JP6852169B2 - 同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置に関し、より詳細には、サービングセル及び隣接セルの各々から同期信号ブロックを受信した場合、１個の同期信号ブロックのみをデコードし、その他の同期信号ブロックの時間情報まで取得可能な方法及びそのための装置に関する。

時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信容量を要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｌａｔｅｎｃｙ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される。

ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（ｅ．ｇ．，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣはＬｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（ｅ．ｇ．，ＩｏＴ）。

本発明は、同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置を提供しようとする。

本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を受信する方法であって、サービングセルから第１のＳＳＢを受信して、隣接セル（ｎｅｉｇｈｂｏｕｒ ｃｅｌｌ）から第２のＳＳＢを受信して、前記第１のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）に基づいて前記第１のＳＳＢの時間情報を取得して、前記第１のＳＳＢの時間情報を用いて前記第２のＳＳＢのインデックスを取得することを含む。

このとき、前記取得される第１のＳＳＢの時間情報は、前記第１のＳＳＢのインデックス情報を含む。

また、前記第２のＳＳＢのインデックスは、前記ＰＢＣＨのペイロードによって取得される前記第１のＳＳＢのインデックスのための最上位３ビット及び前記第２のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）によって取得される前記第２のＳＳＢのインデックスのための最下位３ビットの組み合わせで決定される。

また、第１のＳＳＢのインデックスは、前記ＰＢＣＨのペイロードによって取得される前記第１のＳＳＢのインデックスのための最上位３ビット及び前記第１のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ ＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）によって取得される前記第１のＳＳＢのインデックスのための最下位３ビットの組み合わせで決定され、前記最上位３ビット及び最下位３ビットのうちいずれか１つの３ビットは、前記サービングセルから送信可能な候補ＳＳＢの位置を所定数にグループした複数のＳＳＢグループのうち、前記第１のＳＳＢが属したＳＳＢグループを示し、その他の３ビットは、前記第１のＳＳＢが属したＳＳＢグループ内における前記第１のＳＳＢの位置を示す。

また、前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のシーケンスは、前記サービングセルの識別子及び前記第１のＳＳＢのインデックスに基づいて生成される。

また、前記第１のＳＳＢが送信されるハーフフレームは、前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンス及び前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）がマッピングされた周波数位置によって識別される。

また、特定の時間区間内において用いられる前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは同一である。

また、前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）がマッピングされた周波数位置は、前記サービングセルの識別子に依存する。

また、前記端末は、前記ＰＢＣＨのＥＰＲＥ（Ｅｎｅｒｇｙ ｐｅｒ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）と前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のＥＰＲＥが同一であると仮定する。

また、前記第１のＳＳＢの時間情報を前記第２のＳＳＢのインデックスの取得に用いることができるか否かを指示する指示子を受信することをさらに含む。

本発明による無線通信システムにおいて、同期信号ブロック（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｂｌｏｃｋ；ＳＳＢ）を受信する端末であって、複数のセルと信号を送受信するトランシーバ；及び前記トランシーバと接続されて、サービングセルから第１のＳＳＢを受信するように前記トランシーバを制御して、隣接セル（ｎｅｉｇｈｂｏｕｒ ｃｅｌｌ）から第２のＳＳＢを受信するように前記トランシーバを制御して、前記第１のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）に基づいて前記第１のＳＳＢの時間情報を取得して、前記第１のＳＳＢの時間情報を用いて前記第２のＳＳＢのインデックスを取得するプロセッサを含む。

このとき、前記取得される第１のＳＳＢの時間情報は、前記第１のＳＳＢのインデックス情報を含む。

また、前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のシーケンスは、前記サービングセルの識別子及び前記第１のＳＳＢのインデックスに基づいて生成される。

また、特定の時間区間内においては用いられる前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは同一である。

また、前記端末は、前記ＰＢＣＨのＥＰＲＥ（Ｅｎｅｒｇｙ ｐｅｒ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）と前記ＰＢＣＨがマッピングされたシンボルによって送信されるＤＭＲＳ（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）のＥＰＲＥが同一であると仮定する。

本発明によれば、隣接セルから受信された同期信号ブロックをデコードしなくても、隣接セルから受信された同期信号ブロックのインデックスを取得することができ、デコーディングの複雑性を減少させることができる。

本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。

３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。 ＬＴＥシステムにおいて用いられる同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレーム構造を例示する図である。 新たな無線接続技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。 ＴＸＲＵとアンテナ要素との接続方式の一例を示す図である。 送受信器ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ，ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナ観点からハイブリッドビームフォーミングの構造を簡単に示す図である。 下りリンク送信過程において、同期信号及びシステム情報に対するビームスイーピング（Ｂｅａｍ Ｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。 新たな無線接続技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）システムのセルを例示する図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。 同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 同期信号をインデックスする方法、及び同期信号インデックス及びＳＦＮ、ハーフフレームを指示する方法に関する図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。 本発明の実施例によるハーフフレーム境界情報を取得する方法を説明するための図である。 同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。 同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。 本発明の一実施例による通信装置のブロック構成図を例示する。

以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。

本明細書ではＬＴＥシステム及びＬＴＥ−Ａシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。

また、本明細書では、基地局をＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅ ｒａｄｉｏ ｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）、中継機（ｒｅｌａｙ）などを含む包括的な名称として使うことができる。

３ＧＰＰベース通信標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理層によって使用されるものの上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＤＳＣＨ）、物理ブロードキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＢＣＨ）、物理マルチキャストチャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｍｕｌｔｉｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＭＣＨ）、物理制御フォーマット指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒｍａｔ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＣＦＩＣＨ）、物理下りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＤＣＣＨ）及び物理ハイブリッドＡＲＱ指示子チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＨＩＣＨ）が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット（ｐｉｌｏｔ）とも呼ばれる参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ，ＲＳ）は、ｇＮＢとＵＥとが互いに知っている予め定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的ＲＳ（ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ）、ＵＥ−特定的ＲＳ（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＲＳ，ＵＥ−ＲＳ）、ポジショニングＲＳ（ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ＲＳ，ＰＲＳ）及びチャネル状態情報ＲＳ（ｃｈａｎｎｅｌ ｓｔａｔｅ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＳ，ＣＳＩ−ＲＳ）が下りリンク参照信号として定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理層によって用いられるが、上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＵＳＣＨ）、物理上りリンク制御チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＵＣＣＨ）、物理任意接続チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＲＡＣＨ）が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御／データ信号のための復調参照信号（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ，ＤＭＲＳ）と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号（ｓｏｕｎｄｉｎｇ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ，ＳＲＳ）が定義される。

本発明で、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＨＩＣＨ（（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｔｒａｎｓｍｉｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＤＣＩ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／ＣＦＩ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）／下りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ（ＡＣＫｎｏｗｌｅｇｅｍｅｎｔ／Ｎｅｇａｔｉｖｅ ＡＣＫ）／下りリンクデータを運ぶ時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、ＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）／ＰＲＡＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＣＨａｎｎｅｌ）はそれぞれ、ＵＣＩ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）／上りリンクデータ／任意接続信号を運ぶ時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ，ＲＥ）をそれぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨ ＲＥ又はＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨリソースと称する。以下では、ユーザ機器がＰＵＣＣＨ／ＰＵＳＣＨ／ＰＲＡＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ／ＰＲＡＣＨ上で、或いは、を通じて、上りリンク制御情報／上りリンクデータ／任意接続信号を送信することと同じ意味で使われる。また、ｇＮＢがＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨを送信するという表現は、それぞれ、ＰＤＣＣＨ／ＰＣＦＩＣＨ／ＰＨＩＣＨ／ＰＤＳＣＨ上で、或いは、を通じて、下りリンクデータ／制御情報を送信することと同じ意味で使われる。

以下では、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳが割り当てられた或いは設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥを、ＣＲＳ／ＤＭＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＵＥ−ＲＳシンボル／搬送波／副搬送波／ＲＥと称する。例えば、トラッキングＲＳ（ｔｒａｃｋｉｎｇ ＲＳ，ＴＲＳ）が割り当てられた或いは設定されたＯＦＤＭシンボルは、ＴＲＳシンボルと称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、ＴＲＳ副搬送波と称し、ＴＲＳが割り当てられた或いは設定されたＲＥはＴＲＳ ＲＥと称する。また、ＴＲＳ送信のために設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）サブフレームを、ＴＲＳサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはＰＢＣＨサブフレームと称し、同期信号（例えば、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳ）が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはＰＳＳ／ＳＳＳサブフレームと称する。ＰＳＳ／ＳＳＳが割り当てられた或いは設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）ＯＦＤＭシンボル／副搬送波／ＲＥをそれぞれ、ＰＳＳ／ＳＳＳシンボル／副搬送波／ＲＥと称する。

本発明でいう、ＣＲＳポート、ＵＥ-ＲＳポート、ＣＳＩ−ＲＳポート、ＴＲＳポートとは、それぞれ、ＣＲＳを送信するように設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）アンテナポート、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポート、ＴＲＳを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。ＣＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＲＳポートによってＣＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＵＥ−ＲＳを送信するように設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）アンテナポートは、ＵＥ−ＲＳポートによってＵＥ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別でき、ＣＳＩ−ＲＳを送信するように設定されたアンテナポートは、ＣＳＩ−ＲＳポートによってＣＳＩ−ＲＳが占有するＲＥの位置によって相互区別できる。したがって、ＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳポートという用語が、一定リソース領域内でＣＲＳ／ＵＥ−ＲＳ／ＣＳＩ−ＲＳ／ＴＲＳが占有するＲＥのパターンを意味する用語として用いられることもある。

図１は、３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）の構造を示す図である。制御プレーンは端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークがコール（ｃａｌｌ）を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。

第１の層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報送信サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は上位にある媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層とは送信チャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。

第２の層である媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の層のＰＤＣＰ（Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の機能を果たす。

第３の層である最下部に位置する無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は無線ベアラ（Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ）の設定（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、再設定（Ｒｅ− ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）及び解除（Ｒｅｌｅａｓｅ）に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ連結（ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合、端末はＲＲＣ連結状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ）となり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ）となる。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。

ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることができる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

図２は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。

端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を取るなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は基地局から主同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ）及び副同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を取り、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ ＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。

一方、基地局に最初に接続したか或いは信号送信のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（Ｓ２０３〜Ｓ２０６）。このために、端末は、物理任意接続チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして送信し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。競合ベースのＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号送信の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。

一方、端末が上りリンクを通じて基地局に送信したり又は端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して送信することができる。

図３は、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａベースの無線通信システムにおいて、同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は、周波数分割デュプレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｄｕｐｌｅｘ，ＦＤＤ）において同期信号及びＰＢＣＨの送信のための無線フレームの構造を例示するものであり、図３（ａ）は、正規ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）として設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示す図であり、図３（ｂ）は、拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示す図である。

以下、図３を参照して、ＳＳをより具体的に説明する。ＳＳは、ＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）とＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）とに区分される。ＰＳＳは、ＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために用いられ、ＳＳＳは、フレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）（即ち、正規ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために用いられる。図３を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは、毎無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。具体的に、ＳＳは、インター−ＲＡＴ（ｉｎｔｅｒ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）測定を容易にするために、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の第１番目のスロットとサブフレーム５の第１番目のスロットでそれぞれ送信される。特に、ＰＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信され、ＳＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。当該無線フレームの境界は、ＳＳＳによって検出できる。ＰＳＳは、当該スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで送信され、ＳＳＳは、ＰＳＳ直前のＯＦＤＭシンボルで送信される。ＳＳの送信ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式は、単一アンテナポート（ｓｉｎｇｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）のみを用いて、標準では特に定義していない。

ＰＳＳは５ｍｓごとに送信されるため、ＵＥはＰＳＳを検出することで、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち１つであることが分かるが、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちいずれなのかは具体的に分からない。よって、ＵＥは、ＰＳＳのみでは無線フレームの境界が認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期が得られない。ＵＥは一無線フレームにおいて２回送信されるものの、互いに異なるシーケンスとして送信されるＳＳＳを検出することで無線フレームの境界を検出する。

ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセル（ｃｅｌｌ）探索過程を行い、ＤＬ信号の復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及びＵＬ信号の送信を正確な時点に行うのに必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、また、ｅＮＢからＵＥのシステム設定（ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に必要なシステム情報を取得してこそ、前記ｅＮＢと通信することができる。

システム情報は、マスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ，ＳＩＢ）によって設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。各システム情報ブロックは、機能的に関連したパラメータの集合を含み、含むパラメータに応じてマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ １，ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ Ｔｙｐｅ ２，ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３−ＳＩＢ１７に区分できる。

ＭＩＢは、ＵＥがｅＮＢのネットワーク（ｎｅｔｗｏｒｋ）に初期接続（ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）するのに必須の、最も頻繁に送信されるパラメータを含む。ＵＥは、ＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信することができる。ＭＩＢには、下りリンクシステム帯域幅（ｄｌ-Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ，ＤＬ ＢＷ）、ＰＨＩＣＨ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）が含まれる。よって、ＵＥは、ＰＢＣＨを受信することで、明示的（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）に、ＤＬ ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨ設定に関する情報が分かる。一方、ＰＢＣＨ受信によってＵＥが暗示的（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）に分かる情報としては、ｅＮＢの送信アンテナポートの数がある。ｅＮＢの送信アンテナ数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に用いられる１６−ビットＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）に送信アンテナ数に対応するシーケンスをマスク（例えば、ＸＯＲ演算）して、暗示的にシグナルリングされる。

ＳＩＢ１は、他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報のみならず、特定のセルがセル選択に適したセルであるか否かを判断するのに必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストシグナリング又は専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）シグナリングによってＵＥに受信される。

ＤＬ搬送波周波数と当該システム帯域幅は、ＰＢＣＨが運ぶＭＩＢによって得ることができる。ＵＬ搬送波周波数及び当該システム帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報によって得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、当該セルに対して格納された有効なシステム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ ＢＷの値をＵＬ−帯域幅（ＵＬ ＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥは、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）を取得して、前記ＳＩＢ２内のＵＬ−搬送波周波数及びＵＬ−帯域幅情報によってＵＥがＵＬ送信に使用可能な全体のＵＬシステム帯域を把握することができる。

周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは、実際のシステム帯域幅とは関係なく、当該ＯＦＤＭシンボルにおいてＤＣ副搬送波を中心として、左右３個ずつ、全６個のＲＢ、即ち、全７２個の副搬送波内でのみ送信される。よって、ＵＥは、ＵＥに設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）下りリンク送信帯域幅とは関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（ｄｅｔｅｃｔ）或いは復号（ｄｅｃｏｄｅ）できるように設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。

初期セル探索を終えたＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するために、任意接続過程（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。このために、ＵＥは、物理任意接続チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＲＡＣＨ）を通じてプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を送信し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを通じてプリアンブルへの応答メッセージを受信することができる。競合ベースの任意接続（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ）の場合、更なるＰＲＡＣＨの送信、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。

上述したような手順を行ったＵＥは、その後、一般的な上りリンク／下りリンク信号送信手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ送信を行うことができる。

上述した任意接続過程は、任意接続チャネル（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ，ＲＡＣＨ）過程とも呼ばれる。任意接続過程は、初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途など様々に用いられる。任意接続過程は、競合−ベース（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ-ｂａｓｅｄ）過程と、専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）（即ち、非−競合−ベース）過程とに分類できる。競合−ベースの任意接続過程は、初期接続を含んで一般的に用いられ、専用任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に用いられる。競合−ベースの任意接続過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを任意に（ｒａｎｄｏｍｌｙ）選択する。よって、複数のＵＥが同時に同一のＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを送信することが可能であり、これによって、その後に衝突解決手順が必要となる。一方、専用任意接続過程において、ＵＥはｅＮＢが当該ＵＥに唯一に割り当てたＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを用いる。よって、他のＵＥとの衝突なく任意接続過程を行うことができる。

競合−ベースの任意接続過程は、以下の４ステップを含む。以下、ステップ１〜４で送信されるメッセージのそれぞれをメッセージ１〜４（Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４）と称する。

− ステップ１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

− ステップ２：任意接続応答（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｒｅｓｐｏｎｓｅ，ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

− ステップ３：レイヤ２／レイヤ３メッセージ（ｖｉａ ＰＵＳＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

− ステップ４：衝突解決（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）メッセージ（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

専用任意接続過程は、以下の３ステップを含む。以下、ステップ０〜２で送信されるメッセージのそれぞれは、メッセージ０〜２（Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２）と称する。任意接続過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク送信（即ち、ステップ３）を行うこともできる。専用任意接続過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル送信を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダー（ｏｒｄｅｒ））を用いてトリガされることができる。

− ステップ０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブル割り当て（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

− ステップ１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ ｔｏ ｅＮＢ）

− ステップ２：任意接続応答（ＲＡＲ）（ｖｉａ ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ ｔｏ ＵＥ）

ＲＡＣＨプリアンブルを送信した後、ＵＥは予め−設定された時間ウィンドー内で任意接続応答（ＲＡＲ）の受信を試みる。具体的に、ＵＥは、時間ウィンドー内でＲＡ−ＲＮＴＩ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ ＲＮＴＩ）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩでマスクされる）の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨ検出時に、ＵＥは、ＲＡ−ＲＮＴＩ ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に、ＵＥのためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲは、ＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（ｔｉｍｉｎｇ ａｄｖａｎｃｅ, ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、仮り端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ, ＴＣ−ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥは、ＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値に応じてＵＬ送信（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ送信にはＨＡＲＱが適用される。したがって、ＵＥは、Ｍｓｇ３を送信した後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信することができる。

任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴ_ＣＰの循環前置（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）及び長さＴ_ＳＥＱのシーケンスからなる。Ｔ_ＣＰのＴ_ＳＥＱは、フレーム構造と任意接続設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層によって制御される。ＲＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームから送信される。任意接続プリアンブルの送信は、特定の時間及び周波数リソースに制限（ｒｅｓｔｒｉｃｔ）される。このようなリソースをＰＲＡＣＨリソースと呼び、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、前記無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号付けられる。任意接続リソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスによって定義される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは（ｅＮＢによって送信される）上位層信号によって与えられる。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｉｎｇ）は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合は１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合は７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１を参照）。

＜ＯＦＤＭニューマロロジー＞

新ＲＡＴシステムは、ＯＦＤＭ送信方式又はこれと類似している送信方式を用いる。新ＲＡＴシステムは、ＬＴＥのＯＦＤＭパラメータとは異なるＯＦＤＭパラメータを従ってもよい。または、新ＲＡＴシステムは、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａのニューマロロジーをそのまま従ってもよく、より大きいシステム帯域幅（例え、１００ＭＨｚ）を有してもよい。または、１つのセルが複数のニューマロロジーを支援してもよい。即ち、互いに異なるニューマロロジーで動作するＵＥが１つのセル内で共存してもよい。

＜サブフレームの構造＞

３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて用いられる無線フレームは、１０ｍｓ（３０７２００Ｔ_ｓ）の長さを有して、１０個の均等な大きさのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ, ＳＦ）からなる。一無線フレーム内の１０個のサブフレームにはそれぞれ番号が付与されてもよい。ここで、Ｔ_ｓはサンプリング時間を示し、Ｔ_ｓ＝１／（２０４８＊１５ｋＨｚ）で表される。それぞれのサブフレームの長さは１ｍｓであり、２個のスロットからなる。一無線フレーム内で２０個のスロットは０から１９まで順次にナンバリングされる。それぞれのスロット長は０．５ｍｓである。一サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ, ＴＴＩ）と定義される。時間リソースは無線フレーム番号（或いは無線フレームインデックスともいう）、サブフレーム番号（或いはサブフレームインデックスともいう）、スロット番号（或いはスロットインデックス）などで分けられる。ＴＴＩとは、データがスケジュールされる間隔を意味する。例えば、現在のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＵＬグラント又はＤＬグラントの送信機会は１ｍｓごとに存在し、１ｍｓより短時間でＵＬ／ＤＬグラント機会が数回存在することはない。よって、既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＴＴＩは１ｍｓである。

図４は、新たな無線接続技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ, ＮＲ）において利用可能なスロット構造を例示する図である。

データ送信遅れを最小化するために、５世代の新ＲＡＴでは、制御チャネルとデータチャネルが時間分割多重化（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ, ＴＤＭ）されるスロット構造が考慮されている。

図４において斜線領域は、ＤＣＩを運ぶＤＬ制御チャネル（例え、ＰＤＣＣＨ）の送信領域を示し、黒い領域は、ＵＣＩを運ぶＵＬ制御チャネル（例え、ＰＵＣＣＨ）の送信領域を示す。ここで、ＤＣＩはｇＮＢがＵＥに伝達する制御情報であり、前記ＤＣＩは前記ＵＥが知るべきセル設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に関する情報、ＤＬスケジューリングなどのＤＬ特定的（ｓｐｅｃｉｆｉｃ）情報、またＵＬグラントなどのようなＵＬ特定的情報などを含んでもよい。また、ＵＣＩはＵＥがｇＮＢに伝達する制御情報であり、前記ＵＣＩはＤＬデータに対するＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ報告、ＤＬチャネル状態に対するＣＳＩ報告、またスケジューリング要請（ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ, ＳＲ）などを含んでもよい。

図４においてシンボルインデックス１からシンボルインデックス１２までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例え、ＰＤＳＣＨ）の送信に用いられてもよく、上りリンクデータを運ぶ物理チャネル（例え、ＰＵＳＣＨ）の送信に用いられてもよい。図４のスロット構造によれば、１つのスロット内でＤＬ送信とＵＬ送信とが順次行われ、ＤＬデータの送信／受信と前記ＤＬデータに対するＵＬ ＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信／送信が前記１つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーが発生するとき、データの再送信までかかる時間を減らすことになり、これにつれて最終データ伝達の遅れを最小化することができる。

このスロット構造では、ｇＮＢとＵＥが送信モードから受信モードへの切換過程又は受信モードから送信モードへの切換過程のためのタイムギャップ（ｔｉｍｅ ｇａｐ）が必要である。このような送信モードと受信モードとの切換過程のためにスロット構造においてＤＬからＵＬへ切り換えられる時点の一部ＯＦＤＭシンボルがガード期間（ｇｕａｒｄ ｐｅｒｉｏｄ, ＧＰ）として設定される。

既存のＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおいてＤＬ制御チャネルは、データチャネルとＴＤＭされ、制御チャネルであるＰＤＣＣＨはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新ＲＡＴでは、一システムの帯域幅が少なくとも略１００ＭＨｚに達することが予想されるため、制御チャネルを全帯域に広げて送信するには無理がある。ＵＥがデータの送信／受信のために、下りリンク制御チャネルを受信するために全帯域をモニタリングすることは、ＵＥのバッテリー消耗増大及び効率性阻害の可能性がある。よって、本発明では、ＤＬ制御チャネルがシステム帯域、即ち、チャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ（ｌｏｃａｌｉｚｅ）されて送信されてもよく、分散（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅ）されて送信されてもよい。

ＮＲシステムにおいて基本送信単位（ｂａｓｉｃ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｕｎｉｔ）はスロットである。スロット区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）は正規（ｎｏｒｍａｌ）循環前置（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ, ＣＰ）を有する１４個のシンボル、又は延長ＣＰを有する１２個のシンボルからなる。また、スロットは、使われた副搬送波間隔（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ Ｓｐａｃｉｎｇ）の関数として時間でスケーリングされる。即ち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりシンボルの数が１４である場合、１０ｍｓのフレーム内のスロットの数が、１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては１０個であれば、３０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては２０個、６０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては４０個になる。副搬送波間隔が大きくなると、ＯＦＤＭシンボルの長さも短くなる。スロット内のＯＦＤＭシンボルの数は、正規ＣＰと拡張ＣＰとで異なり、副搬送波間隔によっては異ならない。ＬＴＥ用の基本時間ユニットであるＴ_ｓは、ＬＴＥの基本副搬送波間隔の１５ｋＨｚと最大ＦＦＴサイズの２０４８を考慮して、Ｔ_ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒と定義され、これは１５ｋＨｚの副搬送波間隔に対するサンプリング時間でもある。ＮＲシステムでは、１５ｋＨｚの副搬送波間隔の他に様々な副搬送波間隔が用いられ、副搬送波間隔と当該時間長さは反比例するため、１５ｋＨｚよりも大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ｔ_ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）秒よりも短い。例えば、副搬送波間隔の３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚに対する実際のサンプリング時間はそれぞれ、１／（２＊１５０００＊２０４８）秒、１／（４＊１５０００＊２０４８）秒、１／（８＊１５０００＊２０４８）秒になる。

＜アナログビームフォーミング（ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）＞

近来、論議されている５世代移動通信システムは、広い周波数帯域を用いて、複数のユーザへの高い送信率を保持しながらデータを送信するために、高い超高周波帯域、即ち、６ＧＨｚ以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。３ＧＰＰでは、これをＮＲと称しているが、本発明ではＮＲシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は、高過ぎる周波数帯域を用いることによって、距離による信号の減殺が激しく示される周波数特性を有する。よって、少なくとも６ＧＨｚ以上の帯域を用いるＮＲシステムは、激しい伝播減殺特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定方向へとエネルギーを集めて送信することで、激しい伝播減殺によるカバレッジ減少の問題を解決する狭ビーム（ｎａｒｒｏｗ ｂｅａｍ）送信法を用いる。しかし、１つの狭ビームのみを用いてサービスする場合、１つの基地局がサービスできる範囲が狭くなるので、基地局は複数の狭ビームを集めて広帯域でサービスすることになる。

ミリメートル周波数帯域、即ち、ミリメートル波長（ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ｗａｖｅ, ｍｍＷ）帯域では、波長が短くなり、同一面積に複数のアンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を取り付けることができる。例えば、１ｃｍ程度の波長の３０ＧＨｚ帯域では、５ ｂｙ ５ｃｍのパネル（ｐａｎｅｌ）に０．５ラムダ（ｌａｍｄａ）（波長）間隔で２−次元（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）配列の形態として全１００個のアンテナ要素を取り付けることができる。したがって、ｍｍＷでは、複数のアンテナ要素を用いて、ビームフォーミングの利得を高めて、カバレッジを増加させたり、処理量（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を高めることが考えられる。

ミリメートル周波数帯域で狭ビームを形成するための方法として、基地局やＵＥにおいて数多くのアンテナに適宜な位相差を用いて同信号を送信することで、特定方向のみにおいてエネルギーを高くするビームフォーミング方式が主に考慮されている。このようなビームフォーミング方式には、デジタル基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）信号に位相差を形成するデジタルビームフォーミング、変調されたアナログ信号に時間遅れ（即ち、循環シフト）を用いて位相差を形成するアナログビームフォーミング、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを両方用いるハイブリッドビームフォーミングなどがある。各アンテナ要素で送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバーユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ, ＴＸＲＵ）を有すれば、各周波数リソースに対して独立したビームフォーミングが可能となる。しかし、１００個余りのアンテナ要素の全てにＴＸＲＵを設けるには、コスト面において実効性が落ちる問題がある。即ち、ミリメートル周波数帯域は、激しい伝播減殺の特性を補償するために、数多くのアンテナを使用しなければならず、デジタルビームフォーミングはアンテナの数分だけＲＦコンポーネント（例えば、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、ミキサー（ｍｉｘｅｒ）、電力増幅器（ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、線形増幅器（ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）など）が必要となるため、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビームフォーミングを具現するためには、通信機器の値段が増加してしまう問題点がある。したがって、ミリメートル周波数帯域のように、多くのアンテナが必要な場合は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミング方式が考慮される。アナログビームフォーミング方式は、１つのＴＸＲＵに複数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフタ（ａｎａｌｏｇ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）でビーム（ｂｅａｍ）の方向を調節する。かかるアナログビームフォーミング方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを形成することができるため、周波数選択的なビームフォーミング（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ, ＢＦ）はできないというデメリットがある。ハイブリッドＢＦは、デジタルＢＦとアナログＢＦとの中間形態であって、Ｑ個のアンテナ要素よりも少ないＢ個のＴＸＲＵを有する方式である。ハイブリッドＢＦの場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって差異はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。

図５は、ＴＸＲＵとアンテナ要素との接続方式の一例を示す図である。

図５（ａ）は、ＴＸＲＵがサブアレイ（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ）に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵにのみ接続される。これとは異なり、図５（ｂ）は、ＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに接続される。図５において、Ｗはアナログ位相シフタにより乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビームフォーミングの方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは１−ｔｏ−１又は１−ｔｏ−多である。

上述したように、デジタルビームフォーミングは、送信する又は受信されたデジタル基底帯域信号に対して信号処理を行うため、多重のビームを用いて同時に多方向に信号を送信又は受信することができるが、一方、アナログビームフォーミングは、送信する又は受信されたアナログ信号を変調した状態でビームフォーミングを行うため、１つのビームがカバーできる範囲を超える多方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて、同時に複数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビームフォーミングを用いて、１つのビーム方向にアナログビームを形成する場合には、アナログビームフォーミングの特性から、同じアナログビームの方向内に含まれるユーザとしか通信できない。後述する本発明に係るＲＡＣＨリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミングの特性から生じる制約事項を反映した上で提案される。

＜ハイブリッドアナログビームフォーミング（ｈｙｂｒｉｄ ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）＞

図６は、送受信器ユニット（ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｕｎｉｔ, ＴＸＲＵ）及び物理的アンテナの観点からハイブリッドビームフォーミングの構造を簡単に示す図である。

複数のアンテナが用いられる場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを組み合わせたハイブリッドビームフォーミング法が台頭している。このとき、アナログビームフォーミング（又は、ＲＦビームフォーミング）は、トランシーバ（ＲＦユニット）がプリコーディング（又は、コンバイニング）を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいて、基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）ユニットとトランシーバ（ＲＦユニット）はそれぞれプリコーディング（又は、コンバイニング）を行い、これによって、ＲＦチェーン（ｃｈａｉｎ）の数とＤ／Ａ（又はＡ／Ｄ）コンバータの数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近づく性能が出せるというメリットがある。便宜のために、ハイブリッドビームフォーミングの構造は、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個の物理的アンテナとで表現できる。送信端から送信するＬ個のデータレイヤーに対するデジタルビームフォーミングは、Ｎ−ｂｙ−Ｌ行列で表され、その後、変換されたＮ個のデジタル信号は、ＴＸＲＵを経てアナログ信号に変換された後、Ｍ−ｂｙ−Ｎ行列で表されるアナログビームフォーミングが適用される。図６において、デジタルビームの数はＬであり、アナログビームの数はＮである。さらに、ＮＲシステムでは、アナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように基地局を設計し、特定の地域に位置するＵＥにより効率的なビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。ひいては、Ｎ個のＴＸＲＵとＭ個のＲＦアンテナを１つのアンテナパネル（ｐａｎｅｌ）と定義するとき、ＮＲシステムでは、互いに独立したハイブリッドビームフォーミングが適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案まで考慮されている。このように、基地局が複数のアナログビームを活用する場合、各々のＵＥにおいて信号受信に有利なアナログビームが異なることがあるため、少なくとも同期信号、システム情報、ページングなどについては、特定のスロット又はサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ, ＳＦ）において、基地局が適用する複数のアナログビームを各シンボルで変更して、全てのＵＥに受信機会を与えるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。

図７は、下りリンク送信過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング（Ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ）動作を示す図である。図７において、Ｎｅｗ ＲＡＴシステムのシステム情報が放送（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）される物理的リソース又は物理的チャネルをｘＰＢＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔ ｃｈａｎｎｅｌ）と呼ぶ。このとき、１つのシンボルにおいて互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）が同時に送信されることができ、各々のアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）のチャネルを測定するために、図７のように、特定のアンテナパネルに対応する単一アナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）のために送信される参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）であるＢｅａｍ ＲＳ（ＢＲＳ）を導入する方案が論議されている。このＢＲＳは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、ＢＲＳの各アンテナポートは、単一アナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）に対応することができる。このとき、ＢＲＳとは異なり、同期信号（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｓｉｇｎａｌ）又はｘＰＢＣＨは、任意のＵＥが良好に受信できるように、アナログビームグループ（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ ｇｒｏｕｐ）に含まれた全てのアナログビーム（Ａｎａｌｏｇ ｂｅａｍ）のために送信されてもよい。

図８は、新たな無線接続技術（ｎｅｗ ｒａｄｉｏ ａｃｃｅｓｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ＮＲ）システムのセルを例示する図である。

図８を参照すると、ＮＲシステムでは、従来のＬＴＥなどの無線通信システムに１つの基地局が１つのセルを形成していたこととは異なり、複数のＴＲＰが１つのセルを構成する方案が論議されている。複数のＴＲＰが１つのセルを構成する場合、ＵＥをサービスするＴＲＰが変更されても、絶えない通信が可能となり、ＵＥの移動性を管理することが容易であるというメリットがある。

ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳは全−方位（ｏｍｎｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）に送信されるのに対して、ｍｍＷａｖｅを適用するｇＮＢがビーム方向を全−方位に回しながらＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号をビームフォーミングして送信する方法が考慮されている。このように、ビーム方向を回しながら信号を送信／受信することをビームスイーピング（ｂｅａｍ ｓｗｅｅｐｉｎｇ）又はビームスキャニングという。本発明における「ビームスイーピング」は送信器側の行動であり、「ビームスキャニング」は受信器側の行動である。例えば、ｇＮＢが最大Ｎ個のビーム方向を持つことができると仮定すると、Ｎ個のビーム方向のそれぞれに対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号を送信する。即ち、ｇＮＢは、自分が持つことのできる又は支援しようとする方向をスイーピングしながら、それぞれの方向に対してＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの同期信号を送信する。又は、ｇＮＢがＮ個のビームを形成できる場合、いくつかのビームを束ねて１つのビームグループとして構成することができ、各ビームグループでＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが送信／受信されることができる。このとき、１つのビームグループは、１つ以上のビームを含む。同方向に送信されるＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの信号が１つのＳＳＢと定義されてもよく、１つのセル内に複数のＳＳＢが存在してもよい。複数のＳＳＢが存在する場合、各々のＳＳＢを区分するために、ＳＳＢインデックスを使用してもよい。例えば、一システムにおいて１０個のビーム方向にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが送信される場合、同方向へのＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨが１つのＳＳＢを構成することができ、当該システムでは、１０個のＳＳＢが存在することと理解されてもよい。本発明において、ビームインデックスは、ＳＳＢインデックスとして解釈されてもよい。

以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックス、ハーフフレーム（Ｈａｌｆ Ｆｒａｍｅ）インデックスなどの時間インデックスを指示する方法について説明する。

一方、本発明において表現する「上位ビット」及び「最上位ビット」は、最高数を最右に位置させる情報ビットの配列において左側ビットを意味する。即ち、最高数を最左に位置させる情報ビットの配列において、この情報ビットが指す値が整数の偶数であるか奇数でるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ、最下位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

これと同様に、「下位ビット」及び「最下位ビット」は、最高数を最右に位置させる情報ビットの配列において右側ビットを意味する。換言すれば、最高数を最左に位置させる情報ビットの配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ，最上位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

例えば、後述する発明の内容のうち、「ＳＦＮの上位Ｎ-ｂｉｔ情報を取得して（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の（１０-Ｎ）ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を取得して、全１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成することができる」という表現がある。

これは、情報ビット列の順序において、最高数を最右に位置させる配列、即ち、（Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２ Ｓ３ … Ｓ９）のように構成された情報ビット列において、「上位Ｎ−ｂｉｔ」は、左側Ｎ−ｂｉｔ（例えば、Ｓ０ Ｓ１ Ｓ２）を意味して、「その他の（１０−Ｎ）ｂｉｔ」は、右側（１０−Ｎ）ｂｉｔ（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を意味する。これをＬＳＢとＭＳＢで表現する場合には、（Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７ … Ｓ１ Ｓ０）の順序で表現される情報ビット列においてＬＳＢ Ｎ−ｂｉｔと表現する場合、ビット列は（例えば、Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０）の順に表現され、またその他の「（１０−Ｎ）ｂｉｔ（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）」をＭＳＢ（１０−Ｎ）ｂｉｔで表現する場合、ビット列は、（Ｓ９ Ｓ８ Ｓ７ … Ｓ３）の順に表現されることができる。

１．ＳＳブロック構成

仮に、ＰＳＳをＳＳブロックの前部に位置させる場合、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を用いるとき、端末のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）動作に問題が発生する可能性がある。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によって、ＮＲ−ＰＳＳの検出が良好に行えない可能性があり、これによって、以下の２つの実施例のように、ＳＳブロック構成を変更することを考慮することができる。

（方案１）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ

（方案２）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ

即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置させて、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー（Ｄｕｍｍｙ）シンボルとして使用することで、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行えるようにすることができる。

２．ＳＳバースト集合構成

図９は、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚのときと、２４０ｋＨｚのときのＳＳバーストセット構成を示す。図１０を参照すると、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有するとき、４個のＳＳバースト単位で所定間隔を空けて、ＳＳバーストを構成する。即ち、０．５ｍｓ単位で０．１２５ｍｓの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。

ところが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられてもよい。即ち、図１９のように、ＮＲではデータ送信のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック送信のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がマルチプレックスされることができる。

一方、図１０の四角形で表示した箇所をみると、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のデータがマルチプレックスされて、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳブロックと６０ｋＨｚの副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域間の衝突又は重畳が発生することが分かる。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突は出来る限り避けた方が好ましいため、ＳＳバースト及びＳＳバーストセット構成の修正が要求される。

本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正方向として、２つの実施例を提案する。

第１の実施例は、図１１のように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する方法である。即ち、図１０の四角形内にあるＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２を取り替えることで、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域間の衝突が発生しないようにすることができる。換言すれば、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの前部に位置して、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚの副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。

上述した実施例をまとめると、以下のように表現され得る。

１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０，３２，３６，４４，４８｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２，４，６である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ｛４, ８, １６, ２０, ３２, ３６, ４４, ４８} ＋ ７０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, ２, ４, ６）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛２，６，１８，２２，３０，３４，４６，５０｝＋７０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３，５，７である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {２, ６, １８, ２２, ３０, ３４, ４６, ５０} ＋ ７０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝１, ３, ５, ７.）

２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４，６４，６８，７２，７６，８８，９２，９６，１００｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，２である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４, ６４, ６８, ７２, ７６, ８８, ９２, ９６, １００} ＋ １４０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, ２）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１２，１６，３６，４０，４４，４８，６０，６４，６８，７２，９２，９６，１００，１０４｝＋１４０＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝１，３である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １２, １６, ３６, ４０, ４４, ４８, ６０, ６４, ６８, ７２, ９２, ９６, １００, １０４} ＋ １４０＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝１, ３）

第２の実施例は、図１２のように、ＳＳバーストセット構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットはＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚの副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、即ち、一致するように構成される。

具体的に、ＳＳバーストは１ｍｓの間に局部的に配置されるＳＳブロックで構成される。よって、１ｍｓの間、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、１６個のＳＳブロックを有して、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔のＳＳバーストは、３２個のＳＳブロックを有することになる。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバーストの間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として１つのスロットがギャップ（ｇａｐ）として割り当てられる。

上述した第２の実施例をまとめると、以下のようである。

１）１２０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛４，８，１６，２０｝＋２８＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８，１０，１１，１２，１３，１５，１６，１７，１８である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {４, ８, １６, ２０} ＋ ２８＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８, １０, １１, １２, １３, １５, １６, １７, １８）

２）２４０ＫＨｚの副搬送波間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）

− 候補ＳＳＢの第１番目のＯＦＤＭシンボルのインデックスは｛８，１２，１６，２０，３２，３６，４０，４４｝＋５６＊ｎを有する。このとき、搬送波周波数が６ＧＨｚよりも大きい場合、ｎ＝０，１，２，３，５，６，７，８である。（ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ＯＦＤＭ ｓｙｍｂｏｌｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃａｎｄｉｄａｔｅ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋｓ ｈａｖｅ ｉｎｄｅｘｅｓ {８, １２, １６, ２０, ３２, ３６, ４０, ４４} ＋ ５６＊ｎ. Ｆｏｒ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｌａｒｇｅｒ ｔｈａｎ ６ ＧＨｚ, ｎ＝０, １, ２, ３, ５, ６, ７, ８.）

３．５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法（Ｔｈｅ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ａｃｔｕａｌｌｙ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ/ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｗｉｔｈｉｎ ５ｍｓ ｄｕｒａｔｉｏｎ）

一方、ネットワーク環境によってはＳＳブロック送信のための候補の数には制限があり得る。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔に応じて候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードでＵＥに知らせることができる。このとき、実際に送信されるＳＳブロックの位置を知らせるＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングのために使用されることができ、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定のために使用されることができる。

サービングセルに関連して、ＵＥが送信されないＳＳブロックに対して正確に認知できる場合、ＵＥは送信されないＳＳブロックの候補リソースを介してページング又はデータのような他の情報が受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。

即ち、ＳＳブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にＳＳブロックが送信されないＳＳブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に送信されないＳＳブロック候補に対して認知する必要があるのである。

よって、サービングセルで実際に送信されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフールビットマップ情報が求められる。このとき、ビットマップに含まれるビットサイズは各周波数範囲において最大に送信可能なＳＳブロックの数によって決定されることができる。例えば、５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが要求され、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが要求される。

サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックのためのビットはＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義されることができ、ＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは下りリンクリソースのための設定と関連するため、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に送信されるＳＳブロック情報を含むことに帰結され得る。

一方、隣接セル測定のために隣接セルのＡｃｔｕａｌ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ＳＳ／ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが求められる。即ち、隣接セルの測定のために隣接セルの時間同期情報を取得する必要があるが、ＮＲシステムのＴＲＰ間の非同期送信を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせても、その情報の正確性は状況に応じて異なり得る。よって、隣接セルの時間情報を知らせるときには、ＴＲＰ間の非同期送信を仮定しながらもＵＥに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。

ただし、リストされたセル（ｌｉｓｔｅｄ ｃｅｌｌ）が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナリングオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定のためのみならず、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するＳＳブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるＳＳブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、ＳＳバーストは各副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックの集合を意味してもよいが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットには関係なく、所定数のＳＳブロックをグループしたＳＳブロックグループを意味してもよい。

図１３に示された１つの実施例によると、ＳＳバーストが８個のＳＳブロックで構成されると仮定する場合、６４個のＳＳブロックが位置可能な６ＧＨｚ以上の帯域で全８個のＳＳバーストが存在することができる。

ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストでグループすることは、６４ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビット情報を用いることができる。仮に、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示する場合、ＳＳバースト＃０は、実際に送信されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。

ここで、ＵＥにＳＳバースト当たり送信されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるＳＳブロックの数だけ各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在してもよい。

よって、追加情報によって指示されるＳＳバースト当たり実際に送信されるＳＳブロックの数、及び実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは、実際に送信されるＳＳブロックを推定することができる。

例えば、以下の表１のように指示されることを仮定することができる。

即ち、表１によると、８ビットのビットマップによってＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各ＳＳバーストに４個のＳＳブロックが含まれていることが分かるため、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前に４個の候補位置によってＳＳブロックが送信されることを推定することができる。

一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、ＳＳブロックが送信される位置の柔軟性を持たせることができる。

例えば、ＳＳバースト送信に関する情報は、ビットマップで指示して、ＳＳバースト内に送信されるＳＳブロックをその他のビットで指示する方法がある。

即ち、全６４個のＳＳブロックを各々８個のＳＳバースト（即ち、ＳＳブロックグループ）に区分して、８ビットのビットマップ送信としていずれのＳＳバーストが使用されるかを端末に知らせる。図１３のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットとマルチプレックスする場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるメリットがある。よって、ビットマップとしてＳＳバーストを使用するか否かを指示すると、６Ｇｈｚ以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの送信可否を端末が認知することができる。

ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８個のＳＳブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、８ビットが必要であり、当該追加情報は全てのＳＳバーストに共通して適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報によって、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示され、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報によって、ＳＳバーストにおいて第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも第１番目と第５番目のＳＳブロックが送信され、実際に送信されるＳＳブロックの全４個になる。

一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるＳＳブロックのための基本フォーマット（ｄｅｆａｕｌｔ ｆｏｒｍａｔ）を使用する。このような基本フォーマットを用いることで、ＵＥは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。このとき、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されてもよい。

一方、サービングセルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるＳＳブロック情報を優先して、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報を取得することができる。

即ち、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が大きいため、フルビットマップタイプの情報を優先して、ＳＳブロック受信に利用することができる。

４．システムフレームナンバー、ハーフフレーム境界（Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ、Ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ ｂｏｕｎｄａｒｙ）

ＳＦＮ情報下位Ｎ−ｂｉｔｓは、ＰＢＣＨペイロードで伝達され、上位Ｍ−ｂｉｔは、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスで伝達される。一方、ＳＦＮ情報の上位Ｍ−ｂｉｔｓのうち最上位１−ｂｉｔは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ又はＳＳ ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化で伝達される。さらに、ハーフ無線フレーム（５ｍｓ）境界に関する情報は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ、ＮＲ−ＳＳＳ又はＳＳ ｂｌｏｃｋの時間／周波数位置の変化で伝達されることができる。

ここで、「上位ｂｉｔ」及び「最上位ｂｉｔ」は、情報ビット列において最高数を最右に位置させる場合における左側ビットを意味する。これは、情報ビット列において最高数を最左に位置させる配列において、整数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ，最下位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

また、「下位ｂｉｔ」及び「最下位ｂｉｔ」は、情報ビット列において最高数を最右に位置させる場合における右側ビットを意味する。これは、情報ビット列において最高数を最左に位置させる配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ，最上位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

実施例１−１

特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとき、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツには、８０ｍｓ内で変更されていない情報が含まれる。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（８０ｍｓ）範囲においてＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、そのために、１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位７−ｂｉｔｓ情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位３ｂｉｔ情報は、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスなどに含まれる。

実施例１−２

特定のＳＳブロックに含まれたＮＲ−ＰＢＣＨで伝達するコンテンツが８０ｍｓごとに変更されるとき、ＮＢ−ＰＢＣＨコンテンツには、８０ｍｓ内で変更されていない情報が含まれる。例えば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（８０ｍｓ）範囲においてＰＢＣＨコンテンツに含まれるＳＦＮ情報はいずれも同一であり、そのために、１０ｂｉｔ ＳＦＮ情報のうち、ＰＢＣＨコンテンツには下位７ｂｉｔｓ情報が含まれ、フレーム境界（１０ｍｓ）を区分する上位３ｂｉｔ情報のうち、下位２ｂｉｔｓ情報はＰＢＣＨスクランブリングシーケンスに含まれ、最上位１ｂｉｔ情報はＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブリングシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号又はチャネルを用いて送信する。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関する部分とは区分される他の信号としては、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが用いられ、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンスｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内シンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として用いることができる。

具体的に、ＤＭＲＳシーケンスが用いられる場合、ＤＭＲＳ送信される２つのＯＦＤＭシンボルの位相差、例えば、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ ｃｏｖｅｒを用いる方法を考慮してもよい。また、ＤＭＲＳシーケンスが用いられる場合、初期値を変更する方法を考慮してもよい。具体的には、Ｇｏｌｄシーケンスに用いられる２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうち、一方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定して、他方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をｃｅｌｌ−ＩＤ及び他の情報を用いて変更した場合、固定した初期値を用いたｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに送信しようとする情報を用いて初期値を変更する方法を導入することができる。

より具体的に、１０ｍｓ境界情報を示す１ｂｉｔによって、既存の固定した初期値（例えば、[１ ０ ０ … ０]）にさらに他の初期値（例えば、[０ １ ０ … ０]）を導入することで、２０ｍｓ範囲において２つの初期値を１０ｍｓ単位に変更することが考えられる。他の方法としては、一方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは固定した初期値をそのまま用いて、他方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値に送信しようとする情報を追加する方法が考えられる。

また、ＤＭＲＳ ＲＥ位置を用いる場合、情報に応じて、ＤＭＲＳの周波数軸位置を変更する、ｖ−ｓｈｉｆｔ方法を適用してみてもよい。具体的に、２０ｍｓ範囲において０ｍｓと１０ｍｓ送信時にＲＥ位置を異ならせて配置するが、ＤＭＲＳが４ＲＥごとに配置されるとき、２ＲＥ単位でシフトする方案を導入することができる。

また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスがＲＥにマッピングされる方式を変更する方法を適用してもよい。具体的に、０ｍｓの場合、最初のＲＥからシーケンスをマッピングして、１０ｍｓの場合、シーケンスに他のマッピング方法を適用するが、例えば、最初のＲＥにシーケンスを逆にマッピングするか、最初のＯＦＤＭシンボルの中間ＲＥからマッピングするか、２番目のＯＦＤＭシンボルの最初のＲＥからマッピングするなどの方法を適用してもよい。また、ＳＳブロック内においてＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどの順序配置を他の配置に変更する方案も考えられる。例えば、基本的に、ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨなどで配置するものの、０ｍｓと１０ｍｓにおいて互いに異なる配置方法を適用する。また、ＳＳブロック内においてＰＢＣＨデータがマッピングされるＲＥ位置を変更する方法を適用してもよい。

実施例１−３

ハーフフレーム境界を指示する１ｂｉｔ情報は、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブリングシーケンスなどＰＢＣＨチャネルコーディングに関する部分とは区分される他の信号又はチャネルなどを用いて送信することができる。例えば、ＰＢＣＨチャネルコーディングとは区別される他の信号としては、実施例１−２と同様に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが用いられてもよく、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内シンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として用いてもよい。特に、これは、１０ｍｓ範囲において０ｍｓと５ｍｓ境界に変更されるときに適用することができる。

さらに、ハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位１ｂｉｔ情報を含む２０ｍｓ範囲において、５ｍｓ単位の時間変更情報のために、実施例１−２で提示した方法のように、ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置、ＤＭＲＳシーケンス ｔｏ ＲＥマッピング変更、ＳＳブロック内シンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更などを情報として用いてもよい。これは、２０ｍｓ範囲において、０、５、１０、１５ｍｓの境界で時間情報が変更されるときに適用することができる。

実施例１−４

一方、実施例１−４において、「上位ｂｉｔ」及び「最上位ｂｉｔ」は情報ビット列において、最高数を最右に位置させる場合における左側ビットを意味する。これは、情報ビット列において、最高数を最左に位置させる配列において、整数の偶数であるか奇数であるかを決定する単位値となるビットであるＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ，最下位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

また、「下位ｂｉｔ」及び「最下位ｂｉｔ」は、情報ビット列において、最高数を最右に位置させる場合における右側ビットを意味する。これは、情報ビット列において、最高数を最左に位置させる配列において、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ，最上位ビット）と同じ意味として解釈されてもよい。

１つのＰＢＣＨが全Ｎ ＲＥｓからなるとき、ＰＢＣＨデータ送信のために、Ｍ（<Ｎ）ＲＥｓが割り当てられ、ＱＰＳＫ変調が用いられる場合、スクランブリングシーケンスの長さは２＊Ｍとなる。全Ｌ個の互いに異なる２＊Ｍ長さのスクランブリングシーケンスを生成する方法は、全Ｌ＊２＊Ｍ長さの長いシーケンスを生成して２＊Ｍ単位で区分して、Ｌ個のシーケンスを生成する。スクランブリングシーケンスとしてはＰＮシーケンスが用いられ、Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅ及びＭ ｓｅｑｕｅｎｃｅなどが用いられてもよい。具体的に、長さ３１のＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが用いられてもよい。ＰＮシーケンスを初期化する値としては、少なくともセルＩＤが用いられ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳから取得したＳＳブロックインデックスがさらに用いられてもよい。ＳＳブロックインデックスからスロットナンバー及びＯＦＤＭシンボルが類推される場合、スロットナンバー／ＯＦＤＭシンボルナンバーが用いられてもよい。さらに、ハーフ無線フレーム境界情報を初期化値として用いてもよい。さらに、ＳＦＮ情報のうち一部ｂｉｔをコンテンツやスクランブリングシーケンスなど、チャネルコーディングとは区別される信号又はチャネルとして取得できる場合、該当ＳＦＮ情報は、スクランブリングシーケンスの初期化値として用いてもよい。

スクランブリングシーケンスの長さは、ＳＦＮ情報のうち、スクランブリングシーケンスで伝達されるビットの長さに応じて決定される。例えば、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔの情報がスクランブリングシーケンスで伝達される場合、８つの状態が表現される必要があるが、このために、全８＊２＊Ｍ長さのシーケンスが要求される。これと同様に、２ｂｉｔ情報が伝達される場合には、全２＊２＊Ｍ長さのシーケンスが要求される。

ＰＢＣＨコンテンツとＣＲＣを含むｂｉｔ列は、ポーラーコード（Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅ）を用いてエンコードされて、長さ５１２の符号化されたビットが生成される。符号化されたビットは、スクランブリングシーケンスの長さより短いが、長さ５１２の符号化されたビットを数回繰り返してスクランブリングシーケンス長さと同じ長さのｂｉｔ列にする。この後、繰り返された符号化されたビットをスクランブリングシーケンスに掛け算して、ＱＰＳＫ変調を行う。変調されたシンボルは、長さＭ単位に分割して、ＰＢＣＨ ＲＥにマッピングする。

例えば、図１４を参照して説明すると、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔの情報がスクランブリングシーケンスで伝達される場合、１０ｍｓごとにスクランブリングシーケンスを変更するために、長さＭ単位の変調されたシンボルシーケンスを１０ｍｓ単位で送信する。このとき、１０ｍｓ単位で送信されるそれぞれの変調されたシンボルは互いに異なる。ＳＳバースト集合の周期が５ｍｓの場合、１０ｍｓ範囲に含まれた２回の５ｍｓ送信周期の間には、同一の変調されたシンボルシーケンスを送信する。端末がハーフ無線フレーム（５ｍｓ）境界情報を取得可能な場合は、１０ｍｓ範囲で２回送信されたＰＢＣＨの情報を結合することができ、８０ｍｓ範囲で１０ｍｓ単位で送信される８つのスクランブリングシーケンスを検索するために、全８回のブラインドデコーディングを行う。このとき、端末は、ＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行い、ハーフフレーム境界１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）を取得する。また、端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行い、ＳＦＮの上位Ｎ-ｂｉｔ情報を取得して（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の（１０-Ｎ）ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を取得して、全１０ｂｉｔのＳＦＮ情報を構成することができる。

また他の例として、ＳＦＮ情報のうち３ｂｉｔ情報がスクランブリングシーケンスによって伝達され、ハーフフレーム境界情報がＰＢＣＨコンテンツに含まれる場合、１０ｍｓ送信周期では同一のコンテンツが含まれるが、５ｍｓオフセットがあるＰＢＣＨコンテンツはハーフフレーム境界情報１ｂｉｔが異なるため、５ｍｓごとに異なるコンテンツが送信され得る。即ち、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔによって２つのコンテンツが構成され、基地局は２つのコンテンツをそれぞれエンコードし、それぞれに対して、ｂｉｔ繰り返し、スクランブリング、変調などを行う。

端末が５ｍｓ境界情報を取得できなかった場合、５ｍｓごとに送信された信号の結合を行うことは難しく、その代わりに、１０ｍｓごとに行った８回のブラインドデコーディングを５ｍｓオフセットでも同様に行う。即ち、端末は、最小８回のブラインドデコーディングを行い、ＳＦＮの上位Ｎ−ｂｉｔｓ情報を取得して（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔｓに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）のみならず、ハーフ無線フレーム境界１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）を取得する。換言すれば、取得したｂｉｔ情報を構成して、５ｍｓ単位の時間情報を取得することができる。

これと同様に、ＳＦＮ情報のうち２ｂｉｔの情報がスクランブリングシーケンスによって伝達される場合、２０ｍｓごとにスクランブリングシーケンスが変更され、２０ｍｓ範囲に含まれた４回の５ｍｓ送信周期の間には同一の変調されたシンボルシーケンスを送信する。端末がハーフフレーム境界情報及びＳＦＮの最上位１ｂｉｔ情報を取得できる場合、２０ｍｓ範囲で受信した４回のＰＢＣＨを結合することができ、２０ｍｓごとに４回のブラインドデコーディングを行う。このとき、端末の受信複雑度は、ハーフフレーム境界情報及びＳＦＮ最上位ｂｉｔ情報を取得することで増加し得るものの、ＰＢＣＨブラインドデコーディングの複雑度を低下することができ、ＰＢＣＨ結合を最大１６回行うことができるため、検出性能の向上が期待できる。このとき、端末は、ＰＢＣＨではない他のチャネルのデコーディングを行い、ハーフフレーム境界１ｂｉｔ情報（例えば、Ｃ０）及びＳＦＮの最上位１ｂｉｔ情報（例えば、Ｓ０）を取得する。

端末は、ＰＢＣＨブラインドデコーディングを行い、ＳＦＮの最上位１ｂｉｔ以後の上位（Ｎ−１）−ｂｉｔ情報を取得して（例えば、Ｓ１、Ｓ２）、ＰＢＣＨコンテンツからその他の１０−Ｎ ｂｉｔに該当するＳＦＮ情報（例えば、Ｓ３〜Ｓ９）を取得する。これからハーフ無線フレーム境界情報（例えば、Ｃ０）及び全１０ｂｉｔのＳＦＮ情報（Ｓ０〜Ｓ９）を構成することができ、このように取得した時間情報は５ｍｓ単位を提供する。このとき、５ｍｓ範囲において複数のＳＳブロックが送信され得るが、５ｍｓ範囲におけるＳＳブロック位置は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツから取得することができる。

一方、ＳＦＮ情報のうち２ビット（例えば、Ｓ１、Ｓ２）の情報がスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）によって伝達され、ＳＦＮ情報のうち最上位１ビット（例えば、Ｓ０）の情報とハーフフレーム境界１ｂｉｔ（例えば、Ｃ０）は、ＰＢＣＨコンテンツから伝達される場合、２０ｍｓ範囲で５ｍｓごとにＰＢＣＨコンテンツの内容が変更されることで（例えば、Ｓ０、Ｃ０）、４つの情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）が生成され、各情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）は、各情報ビット集合ごとにチャネルコーディング過程を行う。

また他の例として、ＳＦＮ情報１０ｂｉｔとハーフフレーム境界情報１ｂｉｔをＰＢＣＨコンテンツに含ませてもよい。この場合、ＳＦＮ上位３ｂｉｔ（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）及びハーフフレーム１ｂｉｔ（例えば、Ｃ０）を除くＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例えば、８０ｍｓ）の間には変更されない。但し、ＳＦＮ上位３ｂｉｔ（例えば、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２）及びハーフフレーム１ｂｉｔ（例えば、Ｃ０）情報は、５ｍｓ単位に変更される。これによって、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例えば、８０ｍｓ）区間では、１６つのＰＢＣＨ情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）が生成され得る。

また、ＰＢＣＨペイロード（ｐａｙｌｏａｄ）に含まれた情報ビット（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ）において、ＳＦＮ情報の一部ビット（例えば、Ｓ１、Ｓ２）を除く情報ビット及びＣＲＣにスクランブリングシーケンス（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が適用される。このとき、スクランブリングシーケンス（Ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）としては、ゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが用いられる。また、スクランブリングシーケンスは、セルＩＤによって初期化されることができる。

一方、スクランブリングされるビット数をＭとするとき、Ｍ＊Ｎ長さのシーケンスを生成して、シーケンスの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）が重ならないように、長さＭのシーケンスをＮ個に分割して、ＳＦＮ情報のうち一部のビット（例えば、Ｓ１、Ｓ２）が変更される順序に従って、以下の例示のように、長さＭのシーケンスをＮ個のシーケンスの各々に対するスクランブリングシーケンスとして用いる。

（例示）

− （Ｓ２，Ｓ１）＝（０，０）であるとき、０〜Ｍ−１のシーケンス列をスクランブリングシーケンスとして用いる

− （Ｓ２，Ｓ１）＝（０，１）であるとき、Ｍ〜２Ｍ−１のシーケンス列をスクランブリングシーケンスとして用いる

− （Ｓ２，Ｓ１）＝（１，０）であるとき、２Ｍ〜３Ｍ−１のシーケンス列をスクランブリングシーケンスとして用いる

− （Ｓ２，Ｓ１）＝（１，１）であるとき、３Ｍ〜４Ｍ−1のシーケンス列をスクランブリングシーケンスとして用いる

上述によれば、ＰＢＣＨ ＴＴＩ（例えば、８０ｍｓ）区間で生成される１６つのＰＢＣＨ情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）のうち、２０ｍｓ範囲で送信される４つのＰＢＣＨ情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）には、同一のスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が用いられ、次の２０ｍｓ範囲で送信される４つのＰＢＣＨ情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）には、前の２０ｍｓ範囲で送信される４つのＰＢＣＨ情報ビットで用いられたスクランブリングシーケンスとは異なるスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が用いられる。

この後、上述のように、スクランブリングシーケンスを用いてスクランブリングが行われた１６つのＰＢＣＨ情報ビット集合（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ ｓｅｔ）のそれぞれにチャネルコーディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ）が行われ、チャネルコーディングによって符号化されたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）に２番目のスクランブリングシーケンスが適用される。即ち、１６つのＰＢＣＨ情報ビット集合に、上述のような方式によって、１番目のスクランブリングシーケンスを適用してスクランブリングを行った後、チャネルコーディングが行われ、それによって、取得した符号化されたビットに２番目のスクランブリングシーケンスを適用する。このとき、２番目のスクランブリングシーケンスとしては、ゴールドシーケンスのようなＰＮシーケンスが用いられ、２番目のスクランブリングシーケンスは、セルＩＤ及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達さえるＳＳブロックインデックス３ｂｉｔによって初期化されることができる。

特定のＳＳブロックインデックスと関連して送信されるＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）には、送信時点によって同一のスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が用いられてもよい。

一方、ハーフフレーム境界情報によって、５ｍｓ単位に変更されたスクランブリングシーケンスを適用してもよい。例えば、スクランブリングされる符号化されたビットの数をＫとするとき、２＊Ｋ長さのシーケンスを生成して、シーケンスの要素が重ならないようにそれぞれ長さＫの２個のシーケンスに分割して、それぞれのハーフフレーム境界情報に適用する。上述した方法によれば、１０ｍｓ区間で送信されるＰＢＣＨをソフトコンバイニング（ｓｏｆｔ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）するとき、干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）をランダム（ｒａｎｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ）に分散することで、性能を改善することができる。

一方、２番目のスクランブリングシーケンスの候補シーケンスに関する情報がない場合、ＵＥは候補シーケンスとして可能なスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が送信されたと仮定して、数回デコーディングを行うことができる。

一方、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツ、ＣＲＣ、スクランブリングシーケンスなど、ＰＢＣＨチャネルコーディングに関する部分とは異なる信号及び／又はチャネルなどを用いて送信されてもよい。

例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳを活用して、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔを送信してもよく、 ＤＭＲＳシーケンス、ＤＭＲＳ ＲＥ位置（ｐｏｓｉｔｉｏｎ）、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法、又は順序の変更、ＳＳブロック内のＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨのシンボル位置変更、ＳＳブロックの周波数位置変更、ＳＳ又はＰＢＣＨ ＯＦＤＭシンボルの極性反転などを活用して、ハーフフレーム境界情報１ｂｉｔを送信することができる。これに関する詳細については、後述する。

ＰＢＣＨデコーディングを行う前に、ＵＥがハーフフレーム境界情報を取得する場合、ＵＥは、取得されたハーフフレーム境界情報に対応するスクランブリングシーケンスを用いてデ−スクランブリング（ｄｅ−ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）を行うことができる。

５．ＳＳブロック時間インデックス

ここで、ＳＳブロック時間インデックスを指示する方法について説明する。

ＳＳブロック時間インデックスのうち一部はＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスで伝達され、その他のインデックスはＰＢＣＨペイロードで伝達される。このとき、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達されるＳＳブロック時間インデックスはＮ−ｂｉｔｓの情報であり、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロック時間インデックスはＭ−ｂｉｔｓの情報である。周波数範囲の最大ＳＳブロックの数をＬ−ｂｉｔｓとするとき、Ｌ−ｂｉｔはＭ−ｂｉｔとＮ−ｂｉｔｓの和となる。５ｍｓ範囲で伝達され得る全Ｈ（＝２＾Ｌ）状態をグループＡ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達されるＮ−ｂｉｔｓが表現可能なＪ（＝２＾Ｎ）状態をグループＢ、ＰＢＣＨペイロードで伝達されるＭ−ｂｉｔｓが表現可能なＩ（＝２＾Ｍ）状態をグループＣとするとき、グループＡの状態数Ｈは、グループＢの状態数ＪとグループＣの状態数Ｃの積で表現できる。このとき、グループＢ又はグループＣのうち１つのグループに属した状態は、０．５ｍｓ範囲内では最大Ｐ（このとき、Ｐは１又は２）個を表現することができる。一方、本発明で言うグループは、説明の便宜のために使用して、様々な形態で表現することができる。

一方、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達される状態の数は、３ＧＨｚ以下の周波数範囲では４個、３ＧＨｚ〜６ＧＨｚの周波数範囲では８個、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では８個となる。６ＧＨｚ以下の帯域では１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられるが、このとき、１５ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられる場合、０．５ｍｓ範囲内で最大１個の状態が含まれ、３０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられる場合、０．５ｍｓ範囲内で最大２個の状態が含まれる。６ＧＨｚ以上の帯域において１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられるが、このとき、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられる場合、０．５ｍｓ範囲内で最大１個の状態が含まれ、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられる場合、０．５ｍｓ範囲内で最大２個の状態が含まれる。

図１５（ａ）、（ｂ）のそれぞれは、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚ副搬送波間隔を用いる場合と、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚ副搬送波間隔を用いる場合、０．５ｍｓ範囲に含まれるＳＳブロックを示す。図１５のように、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ範囲には１個、３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合には２個、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合には８個、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合には１６個のＳＳブロックが含まれる。

１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスに送信されるインデックスと１対１でマッピングされることができる。ＰＢＣＨペイロードには、ＳＳブロックインデックスを指示するための指示子ビットが含まれてもよいが、６ＧＨｚ以下の帯域ではＳＳブロックインデックスのためのビットとして解釈されず、他の目的の情報として解釈されてもよい。例えば、カバレッジ拡張の目的として用いられてもよく、ＳＳブロックに関連する信号又はリソースの繰り返し回数を伝達する目的として用いられてもよい。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化されるとき、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波の場合、５ｍｓ範囲で送信されるＳＳブロックインデックスをシーケンスの初期値として用いることができる。ここで、ＳＳブロックインデックスは、ＳＳＢ ＩＤと同じ意味であってもよい。

実施例２−１

副搬送波間隔が１２０ｋＨｚである場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが同一であり、ＰＢＣＨペイロードはＳＳブロックインデックスに応じて変更され得る。但し、第１のＳＳブロックグループが送信される０．５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、第１のＳＳブロックグループの前に送信される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓ区間で用いたシーケンスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを用いる。また、異なる０．５ｍｓ区間で送信されるＳＳブロックを区分するために、ＳＳブロックグループのためのＳＳブロックインデックスは、ＰＢＣＨペイロードで伝達される。

２４０ｋＨｚの場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは２個である。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックと後半部の０．５ｍｓ内の８個のＳＳブロックに用いられるＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは互いに異なってもよい。前半部及び後半部のＳＳブロックに含まれるＰＢＣＨペイロードでＳＳブロックインデックスを伝達する。

このように、所定の時間区間の間に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスが一定に維持される方案を適用する場合、端末が隣接セルの時間情報を確保するために、隣接セル信号検出を試みるとき、検出複雑度が低く、検出性能が良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスベースの時間情報伝達方法を適用することで、０．５ｍｓ又は０．２５ｍｓ程度の正確性を有する時間情報を取得することができるというメリットを提供する。これは、周波数範囲には関係なく、０．２５ｍｓ又は０．５ｍｓ程度の時間の正確性を提供するというメリットがある。

実施例２−２

１２０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは８個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、ＳＳブロックインデックスに応じて変更可能である。但し、第１のＳＳブロックグループが送信される０．５ｍｓ区間におけるＰＢＣＨペイロードによって伝達されるＳＳブロックインデックスは、第１のＳＳブロックグループが送信される前に送信される第２のＳＳブロックグループの０．５ｍｓ区間におけるインデックスとは区分される、即ち、異なるシーケンスを用いる。

２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、０．５ｍｓ内に含まれるＳＳブロックのインデックスは１６個であるが、０．５ｍｓ範囲でＰＢＣＨペイロードで伝達されるＳＳブロックインデックスは２個になり得る。即ち、ＳＳブロックのうち、前半部０．５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックで送信されるＰＢＣＨペイロードに含まれるＳＳブロックインデックスは同一であり、後半部０．５ｍｓ区間における８個のＳＳブロックインデックスは、前半部のＳＳブロックインデックスとは区分される、即ち、異なるインデックスである。このとき、前半部及び後半部のそれぞれに含まれるＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、ＳＳブロックインデックスに応じて区分されるシーケンスが用いられる。

１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合、ＳＳブロックインデックスは、２つの経路から取得したインデックスを組み合わせて表現される。上述した実施例２−１及び実施例２−２の場合、それぞれ以下の[数１]及び[数２]によって表現できる。

［数１］
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ＝ ＳＳＢＩＤ＊Ｐ ＋ ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ ＝ Ｆｌｏｏｒ （ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ／ Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ ＝ Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ, Ｐ）

［数２］
ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ＝ ＳＳＢＩＤ＊Ｐ ＋ ＳＳＢＧＩＤ
ＳＳＢＩＤ ＝ Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ, Ｐ）
ＳＳＢＧＩＤ ＝ Ｆｌｏｏｒ （ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ／ Ｐ）

ここで、Ｐは、２＾（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達されるｂｉｔ数）で表現できる。

上述では、特定数（例えば、４又は８）を用いて説明したが、これは、説明の便宜のためであって、上述した特定値には限定されない。例えば、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達される情報ｂｉｔの数によって、特定値が決定されてもよく、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで２ｂｉｔの情報が伝達される場合、ＳＳブロックグループは、４個のＳＳブロックで構成されてもよく、１５ｋＨｚ／３０ｋＨｚ副搬送波間隔の場合にも、１２０ｋＨｚ／２４０ｋＨｚ副搬送波間隔において説明したＳＳブロック時間インデックスの伝達方式が適用されてもよい。

図１４に元って、「４．システムフレームナンバー、ハーフフレーム境界」及び「５．ＳＳブロック時間インデックス」において説明した時間情報のビット構成及び該当情報の伝達経路の例をまとめると、以下のようである。

− ＳＦＮ１０ｂｉｔのうち７ｂｉｔとＳＳブロックグループインデックス３ｂｉｔは、ＰＢＣＨコンテンツで伝達

− ２０ｍｓ境界情報２ｂｉｔ（Ｓ２，Ｓ１）は、ＰＢＣＨスクランブリングで伝達

− ５ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｃ０）と１０ｍｓ境界情報１ｂｉｔ（Ｓ０）は、ＤＭＲＳ ＲＥ位置シフト、ＰＢＣＨが含まれたＯＦＤＭシンボルのＤＭＲＳ間位相差、ＤＭＲＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法の変更、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス初期値変更などで伝達

− ＳＳブロックインデックス指示情報３ｂｉｔ（Ｂ２，Ｂ１，Ｂ０）は、ＤＭＲＳシーケンスで伝達

６．ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ

ＵＥは、セルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出した後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、ＳＳブロックの位置のような帯域幅パート（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）情報、ＳＳバーストセット周期及び実際に送信されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。

５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるため、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのような補助信号を使用することができる。

（１）ＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ）

ＮＲでは、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）を定義して、１０ｍｓ間隔を区別することができる。また、ＬＴＥシステムと同様に、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。

ＮＲでは、ＰＢＣＨ ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。よって、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがＰＢＣＨエンコードされたビットに適用可能である。ＵＥはＬＴＥ ＰＢＣＨデコーディング動作と同様に、１０ｍｓ間隔を検出することができる。この場合、ＳＦＮの８つの状態がＰＢＣＨスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義されることができる。

（２）無線フレーム内のタイミング情報

ＳＳブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲に応じて、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されることができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域に対しては、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスでのみ伝達される。また、６ＧＨｚ以上の周波数帯域に対して、ＳＳブロックインデックスの最下位３ビットは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位３ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって伝達される。即ち、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。

また、ハーフフレームの境界は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスによって伝達されることができる。特に、３ＧＨｚ以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ ＤＭＲＳに含まれる場合、ＰＢＣＨコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるよりも効果を高めることができる。即ち、３Ｇｈｚ以下の周波数帯域では、主にＦＤＤ方式が用いられるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きい可能性がある。よって、より正確な時間同期を取るためには、ＰＢＣＨコンテンツよりデコーディング性能の良好なＰＢＣＨ ＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子を伝達した方が有利である。

但し、３Ｇｈｚ帯域を越える場合は、ＴＤＤ方式が多く使われるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期が外れる程度が大きくないことから、ＰＢＣＨコンテンツによってハーフフレーム指示子を伝達しても、不利益は少ないことができる。

一方、ハーフフレーム指示子は、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳとＰＢＣＨコンテンツの両方によって伝達されてもよい。

（４）ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報

ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域ＣＣ動作のためには、測定のために多重ＳＳブロックを送信することができる。

しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である。即ち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別可能な方法を考える必要もある。

このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスタ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒａｓｔｅｒ）で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、ＳＳブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。

（５）ＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されるＳＳブロック

測定のためにＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されたＳＳブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。

（８）ペイロードサイズ

ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、［表2］のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定することができる。

７．ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリング

ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいてＰＮシーケンスを使用することを考慮してもよいが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用した方が好ましい。

また、スクランブリングシーケンスは、少なくともＣｅｌｌ−ＩＤによって初期化することができ、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に用いられることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。

８．ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳ送信方式

以下、図１６を参照して、ＰＢＣＨコーディングチェーン構成及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳ送信方式の実施例について説明する。

先ず、ＳＳブロックごとにＣＯＲＥＳＥＴ情報、ＳＳブロックグループインデックスに応じてＭＩＢ構成が異なってもよい。よって、ＳＳブロックごとにＭＩＢに対するエンコーディングを行い、このとき、エンコードされたビットのサイズは、３４５６ビットである。ポーラーコードアウトプットビット（Ｐｏｌａｒ ｃｏｄｅ ｏｕｔｐｕｔ ｂｉｔ）が５１２ビットであるため、ポーラーコードアウトプットビットは、６．７５回繰り返されることができる（５１２＊６＋３８４）。

繰り返されたビットに長さ３４５６のスクランブリングシーケンスを掛けるが、スクランブリングシーケンスは、セルＩＤとＤＭＲＳで伝達されるＳＳブロックインデックスで初期化される。また、３４５６ビットのスクランブリングシーケンスを８６４ビットずつ４等分して、それぞれに対してＱＰＳＫ変調を行い、４３２長さの変調されたシンボル４個の集合を構成する。

２０ｍｓごとに新たに変調されたシンボル集合（Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ ｓｅｔ）が送信され、２０ｍｓ内で同一の変調されたシンボル集合が最大４回繰り返し送信されることができる。このとき、同一の変調されたシンボル集合が繰り返し送信される区間において、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数軸位置は、セルＩＤによって変更される。即ち、０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置は、以下の[数３]によってシフトされる。

［数３］
ｖｓｈｉｆｔ ＝ （ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ ＋ ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ）ｍｏｄ４, ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ ＝ Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ３, ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ＝ ０,１,２,３

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、３１長さのＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが用いられ、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は１つの値に固定して、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、[数４]のように、ＳＳブロックインデックスとセルＩＤに基づいて決定する。

［数４］
ｃｉｎｉｔ ＝ ２１０＊（ＳＳＢＩＤ＋１）＊（２＊ＣｅｌｌＩＤ＋１） ＋ ＣｅｌｌＩＤ

仮に、ＳＳブロックのコンテンツが同一である場合、チャネルコーディングとビットの繰り返しは、１つのＳＳブロックのみに対して行われる。また、スクランブリングシーケンスは、ＳＳブロックごとに異なる値が適用されると仮定すると、スクランブリングシーケンスを生成して掛ける過程からビットを分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）して変調する過程を各々のＳＳブロックにおいて行う。

以下、ハーフフレーム情報とＳＦＮ最上位１ｂｉｔが伝達される方式による基地局動作及び端末動作を説明する。以下、説明によるＣ０、Ｓ０はそれぞれ、図１４のハーフフレーム境界及びフレーム境界指示ビットに対応する。

（１）Ｃ０、Ｓ０をＣＲＣで伝達：

この情報は、０、５、１０、１５ｍｓごとに変更される情報であって、全４個のＣＲＣが生成され、４回のエンコーディングを行った後、各エンコードされたビットを２０ｍｓごとに全４回送信するという仮定下で繰り返し配列して、スクランブリングシーケンスを掛ける。

また、端末受信のとき、０、５、１０、１５ｍｓごとに送信される情報を結合するために、ブラインドデコーディングをさらに行う必要がある。２０ｍｓごとに受信されるＰＢＣＨのみブラインドデコーディングを行う方式であれば、更なる複雑性（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）はないものの、５ｍｓごとに送信される信号を結合することができないため、最大性能を保障することが難しいというデメリットがある。

（２）Ｃ０、Ｓ０をＰＢＣＨスクランブリングで伝達：

１つの情報ビット＋ＣＲＣを用いて、エンコーディングを行った後、エンコードされたビットを５ｍｓごとに送信、即ち、全１６回送信するという仮定下で繰り返し配列して、スクランブリングシーケンスを掛ける。この方式を用いる場合、ブラインドデコーディング回数が１６回に増加するという問題点がある。

（３）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達：

１４４長さのシーケンスで５ｂｉｔを伝達する方式であって、１つの情報＋ＣＲＣを用いてエンコーディングを行うが、これをスクランブリングする方式には、２つがある。

１）エンコードされたビットを５ｍｓごとに送信、即ち、全１６回送信するという仮定下で繰り返し配列して、スクランブリングシーケンスを掛ける。この場合、５ｍｓごとにスクランブリングシーケンスが変更されるため、ＰＢＣＨのＩＣＩランダム化が発生し得る。また、端末は、ＤＭＲＳシーケンスからＣ０、Ｓ０情報を取得するため、０、５、１０、１５ｍｓごとに変更されるスクランブリングシーケンス情報を取得することができる。また、ＰＢＣＨデコーディングの時、ブラインドデコーディングの回数は増加しない。また、この方法は、５ｍｓごとに送信される信号を結合するため、最大性能が期待できる。

２）エンコードされたビットを２０ｍｓごとに送信、即ち、全４回送信するという仮定下で繰り返し配列して、スクランブリングシーケンスを掛ける。この場合、ＩＣＩランダム化は減少できる。また、端末のブラインドデコーディング回数は増加せず、性能向上が期待でき、取得時間（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｔｉｍｅ）が向上される。

但し、Ｃ０、ＳｏをＤＭＲＳシーケンスで伝達する場合、ＤＭＲＳシーケンスに複数のビットを含ませる必要があるため、検出性能が減少して、ブラインド検出回数が増加するという問題点がある。これを克服するためには、結合を数回行わなければならない。

（４）Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳ位置で伝達：

Ｃ０、Ｓ０をＤＭＲＳシーケンスで伝達することと基本的に同様である。但し、ＤＭＲＳ位置によってＣ０、Ｓ０を伝達するためには、セルＩＤに基づいて位置を決定して、０、５、１０、１５ｍｓに応じて周波数位置を移動する。隣接セルも同様な方式によってシフトを行うことができる。特に、ＤＭＲＳに電力ブーストを行う場合、性能がさらに向上されることができる。

９.ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭ−ＲＳ設計

ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳは、１００８個のセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説数によって検出性能を比較した場合、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、４〜５ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、４〜５ビットの仮説数を用いても関係ない。

一方、ＤＭＲＳシーケンスによってＳＳブロック時間インデックスと５ｍｓ境界が表現できる必要があるため、全１６個の仮説が持てるように設計される。

換言すれば、ＤＭＲＳシーケンスは、少なくともセルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（Ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）が表現できる必要があり、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（Ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）によって初期化が可能である。具体的な初期化式は、以下の[数５]のようである。

ここで、

は、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、

セルＩＤである場合、ＨＦは｛０，１｝の値を有するハーフフレーム指示子インデックスである。

ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ ＤＭＲＳシーケンスと同様に、長さ３１のゴールドシーケンスを用いるか、長さ７又は８のゴールドシーケンスに基づいて生成されてもよい。

一方、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、ＬＴＥ ＤＭＲＳのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案するが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスを考慮してもよい。

ＱＰＳＫを用いて変調されたＤＭＲＳシーケンス

は、以下の［数６］によって定義できる。

また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫを考慮することができるが、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するものの、ＱＰＳＫコリレーション性能がＢＰＳＫより優れるため、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてさらに適切である。

ここで、より具体的に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを構成する方法について説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスはＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが用いられ、２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは同一の長さを構成する多項式からなるが、シーケンスの長さが短い場合、１つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは短い長さの多項式に取り替えられてもよい。

実施例３−１

Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを構成する２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは、同一の長さで構成される。そのうち、一方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は固定した値を用いて、他方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値はセルＩＤ及び時間指示子によって初期化される。

例えば、Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅとしては、ＬＴＥで用いた３１長さのＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが用いられてもよい。従来のＬＴＥのＣＲＳは、３１長さのＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いて、５０４個のセルＩＤ、７個のＯＦＤＭシンボルオ及び２０個のスロットに基づく１４０個の時間指示子に基づいて初期化して、互いに異なるシーケンスを生成した。

６ＧＨｚ以下の帯域では、１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられ、５ｍｓ範囲で含まれるＳＳブロックの数が最大８個であり、２０ｍｓの範囲では最大３２個のＳＳブロックが含まれ得る。即ち、２０ｍｓ範囲で５ｍｓ境界に関する情報をＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで取得する場合、３２個のＳＳブロックを検索することと同様な動作を行う。ＮＲのセルＩＤが１００８とＬＴＥに対して２倍増えたが、区分すべきＳＳブロックの数が７０（＝１４０／２）より少ないため、上述したシーケンスを用いることができる。

一方、６ＧＨｚ以上の帯域では、５ｍｓ範囲でＳＳブロックの最大数は６４個であるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで伝達するＳＳブロックインデックスは最大８個であり、これは、６ＧＨｚ以下の帯域の最大ＳＳブロックインデックスの数と同一であるため、６ＧＨｚ以上の帯域でも３１長さのＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いてセルＩＤ及び時間指示子に応じてシーケンスを生成することができる。

また他の方法としては、周波数範囲に応じて長さの異なるＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが適用されてもよい。６ＧＨｚ以上の帯域では、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔及び２４０ｋＨｚ副搬送波間隔が用いられるが、これによって、１０ｍｓに含まれるスロットの数が１５ｋＨｚ副搬送波間隔に対してそれぞれ８倍（即ち、８０個）及び１６倍（即ち、１６０個）増加する。特に、データＤＭＲＳのシーケンスを１６ｂｉｔのＣ−ＲＮＴＩとスロットインデックスを用いて初期化する場合、既存の３１よりも長い多項式が求められる可能性もある。この要求事項に応じて、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ （>３１） Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが導入される場合、このシーケンスはＰＢＣＨ ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨスクランブリングに用いられることができる。この場合、周波数範囲に応じて長さの異なるＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを適用することができる。６ＧＨｚ以下の帯域では、Ｌｅｎｇｔｈ−３１ Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いて、６ＧＨｚ以上の帯域では、Ｌｅｎｇｔｈ−Ｎ （>３１） Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いることができる。このとき、初期値は、上述のような方式によって適用することができる。

実施例３−２

Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを構成する２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは、同一の長さで構成する。そのうち、一方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの時間指示子を用いて初期化して、他方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、セルＩＤ又はセルＩＤ及び他の時間指示子を用いて初期化することができる。例えば、Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅとしてはＬＴＥで用いたｌｅｎｇｔｈ−３１のＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが用いられてもよい。既存に固定した初期値が適用されたｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは、時間指示子を用いて初期化する。また、他方のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは、セルＩＤで初期化する。

他の方法としては、時間指示子のうちＳＳブロックインデックスと共に、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）、ＳＦＮ最上位１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などがＰＢＣＨ ＤＭＲＳで送信される場合、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）及びＳＦＮ最上位１ｂｉｔ（１０ｍｓ境界）などは、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示され、ＳＳブロックインデックスは、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅで指示される。

上述した実施例３−１のように、周波数範囲に応じて、長さが互いに異なるＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅが導入される場合にも、上述したシーケンスの初期化方法を適用することができる。

実施例３−３

互いに異なる長さの多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅでＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを構成する。多い指示が求められる情報には、長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いて、少ない指示が求められる情報には、相対的に短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いる。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスは、セルＩＤ及びＳＳブロック指示のような、時間情報に応じて生成される。１００８個のセルＩＤとＰ個の時間情報（例えば、ＳＳブロック指示子３ｂｉｔ）を表現するために、２つの互いに異なる多項式を用いることができる。例えば、セルＩＤを区分するために、３１長さの多項式が用いられ、時間情報を区分するために、７長さの多項式が用いられる。このとき、２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅはそれぞれ、セルＩＤと時間情報で初期化されることができる。一方、上述した例において、３１長さの多項式は、ＬＴＥで用いられたＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを構成するｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうち一部であってもよく、７長さの多項式は、ＮＲ−ＰＳＳ又はＮＲ−ＳＳＳシーケンスを構成するために定義された２つのｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅのうち１つであってもよい。

実施例３−４

長さが短い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成して、長さが長い多項式を有するＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅからなるＧｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅからシーケンスを生成して、２つのシーケンスを要素ごとに（ｅｌｅｍｅｎｔ ｗｉｓｅ）掛ける。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスとして用いられるシーケンスの初期値の設定方法を説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、時間指示子によって初期化される。また、初期化に用いられるｂｉｔ列をｃ（ i ）＊２＾ i , i ＝０,・・・,３０と表示するとき、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤによって決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤ及び時間指示子によって決定される。特に、ｃ（１０）〜ｃ（３０）に該当するｂｉｔには、時間指示子の情報のうち一部が伝達され得るが、その情報の属性に応じて初期化の方法が異なり得る。

実施例４−１

セルＩＤとＳＳブロックインデックスで初期化するとき、上述のように、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤによって決定され、ｃ（１０）〜ｃ（３０）はセルＩＤとＳＳブロックインデックスで決定される。以下の[数７]において、ＮＩＤはセルＩＤを示し、ＳＳＢＩＤはＳＳブロックインデックスを示す。

［数７］
２＾１０＊（ ＳＳＢＩＤ ＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ ＳＳＢＩＤ ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ ＳＳＢＩＤ ＋１）＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ

実施例４−２

実施例４−１に示された初期化方式において、時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックが増える形態で初期化値を設定する。５ｍｓ範囲においてＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとするとき、ハーフ無線フレーム境界をＤＭＲＳシーケンスで検索しようとする場合、ＳＳブロックインデックスの数を２倍増加したような効果と表現できる。また、ハーフフレーム境界のみならず、１０ｍｓ境界を検索しようとするとき、これはＳＳブロックインデックスの数を４倍増加したような効果と表現できる。上述した実施例４−２に関する数式は、以下の[数８]のようである。

［数８］
２＾１０＊（（ ＳＳＢＩＤ ＋ Ｐ＊（ i ））＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ ＳＳＢＩＤ ＋１＋ Ｐ ＊（ i ））＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１
２＾１０＊（（ ＳＳＢＩＤ ＋１＋ Ｐ＊（ i ））＊（２＊ＮＩＤ＋１） ） ＋ ＮＩＤ

ここで、０、５、１０、１５ｍｓの境界を表現する場合、 i ＝０,１,２,３であり、ハーフフレーム境界のみを表現する場合、 i ＝０,１である。

実施例４−３

実施例４−１に示された初期化方式において、時間指示子を追加する場合、ＳＳブロックインデックスと区分して表示することができる。例えば、ｃ（０）〜ｃ（９）はセルＩＤによって決定され、ｃ（１０）〜ｃ（１３）はＳＳブロックインデックスによって、またｃ（１４）〜ｃ（３０）はハーフフレーム境界、ＳＦＮ情報などのように、追加された時間指示子によって決定される。実施例４−３に関する数式は、以下の[数９]のようである。

［数９］
２＾１３＊（ i ）＋２＾１０＊（ （ＳＳＢＩＤ ＋１） ） ＋ ＮＩＤ
２＾１３＊（ i ＋１）＋２＾１０＊（ （ＳＳＢＩＤ ＋１） ） ＋ ＮＩＤ
２＾１３＊（ i ）＋２＾１０＊（ （ＳＳＢＩＤ ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１
２＾１３＊（ i ＋１）＋２＾１０＊（ （ＳＳＢＩＤ ＋１） ） ＋ ＮＩＤ＋１

実施例４−４

周波数範囲に応じて最大ＳＳブロックの数Ｌが決定されるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスで伝達されるＳＳブロックインデックスの数をＰとするとき、ＬがＰより小さいか同一である場合、ＳＳブロックインデックスはいずれもＤＭＲＳシーケンスで伝達され、ＳＳブロックインデックスはＤＭＲＳシーケンスで取得したインデックスと同一である。一方、ＬがＰより大きい場合、ＳＳブロックインデックスは、ＤＭＲＳシーケンスで伝達されるインデックスとＰＢＣＨコンテンツで伝達されるインデックスの組み合わせで構成される。

ＤＭＲＳシーケンスにおいて用いるインデックスをＳＳＢＩＤとして、ＰＢＣＨコンテンツに含まれるインデックスをＳＳＢＧＩＤとするとき、以下の３つのケースが考えられる。

（１）Ｃａｓｅ ０ ： Ｌ <＝ Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ＝ ＳＳＢＩＤ

（２）Ｃａｓｅ １ ： Ｌ > Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ＝ ＳＳＢＩＤ＊Ｐ ＋ ＳＳＢＧＩＤ

ＳＳＢＩＤ ＝ Ｆｌｏｏｒ （ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ／ Ｐ）

ＳＳＢＧＩＤ ＝ Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ, Ｐ）

（３）Ｃａｓｅ ２ ： Ｌ > Ｐ

ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ＝ ＳＳＢＩＤ＊Ｐ ＋ ＳＳＢＧＩＤ

ＳＳＢＩＤ ＝ Ｍｏｄ（ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ, Ｐ）

ＳＳＢＧＩＤ ＝ Ｆｌｏｏｒ （ＳＳ−ＰＢＣＨ ｂｌｏｃｋ ｉｎｄｅｘ ／ Ｐ）

一方、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスを生成するためのＰｅｓｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍシーケンスは、長さ３１のＧｏｌｄ Ｓｅｑｕｅｎｃｅで定義され、長さ

のシーケンス

は、以下の[数１０]によって定義される。

ここで、

であり、

であり、１番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅは、

の初期値を有して、２番目のｍ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値は、

によって定義され、このとき、

である。

１０．ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳパターン設計

ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ ＲＥマッピング方法を考慮することができる。固定的ＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上でＲＳマッピング領域を固定させるものであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトするものである。このような可変的ＲＥマッピング方法は、干渉をランダム化して、さらなる性能利得が得られるというメリットがあり、可変的ＲＥマッピング方法を用いることがより好ましいと考えられる。

可変的ＲＥマッピングを詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル

は、[数１１]によって定義される。

ここで、ｋ、ｌは、ＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、

はＤＭＲＳシーケンスを示す。 一方、

によって決定されてもよい。

また、性能向上のために、ＲＳ電力ブーストが考慮されてもよいが、ＲＳ電力ブーストとＶｓｈｉｆｔが共に用いられる場合、干渉ＴＲＰ（Ｔｏｔａｌ Ｒａｄｉａｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ）からの干渉は減少できる。また、ＲＳ電力ブーストの検出性能の利得を考慮するとき、ＰＤＳＣＨ ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は、−１．２５ｄＢが好ましい。

以下, ＰＢＣＨ ＤＭＲＳシーケンスのＲＥマッピング方法に関する実施例について説明する。

実施例５−１

ＤＭＲＳのためのシーケンスの長さは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳで用いられるＲＥの個数及び変調次数によって決定される。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが用いられ、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＭのシーケンスを生成する。シーケンスの順序の通りにＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングされる。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが全１４４個ある場合、１つの初期値を用いて長さ１４４のシーケンスを生成して、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。

一方、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＭ個のＲＥが用いられ、ＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｍのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０），…，ｓ（２＊Ｍ−１）とするとき、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが全１４４個ある場合、１つの初期値を用いて長さ２８８のシーケンスを生成して、ＱＰＳＫ変調した後、生成された長さ１４４の変調シーケンスをＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。

また、１個のＯＦＤＭシンボルにおいてＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが用いられ、シーケンスをＢＰＳＫ変調する場合、長さＮのシーケンスを生成する。シーケンスの順序の通りにＢＰＳＫ変調を行い、変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングされる。例えば、１個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが全７２個ある場合、１つの初期値を用いて長さ７２のシーケンスを生成して、ＢＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１つ以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ送信に用いられる場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行って、他のシーケンスを生成することもでき、この前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングしてもよい。

また、１個のＯＦＤＭシンボルにおいてＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＮ個のＲＥが用いられ、シーケンスをＱＰＳＫ変調する場合、長さ２＊Ｎのシーケンスを生成する。シーケンス列をｓ（０）,…,ｓ（２＊Ｍ−１）とするとき、偶数インデックスのシーケンスと奇数インデックスのシーケンスを組み合わせてＱＰＳＫ変調する。変調されたシンボルはＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。例えば、１個のＯＦＤＭシンボルにＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥが全７２個ある場合、１つの初期値を用いて長さ１４４のシーケンスを生成して、ＱＰＳＫ変調した後、ＲＥマッピングを行う。１個以上のＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨ送信に用いられる場合、各ＯＦＤＭシンボルごとに初期化を行い、他のシーケンスを生成することもでき、この前のシンボルで生成したシーケンスを同様にマッピングしてもよい。

実施例５−２

同一のシーケンスを他のシンボルにマッピングする場合、循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ）を適用してもよい。例えば、２個のＯＦＤＭシンボルが用いられる場合、１番目のＯＦＤＭシンボルの変調されたシーケンス列を順次にＲＥにマッピングすると、２番目のＯＦＤＭシンボルには変調されたシーケンス列を変調されたシーケンス列Ｎの１／２に該当するオフセットだけ循環シフトしてＲＥマッピングを行う。ＮＲ−ＰＢＣＨは２４ＲＢを用いて、ＮＲ−ＳＳＳは１２ＲＢを用いるとき、ＮＲ−ＳＳＳがＮＲ−ＰＢＣＨと中間周波数ＲＥとを一致させる場合、７番目のＲＢから１８番目のＲＢ位置にＮＲ−ＳＳＳが配置される。ＮＲ−ＳＳＳからチャネルを推定することができるが、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳブロックインデックスを検出するときには、推定されたチャネルを用いてコヒーレント検出（ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を試みることができる。このような検出を容易にするために、上述のような循環シフト方法を適用すると、ＮＲ−ＳＳＳが送信される中間の１２ＲＢ領域において２個のＯＦＤＭシンボルにわたってＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス列が送信されるような効果が得られる。

実施例５−３

ＳＳブロック指示の他に時間指示子が送信されるとき、時間指示子によって循環シフト値が決定されてもよい。

ＯＦＤＭシンボルに同一のシーケンスがマッピングされる場合には、各々のＯＦＤＭシンボルに同一の循環シフトが適用されてもよく、各々のＯＦＤＭシンボルに互いに異なる循環シフトが適用されてもよい。仮に、ＰＢＣＨとして用いられるＯＦＤＭシンボルに含まれたＤＭＲＳ ＲＥの全数に対応するようにシーケンスが生成される場合、全体のシーケンスに循環シフトを適用した後、ＤＭＲＳ ＲＥにマッピングする。循環シフトの他の例として、逆マッピング（Ｒｅｖｅｒｓｅ ｍａｐｐｉｎｇ）を考慮してもよい。例えば、変調されたシーケンス列がｓ（０）, …, ｓ（Ｍ−１）とするとき、逆マッピングはｓ（Ｍ−１）, …, ｓ（０）となり得る。

以下, ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥの周波数位置について説明する。

ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのために用いられるＲＥの周波数位置は、特定のパラメータによって変更されてもよい。

実施例６−１

Ｎ個（例えば、Ｎ＝４）ＲＥごとにＤＭＲＳが配置される場合、周波数軸のＲＥ位置がシフトされる最大範囲はＮと設定することができる。例えば、Ｎ＊ｍ ＋ ｖ＿ｓｈｉｆｔ（ｗｈｅｒｅ, ｍ＝０,.., １２ｘＮＲＢ＿ＰＢＣＨ−１, ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ ０,…, Ｎ−１）のように表現できる。

実施例６−２

周波数軸シフトのオフセットは、少なくともセルＩＤによって決定できる。ＰＳＳ及びＳＳＳから取得したセルＩＤを用いて、シフトのオフセットが決定できる。ＮＲシステムのセルＩＤは、ＰＳＳから取得したＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）と、ＳＳＳから取得したＣｅｌｌ＿ＩＤ（２）の組み合わせで構成することができるが、セルＩＤは、Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（２）＊３＋Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）で表示できる。このように取得したセルＩＤ情報又はそのうちの一部の情報を用いてシフトのオフセットを決定することができる。オフセットを算出する例示は、以下の[数１２]のようである。

［数１２］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ Ｎ（ここで、Ｎは、ＤＭＲＳの周波数間隔であって、例えば、Ｎは４と設定）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ Ｃｅｌｌ−ＩＤ ｍｏｄ ３（隣接する３個のセル間干渉ランダム化効果、ＤＭＲＳ周波数間隔は３より広くてもよい、例えば、Ｎは４）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ Ｃｅｌｌ＿ＩＤ（１）（ＰＳＳから取得したＣｅｌｌ＿ＩＤ（１）をシフトのオフセット値として用いる）

実施例６−３

周波数軸シフトのオフセットは、時間情報のうちの一部値によって決定されてもよい。例えば、ハーフ無線フレーム境界（５ｍｓ）又はＳＦＮの最上位１−ｂｉｔ情報（１０ｍｓ境界）などによってシフトのオフセット値が決定されてもよい。オフセットを算出する例示は、以下の[数１３]のようである。

［数１３］
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ ０, １, ２, ３ （０／５／１０／１５ｍｓごとにＤＭＲＳの位置はシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、４回のシフト機会がある）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ ０, １ （０／５ｍｓ ｂｏｕｎｄａｒｙ又は０／１０ｍｓ ｂｏｕｎｄａｒｙによってシフトされる）
ｖ＿ｓｈｉｆｔ ＝ ０, ２ （０／５ｍｓ ｂｏｕｎｄａｒｙ又は０／１０ｍｓ ｂｏｕｎｄａｒｙによってシフトされる、ＤＭＲＳの周波数間隔が４である場合、最大間隔である２だけシフトする）

実施例６−４

周波数軸シフトのオフセットは、セルＩＤ及び時間情報のうちの一部値によって決定されてもよい。例えば、実施例６−３及び実施例６−３の組み合わせで構成されてもよい。セルＩＤによるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌと時間情報によるシフトであるｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅの組み合わせで構成されるが、この間隔は、ＤＭＲＳ ＲＥ間隔Ｎのモジュロール（ｍｏｄｕｌｏｒ）で表示できる。上述したオフセットを求める実施例は、以下の[数１４]のようである。

［数１４］
ｖｓｈｉｆｔ ＝ （ｖｓｈｉｆｔ＿ｃｅｌｌ ＋ ｖｓｈｉｆｔ＿ｆｒａｍｅ） ｍｏｄ Ｎ

図１７は、ＳＳブロック内でＤＭＲＳがマッピングされる例示を示す図である。

以下、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ ＲＥとＤａｔａ ＲＥとの電力比を説明する。ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ送信のために用いられるＲＥは、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳが含まれたＯＦＤＭシンボルにあるデータ送信のためのＲＥの電力に対して高い電力で送信されることができる。

実施例７−１

Ｄａｔａ ＲＥ当たりエネルギー対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりエネルギーの比は、周波数バンド別に固定した値を用いる。このとき、全ての周波数バンドで固定した値を用いてもよく、特定の周波数バンドで特定の電力比を適用してもよい。即ち、周波数バンド別に異なる電力比が適用されてもよい。例えば、ＩＣＩが支配的に作用する６ＧＨｚ以下の帯域では、高い電力を用いて、雑音が制限された環境である６ＧＨｚ以上の帯域では、同一の電力を用いることができる。

本発明では、説明の便宜のために、電力比率を「Ｄａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙの比」と表現したが、これに対しては様々な方式で表現することができる。例えば、以下のようである。

− ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＰｏｗｅｒ対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりＰｏｗｅｒの比

− ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比Ｄａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙの比

− Ｄａｔａ ＲＥ当たりＰｏｗｅｒ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＰｏｗｅｒの比

− Ｄａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙの比

実施例７−２

ＤＭＲＳとして用いられるＲＥの電力は、データとして用いられるＲＥの電力に対して３ｄＢより低い値に設定することができる。例えば、１２ＲＥのうち３ＲＥをＤＭＲＳとして用いて、９ＲＥをデータとして用いる場合と、４ＲＥ／８ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を用いる場合、ＰＢＣＨデコーディング性能が類似するとき、３ＲＥのＤＭＲＳから４ＲＥを用いたものと類似する効果を得るために、３ＲＥ ＤＭＲＳの電力をＲＥ別に約１．３３３４倍に向上させて、隣接Ｄａｔａ ＲＥの電力を０．８８８９倍に調整して、ＯＦＤＭシンボルの全体電力を維持しながらＤＭＲＳの電力を増加させることができる。このとき、Ｐｏｗｅｒ ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｌｅｖｅｌは、約１．７６ｄＢ（＝１０＊ｌｏｇ（１．３３３４／０．８８８９））となる。

他の例として、３ＲＥ／９ＲＥ（ＤＭＲＳ／Ｄａｔａ）を用いるとき、４．８ＲＥ ＤＭＲＳの検出性能と類似する性能を提供する場合、Ｐｏｗｅｒ ｂｏｏｓｔｉｎｇ ｌｅｖｅｌは、約３ｄＢとなる。（４．１５ＲＥ ＤＭＲＳは、約２ｄＢ）

実施例７−３

ＮＲシステムがＬＴＥシステムと連係してＮｏｎ Ｓｔａｎｄ Ａｌｏｎｅ（ＮＳＡ）動作する場合、基地局はＵＥにＤａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙの比を指示することができる。

実施例７−４

基地局はＵＥにＮＲシステムにおいて用いられるＰＢＣＨ Ｄａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙの比を指示することができる。例えば、初期接続（Ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）ステップにおいて、ＵＥはＰＢＣＨ Ｄａｔａ ＲＥ当たりＥｎｅｒｇｙ対比ＤＭＲＳ ＲＥ当たりｅｎｅｒｇｙの比が同一であると仮定して、ＰＢＣＨデータを復調（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）することができる。その後、基地局はＵＥに実際に送信に用いたＥｎｅｒｇｙ比を指示することができる。特に、ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）のための設定（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）のうち、ターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ）に対するＥｎｅｒｇｙ比を指示することができる。

また他の例として、サービングセルに対するＰＢＣＨ ＤＭＲＳの送信電力を指示するシステム情報（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と共にＥｎｅｒｇｙ比を指示することができる。指示されたＥｎｅｒｇｙ比の値のうち少なくとも１つは０ｄＢを指示して、ＤＭＲＳの送信電力が増加又は減少した場合、これに対する値を含んでもよい。

１１．時間インデックス指示方法

図１８を参照すると、時間情報はＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｆｒａｍｅ Ｎｕｍｂｅｒ）、ハーフフレーム（Ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）間隔、ＳＳブロック時間インデックスを含む。各時間情報は、ＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間インデックスのための６ビットで表現される。このとき、ＳＦＮのための１０ビットのうち一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれてもよい。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳはＳＳブロックインデックスのための６ビットのうち３ビットを含むことができる。

図１８に示された時間インデックス指示方法の実施例は、以下のようである。

− 方案１:Ｓ２ Ｓ１（ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０ Ｃ０（ＰＢＣＨ ｃｏｎｔｅｎｔｓ）

− 方案２：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０（ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ ｃｏｎｔｅｎｔｓ）

− 方案３：Ｓ２ Ｓ１（ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０ Ｃ０（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ）

− 方案４：Ｓ２ Ｓ１ Ｓ０（ＰＢＣＨ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ）

ＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子が伝達される場合、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することで、更なる性能向上をもたらすことができる。よって、方案３及び４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳによって伝達されることができる。

方案３及び４を比較すると、方案３は、ブラインドデコーディング回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ性能の損失をもたらす可能性がある。仮に、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できる場合、方案３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨ ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できない場合、実施例４が時間指示方法として適切である。

上述のように、ＳＦＮの最上位７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませて、最下位２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブリングによって伝達することができる。また、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳにＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを含ませて、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを含ませることができる。

さらに、隣接セルのＳＳブロック時間インデックスを取得する方法が考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスによるデコーディングがＰＢＣＨコンテンツによるデコーディングよりも良好な性能を発揮するため、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することで、ＳＳブロックインデックスの３ビットを送信することができる。

一方、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロック時間インデックスは、隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのみを用いて送信することができるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６４個のＳＳブロックインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツによって区分して指示するため、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコードする必要がある。

しかし、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを共にデコードすることは、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングの更なる複雑性をもたらす可能性があり、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを用いるよりＰＢＣＨのデコーディング性能を減少させる可能性がある。よって、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコードすることが難しいことがある。

よって、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする代わりに、隣接セルのＳＳブロックインデックスに関する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットに関する設定を提供して、ＵＥはターゲット隣接セルのＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって最下位３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。

上述の内容を補充すると、サービングセルから受信したＳＳＢのＰＢＣＨコンテンツによって、サービングセルが送信したＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを取得して、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって、サービングセルが送信したＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを検出する。また、ＵＥは隣接セルから他のＳＳＢを受信した後、他のＳＳＢに含まれたＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって、他のＳＳＢのＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを検出して、サービングセルが送信したＳＳＢのＰＢＣＨコンテンツから取得されたＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを隣接セルにも共通して適用して、隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。

１２．測定結果評価

ここで、ペイロードサイズ、送信方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果を説明する。このとき、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために２４個のＲＢを有する２個のＯＦＤＭシンボルが用いられると仮定する。また、ＳＳバースト集合（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は複数の周期を有することができ、インコードされたビットが８０ｍｓ内に送信されると仮定する。

（1）ＤＭＲＳシーケンス仮説の数

図１９は、ＳＳブロックインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２個のＯＦＤＭシンボルにおいてＤＭＲＳのために１４４ＲＥが用いられ、情報のために４３２ＲＥが用いられた。また、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンス（例えば、長さ３１のゴールドシーケンス）及びＱＰＳＫが用いられたと仮定する。

図１９を参照すると、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定するとき、−６ｄＢで１％のエラー率を示す。よって、３〜５ビットの情報は、検出性能の観点からＤＭＲＳシーケンスに対する仮説数として使用することができる。

（２）変調タイプ

図２０乃至図２１は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。本実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。

図２０乃至図２１を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能が類似していることが分かる。よって、ある変調タイプをＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点からは大した差がない。しかし、図２５及び図２６を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合、各コリレーション特性が異なることが分かる。

図２２及び図２３を参照すると、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコリレーション振幅が０．１以上の領域にさらに多く分布する。よって、多重セル環境を考慮すれば、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、コリレーション特性の側面からはＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンスに適宜な変調タイプである。

（３）ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンス生成

図２４乃至図２５は、 ＤＭＲＳシーケンス生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは、多項式の次数３０以上の長いシーケンス又は多項式の次数８以下の短いシーケンスをベースとして生成することができる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。

図２４乃至図２５を参照すると、短いシーケンスベース生成の検出性能と、長いシーケンスベース生成の検出性能が類似していることが分かる。

具体的に、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅに長さ７の多項式を導入して、シーケンスのコリレーション性能を高めようとしたが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅである長さ３１の多項式を用いる方式とは差がない。また、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値をＳＳＢＩＤとしてシーケンスを生成したが、既存の１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを用いる方式とは差がない。

よって、ＬＴＥのように、Ｌｅｎｇｔｈ−３１ Ｇｏｌｄ ｓｅｑｕｅｎｃｅを用いて、初期化は、既存のように、１番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅの初期値を固定して、２番目のＭ−ｓｅｑｕｅｎｃｅにＳＳＢＩＤ−ＣｅｌｌＩＤを用いる。

（４） ＤＭＲＳ ＲＥマッピング

図２６は、等間隔ＲＥマッピング方法及び等間隔ではないＲＥマッピング方法による性能測定の結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰ電力レベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。

図２６に示されたように、可変ＲＥマッピングを使用する場合、干渉がランダムに分散する効果が得られる。よって、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能よりも優秀である。

図２７は、ＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力は、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ（＝ １０ ＊ ｌｏｇ （１．３３４ ／ ０．８８９））高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用する場合、他のセルの干渉が減少する。図２７のように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能は、ＲＳパワーブーストのない場合よりも２〜３ｄＢの利得を有する。

一方、ＲＳ電力ブーストは、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。よって、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を与えることができる。図２８〜図２９は、ＲＳ電力ブーストのある場合とＲＳ電力ブーストのない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定して、エンコードされたビットは８０ｍｓ以内に送信されることを仮定する。

ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力が減少する場合、性能損失が発生する可能性がある。しかし、ＲＳ電力増加によってチャネル推定性能が向上されるため、復調性能を向上させることができる。よって、図２８〜図２９のように、２つの場合の性能がほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力損失の影響はチャネル推定性能の利得によって補完されることができる。

一方、図３０乃至図３１を参照して、ＲＳ電力ブーストにＶｓｈｉｆｔを適用した実験観察結果を説明する。ＤＭＲＳ ＲＥの周波数軸位置をセルＩＤによって変更するＶｓｈｉｆｔを導入すると、多重セル環境において送信されるＰＢＣＨ ＤＭＲＳを２回の周期の間に受信して、２個のＰＢＣＨを結合すると、ＩＣＩランダム化によって検出性能を改善する効果が生じて、Ｖｓｈｉｆｔを適用した場合、検出性能の向上は大きい。

以下の［表３］は、上述した性能測定のために用いられたパラメータの仮定値である。

１３．ハーフフレームインデックス指示及び信号設計

一方、上述のような時間インデックスの指示方法の他に時間インデックスの指示方法なども考えられるが、特に、これからハーフフレームインデックスを効果的に指示するための様々な実施例について説明する。

５ｍｓ区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）に含まれたＳＳブロックは、５ｍｓ、１０ｍｓ、２０ｍｓ、４０ｍｓ、８０ｍｓ、１６０ｍｓなどの周期を有して送信されることができる。また、初期接続段階のＵＥは、５ｍｓより長い周期（例えば、１０ｍｓ、２０ｍｓなど）でＳＳブロックが送信されると仮定して、信号検出を行う。特に、ＮＲシステムにおいて、初期接続段階のＵＥは、ＳＳブロックが２０ｍｓ周期で送信されると仮定して、信号検出を行う。

しかし、基地局が５ｍｓ周期でＳＳブロックを送信して、ＵＥが２０ｍｓ周期でＳＳブロックを検出する場合、ＵＥは、ＳＳブロックが前半部ハーフフレーム（Ｆｉｒｓｔ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）でも送信され、後半部ハーフフレーム（Ｓｅｃｏｎｄ ｈａｌｆ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）でも送信されることを考慮する必要がある。即ち、ＵＥは、ＳＳブロックが前半部ハーフフレームで受信されるか、後半部ハーフフレームで受信されるかについて正確に仮定することができない。よって、基地局は、ＳＳブロックが前半部ハーフフレームで送信されるか、又は後半部ハーフフレームで送信されるかをＵＥに正確に伝達するための方法を以下のように考慮することができる。

（１）明示的指示（Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）：

− 5ms周期でPBCHコンテンツを変更。この場合、UEは受診されたSSブロックをデコードして、ハーフフレーム時間情報を取得することができる。

（２）暗示的指示（Ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）：

− ５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスを変更

− ５ｍｓ周期でＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスマッピング方法を変更

− ５ｍｓ周期でＰＢＣＨを送信するＯＦＤＭシンボルの位相（ｐｈａｓｅ）を変更

− ５ｍｓ周期でＰＢＣＨコンテンツの符号化されたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔ）に互いに異なるスクランブリングシーケンス（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を適用

ここて、上述した方法は、互いに組み合わせて用いることができ、上述した方法の様々な変形も可能である。これは、ＵＥが初期接続状態であるか、ＩＤＬＥモードであるかなどのＵＥの状態又は隣接セル（Ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ）／他のＲＡＴ（Ｉｎｔｅｒ−ｒａｔ）へのハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）実行など、現在にＵＥが時間情報を受信しなければならない状況によって、ハーフフレーム時間情報を伝達するための様々な方法が考えられる。

ここで、ハーフフレーム時間情報の取得時の複雑度を減らすための方法について説明する。

実施例８−１

初期接続段階のＵＥは、１０ｍｓ時間範囲において前半部ハーフフレーム又は後半部ハーフフレームのうち１つの固定した位置にＳＳブロックが送信されると仮定して、ＳＳブロックの信号検出を試みる。即ち、ＵＥは、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報は、ＳＳブロックに含まれた信号及びチャネルなどに含まれたシーケンス検出又はデータデコーディングなどの過程によって取得して、ハーフフレーム情報は、無線フレーム内でＳＳブロックが送信されると定義されたスロット、ＯＦＤＭシンボルの位置によって取得する。

上述した方法の具体例として、以下、上述した時間情報取得方案として、５ｍｓ周期でＳＳブロックが送信されるとき、初期接続（Ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）を行うＵＥが特定のハーフフレームで送信されるＳＳブロックのみを検出することができ、他のハーフフレームで送信されるＳＳブロックは検出できないようにする方法及び端末動作を説明する。

このために、２つの異なる形態のＳＳブロックを構成する。本発明では、説明の便宜のために、この２つの異なる形態のＳＳブロックを第１の形態のＳＳブロック及び第２の形態のＳＳブロックという。ネットワークは、第１の形態のＳＳブロックを構成して、第１の形態のＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨなどの位相、シンボル位置、シーケンスタイプ（ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｔｙｐｅ）、シンボルマッピング規則（ｓｙｍｂｏｌ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）及び送信電力などを変形した第２の形態のＳＳブロックを構成する。

その後、基地局は、前半部（ｆｉｒｓｔ）ハーフフレームでは、第１の形態のＳＳブロックを送信して、後半部（ｓｅｃｏｎｄ）ハーフフレームでは、第２の形態のＳＳブロックを送信する。

このとき、初期接続を行うＵＥは、第１の形態のＳＳブロックが基地局から送信されたと仮定して、同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングを試みる。また、同期信号検出及びＰＢＣＨデコーディングに成功した場合、ＵＥは該当地点を前半部（Ｆｉｒｓｔ）ハーフフレームに属するスロット及びＯＦＤＭシンボルであると仮定する。

実施例８−２

実施例８−１の具体的な方法として、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルのうち、一部のシンボルの位相を変更して、ハーフフレーム境界情報を取得する方法について説明する。

即ち、ＳＳブロックを構成するＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨの位相変化によって、ＳＦＮ、ハーフフレーム、ＳＳブロックインデックスなどの時間情報を伝達することができ、特に、ハーフフレームの時間情報を伝達するために用いられる。

このとき、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨは、同一のアンテナポートを用いると仮定する。

具体的に、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルとＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの位相を送信周期に応じて変更することができる。このとき、位相が変更される送信周期は、５ｍｓである。

図３２を参照すると、５ｍｓ周期でＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルにそれぞれ（＋１,＋１,＋１,＋１）の位相を許可するか、（＋１,−１,＋１,−１）の位相を許可することができる。他の方法としては、ＰＳＳ／ＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルの極性を反転する方法がある。即ち、ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの極性をそれぞれ（ａ,ｂ,ｃ,ｄ）とするとき、（＋１,＋１,＋１,＋１）と（−１,＋１,−１,＋１）などでＰＢＣＨの極性を反転（Ｐｏｌａｒｉｔｙ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）することができる。また、ＰＳＳ又はＳＳＳを含むＯＦＤＭシンボルのうち一部のＯＦＤＭシンボルの極性を（＋１,＋１,＋１,＋１）及び（＋１,＋１,−１,＋１）のように反転するか、（＋１,＋１,＋１,＋１）及び（−１,＋１,＋１,＋１）のように反転してもよい。

一方、上述した例示を具体化して、２０ｍｓ間隔周期で位相を変更する方法も考えられる。即ち、図３２を参照すると、１番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１,＋１,＋１,＋１）で送信して、２番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１,−１,＋１,−１）で送信して、３番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１,−１,−１,−１）で送信して、４番目の５ｍｓ周期の位相を（−１,−１,−１,−１）で送信することもできる。上述した方法によって、５ｍｓ周期、即ち、ハーフフレームの境界情報を取得することができ、２０ｍｓ間隔周期で位相が変更されるため、ＳＦＮの情報を取得することもできる。但し、ＳＦＮの情報を取得するために、２０ｍｓ間隔周期で、１番目の１０ｍｓでは（＋１,＋１,＋１,＋１）で送信して、２番目の１０ｍｓでは（＋１,−１,＋１,−１）で送信してもよい。

一方、２０ｍｓ間隔周期を区分するために、ＳＳブロックに含まれたＰＳＳとＳＳＳの位相のみを変更させてもよい。例えば、１番目の５ｍｓ周期の位相を（＋１,＋１,＋１,＋１）で送信して、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期の位相を（−１, ＋１, −１, ＋１）で送信することができる。即ち、１番目の５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相とその他の５ｍｓ周期のＰＳＳ／ＳＳＳ位相を変更して送信することで、２０ｍｓ周期を区分することができる。

このとき、２番目の５ｍｓ周期から４番目の５ｍｓ周期で送信されるＳＳブロックは、ＰＳＳ／ＳＳＳの位相が変更され、ＵＥによって検出されないこともある。

一方、送信される位相の極性反転と共に位相変化も考えられる。例えば、（＋１,＋１,＋１,＋１）及び（＋１,＋ｊ,＋１,＋ｊ）と区分して、ＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信してもよく、（＋１,＋１,＋１,＋１）及び（＋１,−ｊ,＋１,−ｊ）と区分してＳＳブロックを５ｍｓ周期で送信してもよい。

ハーフフレームの時間情報は、ＰＢＣＨシンボルの位相変化で取得されてもよく、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスの決定に用いてもよい。即ち、基地局は、毎５ｍｓごとにＳＳＳシンボルとＰＢＣＨシンボル間の位相を変化してＳＳブロックを構成して、送信する。換言すれば、基地局は、特定の周期内でＳＳブロックが送信される位置に応じて、ＳＳブロックのＰＢＣＨとＳＳＳが送信されるシンボルの位相を変更することができるが、このとき、位相が変更されるシンボルは、ＳＳブロックが送信され得る全ての候補ＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相ではない、基地局が実際に送信するＳＳブロックに対応するＳＳＳ及びＰＢＣＨのシンボル位相を変更することができる。

換言すれば、５ｍｓのハーフフレーム内に含まれた候補ＳＳブロックに対応するが、実際にＳＳブロックが送信されない候補ＳＳブロックのＳＳＳ及びＰＢＣＨに対応するシンボルの位相は変更しなくてもよい。

これに関する具体的な方案について説明する。

（方案１）ＰＢＣＨ ＤＭＲＳ内の１ビットをハーフフレームを指示するための指示子として用いてもよい。また、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスは、ハーフフレームタイミングのための指示子によって初期化されてもよい。このとき、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって明示的に指示されてもよく、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットは、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのために用いられてもよい。

（方案２）ハーフフレームタイミングのための１ビットは、ＰＢＣＨによって指示されてもよい。また、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスは、ハーフフレームタイミングのための指示子によって初期化されてもよい。このとき、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルとの位相差が発生する可能性があり、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって明示的に指示されてもよく、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットは、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのために用いられてもよい。

（方案３）ハーフフレームタイミングのための１ビットは、ＰＢＣＨによって指示されてもよい。このとき、ＰＢＣＨシンボルとＳＳＳシンボルとの位相差が発生する可能性があり、ＳＦＮのＭＳＢ[７〜１０]ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって明示的に指示されてもよく、ＳＦＮのＬＢＳ[３]ビットは、ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのために用いられてもよい。

実施例８−３

測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）及びハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）を行うＵＥに、基地局は、実際に送信されるＳＳブロックの送信周期を指示する。これは、測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）に関する時間情報に含まれた測定周期（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）情報と共に、さらに伝達されてもよく、また、測定周期（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）に関する情報をＳＳブロックの送信周期情報とみなして、これに基づいて測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）及びハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）を行うことができる。また、ハンドオーバー命令（Ｈａｎｄｏｖｅｒ ｃｏｍｍａｎｄ）には、セル情報、ＳＩＢ ０、１、２などのようなターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ）に関するシステム情報が含まれてもよい。一方、ＮＲシステムでは、設計時の論議の便宜のために、ＬＴＥで定義したＳＩＢ ０、１、２などの情報を含む新たなシステム情報をＲＭＳＩ（Ｒｅｍａｉｎｉｎｇ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と表現する。

上述したＲＭＳＩには、ターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ ｃｅｌｌ）で実際に送信に用いるＳＳブロックの位置及び送信周期に関する情報が含まれてもよい。また、ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）のためには、ターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ Ｃｅｌｌ）だけではなく、ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）の候補になれるセルに対するＳＳブロック送信周期情報がさらにＵＥに伝達される必要がある。よって、候補セルに対するＳＳブロック送信周期に関する情報がハンドオーバー命令（Ｈａｎｄｏｖｅｒ ｃｏｍｍａｎｄ）と区分されるシステム情報として定義され、ＵＥに伝達されることができる。

このときのＵＥの動作を説明すると、５ｍｓより長いＳＳブロック送信周期が指示された場合、ＵＥは、第１の形態のＳＳブロックを用いて、隣接セルの同期信号検索及び時間情報取得、即ち、ＳＳブロックインデックスを取得する。仮に、５ｍｓの送信周期が指示された場合、ＵＥは第１の形態のＳＳブロック及び第２の形態のＳＳブロックを用いて隣接セルの同期信号検索及び時間情報を取得する。

一方、ＵＥの受信複雑度を減らすための方案として、ＵＥは、第１の形態のＳＳブロックを用いて、１０ｍｓ周期のＳＳブロックを検索して、第１の形態のＳＳブロックを検出した後、１０ｍｓ範囲内で検出された第１の形態のＳＳブロックを基準として、５ｍｓ程度のオフセットを有する時間位置において、ＵＥは、第２の形態のＳＳブロックを用いて同期信号検出及び時間情報取得を試みることができる。また、上述した方法によってハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）を行うＵＥは、ターゲットセル（Ｔａｒｇｅｔ Ｃｅｌｌ）／候補セル（Ｃａｎｄｉｄａｔｅ Ｃｅｌｌｓ）／ターゲットＲＡＴ（Ｔａｒｇｅｔ ＲＡＴ）などで用いる時間情報を取得することができる。

上述した実施例８−２に対してまとめると、測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）を行うための周期（Ｐｅｒｉｏｄｉｃｉｔｙ）がＵＥに伝達されるとき、ＳＳブロックが実際に送信される周期もＵＥに指示される。このとき、測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）のための設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は、ＵＥ観点から測定（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）を行うために与えられる周期で、これは実際に基地局が送信するＳＳブロック送信周期よりも長く設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）されてもよく、これはＵＥがハンドオーバーの前に隣接セルのＰＢＣＨをデコードするとき、実際にＳＳブロックが送信される周期に合わせてデコーディングを行うようにして、デコーディング回数を減らしてＵＥのバッテリー消耗を減らすことができる。

実施例８−４

チャネル／信号の構成、リソース設定（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）方式、シーケンスマッピング（Ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｍａｐｐｉｎｇ）方式などは、基地局の時間情報仮定やＵＥの状態に応じて変更される。

時間情報は、ＳＦＮ、スロット、ＯＦＤＭシンボルナンバーなどで構成されるが、Ｍ時間範囲でサブフレームナンバー、スロットナンバーなどがインデックスされ、Ｍより小さいＮ時間範囲でサブフレームナンバー、スロットナンバーなどがインデックスされる。ここで、Ｍ＝１０ｍｓであり、Ｎ＝５ｍｓであってもよく、基地局が時間情報仮定、ＵＥの接続状態などのような条件に応じて、互いに異なる時間範囲で定義された時間インデックスが適用される。

以下、これに関する具体的な実施方案について説明する。

（方案１）同期ネットワークであるか非同期ネットワークであるかを知らせる指示子である同期指示子、又はＵＥの接続状態が初期接続（Ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）、ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）、ＩＤＬＥ／ＣＯＮＮＥＣＴＥＤモードであるか等に応じて、時間情報、チャネル／信号構成、リソース設定（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）方式が変更される。このとき、同期指示子は基地局からＵＥに伝達されることができる。

（方案２）ＤＭＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ、ＳＲＳなどの参照信号にマッピングされるシーケンス又はＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨなどのようなデータビットのスクランブリングシーケンスなどがスロットナンバー又はＯＦＤＭシンボルナンバーなどのような１０ｍｓ範囲内の時間情報に応じてシーケンスが変更されるか、５ｍｓ周期で変更される。即ち、ＣＳＩ−ＲＳリソース、ＰＲＡＣＨリソースなどが１０ｍｓ範囲内で無線フレーム範囲、前半部（ｆｉｒｓｔ）ハーフフレーム範囲又は後半部（ｓｅｃｏｎｄ）ハーフフレーム範囲に基づいて構成されてもよく、５ｍｓ周期でハーフフレームに基づいて構成されてもよい。

（方案３）帯域幅部分（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）に応じてチャネル／信号の構成、リソース設定（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）方式及びシーケンスマッピング（Ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｍａｐｐｉｎｇ）方式が変更される。初期接続（Ｉｎｉｔｉａｌ ａｃｃｅｓｓ）に用いられる帯域幅部分（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）内において、ブロードキャストされるシステム情報（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ＳＩ）、ＲＡＣＨ Ｍｓｇ２／３／４及びページング（Ｐａｇｉｎｇ）などを伝達するためのＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨのようなデータチャネル、ＰＤＣＣＨ／ＰＵＳＣＨのような制御チャネル、ＤＭＲＳ／ＣＲＳ−ＲＳ／ＳＲＳ／ＰＴＲＳなどのような参照信号は、Ｎ時間範囲内で構成して、Ｎ時間単位で繰り返し送信されることができる。一方、ＲＲＣ接続状態において設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）される帯域幅部分（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）では、Ｍ時間範囲においてデータチャネル、制御チャネル及び参照信号を構成して、Ｍ時間単位で繰り返し送信されることができる。

（方案４）ハンドオーバー（Ｈａｎｄｏｖｅｒ）で用いられるリソースであるＰＲＡＣＨプリアンブル、Ｍｓｇ２などは、Ｍ時間範囲及びＮ時間範囲で構成することができる。ここで、説明の便宜のために、Ｍ＝１０ｍｓ、Ｎ＝５ｍｓと仮定する。

仮に、同期ネットワーク（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）でＵＥに指示される場合、ＵＥは、同一周波数帯域のセルから送信される信号が予め設定された範囲（例えば、１ｍｓ）誤差内で受信されたと仮定して、サービングセル（Ｓｅｒｖｉｎｇ ｃｅｌｌ）から取得した５ｍｓ時間情報は、サービングセルだけではなく隣接セルにも同様に適用できると仮定する。

このような仮定下、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを活用することができる。即ち、基地局から特に指示子の送信がなくても、同期ネットワーク（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）と仮定できる環境では、Ｍ時間範囲で構成されたリソースを用いることができる。一方、非同期ネットワーク（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）でＵＥに指示される場合、又は非同期ネットワーク（Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）と仮定する環境では、Ｎ時間範囲で構成されたリソースを用いることができる。

（方案５）同期ネットワーク（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）でＵＥに指示される場合、ＵＥは、同一周波数帯域のセルから送信される信号が予め設定された範囲（例えば、１ｍｓ）誤差内で受信されたと仮定して、サービングセル（Ｓｅｒｖｉｎｇ ｃｅｌｌ）から取得した５ｍｓ時間情報は、サービングセルだけではなく隣接セルにも同様に適用できると仮定する。

１４． 下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰ（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｐａｒｔ）

ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ）によって構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。また、共通検索空間は、システム帯域幅内で定義され、システム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のＰＤＳＣＨによってシステム情報が伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順が動作する。

一方、ＮＲシステムは、広帯域ＣＣ（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ）における動作を支援するが、ＵＥが全ての広帯域ＣＣにおいて必要な動作を行うための能力（Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）を有するように具現することは、コスト面から非常に難しい問題である。よって、システム帯域幅において初期接続手順を円滑に行うように具現することは難しい。

この問題を解決するために、図３３のように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロック送信、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは、少なくとも１つの主コンポーネント搬送波において共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。

よって、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４に関する下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで送信され、下りリンク制御情報に関わる下りリンクデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは、このＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが送信されると予想できる。

即ち、ＮＲでは、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル送信のために使用されることができる。ここで、下りリンク共通チャネルに含まれる信号は、ＳＳブロック、 共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどがある。ここで、ＲＭＳＩは、ＳＩＢ１（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ １）として解釈されてもよく、ＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を介してＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ）受信後にＵＥが取得すべきシステム情報である。

（１）ニューマロロジー

ＮＲでは、１５、３０、６０及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。よって、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ送信のために定義されたニューマロロジーの中から選択することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲に対しては、１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができ、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に対しては６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができる。

しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために、６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているため、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は、６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ送信に適しない。よって、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル送信のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができる。

一方、ＮＲでは、ＳＳブロック送信のために、１５、３０、１２０及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定することができる。よって、このような仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がなくなる。

逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔の変更が必要となる場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域においてＳＳブロック送信に適用される場合、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信には、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が用いられないため、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信のためには、副搬送波間隔の変更が必要である。よって、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のために、副搬送波間隔が変更できる場合、ＰＢＣＨコンテンツに含まれる１ビット指示子によってこれを指示することができる。例えば、搬送波周波数の範囲によって、１ビット指示子は｛１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ｝又は｛６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚ｝と解釈することができる。また、表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーとみなすことができる。上述では、ＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ）を意味してもよい。

即ち、周波数範囲が６Ｇｈｚ以下である場合、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が１５ｋＨｚ又は３０ｋＨｚであることが指示でき、周波数範囲が６Ｇｈｚ以上である場合には、１ビット指示子によって、初期接続のためのＲＭＳＩ又は、ＯＳＩ、ページング、Ｍｓｇ２／４に対する副搬送波間隔が６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚであることが指示できる。

（２）下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰの帯域幅

ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅は、システム帯域幅より狭くてもよい。即ち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。

よって、下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲において動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と等しいか、又は小さいように定義することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定することができる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義されることができる。即ち、ＳＳブロックは、下りリンク共通チャネル帯域幅の一部分に位置することができる。

（３）帯域幅設定

図３４は、帯域幅設定の例示を示す。

ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内で信号の検出を試みる。その後、ＵＥは、ＰＢＣＨコンテンツによってネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内において次の初期接続手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥは、 下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内においてシステム情報を取得して、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。

一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。一方、上述のように、ＰＢＣＨコンテンツは、ＰＢＣＨに含まれて送信されるＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ）を意味してもよい。

例えば、図３４に示されたように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置として、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間隔に関するオフセット情報で定義されることができる。

特に、図３４を参照すると、オフセット値は、ＲＢ単位で指示されてもよく、指示されたＲＢ数だけのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置することとＵＥが決定することができる。一方、ＮＲシステムでは、ＳＳブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅のニューマロロジー、即ち、副搬送波間隔が異なるように設定されてもよいが、このときには、ＳＳブロック帯域幅の副搬送波間隔と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちいずれか１つを基準として、ＲＢ単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出することができる。

また、相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でＳＳブロックを位置させる候補位置のうちいずれか１つであり得る。

また、ＮＲシステムでは、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭くてもよい。即ち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅が２０ＭＨｚと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義することができる。

例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内においてＳＳブロックを探すための４個の候補位置を定義することができる。

１５．ＣＯＲＥＳＥＴ設定

（１）ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報

ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに送信した方がより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソースに関する情報を指示することができる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、保持時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソースに関する情報は、ネットワークリソースを柔軟に利用するためにさらに設定されてもよい。

また、共通探索空間モニタリング周期、保持時間及びオフセットに関する情報もＵＥ検出の複雑性を減少させるために、ネットワークからＵＥへ送信されてもよい。

一方、送信タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定されてもよい。ここで、送信タイプは、送信される信号がインタリーブされているか否かによって区分されてもよい。

（２）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数

スロットにおけるＯＦＤＭシンボル数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットのような２つの候補を考慮する。仮に、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲のために２つタイプのスロットをいずれも支援すると決定した場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。

（３）ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ

ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、［表４］のように、約１４ビットを指定することができる。

図３５は、本発明の実施例を実行する送信装置１０及び受信装置２０の構成要素を示すブロック図である。

送信装置１０及び受信装置２０は、情報及び／又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送信又は受信できるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニット１３，２３と、無線通信システムにおける通信と関連した各種情報を記憶するメモリ１２，２２と、上記ＲＦユニット１３，２３及びメモリ１２，２２などの構成要素と動作的に連結され、上記構成要素を制御して該当装置が前述した本発明の実施例の少なくとも１つを行うようにメモリ１２，２２及び／又はＲＦユニット１３，２３を制御するように構成された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）プロセッサ１１，２１とをそれぞれ備える。

メモリ１２，２２は、プロセッサ１１，２１の処理及び制御のためのプログラムを記憶することができ、入／出力される情報を仮り記憶することができる。メモリ１２，２２がバッファーとして活用されてもよい。

プロセッサ１１，２１は、通常、送信装置又は受信装置における各種モジュールの動作全般を制御する。特に、プロセッサ１１，２１は、本発明を実行するための各種制御機能を果たすことができる。プロセッサ１１，２１は、コントローラ（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロコントローラ（ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロプロセッサ（ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ）などと呼ぶことができる。プロセッサ１１，２１は、ハードウェア（ｈａｒｄｗａｒｅ）、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア、又はそれらの結合によって具現することができる。ハードウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明を実行するように構成されたＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、又はＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）などをプロセッサ１１，２１に備えることができる。一方、ファームウェアやソフトウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明の機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアを構成することができ、本発明を実行できるように構成されたファームウェア又はソフトウェアは、プロセッサ１１，２１内に設けられたりメモリ１２，２２に格納されてプロセッサ１１，２１によって駆動されるようにすることができる。

送信装置１０におけるプロセッサ１１は、プロセッサ１１又はプロセッサ１１に接続しているスケジューラからスケジュールされて外部に送信される信号及び／又はデータに対して所定の符号化（ｃｏｄｉｎｇ）及び変調（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行った後、ＲＦユニット１３に送信する。例えば、プロセッサ１１は、送信しようとするデータ列を逆多重化、チャネル符号化、スクランブリング及び変調などを経てＫ個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも呼ばれ、ＭＡＣ層が提供するデータブロックである送信ブロックと等価である。一送信ブロック（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ、ＴＢ）は一コードワードに符号化され、各コードワードは一つ以上のレイヤの形態で受信装置に送信される。周波数アップ変換のために ＲＦユニット１３はオシレータ（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）を含むことができる。ＲＦユニット１３はＮ_ｔ個（Ｎ_ｔは１以上の正の整数）の送信アンテナを含むことができる。

受信装置２０の信号処理過程は、送信装置１０の信号処理過程の逆となる。プロセッサ２１の制御下に、受信装置２０のＲＦユニット２３は送信装置１０から送信された無線信号を受信する。ＲＦユニット２３は、Ｎ_ｒ個の受信アンテナを含むことができ、ＲＦユニット２３は受信アンテナから受信した信号のそれぞれを周波数ダウン変換して（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｗｎ−ｃｏｎｖｅｒｔ）基底帯域信号に復元する。ＲＦユニット２３は、周波数ダウン変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ２１は、受信アンテナから受信した無線信号に対する復号（ｄｅｃｏｄｉｎｇ）及び復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い、送信装置１０が本来送信しようとしたデータに復元することができる。

ＲＦユニット１３，２３は、１つ以上のアンテナを具備する。アンテナは、プロセッサ１１，２１の制御下に、本発明の一実施例によって、ＲＦユニット１３，２３によって処理された信号を外部に送信したり、外部から無線信号を受信してＲＦユニット１３，２３に伝達する機能を果たす。アンテナは、アンテナポートとも呼ばれる。各アンテナは、１つの物理アンテナに該当してもよく、１つよりも多い物理アンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）の組み合わせによって構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）されてもよい。各アンテナから送信された信号は、受信装置２０でそれ以上分解することができない。該当アンテナに対応して送信された参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ）は、受信装置２０の観点で見たアンテナを定義し、チャネルが１つの物理アンテナからの単一（ｓｉｎｇｌｅ）無線チャネルか或いは上記アンテナを含む複数の物理アンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）からの合成（ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ）チャネルかに関係なく、上記受信装置２０にとって上記アンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナは、上記アンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが、上記同一アンテナ上の他のシンボルが伝達される上記チャネルから導出されうるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ、ＭＩＭＯ）機能を支援するＲＦユニットの場合は、２個以上のアンテナと接続することができる。

本発明においてＲＦユニット１３, ２３は、受信ビームフォーミングと送信ビームフォーミングを支援することができる。例えば、本発明において、ＲＦユニット１３，２３は、図５乃至図８に例示された機能を行うように構成される。本発明においてＲＦユニットは、トランシーバ（Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）とも呼ばれる。

本発明の実施例において、ＵＥは、上りリンクでは送信装置１０として動作して、下りリンクでは受信装置２０として動作する。本発明の実施例において、ｇＮＢは、上りリンクでは受信装置２０として動作して、下りリンクでは送信装置１０として動作する。以下、ＵＥに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリはＵＥプロセッサ、ＵＥ ＲＦユニット及びＵＥメモリとそれぞれ称されて、ｇＮＢに備えられたプロセッサ、ＲＦユニット及びメモリはｇＮＢプロセッサ、ｇＮＢ ＲＦユニット及びｇＮＢメモリとそれぞれ称される。

本発明のｇＮＢプロセッサは、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢをＵＥに送信するように制御する。このとき、ＰＢＣＨペイロードからはＳＳＢインデックスを指示するための最上位３ビットを送信して、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳからＳＳＢインデックスを指示するための最下位３ビットを送信することができる。このとき、ＰＢＣＨペイロード及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳはいずれもＰＢＣＨがマッピングされるシンボルから送信されるため、ＰＢＣＨによって伝達されることと解釈されてもよい。

また、ＳＳＢインデックスを指示するための最上位３ビットは、該当ＳＳＢが属したＳＳＢグループを指示することができ、ＳＳＢインデックスを指示するための最下位３ビットは、ＳＳＢグループ内のＳＳＢの位置を示すことができる。

一方、ＰＢＣＨペイロードには、ＳＳＢインデックスを指示するための最上位３ビットの他に、ハーフフレーム指示子及びフレームインデックスを指示する指示子をさらに含むことができ、ＳＳＢインデックス指示子、ハーフフレーム指示子及びフレームインデックス指示子を総称して、ＳＳＢの時間情報と読んでもよい。

また、ＰＢＣＨペイロードをスクランブリングするためのスクランブリングシーケンスは、２０ｍｓ内で同様に適用されることができ、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数位置は、５ｍｓごとに変更され得る。よって、スクランブリングシーケンス及びＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数位置に基づいて、ＳＳＢが送信されるハーフフレームを識別することができる。一方、ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数 位置は、セルの識別子に依存してマッピングされてもよい。

また、ｇＮＢプロセッサは、隣接セルのＳＳＢインデックスを取得するために、サービングセルの時間情報を用いることができるか否かを指示する指示子をＵＥに送信することができる。

本発明のＵＥプロセッサは、ｇＮＢからＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨで構成されたＳＳＢを受信するように制御することができる。

このとき、ＵＥプロセッサは、サービングセルと隣接セルからそれぞれＳＳＢを受信することができ、サービングセルから受信したＳＳＢに含まれたＰＢＣＨのペイロード及びＤＭＲＳによって、時間情報を取得することができる。即ち、サービングセルから受信したＳＳＢが送信されたフレーム及びハーフフレーム情報、ＳＳＢインデックス情報を取得することができる。具体的に、基地局から隣接セルのＳＳＢインデックスを取得するために、サービングセルの時間情報を用いることができるか否かを指示する指示子を受信して、指示子がサービングセルの時間情報を隣接セルのＳＳＢインデックス取得に使用可能であることを指示する場合、サービングセルから受信したＳＳＢインデックス情報で隣接セルから受信したＳＳＢのインデックスを決定することができる。即ち、隣接セルから受信したＰＢＣＨ ＤＭＲＳから隣接セルＳＳＢのインデックスのための最下位３ビットをサービングセルから受信したＳＳＢのＰＢＣＨペイロードから受信したサービングセルＳＳＢのインデックスのための最上位３ビットを組み合わせて、隣接セルから受信したＳＳＢのインデックスを決定することができる。

これと同様に、サービングセルＳＳＢのインデックスは、サービングセルのＰＢＣＨペイロードから取得した最上位３ビットとサービングセルのＰＢＣＨ ＤＭＲＳから取得した最下位３ビットを組み合わせて決定することができ、このとき、最上位３ビットはＳＳＢグループを示して、最下位３ビットはＳＳＢグループ内のＳＳＢの位置を示す。

また、ＵＥプロセッサは、サービングセルＳＳＢ又は隣接セルＳＳＢが送信されるハーフフレームをそれぞれのＰＢＣＨスクランブリングシーケンスとＰＢＣＨ ＤＭＲＳがマッピングされた周波数位置によって識別することができ、ＤＭＲＳがマッピングされた周波数位置はそれぞれのセルの識別子に依存して決定することができる。また、ＵＥプロセッサは、ＰＢＣＨを受信するとき、ＰＢＣＨのＥＰＲＥとＰＢＣＨ ＤＭＲＳのＥＰＲＥとが同一であると仮定して受信することができる。

本発明のｇＮＢプロセッサ又はＵＥプロセッサはアナログ又はハイブリッドビームフォーミングが使用される６ＧＨｚ以上の高周波帯域において動作するセル上に本発明を適用するように構成されてもよい。

上述のような本発明の好適な実施例に関する詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供される。上述では、本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術分野における熟練した当業者には、添付する特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更できるということが理解できる。したがって、本発明は、ここに示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最広の範囲を与えるためのものである。

上述のような同期信号ブロックを送受信する方法及びそのための装置は、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムの他にも、様々な無線通信システムに適用することができる。

Claims (15)

1. 無線通信システムにおいて、端末（ＵＥ）により実行される方法であって、
   サービングセルから、物理放送チャネル（ＰＢＣＨ）、主同期信号（ＰＳＳ）及び副同期信号（ＳＳＳ）を含む第１の同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信するステップと、
   前記第１のＳＳＢの第１のインデックスに基づいて時間情報を取得するステップであって、前記第１のインデックスは、（ｉ）ＰＢＣＨ復調参照信号（ＤＭＲＳ）から前記第１のインデックスの３最下位ビット（ＬＳＢ）を決定すること、及び（ｉｉ）前記ＰＢＣＨから前記第１のインデックスの３最上位ビット（ＭＳＢ）を決定することに基づいて決定される、ステップと、
   隣接セルから第２のＳＳＢを受信するステップと、
   前記時間情報に基づいて、第２のＳＳＢの第２のインデックスを導出するステップと、を含み、
   前記ＰＢＣＨは、前記第１のインデックスの前記３ＬＳＢに基づいてスクランブリングされる、方法。
2. 前記ＰＢＣＨが受信されるシステムフレームナンバー（ＳＦＮ）に関連する情報は、前記ＰＢＣＨに基づいて取得され、前記ＳＦＮに関連する情報は、前記ＳＦＮの複数のビットの中の３番目のＬＳＢ及び２番目のＬＳＢに基づいてスクランブリングされる、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＳＦＮに関連する情報は、前記３番目のＬＳＢ及び前記２番目のＬＳＢを除いた複数のビットに関連する、請求項２に記載の方法。
4. 前記第１のインデックスの前記３ＭＳＢ及び前記第１のインデックスの前記３ＬＳＢのうちいずれか１つの３ビットは、前記サービングセルから送信可能な候補ＳＳＢの位置を所定のグループ数にグループ化することにより得られる複数のＳＳＢグループのうち、前記第１のＳＳＢが属するＳＳＢグループを示し、
   その他の３ビットは、前記第１のＳＳＢが属するＳＳＢグループ内における前記第１のＳＳＢの位置を示す、請求項１に記載の方法。
5. 前記ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルを通じて受信される前記ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのシーケンスは、前記サービングセルの識別子及び前記第１のＳＳＢのインデックスに基づいて生成される、請求項１に記載の方法。
6. 前記第１のＳＳＢが受信されるハーフフレームは、前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンス及び前記ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルを通じて受信される前記ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数位置により識別される、請求項１に記載の方法。
7. 特定の時間区間内において用いられる前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは同一である、請求項１に記載の方法。
8. 前記ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルを通じて受信される前記ＰＢＣＨ ＤＭＲＳの周波数位置は、前記サービングセルの識別子に依存する、請求項１に記載の方法。
9. 前記端末は、前記ＰＢＣＨのリソース要素当たりエネルギー（ＥＰＲＥ）が、前記ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルを通じて受信される前記ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのＥＰＲＥと同一であると仮定するよう設定される、請求項１に記載の方法。
10. 前記時間情報が前記第２のインデックスを取得するために用いられることができるか否かを指示する指示子を受信するステップをさらに含む、請求項１に記載の方法。
11. 無線通信システムにおいて動作する端末（ＵＥ）であって、
    メモリと、
    前記メモリと接続される少なくとも１つのプロセッサと、を含み、
    前記少なくとも１つのプロセッサは、
    サービングセルから、物理放送チャネル（ＰＢＣＨ）、主同期信号（ＰＳＳ）及び副同期信号（ＳＳＳ）を含む第１の同期信号ブロック（ＳＳＢ）を受信し、
    前記第１のＳＳＢの第１のインデックスに基づいて時間情報を取得し、前記第１のインデックスは、（ｉ）ＰＢＣＨ復調参照信号（ＤＭＲＳ）から前記第１のインデックスの３最下位ビット（ＬＳＢ）を決定すること、及び（ｉｉ）前記ＰＢＣＨから前記第１のインデックスの３最上位ビット（ＭＳＢ）を決定することに基づいて決定され、
    隣接セルから第２のＳＳＢを受信し、
    前記時間情報に基づいて、第２のＳＳＢの第２のインデックスを導出するよう構成され、
    前記ＰＢＣＨは、前記第１のインデックスの前記３ＬＳＢに基づいてスクランブリングされる、端末。
12. 前記ＰＢＣＨが受信されるシステムフレームナンバー（ＳＦＮ）に関連する情報は、前記ＰＢＣＨに基づいて取得され、前記ＳＦＮに関連する情報は、前記ＳＦＮの複数のビットの中の３番目のＬＳＢ及び２番目のＬＳＢに基づいてスクランブリングされる、請求項１１に記載の端末。
13. 前記ＳＦＮに関連する情報は、前記３番目のＬＳＢ及び前記２番目のＬＳＢを除いた複数のビットに関連する、請求項１２に記載の端末。
14. 特定の時間区間内において用いられる前記ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは同一である、請求項１１に記載の端末。
15. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記ＰＢＣＨのリソース要素当たりエネルギー（ＥＰＲＥ）が、前記ＰＢＣＨがマッピングされるシンボルを通じて受信される前記ＰＢＣＨ ＤＭＲＳのＥＰＲＥと同一であると仮定するよう更に構成される、請求項１１に記載の端末。

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