)が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。
本発明で、ＣＲＳポート、ＵＥ−ＲＳポート、ＣＳＩ−ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)アンテナポート、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)アンテナポートは、ＵＥ−ＲＳポートによってＵＥ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ−ＲＳポートによってＣＳＩ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別できる。従って、ＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定リソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。
図１は３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコルの制御平面(ｃｏｎｔｒｏｌ ｐｌａｎｅ)及び使用者平面(ｕｓｅｒ ｐｌａｎｅ)の構造を示す図である。制御平面は端末(Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ)とネットワークが信号を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。使用者平面はアプリケーション階層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。
第１の階層である物理階層は、物理チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)を用いて上位階層に情報送信サービス(Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ)を提供する。物理階層は上位にある媒体接続制御(Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ)階層とは送信チャネル(Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御階層と物理階層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理階層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ(Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ(Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ)方式で変調される。
第２の階層である媒体接続制御(Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ)階層は、論理チャネル(Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して上位階層である無線リンク制御(Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ)階層にサービスを提供する。第２の階層のＲＬＣ階層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ階層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の階層のＰＤＣＰ階層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮(Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ)の機能を果たす。
第３の階層である最下部に位置する無線リソース制御(Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ)階層は、制御平面でのみ定義される。ＲＲＣ階層は無線ベアラ(Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ)の設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)、再設定(ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)及び解除(ｒｅｌｅａｓｅ)に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の階層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ階層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ階層の間にＲＲＣ連結(ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ)がある場合、端末はＲＲＣ連結状態(Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ)であり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態(Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ)である。ＲＲＣ階層の上位にあるＮＡＳ(Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ)階層は、セッション管理(Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ)と移動性管理(Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ)などの機能を果たす。
ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ(Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ページングメッセージを送信するＰＣＨ(Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ(Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ)、使用者トラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ(Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ)がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル(Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)としては、ＢＣＣＨ(Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＰＣＣＨ(Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＣＣＣＨ(Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＭＣＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ)、ＭＴＣＨ(Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ)などがある。
図２は３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を合わせるなどの初期セル探索(Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ)作業を行う(Ｓ２０１)。このために、端末は基地局から主同期チャネル(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ； Ｐ−ＳＣＨ)及び副同期チャネル(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ)を受信することによって基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ ＲＳ)を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。
初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ)及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ)を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる(Ｓ２０２)。
一方、基地局に最初に接続したか或いは信号伝送のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ)を行うことができる(段階Ｓ２０３〜段階Ｓ２０６)。このために、端末は、物理任意接続チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ)を介して特定シーケンスをプリアンブルとして伝送し(Ｓ２０３及びＳ２０５)、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる(Ｓ２０４及びＳ２０６)。競争基盤のＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順(Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行うことができる。
上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信(Ｓ２０７)及び物理上りリンク共有チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ)／物理上りリンク制御チャネル(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ)の送信(Ｓ２０８)を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報(Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ)を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
一方、端末が上りリンクを通じて基地局に伝送したり、端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ(Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)、ＰＭＩ(Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ)、ＲＩ(Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ)などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して伝送することができる。
図３はＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ基盤の無線通信システムにおいて、同期信号(ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ、ＳＳ)の伝送のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は周波数分割デュプレックス(ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ、ＦＤＤ)において同期信号及びＰＢＣＨの伝送のための無線フレームの構造を例示しており、図３の(ａ)は正規ＣＰ(ｎｏｒｍａｌ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ)として設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示し、図３の(ｂ)は拡張ＣＰ(ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ)として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの伝送位置を示している。
以下、図３を参照しながらＳＳについてより具体的に説明する。ＳＳはＰＳＳ(Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ)とＳＳＳ(Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ)に区分される。ＰＳＳはＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために使用され、ＳＳＳはフレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)(即ち、一般ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報)を得るために使用される。図３を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは毎無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。具体的には、ＳＳはインタ−ＲＡＴ(ｉｎｔｅｒ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ)の側定を容易にするために、ＧＳＭ(Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ)フレームの長さである４.６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の１番目のスロットとサブフレーム５の１番目のスロットで各々伝送される。特に、ＰＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルで各々伝送され、ＳＳＳはサブフレーム０の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の１番目のスロットの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルで各々伝送される。該当無線フレームの境界はＳＳＳを通じて検出される。ＰＳＳは該当スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで伝送され、ＳＳＳはＰＳＳの直前のＯＦＤＭシンボルで伝送される。ＳＳの伝送ダイバーシティ(ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ)方式は、単一のアンテナポート(Ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ)のみを使用し、標準では特に定義していない。
ＰＳＳは５ｍｓごとに伝送されるので、ＵＥはＰＳＳを検出することにより、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちの１つであることは分かるが、該当サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち、正確に何であるかは分かることができない。従って、ＵＥはＰＳＳのみでは無線フレームの境界を認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期を得ることができない。ＵＥは１つの無線フレーム内で２回伝送されるが、互いに異なるシーケンスとして伝送されるＳＳＳを検出して無線フレームの境界を検出する。
ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセルの探索過程を行ってＤＬ信号の復調及びＵＬ信号の伝送を正確な時点に行うために必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、ｅＮＢとの通信のために、さらにｅＮＢからＵＥのシステム設定(ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ)に必要なシステム情報を得なければならない。
システム情報はマスタ情報ブロック(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ)及びシステム情報ブロック(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＳＩＢ)により設定される。各々のシステム情報ブロックは機能的に連関したパラメータの集まりを含み、含むパラメータによってマスタ情報ブロック(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＭＩＢ)及びシステム情報ブロックタイプ１(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ １、ＳＩＢ１)、システム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ ２、ＳＩＢ２)、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分される。
ＭＩＢはＵＥがｅＮＢのネットワークに初期接続(ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ)するために必須である、最も頻繁に伝送されるパラメータを含む。ＵＥはＭＩＢをブロードキャストチャネル(例えば、ＰＢＣＨ)を介して受信する。ＭＩＢには、下りリンクシステムの帯域幅(ＤＬ−Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、ＤＬ ＢＷ)、ＰＨＩＣＨの設定、システムフレームの番号(ＳＦＮ)が含まれる。従って、ＵＥはＰＢＣＨを受信することにより明示的に(ｅｘｐｌｉｃｉｔ)ＤＬ ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨの設定に関する情報を分かることができる。なお、ＰＢＣＨを受信することによりＵＥが暗黙的に(ｉｍｐｌｉｃｉｔ)認知できる情報としては、ｅＮＢの伝送アンテナポートの数がある。ｅＮＢの伝送アンテナの数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に使用される１６−ビットＣＲＣ(Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ)に伝送アンテナの数に対応するシーケンスをマスキング(例えば、ＸＯＲ演算)して暗黙的にシグナリングされる。
ＳＩＢ１は他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報だけではなく、特定のセルがセル選択に適合するか否かを判断するために必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストのシグナリング又は専用(ｄｅｄｉｃａｔｅｄ)シグナリングによりＵＥに受信される。
ＤＬ搬送波周波数と該当システムの帯域幅はＰＢＣＨが運ぶＭＩＢにより得られる。ＵＬ搬送波周波数及び該当システムの帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報により得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、該当セルに対して貯蔵された有効システム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２)が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ ＢＷの値をＵＬ−帯域幅(ＵＬ ＢＷ)に適用する。例えば、ＵＥはシステム情報ブロックタイプ２(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ２、ＳＩＢ２)を得ることにより、ＳＩＢ２内のＵＬ−搬送波周波数及びＵＬ−帯域幅情報により自分がＵＬ伝送に使用できる全体ＵＬシステムの帯域を把握することができる。
周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは実際のシステム帯域幅に関係なく、該当ＯＦＤＭシンボル内でＤＣ副搬送波を中心として左右３つずつ総６つのＲＢ、即ち、総７２つの副搬送波内でのみ伝送される。従って、ＵＥはＵＥに設定された(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)下りリンク伝送帯域幅に関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出(ｄｅｔｅｃｔ)又は復号(ｄｅｃｏｄｅ)できるように設定される(ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ)。
初期セル探索を終了したＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するために任意接続過程(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行う。このために、ＵＥは物理任意接続チャネル(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＲＡＣＨ)を介してプリアンブル(ｐｒｅａｍｂｌｅ)を伝送し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信する。競争基盤の任意接続(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ)の場合、さらなるＰＲＡＣＨの伝送、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ)を行うことができる。
上述したような手順を行ったＵＥは、今後一般的な上り／下りリンク信号伝送の手順としてＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨの受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨの伝送を行うことができる。
任意接続過程は、任意接続チャネル(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ、ＲＡＣＨ)過程とも呼ばれる。任意接続過程は初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途に多様に使用される。任意接続過程は、競争−基盤(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ−ｂａｓｅｄ)の過程と専用(ｄｅｄｉｃａｔｅｄ)(即ち、非−競争−基盤)の過程に分類される。競争−基盤の任意接続過程は初期接続を含んで一般的に使用され、専用の任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に使用される。競争−基盤の任意接続過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスをランダムに選択する。従って、複数のＵＥが同時に同じＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを伝送することができ、これにより今後競争解消過程が必要である。反面、専用の任意接続過程において、ＵＥはｅＮＢが該当ＵＥに唯一に割り当てしたＲＡＣＨプリアンブルのシーケンスを使用する。従って、他のＵＥとの衝突無しに任意接続過程を行うことができる。
競争−基盤の任意接続過程は以下の４つの段階を含む。以下、段階１〜４により伝送されるメッセージは各々メッセージ１〜４(Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４)と呼ばれる。
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル(ｖｉａ ＰＲＡＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階２：ランダムアクセス応答(ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ、ＲＡＲ)(ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ)(ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ)
−段階３：レイヤ２／レイヤ３のメッセージ(ｖｉａ ＰＵＳＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階４：競争解消(ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ)メッセージ(ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ)
専用の任意接続過程は以下の３つの段階を含む。以下、段階０〜２により伝送されるメッセージは各々メッセージ０〜２(Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２)と呼ばれる。任意接続過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク伝送(即ち、段階３)も行われることができる。専用の任意接続過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル伝送を命令するためのＰＤＣＣＨ(以下、ＰＤＣＣＨオーダー(ｏｒｄｅｒ))を用いてトリガーされることができる。
−段階０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブルの割り当て(ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ)
−段階１：ＲＡＣＨプリアンブル(ｖｉａ ＰＲＡＣＨ)(ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ)
−段階２：ランダムアクセス応答(ＲＡＲ)(ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ)(ｅＮＢ ｔｏ ｕｅ)
ＲＡＣＨプリアンブルの伝送後、ＵＥは所定の時間ウィンドウ内で任意接続応答(ＲＡＲ)受信を試みる。具体的には、ＵＥは時間ウィンドウ内でＲＡ−ＲＮＴＩ(Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＲＮＴＩ)を有するＰＤＣＣＨ(以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ)(例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩにマスキングされる)の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨの検出時、ＵＥはＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に自分のためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲはＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス(Ｔｉｍｉｎｇ Ａｄｖａｎｃｅ、ＴＡ)情報、ＵＬリソース割り当て情報(ＵＬグラント情報)、臨時端末識別個(例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ、ＴＣ−ＲＮＴＩ)などを含む。ＵＥはＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値によってＵＬ伝送(例えば、Ｍｓｇ３)を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ伝送にはＨＡＲＱが適用される。従って、ＵＥはＭｓｇ３の伝送後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報(例えば、ＰＨＩＣＨ)を受信できる。
任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理階層において長さＴＣＰの循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ)及び長さＴＳＥＱのシーケンス部分で構成される。ＴＣＰのＴＳＥＱはフレーム構造と任意接続設定に依存する。プリアンブルフォーマットは上位階層により制御される。ＰＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームで伝送される。任意接続プリアンブルの伝送は、特定時間及び周波数リソースに制限される(ｒｅｓｔｒｉｃｔ)。かかるリソースをＰＲＡＣＨリソースとし、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号を付ける。任意接続リソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスにより定義される(３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１標準文書を参照)。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは(ｅＮＢにより伝送される)上位階層信号により与えられる。
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔(Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｉｎｇ)は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合、１.２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合、７.５ｋＨｚであると規定される(３ＧＰＰ ＴＳ ３６.２１１参照)。
＜ＯＦＤＭニューマロロジー＞
新しいＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ伝送方式又はこれと類似する伝送方式を使用する。新しいＲＡＴシステムは、ＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータに従う。又は、新しいＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのニューマロロジーをそのまま従うが、より大きいシステム帯域幅(例えば、１００ＭＨｚ)を有することができる。又は、１つのセルが複数のニューマロロジーを支援することもできる。即ち、互いに異なるニューマロロジーで動作するＵＥが１つのセル内に共存することができる。
＜サブフレームの構造＞
３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで用いられる無線フレームは、１０ｍｓ(３０７２００Ｔｓ)の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム(ｓｕｂｆｒａｍｅ、ＳＦ)で構成される。１無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号を与えることができる。ここで、Ｔｓは、サンプリング時間を表し、Ｔｓ＝１／(２０４８＊１５ｋＨｚ)で表示される。それぞれのサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロットで構成される。１無線フレームにおいて２０個のスロットには０から１９まで順次に番号を付けることができる。それぞれのスロットは、０.５ｍｓの長さを有する。１サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔(ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ、ＴＴＩ)と定義される。時間リソースは、無線フレーム番号(或いは、無線フレームであるデックスともいう)、サブフレーム番号(或いは、サブフレーム番号)、スロット番号(或いは、スロットインデックス)などによって区分することができる。ＴＴＩとは、データがスケジューリング可能な間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＵＬグラント或いはＤＬグラントの送信機会は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短い時間内にＵＬ／ＤＬグラントの機会が複数回存在することではない。従って、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。
図４は新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ)において利用可能なスロット構造を例示する図である。
データ送信遅延を最小にするために、５世代の新しいＲＡＴでは制御チャネルとデータチャネルが時間分割多重化(ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＴＤＭ)されるスロットの構造が考えられる。
図４において、斜線領域はＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル(例えば、ＰＤＣＣＨ)の送信領域を示し、黒色部分はＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル(例えば、ＰＵＣＣＨ)の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｅＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、ＤＣＩはＵＥが分かるべきセル設定(ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｏｉｎ)に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ特定的情報、またＵＬグラントのようなＵＬ特定的情報などを含む。またＵＣＩはＵＥがｅＮＢに伝達する制御情報であり、ＵＣＩはＤＬデータに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要請(ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ，ＳＲ)などを含む。
図４において、シンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、ＰＤＳＣＨ)の送信、又は上りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例えば、ＰＵＳＣＨ)の送信に使用される。図２のスロットの構造によると、１つのスロット内においてＤＬ送信とＵＬ送信が順に行われて、ＤＬデータの送信／受信とＤＬデータに対するＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信／送信が１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーの発生時にデータの再送信までにかかる時間を短縮させることにより、最終データ伝達の遅延を最小化することができる。
このようなスロットの構造では、ｅＮＢ及びＵＥは送信モードから受信モードへの転換過程又は受信モードから送信モードへの転換過程のための時間ギャップ(ｔｉｍｅ ｇａｐ)が必要である。このような送信モードと受信モードの間の転換過程のために、スロット構造においてＤＬからＵＬに転換される時点の一部ＯＦＤＭシンボルがガード期間(ｇｕａｒｄ ｐｅｒｉｏｄ，ＧＰ)に設定される。
既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいては、ＤＬ制御チャネルはデータチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新しいＲＡＴでは、１つのシステムの帯域幅が最小約１００ＭＨｚに達すると予想されるので、制御チャネルを全帯域に拡散して送信することは無理である。ＵＥがデータ送受信のために下りリンク制御チャネル受信のために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリー消耗増大及び効率性低下を招く。従って、本発明ではＤＬ制御チャネルをシステム帯域、即ちチャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ(ｌｏｃａｌｉｚｅ)して送信するか、或いは分散して送信することを提案している。
ＮＲシステムにおいて、基本伝送単位(ｂａｓｉｃ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｎｉｔ)はスロットである。スロット区間(ｄｕｒａｔｉｏｎ)は正規(ｎｏｒｍａｌ)循環前置(ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ、ＣＰ)を有する１４つのシンボルからなるか、或いは拡張ＣＰを有する１２つのシンボルからなる。また、スロットは使用された副搬送波間隔の関数であって時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりのシンボルの数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内におけるスロットの数が１５ｋＨｚの副搬送波間隔について１０個であると、３０ｋＨｚの副搬送波間隔については２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔については４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内におけるＯＦＤＭシンボルの数は、正規ＣＰであるか拡張ＣＰであるかによって変化し、副搬送波間隔によっては変化しない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴｓはＬＴＥの基本副搬送波間隔１５ｋＨｚと最大ＦＦＴのサイズ２０４８を考慮して、Ｔｓ＝１／(１５０００＊２０４８)秒に定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間である。ＮＲシステムにおいては、１５ｋＨｚの副搬送波間隔以外に様々な副搬送波間隔を使用でき、副搬送波間隔と該当時間の長さは反比例するので、１５ｋＨｚより大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔｓ＝１／(１５０００＊２０４８)秒より短くなる。例えば、副搬送波間隔３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間は各々、１／(２＊１５０００＊２０４８)秒、１／(４＊１５０００＊２０４８)秒、１／(８＊１５０００＊２０４８)秒になる。
＜アナログビーム形成(ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ)＞
最近論議されている５世代移動通信システムは広い周波数帯域を用いて多数のユーザに高い伝送率を維持しながらデータを伝送するために高い超高周波帯域、即ち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。３ＧＰＰではこれをＮＲと称しており、以下本発明ではＮＲシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は非常に高い周波数帯域を用いるため、距離による信号減殺が急激であるという周波数特性を有する。従って、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を使用するＮＲシステムでは、急激な電波減殺特性を補償するために、信号伝送を全方向ではなく特定の方向にエネルギーを集めて伝送することにより、急激な電波減殺によるカーバリッジ減少の問題を解決する狭ビーム(ｎａｒｒｏｗ ｂｅａｍ)伝送技法を使用している。しかし、１つの狭ビームのみでサービスする場合、１つの基地局がサービスを提供する範囲が狭くなるので、基地局は多数の狭ビームを集めて広帯域にサービスを提供する。
ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長(ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ｗａｖｅ，ｍｍＷ)では波長が短くなって、同じ面積に多数のアンテナ要素を設けることが可能になる。例えば、１ｃｍ程度の波長を有する３０ＧＨｚ帯域においては５ｂｙ５ｃｍのパネルに０.５λ(波長)間隔で２次元配列形態で総１００個のアンテナ要素を設けることができる。よって、ｍｍＷでは、多数のアンテナ要素を使用してビーム形成利得を高めてカバレッジを増加させるか、或いは処理量(ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ)を高めることが考えられる。
ミリメートル周波数帯域において狭ビームを形成する方法として、基地局やＵＥから多数のアンテナに適切な位相差を用いて同じ信号を伝送することにより、特定の方向でのみエネルギーが高くなるビーム形成方式が主に考えられている。このようなビーム形成方式には、デジタル基底帯域(ｂａｓｅｂａｎｄ)信号に位相差を形成するデジタルビーム形成、変調されたアナログ信号に時間遅延(即ち、循環遷移)を用いて位相差を形成するアナログビーム形成、デジタルビーム形成とアナログビーム形成を全て利用するハイブリッドビーム形成などがある。アンテナ要素ごとに伝送パワー及び位相調節ができるようにトランシーバーユニット(ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ)を有すると、周波数リソースごとに独立したビーム形成が可能になる。しかし、１００余個の全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは費用面で実効性が乏しい。即ち、ミリメートル周波数帯域は急激な電波減殺特性を補償するために多数のアンテナを使用する必要があり、デジタルビーム形成はアンテナ数ほどのＲＦコンポーネント(例えば、デジタルアナログコンバータ(ＤＡＣ)、ミキサー(ｍｉｘｅｒ)、電力増幅器(ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ)、線形増幅器(ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ)など)を必要とするので、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビーム形成を具現するためには通信機器の単価が上がる問題がある。従って、ミリメートル周波数帯域のようにアンテナが多く必要な場合には、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成方式が考慮される。アナログビーム形成方式は、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相遷移器(ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ)でビームの方向を調節する。かかるアナログビーム形成方式は全体帯域において１つのビーム方向のみを形成するので、周波数選択的ビーム形成(ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ、ＢＦ)ができない短所がある。ハイブリッドＢＦはデジタルＢＦとアナログＢＦの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に伝送可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。
図５はＴＸＲＵとアンテナ要素の連結方式の一例を示す図である。
図５の(ａ)はＴＸＲＵがサブ−アレイ(ｓｕｂ−Ａｒｒａｙ)に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵにのみ連結される。一方、図５の(ｂ)はＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に連結された方式を示す。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに連結される。図５においてＷはアナログ位相遷移器により乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによりアナログビーム形成の方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは、１−ｔｏ−１又は１−ｔｏ−多であることができる。
上述したように、デジタルビーム形成は、伝送又は受信デジタルの基底帯域信号に対して信号処理を行うので、多重ビームを用いて同時に複数の方向に信号を伝送又は受信できる反面、アナログビーム形成は、伝送又は受信アナログ信号を変調した状態でビーム形成を行うので、１つのビームがカバーする範囲を超える複数の方向に信号を同時に伝送又は受信することができない。通常、基地局は広帯域伝送又は多重アンテナ特性を用いて同時に多数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビーム形成を使用し、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビーム形成の特性上、同じアナログビーム方向内に含まれるユーザとのみ通信が可能である。後述する本発明によるＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビーム形成又はハイブリッドビーム形成の特性により発生する制約事項を反映して提案される。
＜ハイブリッドアナログビーム形成(ｈｙｂｒｉｄ ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ)＞
図６は送受信器ユニット(ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ、ＴＸＲＵ)及び物理的アンテナの観点でハイブリッドビーム形成の構造を抽象的に示す図である。
複数のアンテナが使用される場合、デジタルビーム形成及びアナログビーム形成を結合したハイブリッドビーム形成技法が考えられている。この時、アナログビーム形成(又はＲＦビーム形成)は、ＲＦユニットがプリコーディング(又は組み合わせ(ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ))を行う動作を意味する。ハイブリッドビーム形成において、基底帯域(ｂａｓｅｂａｎｄ)ユニットとＲＦユニットは各々プリコーティング(又は組み合わせ)を行い、これによりＲＦチェーンの数とＤ／Ａ(又はＡ／Ｄ)コンバーターの数を減らしながらデジタルビーム形成に近接する性能を得られるという長所がある。説明の便宜上、ハイブリッドビーム形成の構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理的アンテナで表すことができる。この時、送信端から伝送するＬ個のデータレイヤに対するデジタルビーム形成は、Ｌ−ｂｙ−Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号はＴＸＲＵを介してアナログ信号に変換され、変換された信号に対してＭ−ｂｙ−Ｎ行列で表されるアナログビーム形成が適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムにおいては、アナログビーム形成をシンボル単位で変更できるように基地局を設計して、特定の地域に位置したＵＥに効率的なビーム形成を支援する方向が考えられている。また、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネルと定義した時、ＮＲシステムにおいては、互いに独立したハイブリッドビーム形成が適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案も考えられている。以上のように基地局が複数のアナログビームを活用する場合、ＵＥごとに信号の受信に有利なアナログビームが異なるので、少なくとも同期信号、システム情報、ページング(ｐａｇｉｎｇ)などについては、特定のスロット又はサブフレームにおいて基地局が適用する複数のアナログビームをシンボルごとに変化させて全てのＵＥが受信機会を有するようにするビームスイーピング(ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)動作が考えられている。
図７は下りリンクの伝送過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング(Ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)動作を示す図である。図７において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報が放送(Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ)される物理的リソース又は物理チャネルをｘＰＢＣＨ(ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ)と称する。この時、１つのシンボル内において互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)が同時に伝送されることができ、アナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)ごとにチャネルを測定するために、図７に示したように、特定のアンテナパネルに対応する単一のアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)のために伝送される参照信号(Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ； ＲＳ)であるＢｅａｍ ＲＳ(ＢＲＳ)を導入する方案が論議されている。ＢＲＳは複数のアンテナポートに対して定義することができ、ＢＲＳの各アンテナポートは単一のアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)に対応することができる。この時、ＢＲＳとは異なり、同期信号(Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ)又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥがよく受信できるようにアナログビームグループ(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ Ｇｒｏｕｐ)に含まれた全てのアナログビーム(Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ)のために伝送されることができる。
図８は新しい無線接続技術(ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、ＮＲ)システムのセルを例示する図である。
図８を参照すると、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成したこととは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する方案が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成すると、ＵＥをサービスするＴＲＰが変わっても中断されず続けて通信が可能であり、ＵＥの移動性管理が容易である。
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳは全−方位的(ｏｍｎｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ)に伝送されることに反して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全−方位的に変化しながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号をビーム形成して伝送する方法が考えられている。このように、ビーム方向を変化しながら信号を伝送／受信することをビームスイーピング(ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ)又はビームスキャニングという。本発明において“ビームスイーピング’は伝送器側の行動であり、“ビームスキャニング”は受信器側の行動を示す。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を有すると仮定すると、Ｎ個のビーム方向に対して各々ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を伝送する。即ち、ｇＮＢは自分が有し得る又は支援しようとする方向をスイーピングしながら各々の方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を伝送する。又はｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつずつのビームを集めて１つのビームグループを構成でき、ビームグループごとにＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨを伝送／受信することができる。この時、１つのビームグループは１つ以上のビームを含む。同じ方向に伝送されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳブロックと定義されることができ、１つのセル内に複数のＳＳブロックが存在することができる。複数のＳＳブロックが存在する場合、各ＳＳブロックの区分のために、ＳＳブロックインデックスを使用できる。例えば、１つのシステムにおいて１０つのビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが伝送される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳブロックを構成することができ、該当システムでは１０つのＳＳブロックが存在すると理解できる。本発明において、ビームインデックスはＳＳブロックインデックスと解析できる。
以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックス、ハーフフレームインデックスなどの時間インデックスを指示する方法について説明する。
１．ＳＳブロック構成
ＰＢＣＨのペイロードサイズが最大８０ビットである場合、ＳＳブロック伝送のために総４つのＯＦＤＭシンボルが使用される。なお、ＮＲ−ＰＳＳ、ＮＲ−ＳＳＳ、ＮＲ−ＰＢＣＨを含むＳＳブロック内においてＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨの時間位置について論議が必要である。初期接続状態でＮＲ−ＰＢＣＨは、精密な時間／周波数の追跡のための基準信号として使用される。推定の正確度を向上させるためには、ＮＲ−ＰＢＣＨのための２つのＯＦＤＭシンボルはできる限り遠く離れて位置することが効率的である。従って、ＳＳブロックの１番目と４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送に使用される。これにより、ＮＲ−ＰＳＳには第２のＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳには第３のＯＦＤＭシンボルが使用される。
ＤＭＲＳに対するＲＥの数による、ＰＢＣＨデコーディング性能の測定結果によると、２つのＯＦＤＭシンボルが割り当てられる時、ＤＭＲＳのために１９２ＲＥとデータのために３８４ＲＥが使用される。この場合、ＰＢＣＨペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同じコーディング速度である１／１２コーディング速度を得られる。
コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＰＢＣＨシンボルにおいてＲＥを介してマッピングされる方法が考えられる。しかし、この方法は、干渉及びデコーディング性能の面において短所がある。反面、コーディングされたＮＲ−ＰＢＣＨビットがＮ個のＰＢＣＨシンボルに含まれたＲＥにかけてマッピングされる方法を使用すれば、干渉及びデコーディング性能の面においてより良好な性能を得ることができる。
なお、２つのＯＦＤＭシンボルについて同じ方法でコーディングされたビットと、２つのＯＦＤＭシンボルについて異なる方法でコーディングされたビットに対する性能評価を比較すると、２つのＯＦＤＭシンボルにかけて異なる方法でコーディングされたビットの方がもっと多い冗長ビット(ｒｅｄｕｎｄａｎｔ ｂｉｔ)を有し、より良好な性能を提供する。従って、２つのＯＦＤＭシンボルにかけて異なる方式でコーディングされたビットを使用することが考えられる。
また、ＮＲシステムでは様々なニューマロロジーが支援される。従って、ＳＳブロック伝送に対するニューマロロジーは、データ伝送に対するニューマロロジーとは異なる。また、ＰＢＣＨ及びＰＤＳＣＨのように、異なる類型のチャネルが周波数ドメインで多重化される場合、スペクトル放出によるキャリア間の干渉(ＩＣＩ)が発生して性能低下を引き起こす。この問題を解決するために、ＰＢＣＨとＰＤＳＣＨの間にガード周波数を導入することが考えられる。また、ＩＣＩの影響を軽減するために、ネットワークがデータ伝送のためのＲＢが隣接しないように割り当てることができる。
しかし、この方法は数多いＲＥをガード周波数として予約しなければならないので、効率的な方法ではない。従って、より効率的に、ＰＢＣＨ送信帯域幅内、エッジ(ｅｄｇｅ)に位置した１つ以上の副搬送波を保護周波数として予約することができる。予約されたＲＥの正確な数は、ＰＢＣＨの副搬送波間隔によって変更される。例えば、ＰＢＣＨ伝送のための１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対して、２つの副搬送波がＰＢＣＨ伝送帯域幅の各エッジに予約されることができる。反面、ＰＢＣＨ伝送のための３０ｋＨｚの副搬送波間隔については、１つの副搬送波を予約できる。
図９(ａ)を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８ＲＥｓ内に割り当てられ、これは２４つのＲＢで構成される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳのシーケンスは長さが１２７であるので、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ伝送に１２つのＲＢが必要である。即ち、ＳＳブロック構成の場合、ＳＳブロックは２４つのＲＢ内に割り当てられる。また、１５、３０、６０ＫＨｚなどの異なるニューマロロジー間のＲＢグリッドの整列のためにも、２４ＲＢ内にＳＳブロックが割り当てられることが好ましい。また、ＮＲでは１５ＭＨｚのサブキャリア間隔として２５ＲＢが定義できる、５ＭＨｚの最小帯域幅を仮定するので、ＳＳブロック伝送に２４ＲＢが使用される。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳはＳＳブロックの中間に位置する必要があり、これはＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳが７番目から１８番目のＲＢ内に割り当てられることを意味する。
なお、図９(ａ)のようにＳＳブロックを構成する場合、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波間隔において、端末のＡＧＣ(Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ)動作に問題が発生することができる。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によりＮＲ−ＰＳＳの検出が正確に行われないことがある。よって、以下の２つの実施例のようにＳＳブロック構成を変更することが考えられる。
(方案１) ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ
(方案２) ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ
即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置させ、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー(Ｄｕｍｍｙ)シンボルとして使用することにより、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行われる。
また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨは、図９(ｂ)のように割り当てられることができる。即ち、第０のシンボルにＮＲ−ＰＳＳが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳは第２のシンボルに割り当てられる。ＮＲ−ＰＢＣＨは第１〜第３のシンボルに割り当てられるが、この時、第１のシンボルと第３のシンボルは、ＮＲ−ＰＢＣＨが専用にマッピングされる。即ち、第１のシンボルと第３のシンボルにはＮＲ−ＰＢＣＨのみがマッピングされ、第２のシンボルにはＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨが共にマッピングされる。
２.ＳＳバースト集合の構成
図１０を参照すると、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚである時と２４０ｋＨｚである時のＳＳバーストセットの構成を示している。図１０に示したように、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有する時、４つのＳＳバースト単位で一定の間隔を空けてＳＳバーストを構成する。即ち、０.５ｍｓ単位で０.１２５ｍｓの上りリンク伝送のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。
しかし、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送のために使用されることができる。即ち、図１１に示すように、ＮＲでは、データ伝送のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック伝送のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が多重化されることができる。
なお、図１１のボックスで表された部分から分かるように、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータが多重化されながら、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域の間に衝突又は重畳が発生する。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突はできる限り避けることが好ましいので、ＳＳバースト及びＳＳバーストセットの構成の修訂が要求される。
本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修訂方向として２つの実施例を提案する。
第１の実施例では、図１２に示すように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する。即ち、図１１のボックス内におけるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２を取り換えることにより、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬの制御領域との衝突が発生しないようにする。即ち、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの前部分に位置し、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの後部分に位置する。
上述した実施例を整理すると、以下の通りである。
１)１２０ＫＨｚの副搬送波間隔
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{４、８、１６、２０、３２、３６、４４、４８}＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２、４、６である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４、８、１６、２０、３２、３６、４４、４８}＋７０＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝０、２、４、６)
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{２、６、１８、２２、３０、３４、４６、５０}＋７０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３、５、７である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {２、６、１８、２２、３０、３４、４６、５０}＋７０＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝１、３、５、７.)
２)２４０ＫＨｚの副搬送波間隔
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４、６４、６８、７２、７６、８８、９２、９６、１００}＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、２である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４、６４、６８、７２、７６、８８、９２、９６、１００}＋１４０＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝０、２)
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{４、８、１２、１６、３６、４０、４４、４８、６０、６４、６８、７２、９２、９６、１００、１０４}＋１４０＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝１、３である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４、８、１２、１６、３６、４０、４４、４８、６０、６４、６８、７２、９２、９６、１００、１０４}＋１４０＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝１、３)
第２の実施例は、図１３に示すように、ＳＳバーストセットの構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットは、ＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの開始境界が整列されるように、即ち一致するように構成される。
具体的には、ＳＳバーストは１ｍｓの間に局部的に配置されるＳＳブロックにより構成される。従って、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは１６つのＳＳブロックを有し、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは３２つのＳＳブロックを有する。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバーストの間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔基準、１つのスロットがギャップ(ｇａｐ)として割り当てられる。
上述した第２の実施例を整理すると、以下の通りである。
１)１２０ＫＨｚの副搬送波間隔
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{４、８、１６、２０}＋２８＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７、１８である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４、８、１６、２０}＋２８＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７、１８)
２)２４０ＫＨｚの副搬送波間隔
−候補ＳＳＢの１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは、{８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４}＋５６＊ｎを有する。この時、搬送波周波数が６ＧＨｚより大きい場合、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８である。(ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８、１２、１６、２０、３２、３６、４０、４４}＋５６＊ｎ。Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ＧＨｚ、ｎ＝０、１、２、３、５、６、７、８.)
３. ５ｍｓ区間内において実際に伝送されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法(Ｔｈｅ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ａｃｔｕａｌｌｙ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｗｉｔｈｉｎ ５ｍｓ ｄｕｒａｔｉｏｎ)
ネットワーク環境によってＳＳブロック伝送のための候補の数は制限的である。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔によって候補の数が異なる。この場合、実際に伝送されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードのＵＥに知らせることができる。この時、実際に伝送されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングの用途に使用され、隣接セルのためには該当リソースに関連する測定の目的で使用される。
サービングセルに関連して、ＵＥが伝送されていないＳＳブロックについて正確に認知できる場合は、ＵＥは伝送されていないＳＳブロックの候補リソースを通じてページング又はデータのような他の情報を受信できることを認知できる。かかるリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。
即ち、ＳＳブロックが伝送されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信できないので、実際にＳＳブロックが伝送されていないＳＳブロックを通じて他のデータ又は他の信号を受信してリソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に伝送されていないＳＳブロック候補について認知する必要がある。
従って、サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフルビットマップ情報が要求される。この時、ビットマップに含まれるビットのサイズは、各周波数範囲において最大に伝送可能なＳＳブロックの数によって決定される。例えば、５ｍｓ区間において実際に伝送されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。
サービングセルにおいて実際に伝送されるＳＳブロックのためのビットはＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義でき、ＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、下りリンクのリソースのための設定に連関するので、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に伝送されるＳＳブロックの情報を含むことに帰する。
なお、隣接セル測定の目的で隣接セルのＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが要求されることができる。即ち、隣接セル測定のために隣接セルの時間同期情報を得る必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期伝送を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせるとしても、その情報の正確性は状況によって変化する。従って、隣接セルの時間情報を知らせる時には、ＴＲＰ間の非同期伝送を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。
但し、リストされたセル(ｌｉｓｔｅｄ ｃｅｌｌ)が多い場合、フルビットマップタイプの指示子はシグナルのオーバーヘッドを過渡に増加させる恐れがある。従って、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、様々に圧縮された形態の指示子が考えられる。また、隣接セル測定の目的だけではなく、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが伝送するＳＳブロックのための指示子として圧縮された形態の指示子が考えられる。即ち、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に伝送されるＳＳブロックの指示のために使用される。また、上記によれば、ＳＳバーストは各々の副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックの束を意味するが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットに関係なく一定の数のＳＳブロックをグルーピングしたＳＳブロックグループを意味することができる。
図１４を参照して、そのうち１つの実施例について説明する。ＳＳバーストが８つのＳＳブロックで構成されると仮定すると、６４つのＳＳブロックが位置できる６ＧＨｚ以上の帯域に総８つのＳＳバーストが存在する。
ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストとしてグルーピングすることは、６４ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に伝送されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビットの情報を使用できる。もし、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示すると、ＳＳバースト＃０は実際に伝送されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。
なお、ＵＥにＳＳバースト当たり伝送されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報が考えられる。この追加情報により指示されるＳＳブロックの数ほど各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在することができる。
従って、追加情報により指示されるＳＳバースト当たり実際に伝送されるＳＳブロックの数及び上記実際に伝送されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは実際に伝送されるＳＳブロックを推定できる。
例えば、以下の表１のように指示されることを仮定できる。
即ち、表１によれば、８ビットのビットマップを通じてＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報を通じて各ＳＳバーストに４つのＳＳブロックが含まれることが分かるので、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７前の４つの候補位置を通じてＳＳブロックが伝送されることを推定できる。
また、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することにより、ＳＳブロックが伝送される位置の柔軟性を有することができる。
例えば、ＳＳバースト伝送に関連する情報はビットマップで指示し、ＳＳバースト内に伝送されるＳＳブロックはそれ以外のビットで指示する方法がある。
即ち、全体６４つのＳＳブロックを各々８つのＳＳバースト(即ち、ＳＳブロックグループ)に区分し、８ビットのビットマップ伝送でどのＳＳバーストが使用されたかを端末に知らせる。図１４のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットと多重化する場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列される長所がある。従って、ビットマップでＳＳバーストを使用するか否かを指示すると、６ＧＨｚ以上の周波数帯域では全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの伝送有無を端末が認知することができる。
ここで、上述した例示との相異点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８つのＳＳブロックに対してビットマップ情報を伝送しなければならないので８ビットが必要であり、該当追加情報は全てのＳＳバーストに共通的に適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報を通じてＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示され、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報を通じてＳＳバースト内において１番目、５番目のＳＳブロックが伝送されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも１番目、５番目のＳＳブロックが伝送されて、実際に伝送されるＳＳブロックの総数が４つになる。
なお、いくつの隣接セルはセルリストに含まれていないことができるが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に伝送されるＳＳブロックのための基本フォーマット(ｄｅｆａｕｌｔ ｆｏｒｍａｔ)を使用する。かかる基本フォーマットを使用することにより、ＵＥはリストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。この時、上述した基本フォーマットは予め定義されるか又はネットワークにより設定される。
また、サービングセルで実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報がかち合う場合、端末は、サービングセルで伝送されたＳＳブロック情報を優先して、実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報を得る。
即ち、実際に伝送されるＳＳブロックに関する情報が、フルビットマップ形態とグルーピング形態で受信された場合、フルビットマップ形態の情報の正確性が高い可能性が多いので、フルビットマップ形態の情報を優先してＳＳブロック受信に用いる。
４.時間インデックス指示のための信号及びチャネル
ＳＳブロックの時間インデックス指示は、ＮＲ−ＰＢＣＨにより伝達される。時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ、スクランブルシーケンス、ＣＲＣ、冗長度バージョンなどのＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、指示がＵＥに安全に伝達される。しかし、時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、隣接セルＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングがさらに複雑になる。また、隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングが可能ではあるが、これはシステムの設計に必須事項ではない。また、どの信号及びチャネルがＳＳブロックの時間インデックス指示の伝達に適合であるかについて、追加論議が必要である。
ターゲットセルにおいて、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、システム情報の伝達、ＰＲＡＣＨプリアンブルなどのような初期アクセス関連のチャネル／信号に対する時間リソースの割り当ての参照情報として使用されるので、ＳＳブロックの時間インデックス情報は、ＵＥに安全に伝送されなければならない。なお、隣接セル測定の目的で、時間インデックスは、ＳＳブロックレベルのＲＳＲＰ測定に使用される。この場合、ＳＳブロックの時間インデックス情報が必ずしも正確である必要はない。
本発明では、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＳＳブロックの時間インデックスを伝達するための信号として使用されることを提案する。また、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部に時間インデックス指示を含むことを提案する。ここで、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部としては、例えば、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブルのシーケンス、冗長度バージョンなどがある。
本発明によれば、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックの時間インデックスを検出でき、検出されたインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングにより確認できる。また、隣接セル測定のために隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからインデックスを得ることができる。
時間インデックス指示は以下の２つの実施例により構成できる。
(方案１) ＳＳバースト集合内の全てのＳＳブロックの各々にインデックスを付与する、単一のインデックス方法。
(方案２) ＳＳバーストインデックスとＳＳブロックインデックスの組み合わせでインデックスを付与する、多重インデックス方法。
もし、方案１のような単一のインデックス方法が支援されると、ＳＳバーストの集合周期内の全てのＳＳブロックの数を表現するために数多いビットが必要である。この場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対するＤＭＲＳシーケンス及びスクランブルシーケンスは、ＳＳブロック指示を指示することが好ましい。
反面、方案２のような多重インデックス方法が適用されると、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供される。例えば、ＳＳバーストインデックス及びＳＳブロックインデックスはいずれも単一のチャネルに含まれる。また、各々のインデックスは、互いに異なるチャネル／信号を通じて個別的に伝送されることができる。例えば、ＳＳバーストインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのコンテンツ又はスクランブルシーケンスに含まれ、ＳＳブロックインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのＤＭＲＳシーケンスを介して伝達されることができる。
なお、搬送波周波数範囲によって、設定されたＳＳバースト内におけるＳＳブロックの最大数が変更される。即ち、６ＧＨｚ以下の周波数範囲でＳＳブロックの最大数は最大８つであり、６ＧＨｚ〜５２.６ＧＨｚの周波数範囲では６４つである。
よって、搬送波周波数範囲によって、ＳＳブロック指示のために必要なビットの数又はＳＳブロック指示のために必要な状態の数が変化する。従って、搬送波周波数範囲によって、上記の方案１〜２のうちの１つを適用することが考えられる。例えば、６ＧＨｚ以下では単一のインデックス方法が適用され、６ＧＨｚ以上では多重インデックス方法が使用される。
より具体的には、６ＧＨｚ以下の周波数範囲の場合、ＳＳブロックの時間インデックスはいずれもＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより決定できる。この場合、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで最大８つの状態を識別しなければならない。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビットが必要である。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより５ｍｓ境界(ハーフフレーム指示子)を示すことができる。この場合、ＤＭＲＳ基盤のＳＳブロックの時間インデックス指示及び５ｍｓ境界指示のために総１６つの状態が必要である。即ち、ＳＳブロックの時間インデックスのための３ビット以外に、５ｍｓ境界指示のための１ビットがさらに必要である。また、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＰＢＣＨコンテンツ内に定義する必要がある。
また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのビットをＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介して伝達すると、ＰＢＣＨコンテンツによる伝達よりもデコーディング性能が良くなる。また、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためのさらなる信号を定義すると、さらなる信号のためのシグナリングのオーバーヘッドが発生するが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは予めＮＲシステムで定義したシーケンスであるので、さらなるシグナリングのオーバーヘッドを発生させず、過度なシグナリングのオーバーヘッドを防止する効果がある。
反面、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、ＳＳブロックの時間インデックスの一部はＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより指示され、その他の部分はＰＢＣＨコンテンツにより指示される。例えば、総６４つのＳＳブロックインデックスを指示するために、ＳＳバーストセット内、ＳＳブロックグループが最大８つにグルーピングされ、それぞれＳＳブロックグループ当たり最大８つのＳＳブロックが含まれる。この場合、ＳＳブロックグループ指示のための３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義され、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックの時間インデックスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより定義される。また、ＮＲシステムの６ＧＨｚ以上の周波数範囲で同期ネットワークを仮定できると、ＰＢＣＨコンテンツを通じてＳＳバーストインデックスを得るためのＰＢＣＨのデコーディング過程が不要である。
５．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界
ＳＦＮ情報の下位のＮ−ｂｉｔｓはＰＢＣＨペイロードで伝達され、上位のＭ−ｂｉｔはＰＢＣＨスクランブルシーケンスで伝達される。なお、ＳＦＮ情報の上位のＭ−ｂｉｔｓのうち、最上位の１−ｂｉｔはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳ ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化により伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム(５ｍｓ)の境界に関する情報は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ或いはＮＲ−ＳＳＳ或いはＳＳブロックの時間／周波数位置の変化により伝達される。
ここで、上位のｂｉｔ’と最上位のｂｉｔ’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ(Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。
また、下位のｂｉｔ’と最下位のｂｉｔ’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における、右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ(Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット)と同じ意味に解釈できる。
実施例１−１
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更しない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(８０ｍｓ)の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓの情報が含まれ、フレーム境界(１０ｍｓ)を区分する上位の３ｂｉｔ情報はＰＢＣＨスクランブルシーケンスなどに含まれることができる。
実施例１−２
特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとした時、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツは８０ｍｓ内で変更されない情報を含む。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ(８０ｍｓ)の範囲でＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、このために１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位の７ｂｉｔｓ情報が含まれ、フレーム境界(１０ｍｓ)を区分する上位の３ｂｉｔ情報のうち、下位の２ｂｉｔｓ情報はＰＢＣＨ スクランブルシーケンスに含まれ、最上位の１ｂｉｔ情報はＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを使用して伝送する。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号としては、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置の変更、ＳＳブロックの周波数位置の変更などを情報として使用できる。
具体的には、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、ＤＭＲＳ伝送される２つのＯＦＤＭシンボルの位相差、例えば、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ ｃｏｖｅｒを用いる方法が考えられる。また、ＤＭＲＳシーケンスが使用される場合、初期値を変更する方法が考えられる。具体的には、ゴールドシーケンスに使用される２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をｃｅｌｌ−ＩＤ及び他の情報を使用して変更した場合、固定された初期値を使用したｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに伝送しようとする情報を使用して初期値を変更する方法を導入できる。
より具体的には、１０ｍｓ境界情報を示す１ｂｉｔに従って、既存の固定された初期値(例えば、[１００…０])にさらに他の初期値(例えば、[０１０…０])を導入して２０ｍｓ範囲で２つの初期値を１０ｍｓ単位で変更することが考えられる。他の方法としては、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは固定された初期値をそのまま使用し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値に伝送しようとする情報を追加する方法が考えられる。
また、ＤＭＲＳ ＲＥ位置を使用する場合、情報によってＤＭＲＳの周波数軸の位置を変更するＶ−ｓｈｉｆｔ方法を適用できる。具体的には、２０ｍｓ範囲において０ｍｓと１０ｍｓの伝送時にＲＥ位置を異なるように配置するが、ＤＭＲＳが４ＲＥごとに配置されるとした時、２ＲＥ単位でシフトする方案を導入できる。
また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスがＲＥにマッピングされる方式を変更する方法を適用できる。具体的には、０ｍｓの場合、１番目のＲＥからシーケンスをマッピングし、１０ｍｓの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、１番目のＲＥにシーケンスを逆にマッピングしたり、１番目のＯＦＤＭシンボルの中間ＲＥからマッピングしたり、２番目のＯＦＤＭシンボルの１番目のＲＥからマッピングしたりするなどの方法を適用できる。また、ＳＳブロック内において、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどの順序配置を他の配置に変更する方案も考えられる。例えば、基本的にＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどに配置するが、０ｍｓと１０ｍｓで互いに異なる配置方法を適用する。また、ＳＳブロック内でＰＢＣＨデータがマッピングされるＲＥ位置を変更する方法を適用できる。
実施例１−３
ハーフフレーム境界を指示する１ｂｉｔ情報は、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブルシーケンスなどのＰＢＣＨチャネルコーディングに関連する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを使用して伝送できる。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例２と同様にＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用でき、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。特に、これは１０ｍｓの範囲において０ｍｓと５ｍｓの境界に変更される時に適用できる。
さらに、ハーフフレームの境界情報及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ情報を含む２０ｍｓ範囲で５ｍｓ単位の時間変更情報のために、実施例２に提示した方法のように、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥ マッピング変更、ＳＳブロック内のシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として使用できる。これは、２０ｍｓ範囲において０、５、１０、１５ｍｓの境界で時間情報が変更される時に適用できる。
実施例１−４
なお、実施例１−４において、上位のｂｉｔ’と最上位のｂｉｔ’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における左側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、定数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ(Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位のビット)と同じ意味に解釈できる。
また、下位のｂｉｔ’と最下位のｂｉｔ’は、情報ビット列において最高桁の数を最も右側に位置させる場合における右側のビットを意味する。これは、情報ビット列において最高桁の数を最も左側に位置させる配列において、ＭＳＢ(Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最上位のビット)と同じ意味で解釈できる。
１つのＰＢＣＨが総Ｎ ＲＥｓで構成される時、ＰＢＣＨデータ伝送のために、Ｍ（＜Ｎ）ＲＥｓが割り当てられ、ＱＰＳＫ変調が使用されると、スクランブルシーケンスの長さは２＊Ｍになる。総Ｌ種類の互いに異なる２＊Ｍ長さのスクランブルシーケンスを形成する方法は、総長さＬ＊２＊Ｍのシーケンスを生成し、２＊Ｍ単位に区分してＬ個のシーケンスを生成する。スクランブルシーケンスとしては、ＰＮシーケンスを使用でき、ゴールドシーケンス及びＭ ｓｅｑｕｅｎｃｅなどを使用できる。具体的には、長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。ＰＮシーケンスを初期化する値としては、最小限セルＩＤが使用され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳから得たＳＳブロックのインデックスをさらに使用できる。ＳＳブロックのインデックスからスロット数及びＯＦＤＭシンボルが類推される場合、スロット数／ＯＦＤＭシンボル数が使用されることができる。さらにハーフ無線フレームの境界情報を初期化値として使用することもできる。またＳＦＮ情報のうち、一部のｂｉｔをコンテンツやスクランブルシーケンスなどのチャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルで得られる場合は、該当ＳＦＮ情報はスクランブルシーケンスの初期化値として使用できる。
スクランブルシーケンスの長さは、ＳＦＮ情報のうち、スクランブルシーケンスにより伝達されるビットの長さによって決定される。例えば、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、８種類の状態を表現すべきであるが、このためには、総長さ８＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。同様に、２ｂｉｔ情報が伝達される場合には、総長さ２＊２＊Ｍのシーケンスが要求される。
ＰＢＣＨコンテンツとＣＲＣを含むビット列は、Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅを使用してエンコーディングされ、長さ５１２の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブルシーケンスの長さより短いが、長さ５１２の符号化されたビットを複数回繰り返してスクランブルシーケンスの長さと同じ長さのビット列に形成する。その後、繰り返された復号化ビットをスクランブルシーケンスと乗じ、ＱＰＳＫ変調を行う。変調されたシンボルは長さＭ単位に分割してＰＢＣＨ ＲＥにマッピングする。
例えば、図１５を参照すると、ＳＦＮ情報のうち、３ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、１０ｍｓごとにスクランブルシーケンスを変更するために、長さＭ単位の変調されたシンボルシーケンスを１０ｍｓ単位で伝送する。この時、１０ｍｓ単位で伝送される各々の変調されたシンボルは互いに異なる。ＳＳバースト集合の周期が５ｍｓである場合、１０ｍｓ範囲に含まれた２回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフ無線フレーム(５ｍｓ)の境界情報を得られる場合には、１０ｍｓ範囲で２回伝送されたＰＢＣＨの情報を結合でき、８０ｍｓの範囲で１０ｍｓ単位で伝送される８種類のスクランブルシーケンスを分かるために、総８回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)を得る。また端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行ってＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔ情報を得(例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎｂｉｔに該当するＳＦＮ情報(例えば、Ｓ３〜Ｓ９)を得て、総１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成できる。
さらに他の例として、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔ情報がスクランブルシーケンスにより伝達され、ハーフフレーム境界情報がＰＢＣＨコンテンツに含まれる場合、１０ｍｓ伝送周期では同一のコンテンツが含まれるが、５ｍｓオフセットのあるＰＢＣＨコンテンツはハーフフレーム境界情報１ｂｉｔが異なるため、５ｍｓごとに異なるコンテンツが伝送される。即ち、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔによって２つのコンテンツが構成され、基地局は２つのコンテンツを各々エンコーディングし、各々についてビット繰り返し、スクランブル、変調などを行う。
端末が５ｍｓ境界情報を得られない場合、５ｍｓごとに伝送される信号の結合を行うことが容易ではなく、その代わりに１０ｍｓごとに行った８回のブラインドデコーディングを５ｍｓオフセットでも同様に行う。即ち、端末は少なくとも８回のブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの上位のＮ−ｂｉｔｓ情報を得(例えば、、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔｓに該当するＳＦＮ情報(例えば、、Ｓ３〜Ｓ９)だけではなく、ハーフ無線フレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)を得る。即ち、得られたビット情報を構成して５ｍｓ単位の時間情報を得ることができる。
同様に、ＳＦＮ情報のうち、２ｂｉｔの情報がスクランブルシーケンスにより伝達される場合、２０ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変更され、２０ｍｓの範囲に含まれた４回の５ｍｓ伝送周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを伝送する。端末がハーフフレーム境界情報及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報が得られる場合、２０ｍｓ範囲で受信した４回のＰＢＣＨを結合することができ、２０ｍｓごとに４回のブラインドデコーディングを行う。この時、端末の受信複雑度はハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位のｂｉｔ情報を得ることにより増加するが、ＰＢＣＨブラインドデコーディングの複雑度を下げることができ、ＰＢＣＨ結合を最大１６回行うことができるので、検出性能の向上を期待できる。この時、端末はＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行ってハーフフレーム境界の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｃ０)及びＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ情報(例えば、Ｓ０)を得る。
端末はＰＢＣＨブラインドデコーディングを行って、ＳＦＮの最上位の１ｂｉｔ以後の上位の(Ｎ−１)−ｂｉｔ情報を得(例えば、Ｓ１、Ｓ２)、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報(例えば、Ｓ３〜Ｓ９)を得る。これにより、ハーフ無線フレームの境界情報(例えば、Ｃ０)及び総１０ｂｉｔのＳＦＮ情報(Ｓ０〜Ｓ９)を構成でき、このように得た時間情報は５ｍｓ単位を提供する。この時、５ｍｓ範囲で多数のＳＳブロックを伝送できるが、５ｍｓ範囲におけるＳＳブロックの位置は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツから得ることができる。
６．ＳＳブロックの時間インデックス
ここでは、ＳＳブロックの時間インデックスを指示する方法について説明する。
ＳＳブロックの時間インデックスのうちの一部は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスにより伝達され、その他のインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。この時、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｎ−ｂｉｔｓの情報であり、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックの時間インデックスは、Ｍ−ｂｉｔｓの情報である。周波数範囲の最大ＳＳブロックの数をＬ−ｂｉｔｓとした時、Ｌ−ｂｉｔはＭ−ｂｉｔとＮ−ｂｉｔｓの合になる。５ｍｓ範囲で伝達できる総Ｈ(＝２^Ｌ)状態をグループＡ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＮ−ｂｉｔｓが表すＪ(＝２^Ｎ)状態をグループＢ、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＭ−ｂｉｔｓが表すＩ(＝２^Ｍ)状態をグループＣとした時、グループＡの状態の数ＨはグループＢの状態の数ＪとグループＣの状態の数Ｃの積で表すことができる。この時、グループＢとグループＣのうちの１つのグループに属した状態は、０.５ｍｓ範囲内では最大Ｐ個(この時、Ｐは１又は２)を表すことができる。また、本発明に記載されたグループは、説明の便宜のために使用したものであり、様々な形態で表現できる。
なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達される状態の数は、３ＧＨｚ以下の周波数範囲では４つ、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの周波数範囲では８つ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では８つになる。６ＧＨｚ以下の帯域で１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、この時、１５ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大２つの状態が含まれる。６ＧＨｚ以上の帯域で１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されるが、この時、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大１つの状態が含まれ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が使用されると、０.５ｍｓ範囲内で最大２つの状態が含まれる。
図１６の(ａ)、(ｂ)は各々１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合と１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用する場合、０.５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックを示す。図１６に示したように、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ範囲には１つ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は２つ、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は８つ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合は１６つのＳＳブロックが含まれる。
１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝送されるインデックスと１：１マッピングされる。ＰＢＣＨペイロードにはＳＳブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれるが、６ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈される。例えば、カーバリッジ拡張のために使用でき、ＳＳブロックに連関する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達するために使用されることもできる。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化される時、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波の場合、５ｍｓ範囲で伝送されるＳＳブロックインデックスをシーケンスの初期値として使用できる。ここで、ＳＳブロックインデックスはＳＳＢＩＤと同じ意味である。
実施例２−１
副搬送波間隔が１２０ｋＨｚの場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが同一であり、ＰＢＣＨペイロードはＳＳブロックインデックスにより変更できる。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０.５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、第１のＳＳブロックグループの前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０.５ｍｓ区間で使用したシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。また、異なる０.５ｍｓ区間で伝送されるＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックグループのためのＳＳブロックインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。
２４０ｋＨｚの場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックインデックスは１６個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは２個であることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０.５ｍｓ内の８個のＳＳブロックと後半部の０.５ｍｓ内の８個のＳＳブロックに使用されるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは互いに異なる。前半部及び後半部のＳＳブロックに含まれるＰＢＣＨペイロードでＳＳブロックインデックスを伝達する。
このように一定の時間区間の間にＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが一定に維持される方案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セルの信号検出を試みる時、検出複雑度が低く検出性能が良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス基盤の時間情報伝達方法を適用することにより、０.５ｍｓ或いは０.２５ｍｓ程度の正確性を有する時間情報を得ることができる。これは周波数範囲に関係なく０.２５ｍｓ或いは０.５ｍｓ程度の時間正確性を提供するという長所がある。
実施例２−２
１２０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスはＳＳブロックインデックスによって変更される。但し、第１のＳＳブロックグループが伝送される０.５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは第１のＳＳブロックグループが伝送される前に伝送される第２のＳＳブロックグループの０.５ｍｓ区間におけるインデックスと区分される、即ち、異なるシーケンスを使用する。
２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０.５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０.５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは２種類になることができる。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０.５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックで伝送されるＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、後半部の０.５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックインデックスは前半部のＳＳブロックインデックスと区分される、即ち、異なるインデックスである。この時、前半部及び後半部の各々に含まれるＰＢＣＨ ＤＭＲＳには、ＳＳブロックインデックスによって区分されるシーケンスが使用される。
１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＳＳブロックインデックスは２つの経路から得たインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例１、２の場合、各々以下の数１及び数２のように表すことができる。
[数１]
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
[数２]
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、Ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／Ｐ)
ここで、Ｐは２^(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達されるビット数)で表される。
以上、説明の便宜のために特定数(例えば、４又は８)を使用して説明したが、これは説明の便宜のためのものであり、上述した特定値に限られない。例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝達される情報ｂｉｔの数によって説明の値が決定され、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳに２ｂｉｔの情報が伝達されると、ＳＳブロックグループは４つのＳＳブロックで構成でき、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合にも、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合に説明したＳＳブロックの時間インデックス伝達方式を適用できる。
再度図１５を参照して、“５．システムフレーム番号、ハーフフレーム境界”及び“６．ＳＳブロックの時間インデックス”で説明した時間情報のビット構成と該当情報の伝達経路の例を整理すると、以下の通りである。
−ＳＦＮ １０ｂｉｔのうちの７ｂｉｔとＳＳブロックグループのインデックス３ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツで伝達
−２０ｍｓ境界情報２ｂｉｔ(Ｓ２,Ｓ１)は、ＰＢＣＨスクランブルで伝達
−５ｍｓ境界情報１ｂｉｔ(Ｃ０)と１０ｍｓ境界情報１ｂｉｔ(Ｓ０)は、ＤＭＲＳ ＲＥ位置シフト、ＰＢＣＨが含まれたＯＦＤＭシンボルのＤＭＲＳ間の位相差、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法の変更、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスの初期値変更などにより伝達
−ＳＳブロックのインデックス指示情報３ビット(Ｂ２，Ｂ１，Ｂ０)はＤＭＲＳシーケンスで伝達
７.ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ
ＮＲシステムでは、ＲＡＮ２の応答ＬＳに基づいてＭＩＢのペイロードサイズが拡張されると予想される。ＮＲシステムで予想される、ＭＩＢペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツは以下の通りである。
１)ペイロード：６４ビット(４８ビット情報、１６ビットＣＲＣ)
２)ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ：
−ＳＦＮ／Ｈ−ＳＦＮの少なくとも一部
−共通検索空間に関する設定情報
−ＮＲ搬送波の中心周波数情報
ＵＥはセルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームのタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数位置のような共通制御チャネル関連情報、帯域幅、ＳＳブロック位置のような帯域幅部分(Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ)情報及びＳＳバーストセット周期及び実際に伝送されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を得ることができる。
５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるので、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる。また、可能であれば、さらに必須情報又は追加情報を含むために、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのような補助信号を使用できる。
(１)ＳＦＮ(Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ)
ＮＲではシステムフレーム番号(ＳＦＮ)を定義して、１０ｍｓ間隔を区別できる。また、ＬＴＥシステムのように、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、インデックスは明示的にビットを用いて指示するか又は暗示的方式で示すことができる。
ＮＲではＰＢＣＨ ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。従って、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で伝送され、夫々の伝送に対する異なるスクランブルシーケンスがＰＢＣＨエンコーディングされたビットに適用されることができる。ＵＥはＬＴＥ ＰＢＣＨデコーディング動作のように１０ｍｓ間隔を検出できる。この場合、ＳＦＮの８種類の状態がＰＢＣＨスクランブルシーケンスにより暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義される。
(２)ラジオフレーム内のタイミング情報
ＳＳブロックのインデックスは搬送波周波数範囲によってＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれるビットにより明示的に指示される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域には、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのみにより伝達される。また６ＧＨｚ以上の周波数帯域には、ＳＳブロックインデックスの最下位の３ビットはＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位の３ビットはＰＢＣＨコンテンツにより伝達される。即ち、６ＧＨｚ〜５２.６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義される。
また、ハーフフレームの境界はＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達できる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ ＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれることより効果が高い。即ち、３ＧＨｚ以下の周波数帯域では主にＦＤＤ方式が使用されるので、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きい。従って、より正確な時間同期を合わせるためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良いＰＢＣＨ ＤＭＲＳを通じてハーフフレーム指示子を伝達することが有利である。
但し、３ＧＨｚ帯域を超える場合にはＴＤＤ方式が多く使用され、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないので、ＰＢＣＨコンテンツによりハーフフレーム指示子を伝達しても不利益が少ない。
また、ハーフフレーム指示子はＰＢＣＨ ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツの全てを介して伝達されることができる。
(３)スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲におけるスロット内ＯＦＤＭシンボルの数に関連して、ＮＲは７つのＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットを考慮する。ＮＲが６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲で２つの類型のスロットを全部支援すると決定した場合、ＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のためにスロット類型に対する表示を定義する必要がある。
(４)ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報
ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報提供だけではなく、動作測定のためにも使用される。特に、広帯域ＣＣ動作のためには測定のために多重ＳＳブロックを伝送することができる。
しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックが伝送される全ての周波数位置を介して伝達される必要はない。即ち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置を介して伝達されることができる。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識できない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。なお、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別できる方法も考える必要がある。
このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスター(Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒａｓｔｅｒ)で定義されない周波数位置で伝送されるようにする。この場合、初期接続手順を行うＵＥはＳＳブロックを検出できないので、上述した問題を解決できる。
(５)ＳＳバーストセットの周期性と実際に伝送されるＳＳブロック
測定の目的のために、ＳＳバーストセットの周期性及び実際に伝送されたＳＳブロックに関する情報が指示されることができる。従って、かかる情報はセル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａのセル測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツ内に上述した情報を定義する必要はない。
(６)帯域幅に関連する情報
ＵＥはセルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内の信号検出を試みる。その後、ＵＥはＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークにより指示された帯域幅を使用してシステム情報を得、ＲＡＣＨ手順を行う初期接続手順を続けることができる。帯域幅は初期アクセス手順の目的のために定義される。ＣＯＲＥＳＥＴ、ＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ＲＡＣＨメッセージに対する周波数リソースは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で定義 される。また、ＳＳブロックは下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の一部として位置する。要すると、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅はＰＢＣＨコンテンツに定義される。また、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間の相対的な周波数位置の表示がＰＢＣＨコンテンツに定義される。相対周波数位置の表示を単純化するために、ＳＳブロックに対する多数の帯域幅は下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてＳＳブロックを位置させる候補位置として思われる。
(７)ニューマロロジー情報
ＳＳブロック伝送の場合、１５、３０、１２０、２４０ＫＨｚの副搬送波間隔を使用する。また、データ伝送のためには１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔が使用される。ＳＳブロック伝送、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩについては同じ副搬送波間隔が使用される。ＲＡＮ１が上述した副搬送波間隔に関する情報を確認すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。
反面、ＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩに対する副搬送波間隔を変更できる可能性が考えられる。ＲＡＮ４において搬送波最小帯域幅に対する合議によってＳＳブロック伝送に１５つの副搬送波間隔のみが適用される場合、ＰＢＣＨデコーディング後、次の手順のために３０ＫＨｚに副搬送波間隔を変更しなければならない。また、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がＳＳブロック伝送のために使用される時、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送のために定義されないので、副搬送波間隔の変更がデータ伝送のために必要である。ＲＡＮ１がＰＢＣＨコンテンツを通じたデータ伝送のために副搬送波間隔を変更できる場合、このための１ビット指示子を定義できる。搬送波周波数範囲によって、上述した１ビット指示子は{１５、３０ＫＨｚ}又は{６０、１２０ＫＨｚ}と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔はＲＢグリッドに対する基準ニューマロロジーと思われる。
(８)ペイロードサイズ
ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、表２のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定できる。
８.ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブル
ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいて、ＰＮシーケンスの使用が考えられるが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用した場合に深刻な問題が発生しないと、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブルのシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。
また、スクランブルのシーケンスは少なくともＣｅｌｌ−ＩＤにより初期化され、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳにより指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブルのシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号により表示されると、ハーフフレーム指示子もスクランブルのシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。
９．ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式
図１７を参照しながら、ＰＢＣＨコーディングチェーン構成とＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送方式の実施例について説明する。
まず、ＳＳブロックごとにＣＯＲＥＳＥＴ情報、ＳＳブロックグループのインデックスによってＭＩＢ構成が変わる。従って、ＳＳブロックごとにＭＩＢに対するエンコーディングを行い、この時、エンコーディングされたビットのサイズは３４５６ビットである。ポーラーコード出力ビット(Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅ ｏｕｔｐｕｔ ｂｉｔ)が５１２ビットであるので、ポーラーコード出力ビットは６.７５回繰り返される(５１２＊６＋３８４)。
繰り替えされたビットに長さ３４５６のスクランブルシーケンスを乗ずるが、スクランブルシーケンスはセルＩＤとＤＭＲＳで伝達されるＳＳブロックインデックスにより初期化される。また、３４５６ビットのスクランブルシーケンスを８６４ビットずつ４等分し、各々に対してＱＰＳＫ変調を行って、長さ４３２の変調されたシンボル４つの集合を構成する。
２０ｍｓごとに新しく変調されたシンボル集合(Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ ｓｅｔ)が伝送され、２０ｍｓ内で同一の変調されたシンボル集合が最大４回繰り返して伝送される。この時、同一に変調されたシンボル集合が繰り返して伝送される区間において、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数軸の位置はセルＩＤによって変更される。即ち、０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置が以下の数３によりシフトされる。
[数３]
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ)ｍｏｄ４、ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ３、ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ= ０,１,２,３
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ)ｍｏｄ４、ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ３、ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ= ０,１,２,３
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスが使用され、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は１つの値に固定し、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、以下の数４のようにＳＳブロックインデックスとセルＩＤに基づいて決定される。
[数４]
ｃｉｎｉｔ＝２１０＊(ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１)＋ＣｅｌｌＩＤ
ｃｉｎｉｔ＝２１０＊(ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１)＋ＣｅｌｌＩＤ
もし、ＳＳブロックのコンテンツが同一であると、チャネルコーディングとビットの繰り返しは１つのＳＳブロックに対してのみ行われる。また、スクランブルシーケンスはＳＳブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブルシーケンスを生成して乗ずる過程からビットを分割(ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ)して変調する過程を各ＳＳブロックごとに行う。
以下、ハーフ無線フレーム情報とＳＦＮ最上位の１ｂｉｔが伝達される方式による、基地局の動作及び端末の動作について説明する。以下、説明するＣ０、Ｓ０は各々図１５のハーフフレーム境界及びフレーム境界の指示ビットに対応する。
(１)Ｃ０、Ｓ０をＣＲＣで伝達：
この情報は、０,５,１０,１５ｍｓごとに変更される情報であり、総４つのＣＲＣが形成されて４回のエンコーディングを行った後、各エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに総４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。
また、端末の受信時、０,５,１０,１５ｍｓごとの情報を結合するために、さらにブラインドデコーディングを行う。２０ｍｓごとに受信されるＰＢＣＨのみをブラインドデコーディングする方式では、さらなる複雑性(ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ)はないが、５ｍｓごとに伝送される信号を結合できないので、最大の性能を保障できないという短所がある。
(２)Ｃ０、Ｓ０をＰＢＣＨスクランブルで伝達：
１つの情報ビット＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行った後、エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、総１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この方式を使用すると、ブラインドデコーディングの回数が１６回に増加するという問題がある。
(３)Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達：
長さ１４４のシーケンスにより５ｂｉｔを伝達する方式である。１つの情報＋ＣＲＣを使用してエンコーディングを行うが、これをスクランブルする方式としては以下の２つがある。
１)エンコーディングされたビットを５ｍｓごとに伝送、即ち、総１６回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。この場合、５ｍｓごとにスクランブルシーケンスが変わるので、ＰＢＣＨのＩＣＩランダム化が発生する。また、端末はＤＭＲＳシーケンスからＣ０、Ｓ０情報を得るため、０,５,１０,１５ｍｓごとに変更されるスクランブルシーケンス情報を得ることができる。また、ＰＢＣＨデコーディング時にブラインドデコーディングの回数が増加しない。またこの方法は、５ｍｓごとに伝送される信号を結合するため、最大の性能を期待できる。
２)エンコーディングされたビットを２０ｍｓごとに伝送、即ち、総４回伝送するという仮定下で繰り返し配列し、スクランブルシーケンスを乗ずる。このようにすると、ＩＣＩランダム化が減少する。また、端末のブラインドデコーディングの回数は増加せず、性能向上を期待でき、獲得時間(ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ)が向上される。
但し、Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達する場合、ＤＭＲＳシーケンスに多数のビットを含ませる必要があるので、検出性能が減少し、ブラインド検出回数が増加する問題がある。これを克服するために、複数回結合を行わなければならない。
(４)Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳ位置に伝達：
Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスにより伝達することと基本的な内容は同一である。但し、ＤＭＲＳ位置を通じてＣ０、Ｓ０を伝達するためには、セルＩＤに基づいて位置を決定し、０,５,１０,１５ｍｓによって周波数位置を移動する。隣接セルも同じ方式でシフトすることができる。特に、ＤＭＲＳに電力ブーストを行うと、性能がさらに向上する。
１０.ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭ−ＲＳの設計
ＮＲシステムでは、ＤＭＲＳがＮＲ−ＰＢＣＨの位相参照のために導入される。また、全てのＳＳブロックにＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが存在し、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが位置するＯＦＤＭシンボルは単一のＳＳブロック内で連続している。しかし、ＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨの間に伝送方式が異なると仮定すると、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳを使用すると仮定できない。従って、ＮＲシステムではＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳが使用されないという仮定下でＮＲ−ＰＢＣＨを設計しなければならない。
ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルシーケンスを考慮する必要がある。
全般的なＰＢＣＨの復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ伝送のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフ(ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ)を有するので、ＤＭＲＳに適切な数のＲＥを見つけなければならない。例えば、ＤＭＲＳに対してＲＢ当たり４つのＲＥが割り当てられる時、より良好な性能が提供される。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる時、ＤＭＲＳのために１９２つのＲＥが使用され、ＭＩＢ伝送のための３８４つのＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために多数のＯＦＤＭシンボルが割り当てられる時、どのＯＦＤＭシンボルがＤＭＲＳを含むかが問題であるが、残留周波数のオフセットによる性能低下を防止するために、ＮＲ−ＰＢＣＨが位置する全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを配置することが好ましい。従って、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のための全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳが含まれる。
なお、ＮＲ−ＰＢＣＨが伝送されるＯＦＤＭシンボル位置に対して、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが時間／周波数の追跡ＲＳとして使用され、ＤＭＲＳを含む２つのＯＦＤＭシンボルの間が遠いほど精密な周波数追跡にもっと有利であるので、１番目のＯＦＤＭシンボル及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる。
また、これによるＤＭＲＳの周波数位置は、セルＩＤによってシフト可能な、周波数ドメインにおけるインターリービングによるマッピングを仮定できる。均等に分散されたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適の性能を提供するＤＦＴ基盤のチャネル推定を使用できるという利点がある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域ＲＢバンドリングが使用されることができる。
ＤＭＲＳシーケンスの場合、ゴールドシーケンスの類型により定義されたｐｓｅｕｄｏ ｒａｎｄｏｍシーケンスを使用できる。ＤＭＲＳシーケンスの長さは、ＳＳブロック当たりＤＭＲＳに対するＲＥの数で定義され、またＤＭＲＳシーケンスはＳＳバースト集合のデフォルト周期である２０ｍｓ内でＣｅｌｌ−ＩＤ及びスロット番号／ＯＦＤＭシンボルのインデックスにより生成できる。また、ＳＳブロックのインデックスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスに基づいて決定される。
なお、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、１００８つのセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックのインデックスによりスクランブルされなければならない。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮設数によって検出性能を比較した時、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮設数に最も適合することが確認されたためである。しかし、４〜５ビットの検出性能も性能損失が殆どないので、４〜５ビットの仮設数を使用しても問題ない。
また、ＤＭＲＳシーケンスを通じてＳＳブロックの時間インデックスと５ｍｓ境界を表現しなければならないので、総１６つの仮設を有するように設計される。
即ち、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックのインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)を表現でき、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界(ハーフフレーム指示子)により初期化されることができる。具体的な初期化の式は、以下の数５の通りである。
[数５]
ここで、
はＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、
セルＩＤであると、ＨＦは{０、１}の値を有するハーフフレーム指示子のインデックスである。
ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ ＤＭＲＳシーケンスのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用するか、或いは長さ７又は８のゴールドシーケンスに基づいて生成される。
また、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを使用する場合の検出性能が類似するので、本発明ではＬＴＥ ＤＭＲＳのように長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案し、もし６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスが考えられる。
ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス
は、以下の数６により定義される。
[数６]
また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫが考えられる。ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するが、ＱＰＳＫのコーリレイション(ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ)性能がＢＰＳＫより優れるので、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適合する。
以下、より具体的に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを構成する方法について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとしてはゴールドシーケンスが使用され、２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さを構成する多項式で構成されるが、シーケンスの長さが短い場合、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは短い長さの多項式に振り替えることができる。
実施例３−１
ゴールドシーケンスを構成する２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成する。そのうち、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定値を使用し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値はセルＩＤ及び時間指示子により初期化される。
例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用した長さ３１のゴールドシーケンスを使用できる。既存ＬＴＥのＣＲＳは長さ３１のゴールドシーケンスを使用し、５０４種類のセルＩＤと７つのＯＦＤＭシンボル及び２０つのスロットに基づく１４０種類の時間指示子に基づいて初期化して互いに異なるシーケンスを生成した。
６ＧＨｚ以下の帯域では、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックの数が最大８つであり、２０ｍｓ範囲では最大３２つのＳＳブロックが含まれる。即ち、２０ｍｓ範囲で５ｍｓ境界に関する情報をＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより得る場合、３２つのＳＳブロックを探すことと同様の動作を行う。ＮＲのセルＩＤが１００８で、ＬＴＥ対比２倍増加したが、区分すべきＳＳブロックの数が７０(＝１４０／２)より少ないので、上述したシーケンスを使用できる。
なお、６ＧＨｚ以上の帯域において５ｍｓ範囲でＳＳブロックの最大数は６４個であるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達するＳＳブロックインデックスは最大８であり、これは６ＧＨｚ以下の帯域の最大ＳＳブロックインデックスの数と同一であるので、６ＧＨｚ以上の帯域でも長さ３１のゴールドシーケンスを使用してセルＩＤ及び時間指示子によってシーケンスを生成することができる。
さらに他の方法としては、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以上の帯域では１２０ｋＨｚの副搬送波間隔及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されるが、これにより、１０ｍｓに含まれるスロットの数が１５ｋＨｚ副搬送波間隔対比、各々８倍(即ち、８０つ)及び１６倍(即ち、１６０つ)増加する。特に、データＤＭＲＳのシーケンスを１６ｂｉｔのＣ−ＲＮＴＩとスロットインデックスを使用して初期化すると、既存の３１より長い多項式が要求されることができる。かかる要求事項により、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ(＞３１)ゴールドシーケンスが導入された場合、このシーケンスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨスクランブルに使用できる。この場合、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスを適用できる。６ＧＨｚ以下の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、６ＧＨｚ以上の帯域ではＬｅｎｇｔｈ−Ｎ(＞３１)のゴールドシーケンスを使用できる。この時、初期値は上述した方式と同様に適用できる。
実施例３−２
ゴールドシーケンスを構成する２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同じ長さに構成される。そのうちの１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの時間指示子を用いて初期化し、他の１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、セルＩＤ又はセルＩＤ及び他の時間指示子を用いて初期化される。例えば、ゴールドシーケンスとしては、ＬＴＥで使用したｌｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスが使用される。既存の固定された初期値が適用されたｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅには、時間指示子を用いて初期化を行う。また他のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅはセルＩＤで初期化する。
他の方法としては、時間指示子のうち、ＳＳブロックインデックスと共にハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)、ＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ(１０ｍｓ境界)などがＰＢＣＨ ＤＭＲＳに伝送される場合、ハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)及びＳＦＮ最上位の１ｂｉｔ(１０ｍｓ境界)などは、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示され、ＳＳブロックインデックスは２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示される。
上述した実施例１のように、周波数範囲によって長さが異なるゴールドシーケンスが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用できる。
実施例３−３
互いに異なる長さの多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅでゴールドシーケンスを構成する。多くの指示が要求される情報には長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用し、少ない指示が要求される情報には相対的に短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを使用する。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロック指示のような時間情報により生成される。１００８個のセルＩＤとＰ個の時間情報(例えば、ＳＳブロック指示子３ｂｉｔ)を表現するために、２つの互いに異なる長さの多項式を使用できる。例えば、セルＩＤを区分するために、長さ３１の多項式が使用され、時間情報を区分するために、長さ７の多項式が使用される。この時、２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは各々セルＩＤと時間情報により初期化できる。なお、上述した例において、長さ３１の多項式はＬＴＥで使用されたゴールドシーケンスを構成するｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの一部であり、長さ７の多項式はＮＲ−ＰＳＳ或いはＮＲ−ＳＳＳシーケンスを構成するために定義された２種類のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうちの１つである。
実施例３−４
短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成し、長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで構成されたゴールドシーケンスからシーケンスを生成して、２つのシーケンスを要素ごとに(ｅｌｅｍｅｎｔ ｗｉｓｅ)乗ずる。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとして使用されるシーケンスの初期値の設定方法について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、時間指示子により初期化される。また初期化に使用されるビット列を、ｃ(ｉ)＊２^ｉ、ｉ＝０,…,３０と表した時、ｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(３０)はセルＩＤと時間指示子によって決定される。特に、ｃ(１０)〜ｃ(３０)に該当するｂｉｔには、時間指示子の情報のうちの一部が伝達されるが、その情報の属性によって初期化方法が変化する。
実施例４−１
セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化する時、説明によってｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(３０)はセルＩＤとＳＳブロックインデックスにより決定される。以下の数７において、ＮＩＤはセルＩＤを示し、ＳＳＢＩＤはＳＳブロックインデックスを示す。
[数７]
２^１０＊(ＳＳＢＩＤ＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊(ＳＳＢＩＤ＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１)＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
実施例４−２
実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックが増加する形態で初期化値を設定する。５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ハーフ無線フレームの境界をＤＭＲＳシーケンスで探そうとすると、ＳＳブロックインデックスの数が２倍増加したことと同様の効果で表現できる。またハーフフレームの境界だけではなく、１０ｍｓ境界を探そうとすると、これはＳＳブロックインデックスの数を４倍増加させたことと同様の効果で表現できる。この実施例４−２に対する式は以下の数８の通りである。
[数８]
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１＋Ｐ＊(ｉ))＊(２＊ＮＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
ここで、０,５,１０,１５ｍｓ境界を表現する場合、ｉ＝０,１,２,３であり、ハーフフレームの境界のみを表現する場合、ｉ＝０,１である。
実施例４−３
実施例４−１に説明した初期化方式に時間指示を追加する場合、ＳＳブロックインデックスと区分して表示できる。例えば、ｃ(０)〜ｃ(９)はセルＩＤにより決定され、ｃ(１０)〜ｃ(１３)はＳＳブロックインデックスにより、またｃ(１４)〜ｃ(３０)はハーフフレームの境界、ＳＦＮ情報などのような追加した時間指示子により決定される。この実施例４−３に対する式は以下の数９の通りである。
[数９]
２^１３＊(ｉ)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
２^１３＊(ｉ)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
２^１３＊(ｉ＋１)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ
２^１３＊(ｉ)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
２^１３＊(ｉ＋１)＋２^１０＊((ＳＳＢＩＤ＋１))＋ＮＩＤ＋１
実施例４−４
周波数範囲により最大ＳＳブロックの数Ｌが決定されるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとした時、ＬがＰより小さいか又は等しい場合、ＳＳブロックインデックスはいずれもＤＭＲＳシーケンスにより伝達され、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスで獲得したインデックスと同一である。なお、ＬがＰより大きい場合は、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスにより伝達されるインデックスとＰＢＣＨコンテンツで伝達されるインデックスの組み合わせで構成される。
ＤＭＲＳシーケンスで使用するインデックスをＳＳＢＩＤとし、ＰＢＣＨコンテンツに含まれるインデックスをＳＳＢＧＩＤとした時、以下の３つのケースが考えられる。
(１)Ｃａｓｅ ０：Ｌ＜＝ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ
(２)Ｃａｓｅ １：Ｌ＞ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、ｐ)
(３)Ｃａｓｅ ２：Ｌ＞ｐ
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ＝ＳＳＢＩＤ＊Ｐ＋ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ＝Ｍｏｄ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ、ｐ)
ＳＳＢＧＩＤ＝Ｆｌｏｏｒ(ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ／ｐ)
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義され、長さ
のシーケンス
は以下の数１０により定義される。
[数１０]
ここで、
であり、
であり、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは
の初期値を有し、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は
により定義され、この時、
である。
１１.ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのパターン設計
ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ ＲＥマッピング方法が考えられる。固定されたＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上においてＲＳマッピング領域を固定することであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトすることである。可変的ＲＥマッピング方法では干渉をランダム化してさらに性能利得を得ることができるので、可変的ＲＥマッピング方法がより好ましい。
可変的ＲＥマッピングについて、具体的には、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル
は数１１により決められる。
[数１１]
ここで、ｋ、ｌはＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルのインデックスを示し、
はＤＭＲＳシーケンスを示す。なお、
により決定されることもできる。
また、性能向上のために、ＲＳ電力ブースティングが考えられるが、ＲＳ電力ブースティングとＶｓｈｉｆｔが共に使用されると、干渉ＴＲＰ(Ｔｏｔａｌ Ｒａｄｉａｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ)からの干渉が減少できる。また、ＲＳ電力ブースティングの検出性能の利得を考える時、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は−１.２５ｄＢが好ましい。
なお、ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブルのシーケンスを確定する必要がある。全般的なＰＢＣＨ復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符号化率により決定される。ＤＭＲＳ伝送のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフを有するので、ＤＭＲＳに適切なＲＥの数を決定しなければならない。
また実験結果、ＤＭＲＳにＲＢ当たり４つのＲＥ(１／３密度)が割り当てられる時、より良好な性能が提供されることが分かる。２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために割り当てられる時、ＤＭＲＳのための１９２つのＲＥとＭＩＢ伝送のための３８４つのＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２コーディング速度が得られる。
また、ＮＲ−ＰＢＣＨの位相基準のためにＤＭＲＳが使用されるが、この時、ＤＭＲＳをマッピングするための２つの方法が考えられる。その１つは等間隔マッピング方式であって、各々のＰＢＣＨシンボルを使用し、ＤＭＲＳシーケンスは同一の間隔によって副搬送波にマッピングされる。
また、非等間隔マッピング方式の場合、各ＰＢＣＨシンボルを使用するが、ＤＭＲＳシーケンスはＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅内にマッピングされない。その代わりに、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用する。従って、非等間隔マッピング方式では、等間隔マッピング方式よりチャネル推定にもっと多いリソースを必要とし、データ伝送のためにもっと多いＲＥを使用する。また、初期接続過程で残余ＣＦＯが存在することができるので、ＳＳＳシンボルを用いたチャネル推定が正確ではないことがある。即ち、等間隔マッピング方式は、ＣＦＯ推定及び精密時間の追跡に長所がある。
また、ＳＳブロックの時間指示がＰＢＣＨ ＤＭＲＳにより伝達されると、等間隔マッピング方式はさらに利点を有する。実際に、ＲＥマッピング方式によるＰＢＣＨ復号化の性能評価結果からも、等間隔マッピング方式の性能が非等間隔マッピング方式の性能より優れることが確認できる。従って、初期接続過程の場合、等間隔マッピング方式がもっと適合する。また、ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、セルＩＤによってシフトできる周波数ドメインにおけるインターリービングされたＤＭＲＳマッピングを仮定できる。また、等間隔でマッピングされたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適の性能を提供するＤＦＴ基盤のチャネル推定を用いることがもっと好ましい。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのＲＥマッピング方法に関する実施例について説明する。
実施例５−１
ＤＭＲＳのためのシーケンスの長さは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの数と変調次数により決定される。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＭのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングされる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４おｎシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後にＲＥマッピングを行う。
なお、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが使用され、ＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｍのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ(０),…,ｓ(２＊Ｍ−１)とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総１４４個ある場合、１つの初期値を使用して長さ２８８のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後に生成された長さ１４４の変調されたシーケンスをＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＮのシーケンスを生成する。シーケンスの順でＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ７２のシーケンスを生成し、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成することができ、以前のシンボルで生成したシーケンスを同一にマッピングすることもできる。
また、１つのＯＦＤＭシンボルでＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが使用され、シーケンスをＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｎのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ(０),…,ｓ(２＊Ｍ−１)とした時、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１つのＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが総７２個ある場合、１つの初期値を使用して長さ１４４のシーケンスを生成し、ＱＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ伝送に使用される場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って他のシーケンスを生成でき、以前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングすることもできる。
実施例５−２
同一のシーケンスを他のシンボルにマッピングする場合、循環シフト(ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ)を適用できる。例えば、２つのＯＦＤＭシンボルが使用される場合、１番目のＯＦＤＭシンボルの変調されたシーケンス列を順にＲＥにマッピングすると、２番目のＯＦＤＭシンボルには変調されたシーケンス列を変調されたシーケンス列Ｎの１／２に該当するオフセットだけ循環シフトしてＲＥマッピングを行う。ＮＲ−ＰＢＣＨは２４ＲＢを使用し、ＮＲ−ＳＳＳは１２ＲＢを使用する時、ＮＲ−ＳＳＳがＮＲ−ＰＢＣＨと中央の周波数ＲＥを一致させる場合、７番目のＲＢから１８番目のＲＢ位置にＮＲ−ＳＳＳが配置される。ＮＲ−ＳＳＳからチャネルを推定できるが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックインデックスを検出する時は、推定されたチャネルを使用してｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎを試みることができる。このような検出を容易にするために上述した循環シフト方法を適用すると、ＮＲ−ＳＳＳが伝送される中央の１２ＲＢ領域において２つのＯＦＤＭシンボルにかけてＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス列が伝送されるようにすることと同様の効果が得られる。
実施例５−３
ＳＳブロック指示以外に他の時間指示子が伝送される時、時間指示子によって循環シフト(ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ)の値が決定される。
ＯＦＤＭシンボルに同一のシーケンスがマッピングされる場合、各ＯＦＤＭシンボルに同一の循環シフトが適用され、各ＯＦＤＭシンボルごとに異なる循環シフトが適用されることができる。もし、ＰＢＣＨとして使用されるＯＦＤＭシンボルに含まれたＤＭＲＳ ＲＥの全体数に対応してシーケンスが生成される場合、全体シーケンスに循環シフトを適用した後、ＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。循環シフトの他の例として、Ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇが考えられる。例えば、変調されたシーケンス列をｓ(０)、…、ｓ(Ｍ−１)とした時、ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇではｓ(Ｍ−１)、…、ｓ(０)になる。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥの周波数位置について説明する。
ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのために使用されるＲＥの周波数位置は特定のパラメータにより変更できる。
実施例６−１
Ｎ個(例えば、Ｎ＝４)のＲＥごとにＤＭＲＳが配置される場合、周波数軸のＲＥ位置のシフトされる最大範囲はＮと設定できる。例えば、Ｎ＊ｍ＋ｖ_ｓｈｉｆｔ (ｗｈｅｒｅ、ｍ＝０,…,１２ｘＮＲＢ_ＰＢＣＨ−１、ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０,…,Ｎ−１)のように表現できる。
実施例６−２
周波数軸シフトのオフセットは少なくともセルＩＤにより決定される。ＰＳＳとＳＳＳから得たセルＩＤを使用してシフトのオフセットが決定される。ＮＲシステムのセルＩＤはＰＳＳから得たＣｅｌｌ_ＩＤ(１)とＳＳＳから得たＣｅｌｌ_ＩＤ(２)の組み合わせで構成できるが、セルＩＤはＣｅｌｌ_ＩＤ(２)＊３＋Ｃｅｌｌ_ＩＤ(１)のように表示できる。このようにして得たセルＩＤ情報又はそのうちの一部情報を使用してシフトのオフセットを決定できる。このオフセットを算出する例示は以下の数１２の通りである。
[数１２]
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ Ｎ(ここで、ＮはＤＭＲＳの周波数間隔であり、例えば、Ｎを４に設定)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ Ｎ(ここで、ＮはＤＭＲＳの周波数間隔であり、例えば、Ｎを４に設定)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ ３(隣接する３つのセル間の干渉ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ効果、ＤＭＲＳ周波数間隔は３より大きいことができる。例えば、Ｎは４)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝Ｃｅｌｌ＿ＩＤ(１)(ＰＳＳから得たＣｅｌｌ＿ＩＤ(１)をシフトのオフセット値として使用)
実施例６−３
周波数軸シフトのオフセットは時間情報のうちの一部値により決定される。例えば、ハーフ無線フレーム境界(５ｍｓ)やＳＦＮの最上位の１−ｂｉｔ情報(１０ｍｓ境界)などによりシフトのオフセット値が決定される。このオフセットを算出する例示は以下の数１３の通りである。
[数１３]
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、１、２、３(０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる。ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、１、２、３(０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる。ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、１ (０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる)
ｖ_ｓｈｉｆｔ＝０、２ (０／５ｍｓ境界又は０／１０ｍｓ境界によってシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、最大間隔である２だけシフトする)
実施例６−４
周波数軸シフトのオフセットは、セルＩＤ及び時間情報のうち一部の値により決定される。例えば、実施例２−３及び実施例２−３の組み合わせで構成されることができる。セルＩＤによるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌと時間情報によるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅの組み合わせで構成されるが、この間隔はＤＭＲＳ ＲＥ間隔Ｎのｍｏｄｕｌｏｒで表示される。このオフセットを求める実施例は以下の数１４の通りである。
[数１４]
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ) ｍｏｄ Ｎ
ｖｓｈｉｆｔ＝(ｖｓｈｉｆｔ_ｃｅｌｌ＋ｖｓｈｉｆｔ_ｆｒａｍｅ) ｍｏｄ Ｎ
図１８はＳＳブロック内でＤＭＲＳがマッピングされる例示を示す図である。
以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥとＤａｔａ ＲＥの間の電力比について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ伝送のために使用されるＲＥは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが含まれたＯＦＤＭシンボルにあるＤａｔａ伝送のためのＲＥの電力対比高い電力で伝送される。
実施例７−１
Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率は、周波数帯域ごとに固定された値を使用する。この時、全ての周波数帯域で固定された値を使用でき、特定の周波数帯域で特定の電力比を適用することもできる。即ち、周波数帯域ごとに異なる電力比が適用される。例えば、ＩＣＩが支配的に作用する６ＧＨｚ以下の帯域では高い電力を使用し、雑音が制限された環境である６ＧＨｚ以上の帯域では同一の電力を使用する。
本発明では説明の便宜上、電力比率をＤａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率’と表現したが、他にも様々な方式で表現できる。例えば、以下の通りである。
− ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワーの比率
− ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギー対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギーの比率
− Ｄａｔａ ＲＥ当たりパワー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりパワーの比率
− Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比率
実施例７−２
ＤＭＲＳとして使用されるＲＥの電力はＤａｔａとして使用されるＲＥの電力対比３ｄＢより低い値に設定される。例えば、１２ＲＥのうち３ＲＥをＤＭＲＳとして使用し、９ＲＥをＤａｔａとして使用する場合と４ＲＥ／８ＲＥ(ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ)を使用する場合に、ＰＢＣＨデコーディング性能が類似するとすれば、３ＲＥのＤＭＲＳから４ＲＥを使用した場合と同様の効果を得るためには、３ＲＥ ＤＭＲＳの電力をＲＥごとに約１.３３３４倍向上させ、隣接Ｄａｔａ ＲＥの電力を０.８８８９倍に調整して、ＯＦＤＭシンボルの全体電力を維持しながらＤＭＲＳの電力を増加させることができる。この時、パワーブーストのレベルは約１.７６ｄＢ(＝１０＊ｌｏｇ(１.３３３４／０.８８８９))になる。
他の例として、３ＲＥ／９ＲＥ(ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ)を使用する時、４.８ＲＥ ＤＭＲＳの検出性能と類似する性能を提供する場合、パワーブーストのレベルは約３ｄＢになる(４.１５ＲＥ ＤＭＲＳは約２ｄＢ)。
実施例７−３
ＮＲシステムがＬＴＥシステムに連携してＮｏｎ Ｓｔａｎｄ Ａｌｏｎｅ(ＮＳＡ)動作する場合、ＤａｔａＲＥ当たりエネルギー対比のＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比を指示することができる。
１２.時間インデックスの指示方法
図１９を参照すると、時間情報はＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ)、ハーフフレーム間隔、ＳＳブロック時間のインデックスを含む。各々の時間情報はＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間のインデックスのための６ビットで表現されることができる。この時、ＳＦＮのための１０ビットのうち、一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれる。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳはＳＳブロックのインデックスのための６ビットのうち、３ビットを含む。
図１９に示された時間インデックスの指示方法の実施例は以下の通りである。
−方案１: Ｓ２ Ｓ１(ＰＢＣＨスクランブル)＋Ｓ０ Ｃ０(ＰＢＣＨコンテンツ)
−方案２: Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０(ＰＢＣＨスクランブル)＋Ｃ０(ＰＢＣＨコンテンツ)
−方案３: Ｓ２ Ｓ１(ＰＢＣＨスクランブル)＋Ｓ０ Ｃ０(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ)
−方案４: Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０(ＰＢＣＨスクランブル)＋Ｃ０(ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ)
もし、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介してハーフフレーム指示子が伝達されると、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することによりさらなる性能向上が可能である。この理由で、方案３、４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを介して伝達される。
方案３と４を比較すると、方案３はブラインドデコーディングの回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ性能の損失がある。もし、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できれば、方案３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨ ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できなければ、実施例４が時間指示方法として適切である。
以上からして、ＳＦＮの最上位の７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませ、最下位の２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブルを介して伝達できる。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＳＳブロックのインデックスの最下位の３ビットを含ませ、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックのインデックスの最上位の３ビットを含ませることができる。
さらに、隣接セルのＳＳブロックの時間インデックスを得る方法について考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスを通じたデコーディングがＰＢＣＨコンテンツを通じたデコーディングよりもっと良好な性能を発揮するので、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することにより、ＳＳブロックのインデックスの３ビットを伝送できる。
なお、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロックの時間インデックスは、ただ隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのみを用いて伝送できるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４個のＳＳブロックのインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツで区分して指示されるので、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする必要がある。
しかし、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを一緒にデコーディングすると、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングがさらに複雑になり、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを使用する場合よりもＰＢＣＨのデコーディング性能が減少する。従って、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコーディングすることが容易ではない。
従って、隣接セルのＰＢＣＨをデコーディングする代わりに、隣接セルのＳＳブロックのインデックスに関連する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルはターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスの最上位３ビットに対する設定を提供し、ＵＥはＰＢＣＨ−ＤＭＲＳを通じて最下位の３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックのインデックスを得ることができる。
１３.測定結果評価
以下、ペイロードサイズ、伝送方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果について説明する。この時、ＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために２４つのＲＢを有する２つのＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合(即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ)は複数の周期を有し、エンコーディングされたビットが８０ｍｓ内に伝送されると仮定する。
(３)ＤＭＲＳ密度(ＤＭＲＳ Ｄｅｎｓｉｔｙ)
低いＳＮＲ領域において、チャネル推定性能の向上は復調性能の向上のために重要な要素である。しかし、ＮＲ−ＰＢＣＨのＲＳ密度が増加すると、チャネル推定性能は改善するが、コーディング速度が減少する。従って、チャネル推定性能とチャネルコーディングの利得の間の折衝のために、ＤＭＲＳ密度によってデコーディング性能を比較する。図２０はＤＭＲＳ密度に関する例示である。
図２０(ａ)ではシンボル当たり２ＲＥをＤＭＲＳのために使用し、図２０(ｂ)ではシンボル当たり４ＲＥを使用し、図２０(ｃ)ではシンボル当たり６ＲＥをＤＭＲＳのために使用している。また、この評価は、単一のポート基盤の伝送方式(即ち、ＴＤ−ＰＶＳ)が使用されると仮定している。
図２０は単一のアンテナポート基盤の伝送に関するＤＭＲＳパターンの実施例である。図２０を参照すると、周波数領域におけるＤＭＲＳ位置は参照信号間の同一の距離を維持するものの、ＲＳ密度は変化する。また、図２１はＤＭＲＳの参照信号密度による性能結果を示している。
図２１に示したように、図２０(ｂ)のＮＲ−ＰＢＣＨデコーディング性能はチャネル推定性能が優れるので、図２０(ａ)の性能より優れる。反面、図２０(ｃ)はコーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得より大きいので、図２０(ｂ)より性能が良くない。以上からして、シンボル当たり４ＲＥのＲＳ密度で設計することも最も適切である。
(４)ＤＭＲＳ ｔｉｍｅ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ａｎｄ ＣＦＯ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ
ＤＭＲＳシーケンス仮設の数、変調タイプ、シーケンス生成及びＤＭＲＳ ＲＥマッピングによるＳＳブロックのインデックスの検出性能について説明する。この測定結果では、２４ＲＢに２つのＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ伝送のために使用されたと仮定する。また、ＳＳバーストセットの多重周期を考慮でき、かかる周期は１０ｍｓ、２０ｍｓ又は４０ｍｓである。
(５)ＤＭＲＳシーケンス仮設の数
図２２はＳＳブロックのインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２つのＯＦＤＭシンボル内でＤＭＲＳのために１４４ＲＥが使用され、情報のために４３２ＲＥが使用されている。また、ＤＭＲＳシーケンスとして長いシーケンス(例えば、長さ３１のゴールドシーケンス)及びＱＰＳＫが使用されたと仮定する。
図２２に示したように、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定した時、−６ｄＢでのエラー率が１％である。従って、３〜５ビットの情報は検出性能の観点においてＤＭＲＳシーケンスに対する仮設数として使用できる。
(６)変調タイプ
図２３及び図２４はＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。この実験において、ＤＭＲＳ仮設は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づいて行われ、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。
図２３及び図２４に示したように、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能は類似する。従って、ＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとしてどの変調タイプを使用しても、性能測定の観点では特に差がない。しかし、図２５及び図２６を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合の各々のコーリレイションの特性が異なることが分かる。
図２５及び図２６に示したように、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコーリレイション振幅が０.１以上の領域により多く分布している。従って、多重セル環境を考慮した時、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、コーリレイション特性の側面において、ＤＭＲＳシーケンスとしてＱＰＳＫがもっと適切な変調タイプである。
(７)ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス生成
図２７及び図２８はＤＭＲＳシーケンスの生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは多項式次数３０以上の長いシーケンス又は多項式次数８以下の短いシーケンスに基づいて生成できる。また、ＤＭＲＳに対する仮設は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。
図２７及び図２８に示したように、短いシーケンスに基づく生成の検出性能と長いシーケンスに基づく生成の検出性能が類似する。
具体的には、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに長さ７の多項式を導入してシーケンスのコーリレイション性能を上げようとしたが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅである長さ３１の多項式を使用する方式と差がない。また、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する方式と差がない。
従って、ＬＴＥのようにＬｅｎｇｔｈ−３１のゴールドシーケンスを使用し、初期化は既存のように１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定し、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを使用する。
(８)ＤＭＲＳ ＲＥマッピング
図２９、図３０及び図３１は等間隔ＲＥマッピング方法及び非等間隔ＲＥマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮設は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスに基づき、干渉ＴＲＰ電力のレベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。
また、ＮＲ−ＳＳＳは１４４ＲＥ(即ち、１２ＲＢ)にマッピングされ、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８ＲＥ(即ち、２４ＲＢ)にマッピングされる。なお、非等間隔マッピング方式の場合、ＰＢＣＨ復調のためにＮＲ−ＳＳＳを使用し、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅内でマッピングされないと仮定する。また、残余ＣＦＯが存在すると仮定する。
即ち、上述した内容を整理すると、以下の通りである。
(等間隔ＤＭＲＳマッピング)ＰＢＣＨシンボル当たり９６ＲＥ、総１９２ＲＥが使用される。
(非等間隔ＤＭＲＳマッピング)ＤＭＲＳシーケンスはＮＲ−ＳＳＳ伝送帯域幅以外の副搬送波にマッピングされ、この場合、ＮＲ−ＳＳＳがＰＢＣＨ復調に使用される。また、ＰＢＣＨシンボル当たり４８ＲＥ及びＮＲ−ＳＳＳシンボルに対する１２８ＲＥ、総２２４ＲＥが使用される。
図３０に示したように、ＣＦＯがない非等間隔マッピング方式は、チャネル推定のためにより多いＲＥを含む等間隔マッピング方式より性能が優れている。しかし、残余ＣＦＯが１０％存在する場合、非等間隔マッピング技法の性能は低下するが、等間隔マッピング技法ではＣＦＯに関係なく同様の性能を発揮する。たとえ非等間隔マッピング方式がチャネル推定のためにもっと多いＲＥリソースを有するが、ＮＲ−ＳＳＳシンボルのチャネル推定の正確度が残留ＣＦＯにより低下する。従って、残余ＣＦＯがある場合、等間隔マッピング技法が非等間隔マッピング技法のチャネル推定性能より優れることが分かる。
図３１に示したように、可変ＲＥマッピングを使用すると、干渉がランダムに分散される効果がある。従って、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能より優れる。
図３２はＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力はＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１.７６ｄＢ(＝１０＊ｌｏｇ(１.３３４／０.８８９))高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用すると、他のセルの干渉が減少する。図３２に示したように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能はＲＳパワーブーストがない場合より２〜３ｄＢの利得を有する。
反面、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。従って、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を及ぼす。図３３及び図３４は、ＲＳ電力ブーストがある場合とＲＳ電力ブーストがない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定され、エンコーディングされたビットは８０ｍｓ以内に伝送されると仮定する。
ＰＢＣＨデータに対するＲＥの伝送電力が減少すると、性能損失が発生する。しかし、ＲＳ電力増加によりチャネル推定性能が向上するので、復調性能を向上させることができる。従って、図３３及び図３４に示したように、２つの場合の性能はほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの伝送電力損失の影響はチャネル推定性能の利得により補完できる。
なお、ＲＳ電力ブーストにＶＳｈｉｆｔを適用した実験観察結果について、図３５及び図３６を参照しながら説明する。ＤＭＲＳ ＲＥの周波数軸の位置をセルＩＤによって変更するＶＳｈｉｆｔを導入すると、多重セル環境で伝送されるＰＤＣＨ ＤＭＲＳを２回の周期の間に受信し、２つのＰＢＣＨを結合すると、ＩＣＩランダム化によって検出性能を改善する効果があり、ＶＳｈｉｆｔを適用した場合、検出性能が大きく向上する。
以下の表３は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。
(９)ＳＳブロックインデックスの指示
ＳＳブロックの時間インデックス指示の性能を比較するための評価結果について、図３７乃至図４０を参照しながら説明する。この評価のために、ＳＳブロックの時間インデックス指示のためにＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを通じて指示される方法、及びＰＢＣＨコンテンツを通じて指示する方法が考えられる。ＳＳブロックの時間インデックス及び５ｍｓスロットの境界に対する指示は総１６つの状態、即ち、４ビットであると仮定する。この評価において、ＳＳバーストセット内の単一のＳＳブロックが伝送され、ＰＢＣＨ ＴＴＩ内において、時間ドメインのプリコーダサイクリングが適用されると仮定する。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳには１９２つのＲＥが使用され、ＣＲＣを含んで６４ビットのＭＩＢビットサイズが適用されると仮定する。
この評価に対する仮設数は１６である。これは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにおいてＳＳブロックのインデックスのための８つの状態と５ｍｓ境界のための状態を表現するために４ビットが必要であるためである。図３７及び図３８から分かるように、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを用いたＳＳブロックの時間インデックスの検出性能は、累積２回行った時、ＳＮＲ−６ｄＢで０.２％を達成する。この評価から確認できるように、ＳＳブロックのインデックス指示及び５ｍｓの境界指示にはＰＢＣＨ ＤＭＲＳを使用した方がより好ましい。
反面、図３９及び図４０から分かるように、２回累積してデコーディングを行ってもＰＢＣＨ ＦＥＲはＳＮＲ−６ｄＢで１％を達成できない。従って、ＳＳブロックの時間インデックスがＰＢＣＨコンテンツのみで定義されると、ＳＳブロックの時間インデックスの検出性能が十分ではない。
以下の表４は、上述したＳＳブロックのインデックス指示のための評価を行うために仮定されたパラメータ値である。
１４.下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰ(Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ)
ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)により構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。共通検索空間はシステム帯域幅内で定義され、このシステム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のＰＤＳＣＨによりシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。
なお、ＮＲシステムは広帯域ＣＣ(Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ)内における動作を支援するが、ＵＥは全ての広帯域ＣＣ内で必要な動作を行うためのＣａｐａｂｉｌｉｔｙを有するように具現することは、費用面において非常に難しい問題である。従って、システム帯域幅内で初期接続手順を円滑に作動するように具現することが難しい。
この問題を解決するために、図４１に示したように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内において、ＳＳブロック伝送、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは少なくとも１つの主コンポーネント搬送波で共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。
従って、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４関連の下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで伝送され、下りリンク制御情報に連関する下りリンクのデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは該ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが伝送されると予想できる。
即ち、ＮＲにおいては、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル伝送のために使用される。ここで、下りリンク共通チャネルに含まれる信号としては、ＳＳブロック、共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨ Ｍｓｇ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどがある。ここで、ＲＭＳＩはＳＩＢ１(Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ １)と解釈でき、ＰＢＣＨ(Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ)を通じてＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)の受信後、ＵＥが得るべきシステム情報である。
(１)ニューマロロジー
ＮＲにおいては１５、３０、６０及び１２０ＫＨｚの副搬送波間隔がデータ伝送に用いられる。従って、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ伝送のために定義されたニューマロロジーから選択される。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲については１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上が選択され、６ＧＨｚ〜５２.６ＧＨｚの周波数範囲については６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上が選択される。
しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているので、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ伝送に適合しない。従って、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル伝送のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用される。
一方、ＮＲではＳＳブロック伝送のために１５、３０、１２０及び２４０ＫＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定できる。従って、かかる仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。
逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔が変更される必要がある場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域でＳＳブロック伝送に適用される場合、下りリンクの制御チャネル伝送を含むデータ伝送には、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が使用されないため、下りリンクの制御チャネル伝送を含むデータ伝送のためには、副搬送波間隔の変更が必要である。従って、下りリンクの制御チャネル伝送を含むデータ伝送のために、副搬送波間隔が変更できる場合、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる１ビットの指示子を通じてこれを指示できる。例えば、搬送波周波数範囲によって、１ビットの指示子は{１５ＫＨｚ、３０ＫＨｚ}又は{６０ＫＨｚ、１２０ＫＨｚ}と解釈できる。また表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーと思われることができる。上述したＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて伝送されるＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)を意味することができる。
即ち、周波数範囲が６ＧＨｚ以下である場合には、１ビット指示子を通じて初期接続のためのＲＭＳＩ或いはＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ＫＨｚであることを指示でき、周波数範囲が６ＧＨｚ以上である場合には、１ビット指示子を通じて初期接続のためのＲＭＳＩ或いはＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が６０ＫＨｚ又は１２０ＫＨｚであることを指示できる。
(２)下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰの帯域幅
ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅がシステム帯域幅より狭いこともできる。即ち、帯域幅は搬送波の最小帯域幅より広い必要はあるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはならない。
従って、下りリンク共通チャネル伝送のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲で動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と同じか又はより小さいように定義できる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定できる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義される。即ち、ＳＳブロックは下りリンク共通チャネル帯域幅の一部分に位置する。
(３)帯域幅の設定
図４２は帯域幅設定の例示を示す。
ＵＥはセルＩＤの検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間に、ＳＳブロックの帯域幅内で信号検出を試みる。その後、ＵＥはＰＢＣＨコンテンツを通じてネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で次の初期接続手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥは下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でシステム情報を得、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。
一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。なお、上述したように、ＰＢＣＨコンテンツはＰＢＣＨに含まれて伝送されるＭＩＢ(Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ)を意味することができる。
例えば、図４２に示したように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置であって、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間隔に対するオフセット情報と定義されることができる。
特に、図４２を参照すると、オフセット値はＲＢ単位で指示され、指示されたＲＢ数ほどのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置すると、ＵＥが決定できる。なお、ＮＲシステムではＳＳブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅のニューマロロジー、即ち、副搬送波間隔が異なるように設定できるが、この時、ＳＳブロック帯域幅の副搬送波間隔と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちのいずれか１つに基づいて、ＲＢ単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出できる。
また相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてＳＳブロックを位置させる候補位置のうち、いずれか１つであることができる。
また、ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭いことができる。即ち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は搬送波の最小帯域幅より広い必要はあるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはならない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲において、搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義できる。
例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内でＳＳブロックを探すための４つの候補位置を定義できる。
１５.ＣＯＲＥＳＥＴの設定
(１)ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報
ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示する方より、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに伝送した方がより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソース関連情報を指示できる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、持続時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソース関連情報は、ネットワークリソースを柔らかく用いるためにさらに設定できる。
また、共通探索空間のモニタリング周期、持続時間及びオフセットに対する情報も、ＵＥ検出の複雑性を減少するためにネットワークからＵＥに伝送できる。
なお、伝送タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定できる。ここで、伝送タイプは伝送される信号がインターリービングされているか否かによって区分できる。
(２)スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
スロット内のＯＦＤＭシンボルの数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルのスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルのスロットのような２つの候補が考えられる。もし、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数範囲のために２つの類型のスロットを全部支援すると決定した場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のためにスロット類型に対する指示方法を定義する必要がある。
(３)ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ
ＰＢＣＨコンテンツにおいてニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、表５のように約１４ビットを指定できる。
(４)測定結果
図４３に参照して、ペイロードサイズ(即ち、４８、５６、６４及び７２ビット)による性能結果を説明する。ここで、ＤＭＲＳのために、３８４ＲＥｓ及び１９２ＲＥｓが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合の周期は２０ｍｓであり、符号化されたビットは８０ｍｓ以内に伝送されると仮定する。ＭＩＢペイロードサイズによるＰＢＣＨのデコーディング性能は図４３に示されている。
図４３から分かるように、ペイロードサイズが最大７２ビットであると、データに３８４つのＲＥ及びＤＭＲＳに１９２つのＲＥを使用してＮＲ−ＰＢＣＨ(即ち、−６ｄＢＳＮＲにおいて１％のＢＬＥＲ)の性能要求事項を満たすことができる。
図４４を参照すると、通信装置４４００は、プロセッサ４４１０、メモリ４４２０、ＲＦモジュール４４３０、ディスプレイモジュール４４４０およびユーザインターフェースモジュール４４５０を備えている。
通信装置４４００は、説明の便宜のために示されたもので、一部のモジュールは省略されてもよい。また、通信装置４４００は、必要なモジュールをさらに備えてもよい。また、通信装置４４００において一部のモジュールはより細分化したモジュールに区分されてもよい。プロセッサ４４１０は、図面を参照して例示した本発明の実施例に係る動作を実行するように構成される。具体的には、プロセッサ４４１０の詳細な動作は、図１乃至図４３に記載された内容を参照してもよい。
メモリ４４２０は、プロセッサ４４１０に接続され、オペレーティングシステム、アプリケーション、プログラムコード、データなどを格納する。ＲＦモジュール４４３０は、プロセッサ４４１０に接続され、基底帯域信号を無線信号に変換したり、無線信号を基底帯域信号に変換する機能を果たす。そのために、ＲＦモジュール４４３０は、アナログ変換、増幅、フィルタリングおよび周波数アップ変換またはこれらの逆過程を行う。ディスプレイモジュール４４４０は、プロセッサ４４１０に接続され、様々な情報を表示する。ディスプレイモジュール４４４０は、特に制限されるものではなく、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）などの周知の要素を用いることができる。ユーザインターフェースモジュール４４５０は、プロセッサ４４１０に接続され、キーパッド、タッチスクリーンなどの周知のユーザインターフェースの組合せで構成可能である。
以上に説明した実施例は本発明の構成要素及び特徴が所定形態に結合されたものである。それぞれの構成要素又は特徴は別に明示的に言及しない限り、選択的なものに考慮しなければならない。それぞれの構成要素又は特徴は他の構成要素や特徴と組み合わせられない形態に実施することができる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を組み合わせて本発明の実施例を構成することも可能である。本発明の実施例で説明する動作の順序は変更可能である。ある実施例の一部の構成や特徴は他の実施例に含まれることができ、あるいは他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替えられることができる。請求範囲で明示的な引用関係がない請求項を組み合わせて実施例を構成するか出願後の補正によって新たな請求項として含ませることができるのはいうまでもない。
本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によってはその上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）によって行われることもある。すなわち、基地局を有する複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて、端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ ｐｏｉｎｔ）などの用語にしてもよい。
本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（firmware）、ソフトウェアまたはそれらの結合などによって具現することができる。ハードウェアによる具現では、本発明の一実施例は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。
ファームウェアやソフトウェアによる具現では、本発明の一実施例は、以上で説明された機能または動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態で具現されてもよい。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動可能である。メモリユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられ、公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。
本発明は、本発明の特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということが当業者にとっては自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈によって決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。
以上、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置について、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムにおいて適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステム以外にも様々な無線通信システムに適用することができる。
Claims (13)
- 無線通信システムにおいて、端末（ＵＥ）が基地局（ＢＳ）から同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信する方法であって、
前記ＢＳから、フレームに含まれる２つのハーフフレームのうちの１つのハーフフレーム内の前記ＳＳＢを受信するステップであって、前記ＳＳＢは、主同期信号(ＰＳＳ)、副同期信号(ＳＳＳ)及び物理ブロードキャストチャネル（ＰＢＣＨ）を含む、ステップと、
前記ＢＳから、前記ＰＢＣＨのリソース領域内の復調参照信号（ＤＭＲＳ）を受信するステップと、を含み、
前記ＤＭＲＳは、前記ＳＳＢが受信される前記ハーフフレームに関する情報を含み、
前記ＳＳＢの送信に使用可能であるＳＳＢ候補は、ハーフフレームの周期で割り当てられる、同期信号ブロックの受信方法。 - 第１条件を満たす前記ハーフフレーム内のＳＳＢ候補の数に基づいて、前記ＤＭＲＳから前記ハーフフレームに関する前記情報を取得するステップを更に含む、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 第２条件を満たす前記ハーフフレーム内のＳＳＢ候補の数に基づいて、前記ＤＭＲＳ内で前記ハーフフレームに関する前記情報を受信しないステップを更に含む、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 前記ハーフフレームに関する前記情報は、前記ＰＢＣＨのペイロードで受信される、請求項３に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 前記ＤＭＲＳを受信するステップは、（ｉ）セルを識別するためのセル識別子、（ｉｉ）前記ＳＳＢのインデックス、及び（ｉｉｉ）前記ハーフフレームに関する前記情報に基づいて生成された前記ＤＭＲＳに対して構成されるシーケンスを受信するステップを含む、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 前記ＤＭＲＳを受信するステップは、第１条件を満たす前記ハーフフレーム内のＳＳＢ候補の数に基づいて、前記ハーフフレームに関する前記情報の特定値と前記第１条件に対する値との間の積を用いて生成された前記ＤＭＲＳに対して構成されるシーケンスを受信するステップを含む、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 第１条件を満たす前記ハーフフレーム内のＳＳＢ候補の数に基づいて、第１セットのシーケンスが前記ＤＭＲＳに対して構成され、
第２条件を満たすＳＳＢ候補の数に基づいて、第２セットのシーケンスが前記ＤＭＲＳに対して構成され、
前記第１セットのシーケンスは、前記第２セットのシーケンスに含まれる、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。 - 前記ＰＢＣＨは、前記ＰＢＣＨのペイロード内に前記ＳＳＢが受信される前記フレームに関する情報を含む、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 前記ハーフフレームに関する前記情報は、前記ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスの１つのビットに対応する、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 前記ＰＢＣＨのスクランブルシーケンスは、前記フレームに関する情報に基づいて生成される、請求項１に記載の同期信号ブロックの受信方法。
- 無線通信システムにおいて、基地局（ＢＳ）から同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信するよう構成された端末（ＵＥ）であって、
トランシーバーと、
少なくとも１つのプロセッサと、
前記少なくとも１つのプロセッサと動作可能に接続可能な少なくとも１つのコンピュータメモリと、を含み、
前記少なくとも１つのコンピュータメモリは、実行されるとき、前記少なくとも１つのプロセッサに、
前記ＢＳから、フレームに含まれる２つのハーフフレームのうちの１つのハーフフレーム内の前記ＳＳＢを受信するように前記トランシーバーを制御し、前記ＳＳＢは、主同期信号(ＰＳＳ)、副同期信号(ＳＳＳ)及び物理ブロードキャストチャネル（ＰＢＣＨ）を含み、
前記ＢＳから、前記ＰＢＣＨのリソース領域内の復調参照信号（ＤＭＲＳ）を受信するように前記トランシーバーを制御することを含む動作を実行させる命令を格納し、
前記ＤＭＲＳは、前記ＳＳＢが受信される前記ハーフフレームに関する情報を含み、
前記ＳＳＢの送信に使用可能であるＳＳＢ候補は、ハーフフレームの周期で割り当てられる、端末。 - 無線通信システムにおいて、基地局（ＢＳ）が端末（ＵＥ）に同期信号ブロック（ＳＳＢ）を伝送する方法であって、
復調参照信号（ＤＭＲＳ）を生成するステップであって、前記ＤＭＲＳは、前記ＳＳＢが伝送されるフレームに含まれる２つのハーフフレームのうちの１つのハーフフレームに関する情報を含む、ステップと、
前記ＵＥに、フレームに含まれる２つのハーフフレームのうちの前記１つのハーフフレーム内の前記ＳＳＢを伝送するステップであって、前記ＳＳＢは、主同期信号(ＰＳＳ)、副同期信号(ＳＳＳ)及び物理ブロードキャストチャネル（ＰＢＣＨ）を含む、ステップと、
前記ＵＥに、前記ＰＢＣＨのリソース領域内の前記ＤＭＲＳを伝送するステップと、を含み、
前記ＳＳＢの送信に使用可能であるＳＳＢ候補は、ハーフフレームの周期で割り当てられる、同期信号ブロックの伝送方法。 - 無線通信システムにおいて、端末（ＵＥ）に同期信号ブロック（ＳＳＢ）を伝送するよう構成された基地局（ＢＳ）であって、
トランシーバーと、
少なくとも１つのプロセッサと、
前記少なくとも１つのプロセッサと動作可能に接続可能な少なくとも１つのコンピュータメモリと、を含み、
前記少なくとも１つのコンピュータメモリは、実行されるとき、前記少なくとも１つのプロセッサに、
復調参照信号（ＤＭＲＳ）を生成し、前記ＤＭＲＳは、前記ＳＳＢが伝送されるフレームに含まれる２つのハーフフレームのうちの１つのハーフフレームに関する情報を含み、
前記ＵＥに、２つのハーフフレームのうちの１つのハーフフレーム内の前記ＳＳＢを伝送するように前記トランシーバーを制御し、前記ＳＳＢは、主同期信号(ＰＳＳ)、副同期信号(ＳＳＳ)及び物理ブロードキャストチャネル（ＰＢＣＨ）を含み、
前記ＵＥに、前記ＰＢＣＨのリソース領域内の前記ＤＭＲＳを伝送するように前記トランシーバーを制御することを含む動作を実行させる命令を格納し、
前記ＳＳＢの送信に使用可能であるＳＳＢ候補は、ハーフフレームの周期で割り当てられる、基地局。
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