以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が3GPPシステムに適用された例である。
本明細書ではLTEシステム、LTE−Aシステム及びNRシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。
また、本明細書では、基地局をRRH(remote radio head)、eNB、TP(transmission point)、RP(reception point)、中継機(relay)などを含む包括的な名称として使うことができる。
3GPPベース通信標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する下りリンク物理チャネルと、物理層によって使用されるものの上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する下りリンク物理信号を定義する。例えば、物理下りリンク共有チャネル(physical downlink shared channel,PDSCH)、物理ブロードキャストチャネル(physical broadcast channel,PBCH)、物理マルチキャストチャネル(physical multicast channel,PMCH)、物理制御フォーマット指示子チャネル(physical control format indicator channel,PCFICH)、物理下りリンク制御チャネル(physical downlink control channel,PDCCH)及び物理ハイブリッドARQ指示子チャネル(physical hybrid ARQ indicator channel,PHICH)が下りリンク物理チャネルとして定義されており、参照信号と同期信号が下りリンク物理信号として定義されている。パイロット(pilot)とも呼ばれる参照信号(reference signal,RS)は、gNBとUEとが互いに知っている予め定義された特別な波形の信号を意味するが、例えば、セル特定的RS(cell specific RS)、UE−特定的RS(UE−specific RS,UE−RS)、ポジショニングRS(positioning RS,PRS)及びチャネル状態情報RS(channel state information RS,CSI−RS)が下りリンク参照信号として定義される。3GPP LTE/LTE−A標準は、上位層からの情報を運ぶリソース要素に対応する上りリンク物理チャネルと、物理層によって使用されるものの、上位層からの情報を運ばないリソース要素に対応する上りリンク物理信号を定義している。例えば、物理上りリンク共有チャネル(physical uplink shared channel,PUSCH)、物理上りリンク制御チャネル(physical uplink control channel,PUCCH)、物理任意接続チャネル(physical random access channel,PRACH)が上りリンク物理チャネルとして定義され、上りリンク制御/データ信号のための復調参照信号(demodulation reference signal,DMRS)と上りリンクチャネル測定に用いられるサウンディング参照信号(sounding reference signal,SRS)が定義される。
本発明では、PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)/PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)/PHICH(Physical Hybrid automatic retransmit request Indicator CHannel)/PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)はそれぞれ、DCI(Downlink Control Information)/CFI(Control Format Indicator)/下りリンクACK/NACK(ACKnowlegement/Negative ACK)/下りリンクデータを運ぶ時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。また、PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)/PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)/PRACH(Physical Random Access CHannel)はそれぞれ、UCI(Uplink Control Information)/上りリンクデータ/ランダムアクセス信号を運ぶ時間−周波数リソースの集合或いはリソース要素の集合を意味する。本発明では、特に、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACHに割り当てられたり、これに属した時間−周波数リソース或いはリソース要素(Resource Element,RE)をそれぞれ、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACH RE又はPDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH/PUCCH/PUSCH/PRACHリソースと称する。以下、ユーザ機器がPUCCH/PUSCH/PRACHを送信するという表現は、それぞれ、PUSCH/PUCCH/PRACH上で、或いは、を通じて、上りリンク制御情報/上りリンクデータ/ランダムアクセス信号を送信することと同じ意味で使われる。また、gNBがPDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCHを送信するという表現は、それぞれ、PDCCH/PCFICH/PHICH/PDSCH上で、或いは、を通じて、下りリンクデータ/制御情報を送信することと同じ意味で使われる。
以下では、CRS/DMRS/CSI−RS/SRS/UE−RSが割り当てられた或いは設定された(Configured)OFDMシンボル/副搬送波/REを、CRS/DMRS/CSI−RS/SRS/UE−RSシンボル/搬送波/副搬送波/REと称する。例えば、トラッキングRS(tracking RS,TRS)が割り当てられた或いは設定されたOFDMシンボルは、TRSシンボルと称し、TRSが割り当てられた或いは設定された副搬送波は、TRS副搬送波と称し、TRSが割り当てられた或いは設定されたREはTRS REと称する。また、TRS送信のために設定された(configured)サブフレームを、TRSサブフレームと称する。また、ブロードキャスト信号が送信されるサブフレームを、ブロードキャストサブフレーム或いはPBCHサブフレームと称し、同期信号(例えば、PSS及び/又はSSS)が送信されるサブフレームを、同期信号サブフレーム或いはPSS/SSSサブフレームと称する。PSS/SSSが割り当てられた或いは設定された(configured)OFDMシンボル/副搬送波/REをそれぞれ、PSS/SSSシンボル/副搬送波/REと称する。
本発明でいう、CRSポート、UE-RSポート、CSI−RSポート、TRSポートとは、それぞれ、CRSを送信するように設定された(configured)アンテナポート、UE−RSを送信するように設定されたアンテナポート、CSI−RSを送信するように設定されたアンテナポート、TRSを送信するように設定されたアンテナポートを意味する。CRSを送信するように設定されたアンテナポートは、CRSポートによってCRSが占有するREの位置によって相互区別でき、UE−RSを送信するように設定された(configured)アンテナポートは、UE−RSポートによってUE−RSが占有するREの位置によって相互区別でき、CSI−RSを送信するように設定されたアンテナポートは、CSI−RSポートによってCSI−RSが占有するREの位置によって相互区別できる。したがって、CRS/UE−RS/CSI−RS/TRSポートという用語が、一定のリソース領域内でCRS/UE−RS/CSI−RS/TRSが占有するREのパターンを意味する用語として用いられることもある。
図1は、3GPP無線接続網の規格に基づく端末とE−UTRANの間の無線インターフェースプロトコルのコントロールプレーン及びユーザプレーンの構造を示す図である。コントロールプレーンは端末(User Equipment;UE)とネットワークが呼を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。
第1の層である物理層は、物理チャネル(Physical Channel)を用いて上位層に情報送信サービス(Information Transfer Service)を提供する。物理層は上位にある媒体接続制御(Medium Access Control)層とは送信チャネル(Transport Channel)を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式で変調され、上りリンクにおいては、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)方式で変調される。
第2の層である媒体接続制御(Medium Access Control;MAC)層は、論理チャネル(Logical Channel)を介して上位層である無線リンク制御(Radio Link Control;RLC)層にサービスを提供する。第2の層のRLC層は信頼性のあるデータ送信を支援する。RLC層の機能はMAC内部の機能ブロックにより具現できる。第2の層のPDCP層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてIPv4或いはIPv6のようなIPパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮(Header Compression)の機能を果たす。
第3の層である最下部に位置する無線リソース制御(Radio Resource Control;RRC)層は、制御平面でのみ定義される。RRC層は無線ベアラ(Radio Bearer)の設定、再設定及び解除に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第2の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのRRC層は互いにRRCメッセージを交換する。端末とネットワークのRRC層の間にRRC連結(RRC Connected)がある場合、端末はRRC連結状態(Connected Mode)であり、そうではない場合はRRC休止状態(Idle Mode)である。RRC層の上位にあるNAS(Non−Access Stratum)層は、セッション管理(Session Management)と移動性管理(Mobility Management)などの機能を果たす。
ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するBCH(Broadcast Channel)、ページングメッセージを送信するPCH(Paging Channel)、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りSCH(Shared Channel)などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りSCHを介して送信され、又は特の下りMCH(Multicast Channel)を介して送信されることもできる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するRACH(Random Access Channel)、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りSCH(Shared Channel)がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル(Logical Channel)としては、BCCH(Broadcast Control Channel)、PCCH(Paging Control Channel)、CCCH(Common Control Channel)、MCCH(Multicast Control Channel)、MTCH(Multicast Traffic Channel)などがある。
図2は、3GPPシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を取るなどの初期セル探索(Initial cell search)作業を行う(S201)。このために、端末は基地局から主同期チャネル(Primary Synchronization Channel;P−SCH)及び副同期チャネル(Secondary Synchronization Channel;S−SCH)を受信することによって基地局と同期を取り、セルIDなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル(Physical Broadcast Channel)を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号(Downlink Reference Signal;DL RS)を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。
初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDCCH)及び該PDCCHに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル(Physical Downlink Control Channel;PDSCH)を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる(S202)。
一方、基地局に最初に接続したか或いは信号送信のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程(Random Access Procedure;RACH)を行うことができる(S203〜S206)。このために、端末は、物理任意接続チャネル(Physical Random Access Channel;PRACH)を介して特定シーケンスをプリアンブルとして送信し(S203及びS205)、PDCCH及び対応するPDSCHを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる(S204及びS206)。競合ベースのRACHの場合、さらに衝突解決手順(Contention Resolution Procedure)を行うことができる。
上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り/下りリンク信号送信の手順として、PDCCH/PDSCH受信(S207)及び物理上りリンク共有チャネル(Physical Uplink Shared Channel;PUSCH)/物理上りリンク制御チャネル(Physical Uplink Control Channel;PUCCH)の送信(S208)を行う。特に、端末は、PDCCHを介して下りリンク制御情報(Downlink Control Information;DCI)を受信する。ここで、DCIは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
一方、端末が上りリンクを通じて基地局に送信したり又は端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り/上りリンクACK/NACK信号、CQI(Channel Quality Indicator)、PMI(Precoding Matrix Index)、RI(Rank Indicator)などを含む。3GPP LTEシステムの場合、端末は上述したCQI/PMI/RIなどの制御情報をPUSCH及び/又はPUCCHを介して送信することができる。
図3は、LTE/LTE−Aベースの無線通信システムにおいて、同期信号(synchronization signal,SS)の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図3は、周波数分割デュプレックス(frequency division duplex,FDD)において同期信号及びPBCHの送信のための無線フレームの構造を例示するものであって、図3(a)は、正規CP(normal cyclic prefix)として設定された(configured)無線フレームにおいてSS及びPBCHの送信位置を示し、図3(b)は、拡張CP(extended CP)として設定された無線フレームにおいてSS及びPBCHの送信位置を示す。
以下、図3を参照して、SSをより具体的に説明する。SSは、PSS(Primary Synchronization Signal)とSSS(Secondary Synchronization Signal)とに区分される。PSSは、OFDMシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び/又は周波数ドメイン同期を得るために用いられ、SSSは、フレーム同期、セルグループID及び/又はセルのCP設定(configuration)(即ち、正規CP又は拡張CPの使用情報)を得るために用いられる。図3を参照すると、PSSとSSSは、毎無線フレームの2つのOFDMシンボルでそれぞれ送信される。具体的に、SSは、インター−RAT(inter radio access technology)測定を容易にするために、GSM(Global System for Mobile communication)フレームの長さである4.6msを考慮して、サブフレーム0の第1番目のスロットとサブフレーム5の第1番目のスロットでそれぞれ送信される。特に、PSSは、サブフレーム0の第1番目のスロットの最後のOFDMシンボルとサブフレーム5の第1番目のスロットの最後のOFDMシンボルでそれぞれ送信され、SSSは、サブフレーム0の第1番目のスロットの最後から第2番目のOFDMシンボルとサブフレーム5の第1番目のスロットの最後から第2番目のOFDMシンボルでそれぞれ送信される。当該無線フレームの境界は、SSSによって検出されることができる。PSSは、当該スロットの最後のOFDMシンボルで送信され、SSSは、PSS直前のOFDMシンボルで送信される。SSの送信ダイバーシティ(diversity)方式は、単一アンテナポート(single antenna port)のみを用いて、標準では特に定義していない。
PSSは5msごとに送信されるため、UEはPSSを検出することで、当該サブフレームがサブフレーム0とサブフレーム5のうち1つであることが分かるが、当該サブフレームがサブフレーム0とサブフレーム5のうちいずれなのかは具体的に分かることができない。よって、UEは、PSSのみでは無線フレームの境界が認知できない。即ち、PSSのみではフレーム同期が取得できない。UEは一無線フレーム内において2回送信されるものの、互いに異なるシーケンスとして送信されるSSSを検出して無線フレームの境界を検出する。
PSS/SSSを用いたセル(cell)探索過程を行い、DL信号の復調(demodulation)及びUL信号の送信を正確な時点に行うのに必要な時間及び周波数パラメータを決定したUEは、また、eNBからUEのシステム設定(system configuration)に必要なシステム情報を取得してこそ、前記eNBと通信することができる。
システム情報は、マスター情報ブロック(Master Information Block,MIB)及びシステム情報ブロック(System Information Block,SIB)によって設定される(configured)。各システム情報ブロックは、機能的に関連したパラメータの集合を含み、含むパラメータに応じてマスター情報ブロック(Master Information Block,MIB)及びシステム情報ブロックタイプ1(System Information Block Type 1,SIB1)、システム情報ブロックタイプ2(System Information Block Type 2,SIB2)、SIB3〜SIB17に区分できる。
MIBは、UEがeNBのネットワーク(network)に初期接続(initial access)するのに必須の、最も頻繁に送信されるパラメータを含む。UEは、MIBをブロードキャストチャネル(例えば、PBCH)を介して受信することができる。MIBには、下りリンクシステム帯域幅(dl-Bandwidth,DL BW)、PHICH設定(configuration)、システムフレームナンバー(SFN)が含まれる。よって、UEは、PBCHを受信することで、明示的(explicit)に、DL BW、SFN、PHICH設定に関する情報が分かる。一方、PBCH受信によってUEが暗示的(implicit)に分かる情報としては、eNBの送信アンテナポートの数がある。eNBの送信アンテナ数に関する情報は、PBCHのエラー検出に用いられる16−ビットCRC(Cyclic Redundancy Check)に送信アンテナ数に対応するシーケンスをマスク(例えば、XOR演算)して、暗示的にシグナルリングされる。
SIB1は、他のSIBの時間ドメインスケジューリングに関する情報のみならず、特定のセルがセル選択に適したセルであるか否かを判断するのに必要なパラメータを含む。SIB1はブロードキャストシグナリング又は専用(dedicated)シグナリングによってUEに受信される。
DL搬送波周波数と当該システム帯域幅は、PBCHが運ぶMIBによって取得されることができる。UL搬送波周波数及び当該システム帯域幅は、DL信号であるシステム情報によって得られる。MIBを受信したUEは、当該セルに対して格納された有効なシステム情報がないと、システム情報ブロックタイプ2(SystemInformationBlockType2,SIB2)が受信されるまで、MIB内のDL BWの値をUL−帯域幅(UL BW)に適用する。例えば、UEは、システム情報ブロックタイプ2(SystemInformationBlockType2,SIB2)を取得して、前記SIB2内のUL−搬送波周波数及びUL−帯域幅情報によってUEがUL送信に使用可能な全体のULシステム帯域を把握することができる。
周波数ドメインにおいて、PSS/SSS及びPBCHは、実際のシステム帯域幅とは関係なく、当該OFDMシンボルにおいてDC副搬送波を中心として、左右3個ずつ、全6個のRB、即ち、全72個の副搬送波内でのみ送信される。よって、UEは、UEに設定された(configured)下りリンク送信帯域幅とは関係なく、SS及びPBCHを検出(detect)或いは復号(decode)できるように設定される(configured)。
初期セル探索を終えたUEは、eNBへの接続を完了するために、任意接続過程(random access procedure)を行うことができる。このために、UEは、物理任意接続チャネル(physical random access channel, PRACH)を通じてプリアンブル(preamble)を送信し、PDCCH及びPDSCHを通じてプリアンブルへの応答メッセージを受信することができる。競合ベースの任意接続(contention based random access)の場合、更なるPRACHの送信、またPDCCH及びPDCCHに対応するPDSCHのような衝突解決手順(contention resolution procedure)を行うことができる。
上述したような手順を行ったUEは、その後、一般的な上りリンク/下りリンク信号送信手順として、PDCCH/PDSCH受信及びPUSCH/PUCCH送信を行うことができる。
上述した任意接続過程は、任意接続チャネル(random access channel,RACH)手順とも呼ばれる。任意接続過程は、初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途として様々に用いられる。任意接続過程は、競合−ベース(contention-based)過程と、専用(dedicated)(即ち、非−競合−ベース)過程とに分類できる。競合−ベースの任意接続過程は、初期接続を含んで一般的に用いられ、専用任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に用いられる。競合−ベースの任意接続過程において、UEはRACHプリアンブルシーケンスを任意に(randomly)選択する。よって、複数のUEが同時に同一のRACHプリアンブルシーケンスを送信することが可能であり、これによって、その後に衝突解決手順が必要となる。一方、専用任意接続過程において、UEはeNBが当該UEに唯一に割り当てたRACHプリアンブルシーケンスを用いる。よって、他のUEとの衝突なく任意接続過程を行うことができる。
競合−ベースの任意接続過程は、以下の4ステップを含む。以下、ステップ1〜4で送信されるメッセージのそれぞれをメッセージ1〜4(Msg1〜Msg4)と称することができる。
− ステップ1:RACHプリアンブル(via PRACH)(UE to eNB)
− ステップ2:任意接続応答(random access response,RAR)(via PDCCH及びPDSCH)(eNB to UE)
− ステップ3:レイヤ2/レイヤ3メッセージ(via PUSCH)(UE to eNB)
− ステップ4:衝突解決(contention resolution)メッセージ(eNB to UE)
専用の任意接続過程は、以下の3ステップを含む。以下、ステップ0〜2で送信されるメッセージのそれぞれは、メッセージ0〜2(Msg0〜Msg2)と称してもよい。任意接続過程の一部としてRARに対応する上りリンク送信(即ち、ステップ3)を行うこともできる。専用の任意接続過程は、基地局がRACHプリアンブル送信を命令するためのPDCCH(以下、PDCCHオーダー(order))を用いてトリガされることができる。
− ステップ0:専用のシグナリングによるRACHプリアンブル割り当て(eNB to UE)
− ステップ1:RACHプリアンブル(via PRACH)(UE to eNB)
− ステップ2:任意接続応答(RAR)(via PDCCH及びPDSCH)(eNB to UE)
RACHプリアンブルを送信した後、UEは予め−設定された時間ウィンドウ内で任意接続応答(RAR)の受信を試みる。具体的に、UEは、時間ウィンドウ内でRA−RNTI(Random Access RNTI)を有するPDCCH(以下、RA−RNTI PDCCH)(例えば、PDCCHにおいてCRCがRA−RNTIでマスクされる)の検出を試みる。RA−RNTI PDCCH検出時に、UEは、RA−RNTI PDCCHに対応するPDSCH内に、UEのためのRARが存在するか否かを確認する。RARは、UL同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス(timing advance, TA)情報、ULリソース割り当て情報(ULグラント情報)、仮の端末識別子(例えば、temporary cell−RNTI, TC−RNTI)などを含む。UEは、RAR内のリソース割り当て情報及びTA値に応じてUL送信(例えば、Msg3)を行うことができる。RARに対応するUL送信にはHARQが適用される。したがって、UEは、Msg3を送信した後、Msg3に対応する受信応答情報(例えば、PHICH)を受信することができる。
任意接続プリアンブル、すなわち、RACHプリアンブルは、物理層において長さTCPの循環前置(cyclic prefix)及び長さTSEQのシーケンスからなる。TCPのTSEQは、フレーム構造と任意接続設定(configuration)に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層によって制御される。RACHプリアンブルはULサブフレームから送信される。任意接続プリアンブルの送信は、特定の時間及び周波数リソースに制限(restrict)される。このようなリソースをPRACHリソースと呼び、PRACHリソースは、インデックス0が無線フレームにおいて低い番号のPRB及びサブフレームに対応するように、前記無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてPRBの増加順に番号付けられる。任意接続リソースがPRACH設定インデックスによって定義される(3GPP TS 36.211標準文書を参照)。PRACH設定インデックスは(eNBによって送信される)上位層信号によって与えられる。
LTE/LTE−Aシステムにおいて任意接続プリアンブル、すなわち、RACHプリアンブルのための副搬送波間隔(Subcarrier Spacing)は、プリアンブルフォーマット0〜3の場合は1.25kHzであり、プリアンブルフォーマット4の場合は7.5kHzであると規定される(3GPP TS 36.211を参照)。
<OFDMニューマロロジー>
新RATシステムは、OFDM送信方式又はこれと類似している送信方式を用いる。新RATシステムは、LTEのOFDMパラメータとは異なるOFDMパラメータを従ってもよい。または、新RATシステムは、既存のLTE/LTE−Aのニューマロロジーをそのまま従ってもよいが、より大きいシステム帯域幅(例え、100MHz)を有することができる。または、1つのセルが複数のニューマロロジーを支援することができる。すなわち、互いに異なるニューマロロジーで動作するUEが1つのセル内で共存してもよい。
<サブフレームの構造>
3GPP LTE/LTE−Aシステムにおいて用いられる無線フレームは、10ms(307200Ts)の長さを有して、10個の均等な大きさのサブフレーム(subframe, SF)からなる。一無線フレーム内の10個のサブフレームにはそれぞれ番号が付与されてもよい。ここで、Tsはサンプリング時間を示し、Ts=1/(2048*15kHz)で表される。それぞれのサブフレームの長さは1msであり、2個のスロットからなる。一無線フレーム内で20個のスロットは0から19まで順次にナンバリングされる。それぞれのスロット長は0.5msである。一サブフレームを送信するための時間は、送信時間間隔(transmission time interval,TTI)と定義される。時間リソースは無線フレーム番号(或いは無線フレームインデックスともいう)、サブフレーム番号(或いはサブフレーム番号ともいう)、スロット番号(或いはスロットインデックス)などで分けられる。TTIとは、データがスケジュールされる間隔を意味する。例えば、現在のLTE/LTE−AシステムにおいてULグラント又はDLグラントの送信機会は1msごとに存在し、1msより短時間でUL/DLグラント機会が数回存在することはない。よって、既存のLTE/LTE−AシステムにおいてTTIは1msである。
図4は、新しい無線接続技術(new radio access technology,NR)において利用可能なスロット構造を例示する図である。
データ送信遅れを最小化するために、5世代の新RATでは、制御チャネルとデータチャネルが時間分割多重化(time division multiplexing,TDM)されるスロット構造が考慮されている。
図4において斜線領域は、DCIを運ぶDL制御チャネル(例え、PDCCH)の送信領域を示し、黒い領域は、UCIを運ぶUL制御チャネル(例え、PUCCH)の送信領域を示す。ここで、DCIはgNBがUEに伝達する制御情報であり、DCIはUEが知るべきセル設定(configuration)に関する情報、DLスケジューリングなどのDL特定的(specific)情報、またULグラントなどのようなUL特定的情報などを含んでもよい。また、UCIはUEがgNBに伝達する制御情報であり、UCIはDLデータに対するHARQ ACK/NACK報告、DLチャネル状態に対するCSI報告、またスケジューリング要請(scheduling request, SR)などを含んでもよい。
図4においてシンボルインデックス1からシンボルインデックス12までのシンボル領域は、下りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例え、PDSCH)の送信に用いられてもよく、上りリンクデータを運ぶ物理チャネル(例え、PUSCH)の送信に用いられてもよい。図2のスロット構造によれば、1つのスロット内でDL送信とUL送信とが順次行われ、DLデータの送信/受信とDLデータに対するUL ACK/NACKの受信/送信が1つのスロット内で行われる。結果として、データ送信エラーが発生するとき、データの再送信までかかる時間を減らすことになり、これによって最終データ伝達の遅れを最小化することができる。
このスロット構造では、gNBとUEの送信モードから受信モードへの切換過程又は受信モードから送信モードへの切換過程のためのタイムギャップ(time gap)が必要である。このような送信モードと受信モードとの切換過程のためにスロット構造においてDLからULへ切り換えられる時点の一部OFDMシンボルがガード期間(guard period, GP)として設定(Configuration)される。
既存のLTE/LTE−AシステムにおいてDL制御チャネルは、データチャネルとTDMされ、制御チャネルであるPDCCHはシステムの全帯域に広がって送信される。しかし、新RATでは、一システムの帯域幅が少なくとも略100MHzに達することが予想されるため、制御チャネルを全帯域に広げて送信するには無理がある。UEがデータの送信/受信のために、下りリンク制御チャネルを受信するために全帯域をモニタリングすることは、UEのバッテリー消耗増大及び効率性阻害の可能性がある。よって、本発明では、DL制御チャネルがシステム帯域、すなわち、チャネル帯域内の一部の周波数帯域でローカライズ(localize)されて送信されてもよく、分散(distribute)されて送信されてもよい。
NRシステムにおいて基本送信単位(basic transmission unit)はスロットである。スロット区間(duration)は正規(normal)循環前置(cyclic prefix, CP)を有する14個のシンボル、又は延長CPを有する12個のシンボルからなる。また、スロットは、使われた副搬送波間隔(Subcarrier Spacing)の関数として時間でスケーリングされる。すなわち、副搬送波間隔が大きくなると、スロットの長さは短くなる。例えば、スロット当たりシンボルの数が14である場合、10msのフレーム内のスロットの数が、15kHzの副搬送波間隔に対しては10個であれば、30kHzの副搬送波間隔に対しては20個、60kHzの副搬送波間隔に対しては40個になる。副搬送波間隔が大きくなると、OFDMシンボルの長さも短くなる。スロット内のOFDMシンボルの数は、正規CPと拡張CPとで異なり、副搬送波間隔によって異なることはない。LTE用の基本時間ユニットであるTsは、LTEの基本副搬送波間隔の15kHzと最大FFTサイズの2048を考慮して、Ts=1/(15000*2048)秒と定義され、これは15kHzの副搬送波間隔に対するサンプリング時間でもある。NRシステムでは、15kHzの副搬送波間隔の他に様々な副搬送波間隔が用いられ、副搬送波間隔と当該時間長さは反比例するため、15kHzよりも大きい副搬送波間隔に対応する実際のサンプリング時間は、Ts=1/(15000*2048)秒よりも短い。例えば、副搬送波間隔の30kHz、60kHz、120kHzに対する実際のサンプリング時間はそれぞれ、1/(2*15000*2048)秒、1/(4*15000*2048)秒、1/(8*15000*2048)秒になる。
<アナログビームフォーミング(analog beamforming)>
近来、論議されている5世代移動通信システムは、広い周波数帯域を用いて、複数のユーザへの高い送信率を保持しながらデータを送信するために、高い超高周波帯域、すなわち、6GHz以上のミリメートル周波数帯域を用いる方案を考慮している。3GPPでは、これをNRと称しているが、本発明ではNRシステムと称する。しかし、ミリメートル周波数帯域は、高過ぎる周波数帯域を用いることによって、距離による信号の減殺が激しく示される周波数特性を有する。よって、少なくとも6GHz以上の帯域を用いるNRシステムは、激しい伝播減殺特性を補償するために、信号送信を全方向ではなく特定方向へとエネルギーを集めて送信することで、激しい伝播減殺によるカバレッジ減少の問題を解決する狭ビーム(narrow beam)送信法を用いる。しかし、1つの狭ビームのみを用いてサービスする場合、1つの基地局がサービスできる範囲が狭くなるので、基地局は複数の狭ビームを集めて広帯域でサービスすることになる。
ミリメートル周波数帯域、すなわち、ミリメートル波長(millimeter wave, mmW)帯域では、波長が短くなり、同一面積に複数のアンテナ要素(element)を取り付けることができる。例えば、1cm程度の波長の30GHz帯域では、5 by 5cmのパネル(panel)に0.5ラムダ(lamda)(波長)間隔で2−次元(dimension)配列の形態として全100個のアンテナ要素を取り付けることができる。したがって、mmWでは、複数のアンテナ要素を用いて、ビームフォーミングの利得を高めて、カバレッジを増加させたり、処理量(throughput)を高めることが考えられる。
ミリメートル周波数帯域で狭ビームを形成するための方法として、基地局やUEにおいて数多くのアンテナに適宜な位相差を用いて同一信号を送信することで、特定方向のみにおいてエネルギーを高くするビームフォーミング方式が主に考慮されている。このようなビームフォーミング方式には、デジタル基底帯域(baseband)信号に位相差を形成するデジタルビームフォーミング、変調されたアナログ信号に時間遅れ(すなわち、循環シフト)を用いて位相差を形成するアナログビームフォーミング、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを両方用いるハイブリッドビームフォーミングなどがある。各アンテナ要素で送信パワー及び位相調節ができるようにトランシーバーユニット(transceiver unit, TXRU)を有すれば、各周波数リソースに対して独立したビームフォーミングが可能となる。しかし、100個余りのアンテナ要素の全てにTXRUを設けるには、コスト面において実効性が落ちる問題がある。すなわち、ミリメートル周波数帯域は、激しい伝播減殺の特性を補償するために、数多くのアンテナを使用しなければならず、デジタルビームフォーミングはアンテナの数分だけRFコンポーネント(例えば、デジタルアナログコンバータ(DAC)、ミキサー(mixer)、電力増幅器(power amplifier)、線形増幅器(linear amplifier)など)が必要となるため、ミリメートル周波数帯域においてデジタルビームフォーミングを具現するためには、通信機器の値段が増加してしまう問題点がある。したがって、ミリメートル周波数帯域のように、多くのアンテナが必要な場合は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミング方式が考慮される。アナログビームフォーミング方式は、1つのTXRUに複数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター(analog phase shifter)でビーム(beam)の方向を調節する。かかるアナログビームフォーミング方式は、全帯域において1つのビーム方向のみを形成することができるため、周波数選択的なビームフォーミング(beamforming, BF)はできないというデメリットがある。ハイブリッドBFは、デジタルBFとアナログBFとの中間形態であって、Q個のアンテナ要素よりも少ないB個のTXRUを有する方式である。ハイブリッドBFの場合、B個のTXRUとQ個のアンテナ要素の連結方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はB個以下に制限される。
図5は、TXRUとアンテナ要素の接続方式の一例を示す図である。
図5(a)は、TXRUがサブ−アレイ(sub−array)に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は1つのTXRUにのみ接続される。これとは異なり、図5(b)は、TXRUが全てのアンテナ要素に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は全てのTXRUに接続される。図5において、Wはアナログ位相シフターにより乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Wによってアナログビームフォーミングの方向が決定される。ここで、CSI−RSアンテナポートとTXRUとのマッピングは1−to−1又は1−to−多である。
上述したように、デジタルビームフォーミングは、送信する又は受信されたデジタル基底帯域信号に対して信号処理を行うため、多重のビームを用いて同時に多方向に信号を送信又は受信することができるが、一方、アナログビームフォーミングは、送信する又は受信されたアナログ信号を変調した状態でビームフォーミングを行うため、1つのビームがカバーできる範囲を超える多方向に信号を同時に送信又は受信することができない。通常、基地局は広帯域送信又は多重アンテナ特性を用いて、同時に複数のユーザと通信を行うが、基地局がアナログ又はハイブリッドビームフォーミングを用いて、1つのビーム方向にアナログビームを形成する場合、アナログビームフォーミングの特性上、同じアナログビームの方向内に含まれるユーザとしか通信できない。後述する本発明に係るRACHリソース割り当て及び基地局のリソース活用方案は、アナログビームフォーミング又はハイブリッドビームフォーミングの特性から生じる制約事項を反映した上で提案される。
<ハイブリッドアナログビームフォーミング(hybrid analog beamforming)>
図6は、送受信ユニット(transceiver unit,TXRU)及び物理的アンテナの観点におけるハイブリッドビームフォーミングの構造を抽象的に示した図である。
複数のアンテナが用いられる場合、デジタルビームフォーミングとアナログビームフォーミングとを組み合わせたハイブリッドビームフォーミング法が台頭している。このとき、アナログビームフォーミング(又は、RFビームフォーミング)は、RFユニットがプリコーディング(又は、コンバイニング)を行う動作を意味する。ハイブリッドビームフォーミングにおいて、基底帯域(baseband)ユニットとRFユニットはそれぞれプリコーディング(又は、コンバイニング)を行い、これによって、RFチェーン(chain)の数とD/A(又はA/D)コンバータの数を減らしながらもデジタルビームフォーミングに近づく性能が出せるというメリットがある。便宜のために、ハイブリッドビームフォーミングの構造は、N個のTXRUとM個の物理的アンテナとで表現されることができる。送信端から送信するL個のデータレイヤに対するデジタルビームフォーミングは、N−by−L行列で表され、その後、変換されたN個のデジタル信号は、TXRUを経てアナログ信号に変換された後、M−by−N行列で表されるアナログビームフォーミングが適用される。図6において、デジタルビームの数はLであり、アナログビームの数はNである。さらに、NRシステムでは、アナログビームフォーミングをシンボル単位に変更できるように基地局を設計し、特定の地域に位置するUEにより効率的なビームフォーミングを支援する方向が考慮されている。ひいては、N個のTXRUとM個のRFアンテナを1つのアンテナパネル(panel)と定義するとき、NRシステムでは、互いに独立したハイブリッドビームフォーミングが適用可能な複数のアンテナパネルを導入する方案まで考慮されている。このように、基地局が複数のアナログビームを活用する場合、各々のUEにおいて信号受信に有利なアナログビームが異なり得るため、少なくとも同期信号、システム情報、ページングなどについては、特定のスロット又はサブフレーム(subframe,SF)において、基地局が適用する複数のアナログビームを各シンボル別に変更して、全てのUEに受信機会を与えるようにするビームスイーピング動作が考慮されている。
図7は、下りリンク送信過程において同期信号とシステム情報に対するビームスイーピング(Beam sweeping)動作を示す図である。図7において、New RATシステムのシステム情報が放送(Broadcasting)される物理的リソース又は物理的チャネルをxPBCH(physical broadcast channel)と呼ぶ。このとき、1つのシンボルにおいて互いに異なるアンテナパネルに属するアナログビーム(Analog beam)が同時に送信されることができ、各々のアナログビーム(Analog beam)のチャネルを測定するために、図7のように、特定のアンテナパネルに対応する単一アナログビーム(Analog beam)のために送信される参照信号(Reference signal;RS)であるBeam RS(BRS)を導入する方案が論議されている。このBRSは、複数のアンテナポートに対して定義されることができ、BRSの各アンテナポートは、単一アナログビーム(Analog beam)に対応することができる。このとき、BRSとは異なり、同期信号(Synchronization signal)又はxPBCHは、任意のUEが良好に受信できるように、アナログビームグループ(Analog beam group)に含まれた全てのアナログビーム(Analog beam)のために送信されてもよい。
図8は、新しい無線接続技術(new radio access technology,NR)システムのセルを例示する図である。
図8を参照すると、NRシステムでは、既存LTEなどの無線通信システムに1つの基地局が1つのセルを形成していたこととは異なり、複数のTRPが1つのセルを構成する方案が論議されている。複数のTRPが1つのセルを構成する場合、UEをサービスするTRPが変更されても、絶えない通信が可能となり、UEの移動性を管理することが容易であるというメリットがある。
LTE/LTE−AシステムにおいてPSS/SSSは、全−方位(omni−direction)に送信されるのに対して、mmWaveを適用するgNBがビーム方向を全−方位に回しながらPSS/SSS/PBCHなどの信号をビームフォーミングして送信する方法が考慮されている。このように、ビーム方向を回しながら信号を送信/受信することをビームスイーピング(beam sweeping)又はビームスキャニングという。本発明における「ビームスイーピング」は送信機側の行動であり、「ビームスキャニング」は受信機側の行動である。例えば、gNBが最大N個のビーム方向を持つことができると仮定すると、N個のビーム方向のそれぞれに対してPSS/SSS/PBCHなどの信号を送信する。すなわち、gNBは、自分が持つことのできる又は支援しようとする方向をスイーピングしながら、それぞれの方向に対してPSS/SSS/PBCHなどの同期信号を送信する。又は、gNBがN個のビームを形成できる場合、いくつかのビームを束ねて1つのビームグループとして構成することができ、各ビームグループでPSS/SSS/PBCHが送信/受信されることができる。このとき、1つのビームグループは、1つ以上のビームを含む。同方向に送信されるPSS/SSS/PBCHなどの信号が1つのSSブロックと定義されてもよく、1つのセル内に複数のSSブロックが存在してもよい。複数のSSブロックが存在する場合、各々のSSブロックを区分するために、SSブロックインデックスを使用してもよい。例えば、一システムにおいて10個のビーム方向にPSS/SSS/PBCHが送信される場合、同方向へのPSS/SSS/PBCHが1つのSSブロックを構成することができ、当該システムでは、10個のSSブロックが存在することと理解されてもよい。本発明において、ビームインデックスは、SSブロックインデックスとして解釈されてもよい。
以下、本発明の実施例による同期信号が送信される時間インデックスを指示する方法及び同期信号を介して下りリンクのための帯域幅を設定する方法について説明する。
1.SSブロック構成
PBCHのペイロードサイズが最大80bitsである場合、SSブロック送信のために全4個のOFDMシンボルが用いられる。一方、NR−PSS、NR−SSS、NR−PBCHを含むSSブロック内においてNR−PSS/NR−SSS/NR−PBCHの時間位置について論議する必要がある。初期接続状態において、NR−PBCHは精密な時間/周波数の追跡のための参照信号として用いられることができる。推定の精度を向上させるためには、NR−PBCHのための2個のOFDMシンボルは、出来る限り遠い距離に位置することが効率的である。よって、SSブロックの第1番目と第4番目のOFDMシンボルがNR−PBCH送信に使用される。これによって、NR−PSSに対しては第2のOFDMシンボルが割り当てられ、NR−SSSに対して第3のOFDMシンボルが割り当てられる。
DMRSに対するREの数によるPBCHデコーディング性能の測定結果によると、2個のOFDMシンボルが割り当てられるとき、DMRSのために192RE、データのために384REが用いられる。この場合、PBCHペイロードサイズが64ビットであると仮定すると、LTE PBCHと同一のコーディング速度である1/12コーディング速度が得られる。
コードされたNR−PBCHビットがPBCHシンボルにおいてREによってマッピングされる方法が考えられる。しかし、この方法は、干渉及びデコーディング性能においてデメリットがある。一方、コードされたNR−PBCHビットがN個のPBCHシンボルに含まれたREにわたってマッピングされる方法を使用する場合、干渉及びデコーディング性能の側面においてより良い性能が出せる。
一方、2個のOFDMシンボルに対して同じ方法でコードされたビットと、2個のOFDMシンボルに対して異なる方法でコードされたビットに対する性能評価を比較すると、2個のOFDMシンボルにわたって異なる方法でコードされたビットの方がより多いリダンダントビットを有することができ、より良い性能を提供する。よって、2個のOFDMシンボルにわたって異なる方式でコードされたビットを使用することが考慮できる。
また、NRシステムでは様々なニューマロロジーが支援される。よって、SSブロック送信に対するニューマロロジーは、データ送信に対するニューマロロジーとは異なってもよい。また、PBCH及びPDSCHのように、異なるタイプのチャネルが周波数ドメインでマルチプレックスされる場合、スペクトル放出によるキャリア間干渉(ICI)が発生して性能低下をもたらす可能性がある。この問題を解決するために、PBCHとPDSCHの間にガード周波数を導入することが考えられる。また、ICIの影響を減らすために、ネットワークがデータ送信のためのRBが隣接しないように割り当てることができる。
しかし、上述した方法は、数多くのREがガード周波数として予約される必要があるため、効率的な方法ではない。よって、より効率的に、PBCH送信帯域幅内、縁(edge)に位置した1つ以上の副搬送波が保護周波数として予約されてもよい。予約されたREの正確な数は、PBCHの副搬送波間隔によって変更されてもよい。例えば、PBCH送信のための15kHzの副搬送波間隔に対して、2個の副搬送波がPBCH送信帯域幅の各縁に予約されてもよい。一方、PBCH送信のための30kHzの副搬送波間隔に対しては、1つの副搬送波が予約されてもよい。
図9(a)を参照すると、NR−PBCHは288REs内に割り当てられ、これは24個のRBで構成される。一方、NR−PSS/NR−SSSのシーケンスの長さが127であるため、NR−PSS/NR−SSS送信に12個のRBが必要である。すなわち、SSブロック構成の場合、SSブロックは24個のRB内に割り当てられる。また、15、30、60kHzなどの異なるニューマロロジー間のRBグリッド整列のためにも、24RB内にSSブロックが割り当てられることが好ましい。また、NRでは、15MHzのサブキャリア間隔で25RBが定義可能な5MHzの最小帯域幅を仮定するため、SSブロック送信に24RBが使用される。また、NR−PSS/SSSはSSブロックの中央に位置する必要があり、これはNR−PSS/SSSが第7番目から第18番目のRB内に割り当てられることを意味する。
一方、図(a)のようにSSブロックを構成する場合、120kHzと240kHzの副搬送波間隔において、端末のAGC(Automatic Gain Control)動作に問題が発生する可能性がある。すなわち、120kHz及び240kHzの副搬送波間隔の場合、AGC動作によって、NR−PSSの検出が良好に行えない可能性があり、これによって、以下の2つの実施例のように、SSブロック構成を変更することを考慮することができる。
(方案1)PBCH−PSS−PBCH−SSS
(方案2)PBCH−PSS−PBCH−SSS−PBCH
すなわち、PBCHシンボルをSSブロックの開始部分に位置させて、PBCHシンボルをAGC動作のためのダミー(Dummy)シンボルとして使用することで、端末のAGC動作がより円滑に行えるようにすることができる。
一方、NR−PSS/NR−SSS/NR−PBCHは、図9(b)のように割り当てられてもよい。すなわち、第0番目のシンボルにNR−PSSが割り当てられ、NR−SSSは第2番目のシンボルに、またNR−PBCHは第1番目乃至第3番目のシンボルに割り当てられることができるが、このとき、第1番目のシンボルと第3番目のシンボルは、NR−PBCHが専用としてマッピングされる。換言すれば、第1番目のシンボルと第3番目のシンボルにはNR−PBCHのみがマッピングされ、第2番目のシンボルにはNR−SSSとNR−PBCHが共にマッピングされてもよい。
2.SSバースト集合構成
図10は、SSブロックを配置する副搬送波間隔が120kHzのときと、240kHzのときのSSバーストセット構成を示す。図10を参照すると、120kHzと240kHzの副搬送波を有するとき、4個のSSバースト単位で所定間隔を空けて、SSバーストを構成する。すなわち、0.5ms単位で0.125msの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、SSブロックを配置する。
ところが、6GHz以上の周波数範囲において、60kHzの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられてもよい。すなわち、図11のように、NRではデータ送信のための60kHzの副搬送波間隔と、SSブロック送信のための120kHz又は240kHzの副搬送波間隔がマルチプレックスされることができる。
一方、図11の四角形で表示した箇所をみると、120kHzの副搬送波間隔のSSブロックと60kHzの副搬送波間隔のデータがマルチプレックスされて、120kHzの副搬送波間隔のSSブロックと60kHzの副搬送波間隔のGPと下りリンク制御領域間の衝突又は重畳が発生することが分かる。SSブロックとDL/UL制御領域の衝突は出来る限り避けることが好ましいため、SSバースト及びSSバーストセット構成の修正が要求される。
本発明では、これを解決するためのSSバースト構成の修正方向として、2つの実施例を提案する。
第一の実施例は、図12のように、SSバーストフォーマット1とSSバーストフォーマット2の位置を変更する方法である。すなわち、図11の四角形内にあるSSバーストフォーマット1とフォーマット2を図12のように取り替えることで、SSブロックとDL/UL制御領域間の衝突が発生しないようにすることができる。換言すれば、SSバーストフォーマット1が60kHzの副搬送波間隔のスロットの前部に位置して、SSバーストフォーマット2が60kHzの副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。
上述した実施例をまとめると、以下のように表現され得る。
1)120KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,2,4,6である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes{4, 8, 16, 20, 32, 36, 44, 48} + 70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2, 4, 6)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=1,3,5,7である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {2, 6, 18, 22, 30, 34, 46, 50} + 70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3, 5, 7.)
2)240KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72,76,88,92,96,100}+140*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,2である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44, 64, 68, 72, 76, 88, 92, 96, 100} + 140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68,72,92,96,100,104}+140*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=1,3である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 12, 16, 36, 40, 44, 48, 60, 64, 68, 72, 92, 96, 100, 104} + 140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3)
第二の実施例は、図13のように、SSバーストセット構成を変更する方法である。すなわち、SSバーストセットはSSバーストセットの開始境界と60kHzの副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、すなわち、一致するように構成される。
具体的に、SSバーストは1msの間に局部的に配置されるSSブロックで構成される。よって、1msの間、120kHzの副搬送波間隔のSSバーストは、16個のSSブロックを有して、240kHzの副搬送波間隔のSSバーストは、32個のSSブロックを有することになる。このようにSSバーストを構成すると、SSバーストの間に60kHzの副搬送波間隔を基準として1つのスロットがギャップ(gap)として割り当てられる。
上述した第ニの実施例をまとめると、以下のようである。
1)120KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{4,8,16,20}+28*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 16, 20} + 28*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 17, 18)
2)240KHzの副搬送波間隔(subcarrier spacing)
− 候補SSBの第1番目のOFDMシンボルのインデックスは{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*nを有する。このとき、搬送波周波数が6GHzよりも大きい場合、n=0,1,2,3,5,6,7,8である。(the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44} + 56*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8.)
3.5ms区間において実際に送信されるSS/PBCHブロックを指示する方法(The indication of actually transmitted SS/PBCH block within 5ms duration)
一方、ネットワーク環境によってはSSブロック送信のための候補の数には制限があり得る。例えば、SSブロックが配置される副搬送波間隔に応じて候補の数が異なる。この場合、実際に送信されるSSブロックの位置をCONNECTED/IDLEモードでUEに知らせることができる。このとき、実際に送信されるSSブロックの位置を知らせるActual transmitted SS/PBCH block indicationは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングのために使用されることができ、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定のために使用されることができる。
サービングセルに関連して、UEが送信されないSSブロックに対して正確に認知できる場合、UEは送信されないSSブロックの候補リソースを介してページング又はデータのような他の情報が受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルにおいて実際に送信されるSSブロックは正確に指示される必要がある。
すなわち、SSブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にSSブロックが送信されないSSブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、UEはSSブロックが実際に送信されないSSブロック候補に対して認知する必要があるのである。
よって、サービングセルで実際に送信されるSSブロックを正確に指示するために、4、8又は64ビットのフールビットマップ情報が求められる。このとき、ビットマップに含まれるビットサイズは各周波数範囲において最大に送信可能なSSブロックの数によって決定されることができる。例えば、5ms区間において実際に送信されるSSブロックを指示するために、3GHzから6GHzの周波数範囲では8ビットが要求され、6GHz以上の周波数範囲では64ビットが要求される。
サービングセルにおいて実際に送信されるSSブロックのためのビットはRMSI又はOSIで定義されることができ、RMSI/OSIはデータ又はページングのための設定情報を含む。Actual transmitted SS/PBCH block indicationは下りリンクリソースのための設定と関連するため、RMSI/OSIが実際に送信されるSSブロック情報を含むことに帰結され得る。
一方、隣接セル測定のために隣接セルのActual transmitted SS/PBCH block indicationが求められる。すなわち、隣接セルの測定のために隣接セルの時間同期情報を取得する必要があるが、NRシステムのTRP間の非同期送信を許容するように設計する場合、隣接セルの時間同期情報を知らせても、その情報の正確性は状況に応じて異なり得る。よって、隣接セルの時間情報を知らせるときには、TRP間の非同期送信を仮定しながらもUEに有効な情報として、その時間情報の単位が決定される必要がある。
ただし、リストされたセル(listed cell)が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナルのオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定のためのみならず、シグナリングのオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するSSブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するSSブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるSSブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、SSバーストは各副搬送波による1つのスロットに含まれたSSブロックのグループを意味してもよいが、後述する実施例に限って、SSバーストはスロットには関係なく、所定数のSSブロックをグルーピングしたSSブロックグループを意味してもよい。
図14を参照して、そのうちいずれか1つの実施例によると、SSバーストが8個のSSブロックで構成されると仮定する場合、64個のSSブロックが位置可能な6GHz以上の帯域で全8個のSSバーストが存在することができる。
ここで、SSブロックをSSバーストでグルーピングすることは、64ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。64ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるSSブロックを含むSSバーストを指示する8ビット情報を使用することができる。仮に、8ビットのビットマップ情報がSSバースト#0を指示する場合、SSバースト#0は、実際に送信されるSSブロックを1つ以上含むことができる。
ここで、UEにSSバースト当たり送信されるSSブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるSSブロックの数だけ各SSバーストに局部的にSSブロックが存在してもよい。
よって、追加情報によって指示されるSSバースト当たり実際に送信されるSSブロックの数、及び実際に送信されるSSブロックを含むSSバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、UEは、実際に送信されるSSブロックを推定することができる。
例えば、以下の表1のように指示されることを仮定することができる。
すなわち、表1によると、8ビットのビットマップによってSSバースト#0、#1、#7にSSブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各SSバーストに4個のSSブロックが含まれていることが分かるため、結局、SSバースト#0、#1、#7の前に4個の候補位置によってSSブロックが送信されることを推定することができる。
一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、SSブロックが送信される位置の柔軟性を持たせることができる。
例えば、SSバースト送信に関する情報は、ビットマップで指示して、SSバースト内に送信されるSSブロックをその他のビットで指示する方法がある。
すなわち、全64個のSSブロックを各々8個のSSバースト(すなわち、SSブロックグループ)に区分して、8ビットのビットマップ送信としていずれのSSバーストが使用されるかを端末に知らせる。図14のようにSSバーストを定義すると、副搬送波間隔が60kHzであるスロットとマルチプレックスする場合、SSバーストと60kHzの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるメリットがある。よって、ビットマップでSSバーストを使用するか否かを指示すると、6Ghz以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でSSブロックの送信可否を端末が認知することができる。
ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のSSバーストに含まれた8個のSSブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、8ビットが必要であり、当該追加情報は全てのSSバーストに共通して適用される。例えば、SSバーストに対するビットマップ情報によって、SSバースト#0とSSバースト#1が使用されることが指示されて、SSブロックに対する追加ビットマップ情報によって、SSバーストにおいて第1番目と第5番目のSSブロックが送信されることが指示された場合、SSバースト#0とSSバースト#1はいずれも第1番目と第5番目のSSブロックが送信され、実際に送信されるSSブロックの全数は4個となる。
一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるSSブロックのための基本フォーマット(default format)を使用する。このような基本フォーマットを使用することで、UEは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。このとき、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されてもよい。
一方、サービングセルで送信される実際に送信されるSSブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるSSブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるSSブロック情報を優先して、実際に送信されるSSブロックに関する情報を取得することができる。
すなわち、実際に送信されるSSブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が大きいため、フルビットマップタイプの情報を優先して、SSブロック受信に利用することができる。
4.時間インデックス指示のための信号及びチャネル
SSブロック時間インデックスの指示は、NR−PBCHによって伝達される。時間インデックス指示がNR−PBCHコンテンツ、スクランブリングシーケンス、CRC、リダンダンシバージョンなどNR−PBCHの一部に含まれると、指示がUEに安全に伝達される。しかし、時間インデックス指示がNR−PBCHの一部に含まれる場合、隣接セルNR−PBCHデコーディングの更なる複雑さをもたらす。一方、隣接セルに対するNR−PBCHのデコーディングが可能であるが、これはシステム設計における必須事項ではない。また、いずれの信号及びチャネルがSSブロック時間インデックス指示を伝達することに適するかに関する更なる論議が必要である。
ターゲットセルにおいて、SSブロック時間インデックス情報は、システム情報伝達、PRACHプリアンブルなどのような初期アクセスに関するチャネル/信号に対する時間リソース割り当ての参照情報として使用されるはずであるため、SSブロック時間インデックス情報は、UEに安全に送信されなければならない。一方、隣接セルの測定のために、時間インデックスはSSブロックレベルのRSRP測定に使用される。この場合には、非常に正確なSSブロック時間インデックス情報は要らない可能性がある。
本発明では、NR−PBCH DMRSがSSブロック時間インデックスを伝達するための信号として使用されることを提案する。また、NR−PBCHの一部に時間インデックス指示を含ませることを提案する。ここで、NR−PBCHの一部は、例えば、NR−PBCHのスクランブリングシーケンス、リダンダンシバージョンなどになり得る。
本発明によれば、NR−PBCH DMRSからSSブロック時間インデックスを検出することができ、検出されたインデックスはNR−PBCHデコーディングによって確認できる。また、隣接セルの測定のために隣接セルに対するNR−PBCH DMRSからインデックスを得ることができる。
時間インデックス指示は、以下の2つの実施例によって構成することができる。
(方案1)SSバースト集合における全てのSSブロックの各々にインデックスを付与する単一インデックス方法。
(方案2)SSバーストインデックスとSSブロックインデックスの組み合わせでインデックスを付与する多重インデックス方法。
仮に、方案1のような単一インデックス方法が適用される場合、SSバースト集合周期内の全てのSSブロックの数を表現するために、多いビットが必要である。この場合、NR−PBCHに対するDMRSシーケンス及びスクランブリングシーケンスはSSブロック指示を指示することが好ましい。
一方、方案2のような多重インデックス方法が適用される場合、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供されることができる。例えば、SSバーストインデックス及びSSブロックインデックスは、いずれも単一チャネルに含まれることができる。また、各々のインデックスは互いに異なるチャネル/信号によって個別的に送信されてもよい。例えば、SSバーストインデックスはNR−PBCHのコンテンツ又はスクランブリングシーケンスに含まれてもよく、SSブロックインデックスはNR−PBCHのDMRSシーケンスによって伝達されてもよい。
一方、搬送波周波数の範囲によって設定されたSSバーストにおいてSSブロックの最大数が変更される。すなわち、6GHz以下の周波数範囲でSSブロックの最大数は最大8個であり、6GHz〜52.6GHzの周波数範囲では64個である。
よって、搬送波周波数の範囲によって、SSブロック指示のために必要なビットの数又はSSブロック指示のために必要な状態の数が変更される。よって、搬送波周波数の範囲によって、上述した方案1〜2のいずれか1つを適用することが考えられる。例えば、6GHz以下では単一インデックス方法が適用され、6GHz以上では多重インデックス方法が使用されてもよい。
上述した内容をより具体的に説明すると、6GHz以下の周波数範囲の場合、SSブロック時間インデックスはいずれもPBCH DMRSによって決定することができる。この場合、PBCH DMRSシーケンスとして最大8個の状態を識別する必要がある。すなわち、SSブロック時間インデックスのための3ビットが必要である。また、PBCH DMRSシーケンスによって5ms境界(ハーフフレーム(Half frame)指示子)を示すことができる。この場合、DMRSベースSSブロック時間インデックス指示及び5ms境界指示のために、全16個の状態が必要である。換言すれば、SSブロック時間インデックスのための3ビットの他に、5ms境界指示のための1ビットがさらに必要である。また、6Ghz以下の周波数範囲に対しては、SSブロック時間インデックス指示のためのビットをPBCHコンテンツ内に定義する必要がない。
一方、SSブロック時間インデックス指示のためのビットをNR−PBCH DMRSによって伝達する場合、PBCHコンテンツによって伝達するよりもデコーディング性能が良くなる。また、SSブロック時間インデックス指示のための更なる信号を定義すると、更なる信号のためのシグナリングのオーバーヘッドが発生するが、NR−PBCH DMRSは既にNRシステムで定義されたシーケンスであるため、更なるシグナリングのオーバーヘッドを発生させず、過度なシグナリングのオーバーヘッドを防止する効果がある。
一方、6GHz以上の周波数範囲でSSブロック時間インデックスの一部はPBCH DMRSによって指示され、その他の部分はPBCHコンテンツによって指示されることができる。例えば、全64個のSSブロックインデックスを指示するために、SSバーストセット内のSSブロックグループが最大8個にグルーピングされ、各SSブロックグループ当たり最大8個のSSブロックが含まれる。この場合、SSブロックグループ指示のための3ビットがPBCHコンテンツに定義され、SSブロックグループにおけるSSブロック時間インデックスはPBCH DMRSシーケンスによって定義されてもよい。また、NRシステムの6GHz以上の周波数範囲で同期ネットワークが仮定できる場合、PBCHコンテンツによってSSバーストインデックスを取得するためのPBCHのデコーディング過程を行う必要がない。
5.NR−PBCHコンテンツ
NRシステムでは、RAN2の応答LSに基づいて、MIBのペイロードサイズの拡張が予想される。NRシステムで予想されるMIBペイロードサイズ及びNR−PBCHコンテンツは以下のようである。
1)ペイロード:64ビット(48ビット情報、16ビットCRC)
2)NR−PBCHコンテンツ:
− SFN/H−SFNの少なくとも一部
− 共通検索空間に関する設定情報
− NR搬送波の中心周波数情報
UEは、セルID及びシンボルタイミング情報を検出した後、SFN、SSブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間/周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、SSブロックの位置のような帯域幅パート(Bandwidth part)情報、SSバーストセット周期及び実際に送信されたSSブロックインデックスのようなSSバーストセット情報などを含むPBCHからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。
576REという制限された時間/周波数リソースのみがPBCHのために占有されるため、PBCHには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、PBCH DMRSのような補助信号を使用することができる。
(1)SFN(System Frame Number)
NRでは、システムフレームナンバー(SFN)を定義して、10ms間隔を区別することができる。また、LTEシステムと同様に、SFNのために0と1023の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。
NRでは、PBCH TTIが80msであり、最小SSバースト周期が5msである。よって、最大16倍のPBCHが80ms単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがPBCHエンコードされたビットに適用可能である。UEはLTE PBCHデコーディング動作と同様に、10ms間隔を検出することができる。この場合、SFNの8つの状態がPBCHスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、SFN表示のための7ビットがPBCH内容に定義されることができる。
(2)ラジオフレーム内のタイミング情報
SSブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲によって、PBCH DMRSシーケンス及び/又はPBCHコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されてもよい。例えば、6GHz以下の周波数帯域に対しては、SSブロックインデックスの3ビットがPBCH DMRSシーケンスでのみ伝達される。また、6GHz以上の周波数帯域に対して、SSブロックインデックスの最下位3ビットは、PBCH DMRSシーケンスで表示され、SSブロックインデックスの最上位3ビットは、PBCHコンテンツによって伝達される。すなわち、6GHz〜52.6GHzの周波数範囲に限って、SSブロックインデックスのための最大3ビットがPBCHコンテンツに定義されることができる。
また、ハーフフレームの境界は、PBCH DMRSシーケンスによって伝達されることができる。特に、3GHz以下の周波数帯域においてハーフフレーム指示子がPBCH DMRSに含まれる場合、PBCHコンテンツにハーフフレーム指示子が含まれるよりも効果が高められる。すなわち、3Ghz以下の周波数帯域では主にFDD方式が使用されるため、サブフレーム又はスロット間の時間同期のズレ量が大きい可能性がある。よって、より正確な時間同期を取るためには、PBCHコンテンツよりデコーディング性能の良いPBCH DMRSによってハーフフレーム指示子を伝達することが有利である。
但し、3Ghz帯域を越える場合には、TDD方式が多く使用されないため、サブフレーム又はスロット間の時間同期のズレ量が大きくないため、PBCHコンテンツによってハーフフレーム指示子を伝達しても不利益は少ない可能性がある。
一方、ハーフフレーム指示子は、PBCH DMRSとPBCHコンテンツのいずれかによって伝達されてもよい。
(3)スロットに含まれたOFDMシンボルの数
6GHz以下の搬送波周波数の範囲におけるスロット内のOFDMシンボル数に関連して、NRは7個のOFDMシンボルスロット及び14個のOFDMシンボルスロットを考慮する。NRが6GHz以下の搬送波周波数の範囲において2つタイプのスロットを両方支援することを決定する場合、CORESETの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する表示を定義する必要がある。
(4)PBCHに対応するRMSIがないことを識別するための情報
NRでは、SSブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域CC動作のためには、測定のために多重SSブロックを送信することができる。
しかし、RMSIがSSブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である可能性がある。すなわち、リソース活用の効率性のために、RMSIが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続過程を行うUEは、検出された周波数位置でRMSIが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のPBCHに対応するRMSIがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにPBCHに対応するRMSIがないことを識別可能な方法を考える必要もある。
このために、RMSIが存在しないSSブロックは、周波数ラスタ(Frequency Raster)で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うUEは、SSブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。
(5)SSバーストセット周期性及び実際に送信されるSSブロック
測定のためにSSバーストセット周期性及び実際に送信されたSSブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びinter/intraセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。すなわち、PBCHコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。
(6)帯域幅に関する情報
UEは、セルID検出及びPBCHデコーディングを含む初期同期化手順の間に、SSブロック帯域幅内の信号の検出を試みる。その後、UEは、PBCHコンテンツによってネットワークで指示された帯域幅を用いてシステム情報を取得して、RACH手順を行う初期接続手順を続けられる。帯域幅は初期接続手順のために定義されてもよい。CORESET、RMSI、OSI、RACHメッセージに対する周波数リソースは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内で定義されてもよい。また、SSブロックは下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の一部として位置してもよい。要するに、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅は、PBCHコンテンツに定義されてもよい。また、SSブロックに対する帯域幅と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置の表示がPBCHコンテンツに定義されてもよい。相対周波数位置の表示を単純化するために、SSブロックに対する多数の帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でSSブロックを位置させる候補位置としてみなすことができる。
(7)ニューマロロジー情報
SSブロック送信の場合、15、30、120、240kHzの副搬送波間隔を用いる。一方、データ送信のためには、15、30、60及び120kHzの副搬送波間隔を用いる。また、SSブロック送信、CORESET及びRMSIに対しては同一の副搬送波間隔を用いてもよい。RAN1が上述した副搬送波間隔に関する情報を確認すると、PBCHコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がない。
一方、CORESET及びRMSIに対する副搬送波間隔の変更可能性を考慮することができる。RAN4で搬送波の最初帯域幅に対する合意に従って、SSブロック送信に15個の副搬送波間隔のみ適用される場合、PBCH復号後の手順のために、30kHzに副搬送波間隔を変更しなければならない可能性がある。また、240kHzの副搬送波間隔がSSブロック送信のために使用されるとき、240kHzの副搬送波間隔がデータ送信のために定義されないため、副搬送波間隔の変更がデータ送信のために必要である。RAN1がPBCHコンテンツを介したデータ送信のために副搬送波間隔が変更できる場合、このための1ビット指示子を定義することができる。搬送波周波数の範囲によって、上述した1ビット指示子は、{15,30kHz}又は{60,120kHz}と解釈できる。また、指示された副搬送波間隔は、RBグリッドに対する参照ニューマロロジーとみなすことができる。
(8)ペイロードサイズ
PBCHのデコーディング性能を考慮して、表2のように、最大64ビットのペイロードサイズを仮定することができる。
6.NR−PBCHスクランブリング
NR−PBCHスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。NRにおいてPNシーケンスを使用することを考慮してもよいが、LTEシステムで定義された長さ31のゴールドシーケンスをNR−PBCHシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、NR−PBCHスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。
また、スクランブリングシーケンスは、少なくともCell−IDによって初期化することができ、PBCH−DMRSによって指示されたSSブロックインデックスの3ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がPBCH−DMRS又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。
7.NR−PBCH DM−RS設計
NRシステムでは、DMRSがNR−PBCHの位相参照のために導入される。また、全てのSSブロックにNR−PSS/NR−SSS/NR−PBCHが存在して、NR−PSS/NR−SSS/NR−PBCHが位置するOFDMシンボルは、単一SSブロック内で連続する。しかし、NR−SSSとNR−PBCHとの送信方式が異なると仮定する場合、NR−PBCH復調のための参照信号としてNR−SSSの使用は仮定できない。よって、NRシステムではNR−PBCH復調のための参照信号としてNR−SSSが使用されないという仮定下でNR−PBCHを設計する必要がある。
DMRS設計のためには、DMRSオーバーヘッド、時間/周波数位置及びスクランブリングシーケンスを考慮する。
全般的なPBCH復号化性能は、チャネル推定性能及びNR−PBCH符合化率によって決定され得る。DMRS送信のためのREの数は、チャネル推定性能とPBCHコーディング率の間にトレードオフ(trade−off)を有するため、DMRSに適正数のREを探す必要がある。例えば、DMRSに対してRB当たり4個のREが割り当てられるとき、より良い性能が提供できる。2個のOFDMシンボルがNR−PBCH送信のために割り当てられるとき、DMRSのために192個のREが使用され、MIB送信のための384個のREが使用される。この場合、ペイロードサイズが64ビットであると仮定すると、LTE PBCHと同一のコーディング速度である1/12のコーディング速度が得られる。
また、NR−PBCH送信のために複数のOFDMシンボルが割り当てられるとき、いずれのOFDMシンボルがDMRSを含ませるかが問題となるが、残留周波数のオフセットによる性能低下を防ぐために、NR−PBCHが位置する全てのOFDMシンボルにDMRSを配置することが好ましい。よって、NR−PBCH送信のための全てのOFDMシンボルにDMRSが含まれる。
一方、NR−PBCHが送信されるOFDMシンボル位置に対して、PBCH DMRSが時間/周波数追跡RSとして用いられ、DMRSを含む2個のOFDMシンボルの間が遠いほど精密な周波数追跡に有利であるため、第1番目のOFDMシンボル及び第4番目のOFDMシンボルがNR−PBCH送信のために割り当てられる。
また、これによるDMRSの周波数位置は、セルIDによってシフト可能な周波数ドメインにおけるインタリービングによるマッピングを仮定することができる。均等に分散されたDMRSパターンは、1−Dチャネル推定の場合、最適な性能を提供するDFTベースのチャネル推定が使用できるというメリットがある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域RBバンドリングが使用されてもよい。
DMRSシーケンスの場合、ゴールドシーケンスのタイプによって定義された擬似ランダム(pseudo random)シーケンスを使用することができる。DMRSシーケンスの長さは、SSブロック当たりDMRSに対するREの数で定義されてもよく、また、DMRSシーケンスはSSバースト集合のデフォールト周期である20ms内でCell−ID及びスロット番号/OFDMシンボルインデックスによって生成されることができる。また、SSブロックのインデックスは、スロット及びOFDMシンボルのインデックスに基づいて決定されることができる。
一方、NR−PBCH DMRSは、1008個のセルID及び3ビットのSSブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、DMRSシーケンスの仮説数によって検出性能を比較する場合、3ビットの検出性能がDMRSシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、4〜5ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、4〜5ビットの仮説数を用いても関係ない。
一方、DMRSシーケンスによってSSブロック時間インデックスと5ms境界を表示しなければならないため、全16個の仮説を有するように設計する必要がある。
換言すれば、DMRSシーケンスは、少なくともセルID、SSバーストセット内のSSブロックインデックス及びハーフフレーム境界(Half frame indication)を表示しなければならず、セルID、SSバーストセット内のSSブロックインデックス及びハーフフレーム境界(Half frame indication)によって初期化できる。具体的な初期化式は、以下の数1のようである。
ここで、
は、SSブロックグループ内のSSブロックインデックスであり、
セルIDである場合、HFは{0,1}の値を有するハーフフレーム指示子インデックスである。
NR−PBCH DMRSシーケンスは、LTE DMRSシーケンスと同様に、長さ31のゴールドシーケンスを使用するか、長さ7又は8のゴールドシーケンスをベースとして生成され得る。
一方、長さ31のゴールドシーケンスと長さ7又は8のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、LTE DMRSのように、長さ31のゴールドシーケンスを使用することを提案して、6GHz以上の周波数範囲では31より長いゴールドシーケンスを考慮する。
QPSKを用いて変調したDMRSシーケンス
は、以下の数2によって定義される。
また、DMRSシーケンス生成のための変調タイプとしてBPSKとQPSKを考慮することができるが、BPSKとQPSKの検出性能は類似するものの、QPSKコリレーション性能がBPSKより優れるため、QPSKがDMRSシーケンス生成の変調タイプとしてより適切である。
一方、NR−PBCH DMRSシーケンスを生成するための擬似ランダムシーケンスは、長さ31のゴールドシーケンスと定義され、
長さのシーケンス
は、以下の数3によって定義される。
ここで、
であり、
であり、第1番目のm−sequenceは、
の初期値を有して、第2番目のm−sequenceの初期値は
によって定義され、このとき、
である。
8.NR−PBCH DMRSパターン設計
DMRSの周波数位置に関連して、2つのDMRS REマッピング方法を考慮することができる。固定的REマッピング方法は、周波数ドメイン上でRSマッピング領域を固定させるものであり、可変的REマッピング方法は、Vshift方法を用いてセルIDによってRS位置をシフトするものである。このような可変的REマッピング方法は、干渉を任意化して、さらなる性能利得が得られるというメリットがあり、可変的REマッピング方法を用いることがより好ましいと考えられる。
可変的REマッピングを詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル
は、数4によって定義される。
ここで、k、lは、SSブロック内に位置する副搬送波とOFDMシンボルインデックスを示し、
は、DMRSシーケンスを示す。一方、
によって決定されてもよい。
また、性能向上のために、RS電力ブーストが考えられるが、RS電力ブーストとVshiftを共に使用する場合、干渉TRP(Total Radiated Power)からの干渉は減少することができる。また、RS電力ブーストの検出性能利得を考慮すれば、PDSCH EPRE対参照信号EPREの比は、−1.25dBが好ましい。
一方、DMRS設計のためには、DMRSオーバーヘッド、時間/周波数位置及びスクランブリングシーケンスを確定する必要がある。全般的なPBCH復号化性能は、チャネル推定性能及びNR−PBCH符合化率によって決定される。DMRS送信のためのREの数は、チャネル推定性能とPBCHコーディング率の間にトレードオフ(trade−off)を有するため、DMRSに適宜なREの数を決定する必要がある。
また、実験結果、DMRSにRB当たり4個のRE(1/3密度)が割り当てられるとき、より良い性能が提供されることが分かる。2個のOFDMシンボルがNR−PBCH送信のために割り当てられるとき、DMRSのための192個のREとMIB送信のための384個のREが使用される。この場合、ペイロードサイズが64ビットであると仮定すると、LTE PBCHと同じコーディング速度である1/12コーディング速度が得られる。
また、NR−PBCHの位相基準のためにDMRSが使用され、このとき、DMRSをマッピングするための2つの方法が考えられるが、一方は、等間隔マッピング方式であって、それぞれのPBCHシンボルを用いて、DMRSシーケンスは同一の間隔によって副搬送波にマッピングされる。
また、等間隔ではないマッピング方式の場合、各PBCHシンボルを用いるものの、DMRSシーケンスは、NR−SSS送信帯域幅内にマッピングされない。但し、等間隔ではないマッピング方式の場合、PBCH復調のためにNR−SSSを使用する。よって、等間隔ではないマッピング方式は、等間隔マッピング方式よりもチャネル推定にさらに多いリソースを必要として、データ送信のためにより多いREを使用する。また、初期接続過程において残りのCFOが存在することがあり、SSSシンボルを用いたチャネル推定が正確ではない可能性がある。すなわち、等間隔マッピング方式は、CFO推定及び精密時間追跡にメリットがある。
また、SSブロック時間指示がPBCH DMRSによって伝達される場合、等間隔マッピング方式は更なるメリットを有することができる。実際のREマッピング方式によるPBCH復号化性能評価の結果においても等間隔マッピング方式の性能が等間隔ではないマッピング方式の性能より優れていた。よって、初期接続過程の場合、等間隔マッピング方式がより適する。また、DMRSの周波数位置に関連して、セルIDによってシフトされ得る周波数ドメインにおけるインタリーブされたDMRSマッピングを仮定することができる。また、等間隔でマッピングされたDMRSパターンは、1−Dチャネル推定の場合に最適な性能を提供するDFTベースのチャネル推定を用いることがさらに好ましい場合がある。
9.時間インデックス指示方法
図15を参照すると、時間情報はSFN(System Frame Number)、ハーフフレーム(Half frame)間隔、SSブロック時間インデックスを含む。各時間情報は、SFNのための10ビット、ハーフフレームのための1ビット、SSブロック時間インデックスのための6ビットで表現される。このとき、SFNのための10ビットのうち一部はPBCHコンテンツに含まれてもよい。また、NR−PBCH DMRSはSSブロックインデックスのための6ビットのうち3ビットを含むことができる。
図15に示された時間インデックス指示方法の実施例は、以下のようである。
− 方案1: S2 S1(PBCH scrambling)+S0 C0(PBCH contents)
− 方案2: S2 S1 S0(PBCH scrambling)+C0(PBCH contents)
− 方案3: S2 S1(PBCH scrambling)+S0 C0(PBCH DMRS)
− 方案4: S2 S1 S0(PBCH scrambling)+C0(PBCH DMRS)
NR−PBCH DMRSによってハーフフレーム指示子が伝達される場合、5msごとにPBCHデータを結合することで、更なる性能向上がもたらせる。よって、方案3及び4のように、ハーフフレーム指示子のための1ビットがNR−PBCH DMRSによって伝達されてもよい。
方案3及び4を比較すると、方案3は、ブラインドデコーディング回数を減らすことができるが、PBCH DMRS性能の損失をもたらす可能性がある。仮に、PBCH DMRSがS0、C0、B0、B1、B2を含む5ビットを良好な性能で伝達できる場合、方案3が時間指示方法として適切である。しかし、上述した5ビットをPBCH DMRSが良好な性能で伝達できない場合、方案4が時間指示方法として適切である。
上述のように、SFNの最上位7ビットはPBCHコンテンツに含ませて、最下位2ビット又は3ビットをPBCHスクランブリングによって伝達することができる。また、PBCH DMRSにSSブロックインデックスの最下位3ビットを含ませて、PBCHコンテンツにSSブロックインデックスの最上位3ビットを含ませることができる。
さらに、隣接セルのSSブロック時間インデックスを取得する方法が考えられるが、DMRSシーケンスによるデコーディングがPBCHコンテンツによるデコーディングよりも良好な性能を発揮するため、各5ms期間内でDMRSシーケンスを変更することで、SSブロックインデックスの3ビットを送信することができる。
一方、6GHz以下の周波数範囲では、SSブロック時間インデックスはもっぱら隣接セルのNR−PBCH DMRSのみを用いて送信することができるが、6GHz以上の周波数範囲では、64個のSSブロックインデックスをPBCH−DMRS及びPBCHコンテンツによって区分して指示するため、UEは隣接セルのPBCHをデコードする必要がある。
しかし、PBCH−DMRS及びPBCHコンテンツを共にデコードすることは、NR−PBCHデコーディングをさらに複雑にして、PBCH−DMRSのみを用いるよりPBCHのデコーディング性能を減少させる。よって、隣接セルのSSブロックを受信するためにPBCHをデコードすることが難しい可能性がある。
よって、隣接セルのPBCHをデコードする代わりに、隣接セルのSSブロックインデックスに関する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのSSブロックインデックスの最上位3ビットに関する設定を提供して、UEはPBCH−DMRSによって最下位3ビットを検出する。また、上述した最上位3ビットと最下位3ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのSSブロックインデックスを取得することができる。
10.測定結果評価
ここで、ペイロードサイズ、送信方式及びDMRSによる性能測定結果を説明する。このとき、NR−PBCH送信のために24個のRBを有する2個のOFDMシンボルが使用されると仮定する。また、SSバースト集合(すなわち、10、20、40、80ms)は複数の周期を有することができ、インコードされたビットが80ms内に送信されると仮定する。
(3)DMRS Density
低いSNR領域において、チャネル推定性能の向上は、復調性能向上ための重要な要素である。しかし、NR−PBCHのRS密度が増加する場合、チャネル推定性能は改善されるが、コーディング速度は減少する。よって、チャネル推定性能とチャネルコーディング利得を折衝するために、DMRS密度によってデコーディング性能を比較する。図16は、DMRS密度に対する例示である。
図16(a)は、シンボル当たり2REをDMRSのために使用して、図16(b)は、シンボル当たり4REを使用して、図16(c)は、シンボル当たり6REをDMRSのために使用する。また、本評価は、単一ポートベースの送信方式(すなわち、TD−PVS)が使用されることを仮定した。
図16は、単一アンテナポートベースの送信に対するDMRSパターンに対する実施例である。図16を参照すると、周波数領域におけるDMRS位置は、参照信号間の同じ距離を維持するものの、RS密度は変更する。また、図17では、DMRSの参照信号密度による性能結果をみせる。
図17のように、図16(b)のNR−PBCHデコーディング性能は、チャネル推定性能に優れているため、図16(a)の性能より優秀である。一方、図16(c)は、コーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得よりも大きいため、図16(b)よりも性能が良くない。上述のように、シンボル当たり4REのRS密度で設計するのが最も適切である。
(4)DMRS time position and CFO estimation
DMRSシーケンスの仮説の数、変調タイプ、シーケンス生成及びDMRS REマッピングによるSSブロックインデックスの検出性能を説明する。本測定結果では、24RBに2個のOFDMシンボルがNR−PBCH送信のために使用されたと仮定する。また、SSバーストセットの多重周期を考慮してもよく、この周期は、10ms、20ms又は40msであってもよい。
(5)DMRSシーケンス仮説の数
図18は、SSブロックインデックスによる測定結果を示す。ここで、24RB及び2個のOFDMシンボルにおいてDMRSのために144REが使用され、情報のために432REが使用された。また、DMRSシーケンスは長いシーケンス(例えば、長さ31のゴールドシーケンス)及びQPSKが使用されたと仮定する。
図18を参照すると、3〜5ビットの検出性能を2回蓄積して測定するとき、−6dBで1%のエラー率を示す。よって、3〜5ビットの情報は、検出性能の観点からDMRSシーケンスに対する仮説数として使用することができる。
(6)変調タイプ
図19〜図20は、BPSKとQPSKを比較した性能測定結果である。本実験において、DMRS仮説は3ビットであり、DMRSシーケンスは長いシーケンスをベースとして、干渉TRPの電力レベルはサービングTRPの電力レベルと同一である。
図19〜図20を参照すると、BPSKとQPSKの性能が類似していることが分かる。よって、ある変調タイプをDMRSシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点からは大した差がない。しかし、図21を参照すると、BPSKとQPSKを使用した場合、各コリレーション特性が異なることが分かる。
図21を参照すると、BPSKはQPSKよりコリレーション振幅が0.1以上の領域にさらに多く分布する。よって、多重セル環境を考慮すれば、DMRSの変調タイプでQPSKを使用することが好ましい。すなわち、コリレーション特定の側面からはQPSKがDMRSシーケンスに適宜な変調タイプである。
(7)PBCH DMRSのシーケンス生成
図22〜図23は、DMRSシーケンス生成による測定結果を示す。DMRSシーケンスは、多項式の次数30以上の長いシーケンス又は多項式の次数8以下の短いシーケンスをベースとして生成することができる。また、DMRSに対する仮説は3ビットであり、干渉TRPの電力レベルはサービングTRPと同一であると仮定する。
図22〜図23を参照すると、短いシーケンスベース生成の検出性能と、長いシーケンスベース生成の検出性能が類似していることが分かる。
具体的に、第1番目のM−sequenceに長さ7の多項式を導入して、シーケンスのコリレーション性能を高めようとしたが、既存の第1番目のM−sequenceである長さ31の多項式を使用する方式と差がない。また、第1番目のM−sequenceの初期値をSSBIDとしてシーケンスを生成したが、既存の第1番目のM−sequenceの初期値を固定して、第2番目のM−sequenceにSSBID−CellIDを使用する方式と差がない。
よって、LTEのように、Length−31 Gold sequenceを使用して、初期化は、既存のように、第1番目のM−sequenceの初期値を固定して、第2番目のM−sequenceにSSBID−CellIDを使用する。
(8)DMRS REマッピング
図24、図25及び図26は、等間隔REマッピング方法及び等間隔ではないREマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、DMRSに対する仮説は3ビットであり、DMRSシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉TRP電力レベルはサービングTRPと同一である。また、ただ1つの干渉源のみが存在する。
また、NR−SSSは144RE(すなわち、12RB)にマッピングされ、NR−PBCHは288RE(すなわち、24RB)にマッピングされる。一方、等間隔ではないマッピング方式の場合、PBCH復調のためにNR−SSSを使用して、PBCH DMRSがNR−SSS送信帯域幅内でマッピングされないと仮定する。また、残りのCFOが存在することを仮定する。
すなわち、上述した内容をまとめると、以下のようである。
(等間隔DMRSマッピング)PBCHシンボル当たり96RE、全192REが使用される。
(等間隔ではないDMRSマッピング)DMRSシーケンスはNR−SSS送信帯域幅の以外の副搬送波にマッピングされ、この場合、NR−SSSがPBCH復調に使用される。また、PBCHシンボル当たり48RE及びNR−SSSシンボルに対する128RE、全224REが使用される。
図25のように、CFOのない等間隔ではないマッピング方式は、チャネル推定のためにさらに多いREを含む等間隔マッピング方式よりも優れた性能を提供する。しかし、残りのCFOが10%存在する場合、等間隔ではないマッピング方式の性能は低下するが、等間隔マッピング方式は、CFOとは関係なく、類似する性能を提供する。等間隔ではないマッピング方式がチャネル推定のためのより多いREリソースを有するが、NR−SSSシンボルのチャネル推定の精度は、残りのCFOによって低下する。よって、残りのCFOがある場合、等間隔マッピング方式が等間隔ではないマッピング方式のチャネル推定性能よりも優れていることが分かる。
図26のように、可変REマッピングを使用する場合、干渉がランダムに分散する効果が得られる。よって、可変REマッピングの検出性能が固定REマッピング性能よりも優秀である。
図27は、RS電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、DMRSに対するRE送信電力は、PBCHデータに対するRE送信電力より約1.76dB(=10*log(1.334/0.889))高いと仮定する。可変REマッピングとDMRS電力ブーストを共に使用する場合、他のセルの干渉が減少する。図27のように、RS電力ブーストを適用した性能は、RSパワーブーストのない場合よりも2〜3dBの利得を有する。
一方、RS電力ブーストは、PBCHデータに対するRE送信電力を減少させる。よって、RS電力ブーストはPBCH性能に影響を与えることができる。図28〜図29は、RS電力ブーストのある場合とRS電力ブーストのない場合のPBCH性能を測定した結果である。ここで、SSバーストセットの周期は40msと仮定して、エンコードされたビットは80ms以内に送信されることを仮定する。
PBCHデータに対するREの送信電力が減少する場合、性能損失が発生する可能性がある。しかし、RS電力増加によってチャネル推定性能が向上するため、復調性能を向上させることができる。よって、図28〜図29のように、2つの場合の性能がほぼ同一である。よって、PBCHデータに対するREの送信電力損失の影響はチャネル推定性能の利得によって補完されることができる。
以下の表3は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。
(9)SSブロックインデックス指示
SSブロック時間インデックス指示の性能を比較するための評価結果を図30〜図33を参照して説明する。本評価のために、SSブロック時間インデックス指示のために、PBCH DMRSシーケンスによって指示する方法及びPBCHコンテンツによって指示する方法が考慮される。SSブロック時間インデックス及び5msスロット境界に対する指示は、全16つの状態、すなわち、4ビットであることを仮定する。この評価において、SSバーストセット内の単一SSブロックが送信され、PBCH TTI内において、時間ドメインプリコーダサイクリングが適用されると仮定する。また、PBCH DMRSには192個のREが使用され、CRCを含んで64ビットのMIBビットサイズが適用されると仮定する。
この評価に対する仮説の数は16である。これは、PBCH DMRSにおいてSSブロックインデックスのための8つの状態と5ms境界のための状態を表現するためには4ビットが必要からである。図30〜図31のように、PBCH DMRSを用いたSSブロック時間インデックスの検出性能は、2回累積したとき、SNR −6dBで0.2%を達成する。この評価から分かるように、SSブロックインデックス指示及び5ms境界指示にPBCH DMRSを使用することがより好ましい。
一方、図32〜図33のように、2回累積してデコードしても、PBCH FERはSNR −6dBで1%を達成することができない。よって、SSブロック時間インデックスがPBCHコンテンツでのみ定義される場合、SSブロック時間インデックスの検出性能が十分ではない可能性がある。
以下の表4は、上述したSSブロックインデックス指示のための評価を行うために仮定されたパラメータ値である。
11.下りリンク共通チャネル送信のためのBWP(Bandwidth part)
LTEの初期接続手順は、MIB(Master Information Block)によって構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、PSS/SSS/PBCHはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。また、共通検索空間は、システム帯域幅内で定義され、システム帯域幅内で割り当てられた共通検索空間のPDSCHによってシステム情報が伝達され、Msg1/2/3/4に対するRACH手順が動作する。
一方、NRシステムは、広帯域CC(Component Carrier)における動作を支援するが、UEが全ての広帯域CCにおいて必要な動作を行うための能力(Capability)を有するように具現することは、コスト面から非常に難しい問題である。よって、システム帯域幅において初期接続手順を円滑に行うように具現することは難しい。
この問題を解決するために、図34のように、NRは初期接続動作のためのBWPを定義することができる。NRシステムでは、各UEに対応するBWP内でSSブロック送信、システム情報伝達、ページング及びRACH手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも1つの下りリンクBWPは、少なくとも1つの主コンポーネント搬送波において共通検索空間を有する1つのCORESETを含むことができる。
よって、少なくともRMSI、OSI、ページング、RACHメッセージ2/4に関する下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するCORESETで送信され、下りリンク制御情報に関わる下りリンクデータチャネルは下りリンクBWP内に割り当てられる。また、UEは、このUEに対応するBWP内でSSブロックが送信されることを予想することができる。
すなわち、NRでは、少なくとも1つの下りリンクBWPが下りリンク共通チャネル送信のために使用されることができる。ここで、SSブロック、共通検索空間を有するCORSET及びRMSI、OSI、ページング、RACHメッセージ2/4などのためのPDSCHなどが下りリンク共通チャネルに含まれてもよい。ここで、RMSIは、SIB1(System Information Block 1)と解釈することができ、PBCH(Physical Broadcast Channel)によってMIB(Master System Information Block)受信後のUEが取得すべきシステム情報である。
(1)ニューマロロジー
NRでは、15、30、60及び120kHzの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。よって、下りリンク共通チャネルに対するBWP内のPDCCH及びPDSCHに対するニューマロロジーは、データ送信のために定義されたニューマロロジーの中から選択することができる。例えば、6GHz以下の周波数範囲に対しては、15kHz、30kHz及び60kHzの副搬送波間隔のうち1つ以上を選択することができ、6GHz〜52.6GHzの周波数範囲に対しては60kHz及び120kHzの副搬送波間隔のうち1つ以上を選択することができる。
しかし、6GHz以下の周波数範囲では、URLLCサービスのために、60kHzの副搬送波間隔が予め定義されているため、60kHzの副搬送波間隔は、6GHz以下の周波数範囲におけるPBCH送信に適していない。よって、6GHz以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル送信のために15kHz及び30kHzの副搬送波間隔を使用することができ、6GHz以上の周波数範囲では60kHz及び120kHzの副搬送波間隔を使用することができる。
一方、NRでは、SSブロック送信のために、15、30、120及び240kHzの副搬送波間隔を支援する。SSブロックと共通検索空間を有するCORESET及びRMSI、ページング、RARに対するPDSCHのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定することができる。よって、このような仮定を適用すると、PBCHコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がなくなる。
逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔の変更が必要となる場合がある。例えば、240kHzの副搬送波間隔が6GHz以上の周波数帯域においてSSブロック送信に適用される場合、下りリンク制御チャネル送信を含むデータ送信には240kHzの副搬送波間隔が使用されないため、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のためには 副搬送波間隔の変更が必要である。よって、下りリンクデータチャネル送信を含むデータ送信のために、副搬送波間隔の変更が可能である場合、PBCHコンテンツに含まれる1ビット指示子によってこれを指示することができる。例えば、搬送波周波数の範囲によって、1ビット指示子は{15kHz、30kHz}又は{60kHz、120kHz}と解釈することができる。また、表示された副搬送波間隔は、RBグリッドの参照ニューマロロジーとみなすことができる。上述では、PBCHコンテンツはPBCHに含まれて送信されるMIB(Master Information Block)を意味してもよい。
すなわち、周波数範囲が6Ghz以下である場合には、1ビット指示子によって、初期接続のためのRMSI、又は、OSI、ページング、Msg 2/4に対する副搬送波間隔が15kHz又は30kHzであることを指示することができ、周波数範囲が6Ghz以上である場合には、1ビット指示子によって、初期接続のためのRMSI、又は、OSI、ページング、Msg 2/4に対する副搬送波間隔が60kHz又は120kHzであることを指示することができる。
(2)下りリンク共通チャネル送信のためのBWPの帯域幅
NRシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するBWPの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。すなわち、BWPの帯域幅は、システム帯域幅より狭くてもよい。すなわち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、UEの最小帯域幅より広くてはいけない。
よって、下りリンク共通チャネル送信のためのBWPは、BWPの帯域幅がSSブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲において動作可能な全てのUEの特定の下りリンク帯域幅と等しいか、又は小さいように定義することができる。例えば、6GHz以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は5MHzと定義され、UEの最小帯域幅は20MHzと仮定することができる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、5MHz〜20MHzの範囲で定義されてもよい。すなわち、SSブロックは下りリンク共通チャネル帯域幅の一部に位置してもよい。
(3)帯域幅設定
図35は、帯域幅設定の例示を示す。
UEは、セルID検出及びPBCHデコーディングを含む所期同期化手順の間にSSブロックの帯域幅内で信号の検出を試みる。その後、UEは、PBCHコンテンツによってネットワークが指示する下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内において次の初期接続手順を続けて行うことができる。すなわち、UEは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でシステム情報を取得して、RACH手順を行うことができる。
一方、SSブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置のための指示子がPBCHコンテンツに定義されることができる。一方、上述のように、PBCHコンテンツはPBCHに含まれて送信されるMIB(Master Information Block)を意味してもよい。例えば、図35のように、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置として、SSブロックに対する帯域幅と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の間隔に対するオフセット情報で定義されることができる。
特に、図35を参照すると、オフセット値はRB単位で指示されてもよく、指示されたRB数だけのオフセット位置に下りリンク共通チャネルに対する帯域幅が位置することとUEが決定することができる。一方、NRシステムでは、SSブロック帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅のニューマロロジー、すなわち、副搬送波間隔を異ならせて設定してもよいが、このときには、SSブロック帯域幅の副搬送波間隔と、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅の副搬送波間隔のうちいずれか一方を基準として、RB単位で指示されるオフセットの絶対的な周波数間隔を算出することができる。
また、相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のSSブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でSSブロックを位置させる候補位置のうちいずれか1つであり得る。
また、NRシステムでは、下りリンク共通チャネルの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。また、帯域幅はシステム帯域幅より狭くてもよい。すなわち、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、UEの最小帯域幅よりは広くてはいけない。例えば、6GHz以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は5MHzと定義され、UEの最小帯域幅が20MHzと仮定される場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、5MHz〜20MHzの範囲で定義することができる。
例えば、SSブロックの帯域幅が5MHzであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が20MHzであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内においてSSブロックを探すための4個の候補位置を定義することができる。
12.CORESET設定
(1)CORESET情報とRMSIスケジューリング情報
RMSIに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがRMSIスケジューリング情報を含むCORESET情報をUEに送信することがより効率的である。すなわち、PBCHコンテンツにおいて、CORESET及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソースに関する情報を指示することができる。また、開始OFDMシンボル、持続時間及びOFDMシンボルの数のような時間リソースに関する情報は、ネットワークリソースを柔軟に利用するためにさらに設定されてもよい。
また、共通探索空間モニタリング周期、持続時間及びオフセットに関する情報もUE検出の複雑さを減少させるために、ネットワークからUEへ送信されてもよい。
一方、送信タイプ及びREGバンドリングサイズは、共通検索空間のCORESETによって固定されてもよい。ここで、送信タイプは、送信される信号がインタリーブされているか否かによって区分されてもよい。
(2)スロットに含まれたOFDMシンボルの数
スロットにおけるOFDMシンボル数又は6GHz以下の搬送波周波数の範囲に関連して、7OFDMシンボルスロット及び14OFDMシンボルスロットのような2つの候補を考慮する。仮に、NRシステムにおいて、6GHz以下の搬送波周波数の範囲のために2つタイプのスロットをいずれも支援することを決定する場合、共通検索空間を有するCORESETの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。
(3)PBCHコンテンツのビットサイズ
PBCHコンテンツにおいて、ニューマロロジー、帯域幅及びCORESET情報を表示するために、表5のように、約14ビットを指定することができる。
(4)測定結果
図36を参照して、ペイロードサイズ(すなわち、48、56、64及び72ビット)による性能結果を説明する。ここで、DMRSのために、384REs及び192REsが使用されると仮定する。また、SSバースト集合の周期は20msであり、符合化されたビットは80ms以内に送信されると仮定する。MIBペイロードサイズによるPBCHのデコーディング性能は、図36に示す。
同図より、ペイロードサイズが最大72ビットである場合、データに384個のRE及びDMRSに192個のREを使用してNR−PBCH(すなわち、−6dB SNRにおいて1%BLER)の性能要求事項を満たせることが分かる。
図37は、本発明の実施例を実行する送信装置10及び受信装置20の構成要素を示すブロック図である。
送信装置10及び受信装置20は、情報及び/又はデータ、信号、メッセージなどを運ぶ無線信号を送信又は受信できるRF(Radio Frequency)ユニット13,23と、無線通信システムにおける通信と関連した各種情報を記憶するメモリ12,22と、上記RFユニット13,23及びメモリ12,22などの構成要素と動作的に連結され、上記構成要素を制御して該当装置が前述した本発明の実施例の少なくとも1つを行うようにメモリ12,22及び/又はRFユニット13,23を制御するように構成された(configured)プロセッサ11,21をそれぞれ備える。
メモリ12,22は、プロセッサ11,21の処理及び制御のためのプログラムを記憶することができ、入/出力される情報を一時的に記憶することができる。メモリ12,22がバッファーとして活用されてもよい。
プロセッサ11,21は、通常、送信装置又は受信装置における各種モジュールの動作全般を制御する。特に、プロセッサ11,21は、本発明を実行するための各種制御機能を果たすことができる。プロセッサ11,21は、コントローラ(controller)、マイクロコントローラ(microcontroller)、マイクロプロセッサ(microprocessor)、マイクロコンピュータ(microcomputer)などと呼ぶことができる。プロセッサ11,21は、ハードウェア(hardware)、ファームウェア(firmware)、ソフトウェア、又はそれらの結合によって具現することができる。ハードウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明を実行するように構成されたASICs(application specific integrated circuits)、DSPs(digital signal processors)、DSPDs(digital signal processing devices)、PLDs(programmable logic devices)、又はFPGAs(field programmable gate arrays)などをプロセッサ11,21に備えることができる。一方、ファームウェアやソフトウェアを用いて本発明を具現する場合には、本発明の機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアを構成することができ、本発明を実行できるように構成されたファームウェア又はソフトウェアは、プロセッサ11,21内に設けられたりメモリ12,22に格納されてプロセッサ11,21によって駆動されるようにすることができる。
送信装置10におけるプロセッサ11は、プロセッサ11又はプロセッサ11に接続しているスケジューラからスケジュールされて外部に送信される信号及び/又はデータに対して所定の符号化(coding)及び変調(modulation)を行った後、RFユニット13に送信する。例えば、プロセッサ11は、送信しようとするデータ列を逆多重化、チャネル符号化、スクランブリング及び変調などを経てK個のレイヤに変換する。符号化されたデータ列はコードワードとも呼ばれ、MAC層が提供するデータブロックである送信ブロックと等価である。一送信ブロック(transport block、TB)は一コードワードに符号化され、各コードワードは一つ以上のレイヤの形態で受信装置に送信される。周波数アップ変換のために RFユニット13はオシレータ(oscillator)を含むことができる。RFユニット13はNt個(Ntは1以上の正の整数)の送信アンテナを含むことができる。
受信装置20の信号処理過程は、送信装置10の信号処理過程の逆となる。プロセッサ21の制御下に、受信装置20のRFユニット23は送信装置10から送信された無線信号を受信する。RFユニット23は、Nr個の受信アンテナを含むことができ、RFユニット23は受信アンテナから受信した信号のそれぞれを周波数ダウン変換して(frequency down−convert)基底帯域信号に復元する。RFユニット23は、周波数ダウン変換のためにオシレータを含むことができる。プロセッサ21は、受信アンテナから受信した無線信号に対する復号(decoding)及び復調(demodulation)を行い、送信装置10が本来送信しようとしたデータに復元することができる。
RFユニット13,23は、1つ以上のアンテナを具備する。アンテナは、プロセッサ11,21の制御下に、本発明の一実施例によって、RFユニット13,23によって処理された信号を外部に送信したり、外部から無線信号を受信してRFユニット13,23に伝達する機能を果たす。アンテナは、アンテナポートとも呼ばれる。各アンテナは、1つの物理アンテナに該当してもよく、1つよりも多い物理アンテナ要素(element)の組み合わせによって構成(configured)されてもよい。各アンテナから送信された信号は、受信装置20でそれ以上分解することができない。該当アンテナに対応して送信された参照信号(reference signal、RS)は、受信装置20の観点で見たアンテナを定義し、チャネルが1つの物理アンテナからの単一(single)無線チャネルか或いは上記アンテナを含む複数の物理アンテナ要素(element)からの合成(composite)チャネルかに関係なく、上記受信装置20にとって上記アンテナに対するチャネル推定を可能にする。即ち、アンテナは、上記アンテナ上のシンボルを伝達するチャネルが、上記同一アンテナ上の他のシンボルが伝達される上記チャネルから導出されうるように定義される。複数のアンテナを用いてデータを送受信する多重入出力(Multi−Input Multi−Output、MIMO)機能を支援するRFユニットの場合は、2個以上のアンテナと接続することができる。
本発明においてRFユニット13, 23は、受信ビームフォーミングと送信ビームフォーミングを支援することができる。例えば、本発明において、RFユニット13,23は、図5〜図8に例示された機能を行うように構成される。また、本発明においてRFユニット13, 23は、トランシーバー(Transceiver)とも称される。
本発明の実施例において、UEは上りリンクでは送信装置10として動作して、下りリンクでは受信装置20として動作する。本発明の実施例において、gNBは上りリンクでは受信装置20として動作して、下りリンクでは送信装置10として動作する。以下、UEに備えられたプロセッサ、RFユニット及びメモリはUEプロセッサ、UE RFユニット及びUEメモリとそれぞれ称されて、gNBに備えられたプロセッサ、RFユニット及びメモリはgNBプロセッサ、gNB RFユニット及びgNBメモリとそれぞれ称される。
本発明のgNBプロセッサは、PSS/SSS/PBCHで構成されたSSBをUEに送信するように制御する。このとき、PBCHによって伝達されるMIB(Master Information Block)を介して下りリンクBWPの位置情報及びBWPのサイズ情報を伝達して、この位置情報及びサイズ情報に基づいて設定される下りリンク帯域幅内で下りリンクチャネルを送信するように制御する。このとき、下りリンクBWPの位置情報は、下りリンクBWPとSSB帯域幅の相対値、すなわち、オフセット値で定められてもよく、サイズ情報は、RB値とシンボルの数で知らせてもよい。また、下りリンクBWPの帯域幅は、システム帯域幅より小さく設定されてもよく、5MHzから20MHzまでの範囲内で定義されてもよい。
本発明のUEプロセッサは、gNBからPSS/SSS/PBCHで構成されたSSBを受信するように制御して、PBCHのMIBから下りリンクBWPの位置情報及びサイズ情報を取得して、下りリンクBWP内で下りリンクチャネルを受信するように制御する。
このとき、下りリンクBWPの位置は、SSB帯域幅と下りリンクBWPの相対位置、すなわち、オフセット値で指示されてもよく、サイズ情報にはRB値とシンボル数が含まれてもよい。また、下りリンクBWPのサイズは、システム帯域幅より小さい5MHzから20MHzまでの値であってもよく、この帯域幅のサイズは、オフセット値によって指示されたRB数と下りリンクチャネルの副搬送波間隔によって決定されてもよい。
本発明のgNBプロセッサ又はUEプロセッサはアナログ又はハイブリッドビームフォーミングが使用される6GHz以上の高周波帯域において動作するセル上に本発明を適用するように構成されてもよい。
上述のような本発明の好適な実施例に関する詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供される。上述では、本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術分野における熟練した当業者には、添付する特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更できるということが理解できる。したがって、本発明は、ここに示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最広の範囲を与えるためのものである。