CN110476465B

CN110476465B - 接收同步信号的方法及其设备

Info

Publication number: CN110476465B
Application number: CN201880023476.3A
Authority: CN
Inventors: 高贤秀; 金沂濬; 尹硕铉; 金永燮; 金银善
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2017-05-05
Filing date: 2018-04-26
Publication date: 2022-12-09
Anticipated expiration: 2038-04-26
Also published as: BR112019018061B1; MX2019002589A; US20210092700A1; CN115811376A; RU2738925C1; EP3471469B1; EP3471469A1; EP4087163A1; CL2019000064A1; CA3031087C; US20190150110A1; PH12019500211A1; US10674463B2; CA3031087A1; CN110476465A; JP6842548B2; MY196368A; BR112019018061A2; ES2929062T3; KR20180135881A

Abstract

公开了一种终端在无线通信系统中接收同步信号的方法。具体地，该方法可以：接收包括同步信号块指示符的消息，该同步信号块指示符用于指示在通过将包括主同步信号、辅同步信号和物理广播信道信号的同步信号块的候选同步块位置分组为预定数量而获得的多个同步信号块组当中的、包括至少一个传输同步信号块的一个或更多个同步信号块组；以及基于该消息接收至少一个传输同步信号块。

Description

接收同步信号的方法及其设备

技术领域

本发明涉及一种接收同步信号的方法及其设备，并且更具体地，涉及一种指示根据子载波间隔确定的同步信号候选当中的实际发送的同步信号的索引的方法、基于索引接收同步信号的方法、及其设备。

背景技术

随着越来越多的通信装置需要更大的通信业务，正在显现与传统LTE系统相比增强的与移动宽带通信相对应的下一代5G系统的必要性。在下一代5G系统中，场景可以分为增强型移动宽带(eMBB)、超可靠低时延通信(URLLC)、大规模机器类型通信(mMTC)等。

eMBB对应于具有诸如高频谱效率、高用户体验的数据速率、高峰值数据速率等特性的下一代移动通信场景，URLLC对应于具有诸如超可靠、超低时延、超高可用性等的特性的下一代移动通信场景(例如，V2X、紧急服务、远程控制)，而mMTC 对应于具有诸如低成本、低能量、短数据分组和大规模连接性等的特性的下一代移动通信场景(例如，IoT)。

发明内容

技术任务

本发明的一个目的是提供一种接收同步信号的方法及其设备。

可从本发明中获得技术任务不受上面提到的技术任务的限制。此外，本发明所属技术领域的普通技术人员可从以下描述中清楚地获知其它未提及的技术任务。

技术方案

为了实现这些优点和其它优点并且根据本发明的目的，如所实施和广泛描述的，根据一个实施方式，接收由用户设备(UE)在无线通信系统中接收的同步信号的方法包括以下步骤：接收包括同步信号块组指示符的消息，该同步信号块组指示符指示在将同步信号块的规定数量的候选同步信号块位置分组的多个同步信号块组当中的包括至少一个传输同步信号块的一个或更多个同步信号块组，同步信号块包括主同步信号、辅同步信号和物理广播信道信号，并基于消息来接收至少一个传输同步信号块。

具体地，该消息还可以包括第一同步信号块指示符，其指示包括在一个或更多个同步信号块组中的至少一个传输同步信号块。

当UE在超过特定值的频带上操作时，可以接收消息。

如果UE在等于或小于特定值的频带上操作，则使用每个比特对应于候选同步信号块位置的位图来在等于或小于特定值的频带上接收指示发送传输同步信号块的位置的第二同步信号块指示符，并且可以基于第二同步信号块指示符接收同步信号块。

同步信号块组指示符可以使用位图指示一个或更多个同步信号块组。

第一同步信号块指示符可以对应于关于一个或更多个同步信号块组中包括的至少一个传输同步信号块的数量的信息。

第一同步信号块指示符可以指示一个或更多个同步信号块组内的至少一个传输同步信号块的位置。

如果接收到至少一个传输同步信号块，则可以在与至少一个传输同步信号块相对应的资源中不接收除了至少一个传输同步信号块之外的信号。

还使用每个比特对应于候选同步信号块位置的位图来接收指示发送至少一个传输同步信号块的位置的第二同步信号块指示符。如果第一同步信号块组指示符与第二同步信号块指示符的信息冲突，则可以基于第二同步信号块指示符接收至少一个传输同步信号块。

将能够由第一同步信号块组指示符指示的同步信号块组的数量乘以能够由第一同步信号块指示符指示的传输同步信号块的数量而得到的值对应于能够由第二同步信号块指示符指示的传输同步信号块的数量。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，根据不同的实施方式，在无线通信系统中接收同步信号的用户设备(UE)包括被配置为与基站收发无线电信号的RF模块，以及被配置为以与RF模块连接的方式接收包括同步信号块组指示符的消息的处理器，同步信号块组指示符指示在将同步信号块的规定数量的候选同步信号块位置分组的多个同步信号块组当中的包括至少一个传输同步信号块的一个或更多个同步信号块组，同步信号块包括主同步信号、辅同步信号和物理广播信道信号，该处理器被配置为基于该消息来接收至少一个传输同步信号块。

当UE在超过特定值的频带上操作时，可以接收消息。

如果UE在等于或小于特定值的频带上操作，则处理器被配置为使用每个比特对应于候选同步信号块位置的位图来在等于或小于特定值的频带上接收指示发送传输同步信号块的位置的第二同步信号块指示符，并且基于第二同步信号块指示符接收同步信号块。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，根据另一不同实施方式，一种测量频率的方法(其由无线通信系统中的用户设备(UE)测量)包括接收同步信号块指示符，该同步信号块指示符指示在包括主同步信号、辅同步信号和物理广播信道信号的同步信号块的候选同步信号块位置当中的包括传输同步信号块的至少一个候选同步信号块，并使用与至少一个候选同步信号块对应的传输同步信号块执行与发送传输同步信号块的频率相关的测量。

同步信号块指示符可以使用位图指示至少一个候选同步信号块。

为了进一步实现这些和其它优点并且根据本发明的目的，根据另一不同的实施方式，在无线通信系统中测量频率的用户设备(UE)包括被配置为以与RF模块连接的方式与基站收发无线电信号的RF模块，以及处理器，其被配置为接收同步信号块指示符，该同步信号块指示符指示在包括主同步信号、辅同步信号和物理广播信道信号的同步信号块的候选同步信号块位置当中的包括传输同步信号块的至少一个候选同步信号块，处理器被配置为使用与至少一个候选同步信号块对应的传输同步信号块执行与发送传输同步信号块的频率相关的测量。

有益效果

根据本发明，尽管同步信号候选的数量等于或大于规定数量，但是能够使用少量比特来指示所发送的同步信号的索引，由此减少信令开销。

本领域技术人员将认识到，可以利用本发明实现的效果不限于上文具体描述的内容，并且从以下结合附图的详细描述中将更清楚地理解本发明的其它优点。

附图说明

图1是基于3GPP无线电接入网络标准的用户设备和E-UTRAN之间的无线电接口协议的控制平面和用户平面的结构的图；

图2是用于说明用于3GPP系统的物理信道和使用物理信道的一般信号传输方法的图；

图3是LTE系统中的无线电帧的结构的图；

图4是例示用于在LTE系统中发送SS(同步信号)的无线电帧结构的图；

图5例示了LTE系统中的下行链路无线电帧的结构；

图6例示了LTE系统中的上行链路子帧的结构；

图7例示了TXRU和天线元件之间的连接方案的示例；

图8例示了自包含子帧结构的示例；

图9是用于说明将同步信号序列映射到资源元素的实施方式的图；

图10是用于说明生成主同步信号序列的实施方式的图；

图11至图13是用于说明根据本发明的实施方式的当发送同步信号时的检测性能和PAPR(峰值平均功率比)性能的测量结果的图；

图14至图15是用于说明在同步信号内复用PSS/SSS/PBCH的实施方式的图；

图16至图22是用于说明配置同步信号突发和同步信号突发集的方法的图；

图23至图25是用于说明对同步信号进行索引的方法和指示索引的方法的图；

图26至图42是根据本发明的实施方式的性能的测量结果的图；

图43至图44是用于说明为同步信号和下行链路公共信道配置带宽的实施方式的图；

图45是根据本公开的实施方式的通信设备的框图。

具体实施方式

利用参考附图描述的本公开的实施方式，将容易地理解本公开的配置、操作和其它特征。本文阐述的本公开的实施方式是将本公开的技术特征应用于第三代合作伙伴计划(3GPP)系统的示例。

虽然在长期演进(LTE)和高级LTE(LTE-A)系统的上下文中描述了本公开的实施方式，但是它们仅仅是示例性的。因此，只要上述定义对通信系统有效，本公开的实施方式可应用于任何其它通信系统。

术语“基站(BS)”可用于覆盖包括远程无线电头端(RRH)、演进型节点B(eNB 或eNode B)、接收点(RP)、中继等的术语的含义。

图1例示了用户设备(UE)和演进型UMTS陆地无线电接入网络(E-UTRAN) 之间的、符合3GPP无线接入网络标准的无线电接口协议架构中的控制平面和用户平面协议栈。控制平面是UE和E-UTRAN发送控制消息以管理呼叫的路径，并且用户平面是发送从应用层生成的数据(例如，语音数据或互联网分组数据)的路径。

层1(L1)处的物理(PHY)层向其较高层(介质访问控制(MAC)层)提供信息传送服务。PHY层经由传输信道连接到MAC层。传输信道在MAC层和PHY 层之间递送数据。在发送器和接收器的PHY层之间的物理信道上传输数据。物理信道使用时间和频率作为无线电资源。具体地，物理信道针对下行链路(DL)以正交频分多址(OFDMA)进行调制，并且针对上行链路(UL)以单载波频分多址 (SC-FDMA)进行调制。

层2(L2)处的MAC层经由逻辑信道向其较高层(无线电链路控制(RLC)层) 提供服务。L2处的RLC层支持可靠的数据传输。可以在MAC层的功能块中实现RLC 功能。L2处的分组数据汇聚协议(PDCP)层执行报头压缩以减少不必要的控制信息的量，因而经由具有窄带宽的空中接口来高效地发送诸如IP版本4(IPv4)或IP版本6(IPv6)分组之类的互联网协议(IP)分组。

在层3(或L3)的最低部分处的无线电资源控制(RRC)层仅在控制平面上定义。 RRC层控制与无线电承载的配置、重新配置和释放相关的逻辑信道、传输信道和物理信道。无线电承载是指在L2处为UE与E-UTRAN之间的数据传输所提供的服务。为此目的，UE的RRC层和E-UTRAN彼此交换RRC消息。如果在UE和E-UTRAN 之间建立RRC连接，则UE处于RRC连接模式，否则，UE处于RRC空闲模式。RRC 层之上的非接入层(NAS)层执行包括会话管理和移动性管理的功能。

用于将数据从E-UTRAN递送到UE的DL传输信道包括载送系统信息的广播信道(BCH)、载送寻呼消息的寻呼信道(PCH)、以及载送用户业务或控制消息的共享信道(SCH)。可以在DL SCH或分离地定义的DL多播信道(MCH)上发送DL多播业务或控制消息或者DL广播业务或控制消息。用于将数据从UE递送到E-UTRAN 的UL传输信道包括载送初始控制消息的随机接入信道(RACH)和载送用户业务或控制消息的UL SCH。在传输信道上方定义并映射到传输信道的逻辑信道包括广播控制信道(BCCH)、寻呼控制信道(PCCH)、公共控制信道(CCCH)、多播控制信道 (MCCH)、多播业务频道(MTCH)等。

图2例示了物理信道和用于在3GPP系统中的物理信道上发送信号的一般方法。

当UE上电或进入新小区时，UE执行初始小区搜索(S201)。初始小区搜索涉及获取与eNB的同步。具体地，UE通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)来将其定时同步至eNB并获取小区标识符(ID)和其它信息。然后， UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)来获取在小区中广播的信息。在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DL RS)来监视DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并基于PDCCH中包括的信息接收物理下行链路共享信道(PDSCH)来获取详细的系统信息(S202)。

如果UE初始地接入eNB或者没有用于到eNB的信号传输的无线电资源，则UE 可以与eNB执行随机接入过程(S203至S206)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送预定序列作为前导码(S203和S205)，并且可以在 PDCCH和与PDCCH相关联的PDSCH上接收对前导码的响应消息(S204和S206)。在基于竞争的RACH的情况下，UE可以附加地执行竞争解决过程。

在上述过程之后，UE可以接收PDCCH和/或PDSCH(S207)，并且向eNB发送物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH)(S208)，这是一般的DL和UL信号传输过程。具体地，UE在PDCCH上接收下行链路控制信息(DCI)。这里，DCI包括诸如用于UE的资源分配信息之类的控制信息。根据DCI 的不同用法来定义不同的DCI格式。

UE在UL上向eNB发送的或在DL上从eNB接收的控制信息包括DL/UL确认/ 否定确认(ACK/NACK)信号、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等。在3GPPLTE系统中，UE可以在PUSCH和/或PUCCH上发送诸如CQI、PMI、RI等的控制信息。

图3例示了LTE系统中使用的无线电帧的结构。

参照图3，无线电帧为10ms(327200xTs)长并且被分成10个相等大小的子帧。每个子帧为1ms长，并进一步分成两个时隙。每个时隙为0.5ms(15360xTs)长。在本文中，Ts表示采样时间并且Ts＝1/(15kHzx2048)＝3.2552x10-8(约33ns)。时隙包括频域中的多个资源块(RB)和时域中的多个正交频分复用(OFDM)符号或 SC-FDMA符号。在LTE系统中，一个RB包括12个子载波乘以7(或6)个OFDM 符号。传输数据的单位时间被定义为传输时间间隔(TTI)。可以以一个或更多个子帧为单位来定义TTI。上述无线电帧结构仅仅是示例性的，因而无线电帧中的子帧的数量、子帧中的时隙的数量或时隙中的OFDM符号的数量可以变化。

图4是例示用于在LTE系统中发送SS(同步信号)的无线电帧结构的图。特别地，图3例示了用于在FDD(频分双工)中发送同步信号和PBCH的无线电帧结构。

图4(a)示出了在由正常CP(循环前缀)配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置，图4(b)示出了在由扩展CP配置的无线电帧中发送SS和PBCH的位置。..

将参照图4更详细地描述SS。SS被分类为PSS(主同步信号)和SSS(辅同步信号)。PSS用于获取诸如OFDM符号同步、时隙同步等的时域同步和/或频域同步。此外，SSS用于获取小区的CP配置(即，指示是使用正常CP还是扩展CP的信息)、帧同步、和/或小区组ID。参照图4，通过每个无线电帧中的两个OFDM符号发送PSS 和SSS。具体地，考虑到GSM(全球移动通信系统)帧长度为4.6ms以便于无线电接入技术间(RAT间)测量，在子帧0和子帧5的每一个中的第一时隙中发送SS。特别地，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一者中的最后OFDM符号中发送PSS。此外，在子帧0的第一时隙和子帧5的第一时隙中的每一者中的倒数第二个OFDM符号中发送SSS。可以通过SSS检测对应的无线电帧的边界。在对应的时隙的最后OFDM符号中发送PSS，并且在紧接发送PSS的OFDM符号之前的OFDM 符号中发送SSS。根据针对SS的传输分集方案，仅使用单个天线端口。然而，SS标准的传输分集方案在当前标准中没有单独定义。

通过检测PSS，UE可以知道对应的子帧是子帧0和子帧5之一，因为PSS每5ms 发送一次，但UE不能知道子帧是子帧0还是子帧5。因此，在仅使用PSS时，UE 无法识别无线电帧的边界。也就是说，不能仅从PSS获得帧同步。UE以检测在一个无线电帧中发送两次具有不同序列的SSS的方式来检测无线电帧的边界。

通过使用PSS/SSS执行小区搜索过程来解调DL信号并且确定了在准确时间执行UL信号传输所需的时间和频率参数，UE仅在从eNB获得UE的系统配置所必需的系统信息之后才可与eNB通信。

系统信息被配置有主信息块(MIB)和系统信息块(SIB)。每个SIB包括一组功能相关的参数，并根据所包括的参数而被分类为MIB、SIB类型1(SIB1)、SIB类型 2(SIB2)和SIB3至SIB8。

MIB包括最频繁发送的参数，这些参数对于UE初始接入由eNB服务的网络是必不可少的。UE可以通过广播信道(例如，PBCH)接收MIB。MIB包括下行链路系统带宽(DL BW)、PHICH配置和系统帧号(SFN)。因此，UE可以通过接收PBCH 显式地知道关于DL BW、SFN和PHICH配置的信息。另一方面，UE可以隐式地知道关于eNB的传输天线端口的数量的信息。通过将与传输天线的数量相对应的序列掩蔽(例如，XOR操作)到用于检测PBCH的错误的16比特CRC(循环冗余校验) 来隐式地发信号通知eNB的传输天线的数量的信息。

SIB1不仅包括关于其它SIB的时域调度的信息，还包括确定特定小区是否适合于小区选择所必需的参数。UE经由广播信令或专用信令接收SIB1。

可以通过由PBCH承载的MIB获得DL载波频率和对应的系统带宽。可以通过与DL信号对应的系统信息获得UL载波频率和对应的系统带宽。在接收到MIB之后，如果没有在对应的小区中存储的有效系统信息，则UE将包括在MIB中的DL BW的值应用于UL带宽，直到接收到系统信息块类型2(SystemInformationBlockType2， SIB2)。例如，如果UE获得SIB2，则UE能够通过包括在SIB2中的UL载波频率和 UL带宽信息来识别能够用于UL传输的整个UL系统带宽。

在频域中，发送PSS/SSS和PBCH，而不管总共6个RB(即，相对于对应的OFDM 符号内的DC子载波左侧的3个RB和右侧的3个RB)中的实际系统带宽。换句话说，PSS/SSS和PBCH仅在72个子载波中发送。因此，UE被配置为检测或解码SS 和PBCH，而不管为UE配置的下行链路传输带宽。

在完成初始小区搜索之后，UE可以执行随机接入过程以完成接入eNB。为此， UE经由PRACH(物理随机接入信道)发送前导码，并且可以响应于前导码经由 PDCCH和PDSCH接收响应消息。在基于竞争的随机接入的情况下，它可以发送附加PRACH并执行竞争解决过程，诸如PDCCH和与PDCCH相对应的PDSCH。

在执行了上述过程之后，UE可以执行作为一般UL/DL信号传输过程的PDCCH/PDSCH接收和PUSCH/PUCCH发送。

随机接入过程也称为随机接入信道(RACH)过程。随机接入过程用于各种用途，包括初始接入、UL同步调整、资源分配、切换等。随机接入过程被分类为基于竞争的过程和专用(即，基于非竞争的)过程。通常，基于竞争的随机接入过程用于执行初始接入。另一方面，专用随机接入过程被限制性地用于执行切换等。当执行基于竞争的随机接入过程时，UE随机选择RACH前导码序列。因而，多个UE可以同时发送相同的RACH前导码序列。结果，此后需要竞争解决过程。相反，当执行专用随机接入过程时，UE使用由eNB专门分配给UE的RACH前导码序列。因此，UE可以在不与不同UE冲突的情况下执行随机接入过程。

基于竞争的随机接入过程包括以下描述的4个步骤。经由4个步骤发送的消息在本发明中可以分别称为消息(Msg)1到4。

-步骤1：RACH前导码(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH(eNB到UE))

-步骤3：层2/层3消息(经由PUSCH)(UE到eNB)

-步骤4：竞争解决消息(eNB到UE)

另一方面，专用随机接入过程包括以下描述的3个步骤。经由3个步骤发送的消息在本发明中可以分别称为消息(Msg)0到2。也可以执行与RAR相对应的上行链路传输(即，步骤3)作为随机接入过程的一部分。可以使用PDCCH(下文中，PDCCH 命令)来触发专用随机接入过程，该PDCCH用于eNB以指示RACH前导码的传输。

-步骤0：经由专用信令(eNB到UE)的RACH前导码指派

-步骤1：RACH前导码(经由PRACH)(UE到eNB)

-步骤2：随机接入响应(RAR)(经由PDCCH和PDSCH)(eNB到UE)

在发送RACH前导码之后，UE尝试在预先配置的时间窗口中接收随机接入响应(RAR)。具体地，UE尝试在时间窗口中检测具有RA-RNTI(随机接入RNTI)的 PDCCH(下文中，RA-RNTI PDCCH)(例如，在PDCCH中用RA-RNTI掩蔽的CRC)。如果检测到RA-RNTI PDCCH，则UE检查在与RA-RNTI PDCCH对应的PDSCH中是否存在针对UE的RAR。RAR包括指示用于UL同步的定时偏移信息的定时提前 (TA)信息、UL资源分配信息(UL授权(grant)信息)、临时UE标识符(例如，临时小区-RNTI、TC-RNTI)等。UE可以根据包括在RAR中的资源分配信息和TA 值来执行UL传输(例如，消息3)。HARQ应用于与RAR相对应的UL传输。具体地，UE可以在发送消息3之后接收与消息3相对应的接收响应信息(例如，PHICH)。

随机接入前导码(即，RACH前导码)由长度为TCP的循环前缀和长度为TSEQ 的序列部分组成。TCP和TSEQ取决于帧结构和随机接入配置。前导码格式由更高层控制。在UL子帧中发送RACH前导码。随机接入前导码的传输限于特定时间资源和频率资源。资源称为PRACH资源。为了在无线电帧中将索引0匹配到较低数量的子帧和PRB，在频域和无线电帧中的子帧数中以PRB的升序对PRACH资源进行编号。根据PRACH配置索引定义随机接入资源(参考3GPP TS 36.211标准文档)。RACH 配置索引由(由eNB发送的)更高层信号提供。

在LTE/LTE-A系统中，对于前导码格式0到3和前导码格式4，的子载波间隔分别通过1.25kHz和7.5kHz来调整随机接入前导码(即，RACH前导码)(参考3GPP TS 36.211)。

图5例示了包括在DL无线电帧中的子帧的控制区域中的示例性控制信道。

参照图5，子帧包括14个OFDM符号。根据子帧配置，子帧的前一个至三个OFDM 符号用于控制区域，并且其它13到11个OFDM符号用于数据区域。在图5中，参考字符R1至R4标示用于天线0至天线3的RS或导频信号。RS在子帧中以预定图案式分配，而与控制区域和数据区域无关。控制信道被分配给控制区域中的非RS资源，并且业务信道也被分配给数据区域中的非RS资源。分配给控制区域的控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合ARQ指示符信道(PHICH)、物理下行链路控制信道(PDCCH)等。

PCFICH是承载关于每个子帧中用于PDCCH的OFDM符号的数量的信息的物理控制格式指示符信道。PCFICH位于子帧的第一OFDM符号中，并且配置有高于 PHICH和PDCCH的优先级。PCFICH包括4个资源元素组(REG)，每个REG基于小区标识(ID)被分发到控制区域。一个REG包括4个资源元素(RE)。RE是由一个子载波与一个OFDM符号定义的最小物理资源。根据带宽将PCFICH设置为1到 3或2到4。PCFICH以正交相移键控(QPSK)进行调制。

PHICH是承载用于UL传输的HARQ ACK/NACK的物理混合自动重复和请求 (HARQ)指示符信道。也就是说，PHICH是递送用于UL HARQ的DL ACK/NACK 信息的信道。PHICH包括一个REG并且被小区特定地进行加扰。ACK/NACK在一比特中进行指示并以二进制相移键控(BPSK)进行调制。经调制的ACK/NACK以2 或4的扩频因子(SF)进行扩频。映射到相同资源的多个PHICH形成PHICH组。根据扩频码的数量确定复用到PHICH组中的PHICH的数量。PHICH(组)重复三次以获得频域和/或时域中的分集增益。

PDCCH是分配给子帧的前n个OFDM符号的物理DL控制信道。在本文中，n 是由PCFICH指示的1或更大的整数。PDCCH占用一个或更多个CCE。PDCCH将关于传输信道、PCH和DL-SCH的资源分配信息，UL调度授权(grant)和HARQ 信息载送至每个UE或UE组。PCH和DL-SCH在PDSCH上发送。因此，除了特定控制信息或特定服务数据之外，eNB和UE通常在PDSCH上发送和接收数据。

在PDCCH上递送指示一个或更多个UE接收PDSCH数据的信息以及指示UE 应该如何接收和解码PDSCH数据的信息。例如，假定特定PDCCH的循环冗余校验 (CRC)被无线电网络临时标识(RNTI)“A”掩蔽并且关于基于传输格式信息“C”(例如，传输块大小、调制方案、编码信息等)在无线电资源(例如，在频率位置) “B”中发送的数据的信息在特定子帧中被发送，则小区内的UE在搜索空间中使用其RNTI信息对PDCCH进行监视(即，盲解码)。如果一个或更多个UE具有RNTI “A”，则这些UE接收PDCCH并基于所接收的PDCCH的信息接收由“B”和“C”指示的PDSCH。

图6例示了LTE系统中的UL子帧的结构。

参照图6，UL子帧可以被划分为控制区域和数据区域。包括上行链路控制信息(UCI)的物理上行链路控制信道(PUCCH)被分配给控制区域，并且包括用户数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配给数据区域。子帧的中间被分配给PUSCH，而数据区域在频域中的两侧被分配给PUCCH。在PUCCH上发送的控制信息可以包括HARQ ACK/NACK、表示下行链路信道状态的CQI、用于多输入多输出(MIMO) 的RI、请求UL资源分配的调度请求(SR)。一个UE的PUCCH占用子帧的每个时隙中的一个RB。也就是说，分配给PUCCH的两个RB在子帧的时隙边界上跳频。具体地，将具有m＝0、m＝1和m＝2的PUCCH分配给图6中的子帧。

在下文中，将在下面描述信道状态信息(CSI)报告。在当前的LTE标准中，存在两种MIMO传输方案，即未利用信道信息操作的开环MIMO和利用信道信息操作的闭环MIMO。具体在闭环MIMO中，eNB和UE中的每一者可以基于CSI执行波束成形以获得MIMO天线的复用增益。为了从UE获取CSI，eNB可以通过向UE分配PUCCH(物理上行链路控制信道)或PUSCH(物理上行链路共享信道)来命令 UE在下行链路信号上反馈CSI。

CSI主要分为三种信息类型：RI(秩指示符)、PMI(预编码矩阵)和CQI(信道质量指示)。首先，如上所述，RI指示信道的秩信息，并且意味着UE可以通过相同的时频资源接收的流的数量。此外，由于RI是通过信道的长期衰落来确定的，因此与PMI值和CQI值相比，可以在更长的时段中向eNB反馈RI。

第二，PMI是通过反映信道的空间特性而获得的值，并且指示由UE基于诸如信号与干扰加噪声比(SINR)之类的度量而优选的eNB的预编码矩阵索引。最后，CQI 是指示信道强度的值，并且通常表示当使用PMI时可以由eNB获得的接收SINR。

在3GPP LTE-A系统中，eNB可以为UE配置多个CSI过程，并且可以针对每个 CSI过程报告CSI。在这种情况下，CSI过程包括用于指定信号质量的CSI-RS资源和 CSI-IM(干扰测量)资源，即，用于干扰测量的IMR(干扰测量资源)。

由于波长在毫米波(mmW)领域中变短，所以可以在同一区域中安装多个天线元件。更详细地，在30GHz的频带中波长为1cm，并且2D阵列的总共64(8×8) 个天线元件可以以0.5λ(波长)的间隔安装在4×4cm的面板中。因此，mmW领域的最近趋势尝试通过使用多个天线元件增强BF(波束成形)增益来增加覆盖或吞吐量。

在这种情况下，如果提供收发器单元(TXRU)来控制每个天线元件的发送功率和相位，则可以对每个频率资源执行独立的波束成形。然而，当为所有100个天线元件提供TXRU时，考虑到成本，有效性会劣化。因此，考虑一种方案，其中多个天线元件被映射到一个TXRU，并且波束方向由模拟移相器控制。由于此模拟波束成形方案可以在全频带中产生仅一个波束方向，因此出现频率选择性波束成形不可用的问题。

作为数字BF和模拟BF的中间类型，可以考虑具有小于Q个天线元件的B个 TXRU的混合BF。在这种情况下，尽管取决于B个TXRU和Q个天线元件的连接方案而有所不同，但是使得能够进行同时传输的波束方向的数量被限制为B或更小。

图7例示了TXRU和天线元件之间的连接方案的示例。

图7的(a)例示了TXRU连接到子阵列。在这种情况下，天线元件仅连接到一个TXRU。与图7的(a)不同，图6的(b)例示了TXRU连接到所有天线元件。在这种情况下，天线元件连接到所有TXRU。在图6中，W表示与模拟移相器相乘的相位矢量。也就是说，模拟波束成形的方向由W确定。在这种情况下，CSI-RS天线端口和TXRU之间的映射可以是1对1或者1对多。

随着更多的通信装置需要更大的通信容量，已经发出了比常规RAT(无线电接入技术)更先进的移动宽带通信的需求。此外，通过连接多个装置和事物来在任何地点和任何时间提供各种服务的大规模MTC(机器类型通信)技术是将在下一代通信中考虑的主要事项之一。另外，已经讨论了考虑易受可靠性和时延影响的服务/UE的通信系统设计。考虑到这种状态，已经讨论了下一代RAT的引入，并且下一代RAT 在本发明中将被称为NewRAT(新RAT)。

在第五代NewRAT中考虑图8中所示的自包含子帧结构，以最小化TDD系统中的数据传输时延。图8例示了自包含子帧结构的示例。

在图8中，斜线区域指示下行链路控制区域，并且黑色区域指示上行链路控制区域。没有标记的区域可以用于下行链路数据传输或上行链路数据传输。在此结构中，在一个子帧内依次执行下行链路传输和上行链路传输，从而可以在子帧内发送下行链路数据并且可以在子帧内接收上行链路ACK/NACK。结果，当在数据传输中发生错误时，可以减少数据重传所需的时间，从而可以最小化最终数据传送的时延。

在此自包含子帧结构中，基站和UE需要用于从发送模式切换到接收模式或反之亦然的时间间隙。为此，自包含子帧结构中的、在下行链路切换到上行链路时的一些 OFDM符号(OS)被设置为保护时段。

可以在基于NewRAT操作的系统中配置的自包含子帧类型的示例可以考虑如下四种子帧类型。

-下行链路控制时段+下行链路数据时段+GP+上行链路控制时段

-下行链路控制时段+下行链路数据时段

-下行链路控制时段+GP+上行链路数据时段+上行链路控制时段

-下行链路控制时段+GP+上行链路数据时段

在下文中，根据本发明的实施方式描述了生成同步信号的方法和指示同步信号索引的方法。

1.参数集合和基本子载波间隔

可以根据以下内容来定义用于SS块的参数集合。

-子载波间隔(带宽)

15kHz(高达5MHz)、30kHz(高达10MHz)、120kHz(高达40MHz)、240kHz (高达80MHz)

由于分配了24个RB来发送PBCH，因此对于15kHz的子载波，必须有4.32MHz 的传输带宽，而对于120kHz的子载波，必须有34.56MHz的传输带宽。此外，在高达6GHz的频率范围内，NR的最小可用载波带宽由5MHz确定。在从6GHz变化到52.6GHz的频率范围内，NR的最小可用载波带宽由50MHz确定。

具体地，如在前面的描述中所提到的，在6GHz以下的频率范围中，15kHz的子载波间隔被确定为默认参数集。在6GHz以上的频率范围内，可以将120kHz的子载波间隔确定为默认参数集。更具体地，在从6GHz变化到52.6GHz的频率范围中， 120kHz的子载波间隔可以被确定为默认参数集。然而，精确地接近6GHz中基于 PSS/SSS的15kHz子载波的检测性能是必要的。

此外，可以考虑引入更宽的子载波间隔(例如，30kHz或240kHz子载波间隔) 来发送NR-SS的可能性。

2.传输带宽和NR-SS序列RE映射

参照图9，类似于LTE中映射到RE的PSS/SSS序列的映射方法，NR-SS序列可以被映射到位于传输带宽的中心的RE。位于传输带宽边缘的部分RE可以被保留作为保护子载波。例如，当12个RB用于发送NR-SS时，127个RE用于NR-SS序列并且17个RE被保留。在这种情况下，NR-SS序列的第64个元素可以被映射到位于发送NR-SS的带宽的中心处的子载波。

此外，当NR-SS序列被映射到RE时，在15kHz子载波的情况下，可以假设使用2.16MHz的传输带宽来发送NR-SS。如果子载波间隔以整数倍增加，则NR-SS带宽也相同地增加整数倍。

具体地，可以根据子载波间隔来如下定义用于发送NR-SS的带宽。

-如果子载波间隔对应于15kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于2.16MHz。

-如果子载波间隔对应于30kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于4.32MHz。

-如果子载波间隔对应于120kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于 17.28MHz。

-如果子载波间隔对应于240kHz，则用于发送NR-SS的带宽可以对应于 34.56MHz。

3.NR-PSS序列设计

在NR系统中，为了对1000个小区ID进行分类，NR-PSS序列的数量由3定义，并且与每个NR-PSS对应的NR-SSS的假设的数量由334定义。

当设计NR-PSS时，需要考虑定时模糊性、PAPR、检测复杂性等。为了解决定时模糊性，可能能够使用频域的M序列来生成NR-PSS序列。然而，如果使用M序列生成NR-PSS序列，则其可具有相对高的PAPR特性。因而，当设计NR-PSS时，有必要研究具有低PAPR特性的频域M序列。

此外，可以将经修改的ZC序列考虑为NR-PSS序列。具体地，如果以在时域中连续布置的方式生成4个ZC序列，则可能能够解决定时模糊性的问题，具有低PAPR 特性，并且降低检测复杂度。具体地，在NR系统中，当UE意图检测具有比多序列和LTE的带宽更宽的传输带宽的NR-PSS时，检测复杂性增加。因而，在涉及NR-PSS 时降低检测复杂性是非常重要的。

基于前述讨论，可以考虑两种类型的NR-PSS序列。

(1)具有低PAPR特性的频率M序列

-多项表达式：g(x)＝x⁷+x⁶+x⁴+x+1(初始多项式移位寄存器值：1000000)

-循环移位：0,31,78

(2)在时域中连续布置的4个ZC序列

-长度为31的ZC序列(根指数：{1,30}，{7,24}，{4,27})

-用于生成序列的等式

[等式1]

图10是用于简要说明使用时域中的4个连续ZC序列生成NR-PSS的方法的图。参照图10，当N个子符号对应于S1，S2，...，Sn时，如果在执行IFFT之前子符号的序列被串联，则用总序列的长度来执行DFT(离散傅里叶变换)扩展，分别与N 个子符号对应的多个序列根据子载波进行映射，并且执行IFFT，可以能够获得NIFFT 长度的时域序列而不会出现带外发射的问题。

4.NR-SSS序列设计

NR-SSS序列由单个长序列生成，并且由具有不同多项表达式的2个M序列的组合生成，以产生334个假设。例如，如果第一M序列的循环移位值对应于112并且第二M序列的循环移位值对应于3，则它可以总共获得336个假设。在这种情况下，可以能够通过应用第三M序列来获得NR-PSS的加扰序列。

如果配置了相对短周期(例如，5ms/10ms)的NR-SS突发集，则NR-SS突发集可以在两个无线电帧中发送若干次，每个无线电帧具有10ms的长度。

具体地，如果针对发送若干次的NR-SS突发集引入了不同的NR-SSS序列，换句话说，如果每当发送NR-SS突发集时使用不同的NR-SSS序列，则UE能够识别在基本周期内发送的多个NR-SS突发集中的每一个。

例如，如果在基本周期中发送NR-SS突发集4次，则可以认为NR-SSS序列的原始集被应用于第一NR-SSS突发集并且与原始集不同的NR-SSS序列被应用于第二 NR-SS突发集、第三NR-SS突发集和第四NR-SS突发集。如果使用彼此不同的两个 NR-SSS序列集，则一NR-SSS序列集用于第一NR-SSS突发集和第三NR-SSS突发集，而另一NR-SSS序列集可以用于第二NR-SSS突发集和第四NR-SSS突发集。

在NR系统中，为NR-SSS序列定义两个M序列，每个M序列的长度为127，并且通过将每个M序列中包括的元素相乘来生成最终序列。

具体地，NR-SSS序列可以对应于由NR-SSS给定的加扰序列，NR-SSS序列可以具有127的长度，并且NR-SSS序列可以通过下面描述的等式2来确定。

[等式2]

针对n＝0、…、126和z＝0、1，d(n)＝s_1,m(n)s_2,k(n)c_z(n)

在这种情况下，z＝0可以用于在两个无线电帧的第一SS突发集中发送的NR-SSS，每个无线电帧具有10ms的长度。另外，z＝1可以用于在第二SS突发集、第三SS突发集和第四SS突发集中发送的NR-SSS。

在这种情况下，s_1,m(n)和s_2,k(n)可以通过下面描述的等式3来确定。

[等式3]

s_1,m(n)＝S₁((n+m)mod127)，

s_2,k(n)＝S₂((n+k)mod127)

在此情况下，可以定义m＝N_ID1mod112，K＝floor(N_ID1/112)，k＝CS₂(K)，0≤N_ID1≤333， CS₂∈{48,67,122}。

最后，为了计算S1和S2，可以定义S_r(i)＝1-2x(i)，0≤i≤126，r＝1,2。在这种情况下，x(i)的多项式可以由下面描述的等式4定义。

[等式4]

x(j+7)＝(x(j+3)+x(j))mod2，r＝1

x(j+7)＝(x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j))mod2，r＝2

在此情况下，x(i)的初始条件可对应于

x(0)＝x(1)＝x(2)＝x(3)＝x(4)＝x(5)＝0，x(6)＝1，并且可具有满足0≤j≤119的值。

在这种情况下，作为SSS的前导码和中间码，可以能够使用包括C₀(n)和C₁(n) 的两个加扰序列。两个加扰序列取决于PSS。如下面的等式5所示，可以通过对与M 序列对应的C(n)应用不同的循环移位来定义加扰序列。

[等式5]

c_z(n)＝C((n+p)mod 127)

其中，p＝CS₁(N_ID2+3·z)，CS₁∈{23,69,103,64,124,24}，N_ID2∈{0,1,2}

在此情况下，可以定义C(i)＝1-2x(i)并且0≤I≤126。在此情况下，可以通过下面描述的等式6来定义x(i)的多项式。

[等式6]

x(j+7)＝(x(j+5)+x(j+4)+x(j+3)+x(j+2)+x(j+1)+x(j))mod2

在此情况下，x(i)的初始条件可对应于x(0)＝x(1)＝x(2)＝x(3)＝x(4)＝x(5)＝0，x(6)＝1，并且可具有满足0≤j≤119的值。

在下文中，描述了根据前述实施方式的性能测量结果。为了测量NR-PSS的性能，考虑了3种设计NR-SSS的方法：1)频域M序列(传统PSS序列)，2)具有低PAPR 的M序列，以及3)通过在时域中串联4个ZC序列生成的序列。

此外，为了测量NR-SSS，使用由本发明提出的NR-SSS序列。

5.根据前述NR-PSS序列设计的测量结果

PAPR和CM

对于3种类型的NR-PSS序列测量的PAPR和CM的测量结果在下面的表1中示出。

[表1]

	PAPR[dB]	CM[dB]
			频域M序列(WA)	4.87,5.10,5.74	1.25,1.76,2.19
具有低PAPR的M序列	4.16,3.99,4.15	1.10,1.42,1.50
			时间上串接的四个ZC序列	2.80,3.49,3.91	0.094,0.71,0.79

根据结果，基于在时域中串接4个ZC序列的序列的NR-SSS的PAPR/CM低于基于M序列的NR-PSS的PAPR/CM。此外，当将具有低PAPR的M序列与频域M 序列进行比较时，具有低PAPR的M序列的PAPR/CM低于频域M序列的PAPR/CM。此外，由于PAPR/CM对应于用于确定功率放大器的价格的重要因素，因此有必要考虑设计PAPR/CM低的NR-PSS。

因此，在PAPR/CM方面，与基于M序列的NR-PSS相比，基于ZC序列的NR-PSS 显示出更好的性能测量结果。与频域M序列的NR-PSS相比，基于具有低PAPR的 M序列的NR-PSS显示出更好的性能测量结果。

误检测率

图11例示了对上述NR-PSS中的每一个的误检测率的评估。参照图11，能够知道每个NR-PSS设计的性能具有相似的水平。另一方面，参照图12，能够看到通过串接4个ZC序列生成的序列具有最低的检测复杂度。

具体地，参照图12，能够看到通过串接4个ZC序列生成的序列和频域序列具有相似的检测性能。在这种情况下，通过串接4个ZC序列生成的序列具有检测复杂度更低的优点。如果假设NR-PSS序列具有相似的检测复杂度，则通过串接4个ZC序列生成的序列与M序列相比提供了优越的性能。

因此，在相同检测复杂度的前提下，与频域M序列的检测性能相比，基于ZC 序列的NR-PSS设计检测性能提供了更好的性能。

6.根据前述NR-SSS序列设计的测量结果

在下文中，将根据NR-SSS序列的数量的检测性能彼此进行比较。为了测量性能，将传统SSS序列与本发明中提出的NR-SSS进行比较。

下面简要说明关于NR-SSS序列设计的信息。

1)单组的NR-SSS(每个NR-PSS序列334个假设(hypotheses))

2)两组的NR-SSS(每个NR-PSS序列668个假设)

参照图13，尽管NR-SSS的假设加倍，但是没有检查到特别的性能降级。因而，为了检测基本周期内的SS突发集的边界，可以考虑引入另外一组NR-SSS。

此外，用于根据图11至图13的测量实验的参数在下面的表2中示出。

[表2]

7.SS块配置

当PBCH的最大有效载荷大小对应于80比特时，它总共可以使用4个OFDM符号来发送SS块。此外，需要考虑包括NR-PSS、NR-SSS和NR-PBCH的SS块中的NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH的时间位置。当执行初始接入时，NR-PBCH可以用作用于精确时间/频率跟踪的参考信号。为了提高估计准确度，用于NR-PBCH的两个 OFDM符号可以定位成相距尽可能远的距离。特别地，如图14的(a)所示，本发明提出使用SS块的第一OFDM符号和第四OFDM符号来发送NR-PBCH。因而，第二 OFDM符号被分配给NR-SSS，第三OFDM符号可以用于NR-SSS。

此外，当发送NR-SSS以测量或发现小区时，不必发送NR-PBCH和SS块时间索引指示二者。在这种情况下，如图14的(b)所示，SS块包括两个OFDM符号。第一OFDM符号被分配给NR-SSS，第二OFDM符号被分配给NR-SSS。

参照图15的(a)，NR-PBCH被分配在288个RE内，并且这些RE由24个RB 来配置。此外，由于NR-PSS/NR-SSS的长度对应于127，所以发送NR-PSS/NR-SSS 需要12个RB。特别地，当配置SS块时，SS块被分配在24个RB内。此外，优选地在24个RB内分配SS块以在彼此不同的参数集(例如，15kHz、30kHz、60kHz 等)之间对准RB网格。此外，由于在NR系统中假设能够利用15MHz子载波间隔来定义25个RB的5MHz的最小带宽，所以使用24个RB来发送SS块。NR-PSS/SSS 位于SS块的中心。这可以指示NR-PSS/SSS被分配给第7个至第18个RB。

此外，如果如图15的(a)所示地配置SS块，则在120kHz子载波间隔和240kHz 子载波间隔的UE的AGC(自动增益控制)操作中可能出现问题。具体地，在120kHz 子载波间隔和240kHz子载波间隔的情况下，由于AGC操作，它可能无法正确地执行NR-SSS的检测。因此，如以下两个实施方式中所述，可以考虑改变SS块的配置。

(方法1)PBCH-PSS-PBCH-SSS

(方法2)PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH

具体地，如果PBCH符号位于SS块的起始点并且PBCH符号用作AGC操作的虚拟符号(dummy symbol)，则可能能够使UE的AGC操作更顺利地完成。

此外，可以如图15的(b)所示地分配NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH。具体地， NR-PSS被分配给第0个符号，并且NR-SSS可以被分配给第2个符号。此外，NR-PBCH 可以被分配给第1个符号至第3个符号。在这种情况下，NR-PBCH可以专门分配给第1个符号和第3个符号。换句话说，NR-PBCH仅被分配给第1个符号和第3个符号，并且NR-SSS和NR-PBCH可以一起被映射到第2个符号。

8.SS突发配置

在本发明中描述了一种确定其中SS块是可发送的OFDM符号的方法。CP类型与UE特定信令一起被半静态配置。NR-PSS/SSS可以支持正常的CP。通过这样做，可以能够在执行初始接入的时候解决CP检测问题。

然而，在NR系统中，可以在每个0.5ms的边缘中包括扩展CP。具体地，当SS 块位于时隙内或时隙之间时，SS块的中心可以位于0.5ms的边缘处。在这种情况下，可以将不同长度的CP应用于SS块中的NR-PSS和/或NR-SSS。在这种情况下，如果UE在假设正常CP被应用于NR-SSS和/或NR-SSS的情况下执行NR-SS检测，则检测性能可能会劣化。因而，有必要在NR系统中将SS块设计为不超过0.5ms的边缘。

图16例示了在TDD情况下配置SS突发的示例。在NR系统中，DL控制信道位于时隙和/或微时隙(mini slot)中的第一OFDM符号处，并且UL控制信道可以位于最后发送的UL符号处。为了避免位于时隙中的SS块与DL/UL控制信道之间的冲突，SS块可以位于时隙的中心。

根据频率范围确定包括在SS突发集中的SS块的最大数量。此外，根据频率范围确定SS块的数量的候选值。另外，基于图16中所示的配置SS突发的示例，本发明提出了在SS突发集中发送SS块所需的总时间间隔。

[表3]

如表3所示，如果引入30kHz和240kHz的子载波间隔来发送NR-SS，则可能能够预期SS块要在最多2ms内进行进行发送。然而，由于NR-SS传输的基本子载波间隔对应于15KHz和120kHz，有必要确定是否引入更宽的最小系统带宽(例如，对于20kHz子载波间隔为10MHz，对于240kHz子载波间隔为80MHz)以引入30 kHz和240kHz子载波间隔。如果确定NR在等于或窄于6GHz的频带中支持5MHz 并且在6GHz的频带中支持50MHz的最小系统带宽，则有必要根据15kHz和120 kHz子载波间隔来设计SS突发集。如果SS块的最大数量在等于或窄于6GHz的频带中对应于8并且在宽于6GHz的频带中对应于64，则由于用于发送SS块所需的时间对应于4ms，系统开销相当地高。此外，由于在网络节能和UE测量方面优选地在发送SS块时具有短的时间间隔，有必要定义用于在N ms(例如，N＝0.5、1、2)的持续时间内发送SS块的候选位置。

9.SS突发集配置

当配置SS突发集时，如图17所示，它可以根据SS突发周期考虑两种类型。一种是图17的(a)所示的本地类型。根据本地类型，所有SS块在SS突发集内连续发送。另一方面，另一个是图17的(b)所示的分布类型。根据分布类型，在SS突发集周期内周期性地发送SS突发。

在用于空闲UE的节能和用于测量频率间的效率方面，本地类型的SS突发提供了与分布类型的SS突发相比的优势。因此，更优选的是支持本地类型的SS突发。

另外，如图17的(a)所示，如果SS突发集由本地类型配置，则在SS突发集所映射到的符号时段期间不能发送上行链路信号。具体地，随着SS块所分配到的子载波间隔变得更大，符号的大小变得更小。具体地，不发送上行链路信号的符号时段的数量增加。如果SS块所分配到的子载波间隔等于或大于特定大小，则有必要在具有规定空间的SS突发之间空出符号以执行上行链路传输。

图18例示了当SS块所分配到的子载波间隔对应于120kHz和240kHz时的SS 突发集配置。参照图18，当子载波间隔对应于120kHz和240kHz时，SS突发以4 个SS突发为单位配置，同时空出规定的空间。具体地，SS块以0.5ms为单位布置，而用于执行上行链路传输的符号时段(0.125ms)被空出来。

在等于或宽于6GHz的频率范围中，60kHz的子载波间隔可用于发送数据。具体地，如图19所示，在NR系统中，可以对用于发送数据的子载波间隔(例如，60kHz) 和用于发送SS块的子载波间隔(例如，120kHz或240kHz)进行复用。

另外，参照图19中由框表示的部分，当复用120kHz子载波间隔的SS块和60kHz 子载波间隔的数据时，能够看到在120kHz子载波间隔的SS块、60kHz子载波间隔的GP、和DL控制区域处发生冲突或交叠。。由于优选地避免SS块与DL/UL控制区域之间的冲突，因此需要修改SS突发和SS突发集的配置。

为了修改SS突发的配置，本发明提出了两个实施方式。

如图20所示，第一实施方式是改变SS突发格式1的位置和SS突发格式2的位置。具体地，如果位于图20的框中的SS突发格式1和SS突发格式2互换，可能能够使得不在SS块和DL/UL控制区域之间发生冲突。换句话说，SS突发格式1位于 60kHz子载波间隔的前部，SS突发格式2位于60kHz子载波间隔的后部。

总之，前述的第一实施方式可以表示如下。

1)120KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{4,8,16,20,32,36,44,48}+70*n的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2,4,6。

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{2,6,18,22,30,34,46,50}+70*n的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3,5,7。

2)240KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{8,12,16,20,32,36,40,44,64,68,72, 76,88,92,96,100}+140*n的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,2。

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{4,8,12,16,36,40,44,48,60,64,68, 72,92,96,100,104}+140*n的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝1,3。

如图21所示，第二实施方式是改变SS突发集的配置。具体地，可以以SS突发集的起始边界与60kHz子载波间隔时隙的起始边界对齐(即，匹配)的方式来配置 SS突发集。

具体地，SS突发由1ms期间本地布置的SS块配置。具体地，在1ms期间，120 kHz子载波间隔的SS突发具有16个SS块，并且240kHz子载波间隔的SS突发具有32个SS块。在此情况下，基于60kHz子载波间隔，将一个时隙分配为SS突发之间的间隙。

总之，前述的第二实施方式可以表示如下。

1)120KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{4,8,16,20}+28*n的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8,10,11,12,13,15,16,17,18。

2)240KHz子载波间隔

-候选SS/PBCH块的第一OFDM符号具有{8,12,16,20,32,36,40,44}+56*n 的索引。对于大于6GHz的载波频率，n＝0,1,2,3,5,6,7,8。

10.指示在5ms持续时间内实际发送的SS/PBCH块的方法

在NR系统中，能够指定用于在SS突发集时段(例如，5ms)内发送SS块的候选位置以执行初始接入过程。此外，可以将实际发送的SS块的位置通知给连接/空闲模式UE。在这种情况下，网络可以具有根据网络状态来利用资源的灵活性。然而，根据指示实际使用的SS块的配置方法，在配置SS突发集时可能具有不同的灵活性。例如，如果能够将实际发送的SS块的个体位置信息(例如，SS块或SS突发的位图) 设置给UE，则本地化类型和分布式类型二者都可以根据网络状态进行操作。个体位置信息可以包括在指示测量相关信息的不同SI中。

此外，可能能够根据网络配置改变SS突发集的周期，并为UE提供关于测量定时/持续时间的信息。当SS突发集周期改变时，需要确定要发送SS块的候选位置。为了确定要发送SS块的位置，本发明提出了下面描述的两个实施方式。

(方法1)网络可以使用针对基本周期的候选位置的假设。

(方法2)网络可以指示在测量区段内实际发送SS块的位置。

在NR系统中，可以根据基本周期来设计SS突发集配置。当SS突发集周期和测量持续时间由网络指示时，SS突发集配置可以由SS突发配置假定。例如，当没有来自网络的指示时，如果UE假设5ms周期作为用于测量的SS突发集周期，则可能能够配置用于5ms周期的SS突发集。SS突发集配置还可以用于基本周期(例如， 20ms)和由网络配置的周期(例如，5,10,20,40,80和160ms)。

为了更高效地利用资源用于SS突发集配置，网络可以指示在测量持续时间内实际发送SS块的位置。例如，在基本周期的情况下，应该在SS突发集周期内发送NR-SS 和NR-PBCH。此外，在周期长于基本周期的情况下，它可以仅为了测量目的而发送 NR-SS。如果网络能够配置实际发送SS块的位置，则可以将分配给NR-PBCH的未使用资源分配给数据/控制信道。在周期短于基本周期的情况下，网络从包括在SS突发集中的SS块当中选择部分SS块以配置实际使用的SS块。

此外，用于发送SS块的候选的数量根据网络环境而受到限制。例如，候选的数量可以根据分配SS块的子载波间隔而变化。在这种情况下，可能能够向连接/空闲模式UE通知实际发送SS块的位置。指示实际发送SS块的位置的实际发送的SS/PBCH 块指示可以用于利用服务小区的资源(例如，速率匹配)，并且可以用于执行与相邻小区的资源相关的测量。

如果UE能够精确地识别未发送的SS块，则UE能够识别出UE能够经由未发送的SS块的候选资源接收诸如寻呼或数据之类的其它信息。为了资源的灵活性，需要精确地指示在服务小区中实际发送的SS块。

具体地，由于不能在其中发送SS块的资源中接收诸如寻呼或数据之类的其它信息，因此UE经由实际未在其中发送SS块的资源接收不同的数据或不同的信号，以提高资源利用效率。因而，UE识别其中实际上未发送SS块的SS块候选是有必要的。

为了精确地指示在服务小区中实际发送的SS块，需要具有关于4比特、8比特或64比特的完整位图的信息。在这种情况下，可以根据在每个频率范围中能够发送的SS块的最大数量来确定位图中包括的比特大小。例如，为了指示在5ms的时段内实际发送的SS块，在3GHz变化至6GHz的频率范围中需要8比特的位图，并且在等于或宽于6GHz的频率范围中需要64比特的位图。

用于指示在服务小区中实际发送的SS块的比特可以由RMSI或OSI定义，并且RMSI/OSI包括用于数据或寻呼的配置信息。由于实际发送的SS/PBCH块指示与用于下行链路资源的配置相关联，RMSI/OSI可以包括关于实际发送的SS块的信息。

此外，为了测量相邻小区，需要相邻小区的实际发送的SS/PBCH块指示。然而，如果存在很多列出的小区，则完整位图类型的指示符可能会过度增加信号开销。为了减少信令开销，它可以考虑各种压缩形式的指示符。此外，为了不仅测量相邻小区而且还减少信令开销，可以考虑针对指示由服务小区发送的SS块的指示符的压缩形式的指示符。换句话说，下面描述的SS块指示符可以用于指示在相邻小区和服务小区中实际发送的SS块。如在前面的描述中提到的，SS突发可以对应于根据每个子载波包括在时隙中的SS块的集合。然而，仅在以下的实施方式中，SS突发可以对应于一组规定数量的SS块，而与时隙无关。

参照图22来说明实施方式之一。假设SS突发包括8个SS块。在这种情况下，总共8个SS突发可以存在于等于或宽于6GHz的频带中，在其中放置有64个SS块。

在这种情况下，通过SS突发对SS块进行分组以压缩64比特的整个位图。可以使用指示包括实际发送的SS块的SS突发的8比特信息来替代64比特位图信息。如果8比特位图信息指示SS突发#0，则SS突发#0可以包括一个或更多个实际发送的SS块。

在这种情况下，可以考虑附加信息以指示每个SS突发的实际发送的SS块的数量。每个SS突发可以本地包括与由附加信息指示的SS块的数量一样多的SS块。

UE将由附加信息指示的每个SS突发的实际发送的SS块的数量与指示包括实际发送的SS块的SS突发的位图组合以估计实际发送的SS块。

例如，它可以假设下面的表4中所示的指示。

[表4]

根据表4，能够经由8比特位图知道SS块包括在SS突发#0、#1和#7中，并且能够经由附加信息而知道每个SS突发包括4个SS块。结果，能够估计出经由SS 突发#0、#1和#7的前4个候选位置来发送SS块。

此外，与上述示例不同，如果以位图形式转发附加信息，则可能能够使得发送 SS块的位置具有灵活性。

例如，通过位图指示与SS突发传输有关的信息，并且可以通过其它比特来指示在SS突发内发送的SS块。

具体地，总共64个SS块被分类为8个SS突发(即，SS块组)，并且它可以通过向UE发送8比特位图来向UE通知使用中的SS突发。当如图22所示定义SS突发时，如果SS突发与具有60kHz子载波间隔的时隙复用，则可以具有SS突发和时隙之间的边界对齐的优点。具体地，如果使用位图指示SS突发的开/关，则UE能够知道在等于或宽于6GHz的频带中针对所有子载波间隔是否以时隙为单位发送SS 块。

在这种情况下，与前述示例不同的点是使用位图向UE通知附加信息。在这种情况下，由于需要将位图信息发送到每个SS突发中包括的8个SS块，因此需要8个比特。附加信息通常应用于所有SS突发。例如，如果关于SS突发的位图信息指示使用SS突发#0和SS突发#1并且关于SS块的附加位图信息指示在SS突发中发送第一SS块和第五SS块，由于在SS突发#0和SS突发#1中的每一个中发送第一 SS块和第五SS块，实际发送的SS块的数量变为4。

此外，一些相邻小区可以不包括在小区列表中。不包括在小区列表中的相邻小区使用实际发送的SS块的默认格式。如果使用默认格式，则UE可以对未包括在小区列表中的相邻小区执行测量。在这种情况下，默认格式可以预先定义，或者可以由网络配置。

此外，如果关于在服务小区中实际发送的SS块的信息与关于在相邻小区中实际发送的SS块的信息冲突，则UE可以通过对关于在服务小区中发送的SS块的信息进行优先级排序来获得关于实际发送的SS块的信息。

特别地，如果以完整位图的形式和分组形式接收关于实际发送的SS块的信息，则因为完整位图形式的信息很可能更准确，所以完整位图形式的信息可以优先用于接收SS块。

11.用于指示时间索引的信号和信道

SS块时间索引指示由NR-PBCH转发。如果时间索引指示被包括在NR-PBCH的一部分(诸如NR-PBCH内容、加扰序列、CRC、冗余版本等)中，则指示被安全地转发给UE。然而，如果时间索引指示包括在NR-PBCH的一部分中，则在解码相邻小区的NR-PBCH时可能具有额外的复杂性。此外，尽管能够执行对相邻小区的 NR-PBCH的解码，但是这在设计系统时不是强制的。此外，有必要进行额外的讨论以确定适合于转发SS块时间索引指示的信号和信道。

由于SS块时间索引信息将被用作关于初始接入相关的信道/信号(诸如目标小区中的系统信息转发，PRACH前导码等)的时间资源分配参考信息，所以SS块时间索引信息应当被安全地发送至UE。此外，时间索引用于测量SS块级别的RSRP以测量相邻小区。在这种情况下，SS块时间索引信息不必非常准确。

本发明提出NR-PBCH DMRS将用作用于转发SS块时间索引的信号。此外，本发明提出时间索引指示要被包括在NR-PBCH的一部分中。在这种情况下，例如， NR-PBCH的一部分可以对应于NR-PBCH的加扰序列、冗余版本等。根据本发明，能够从NR-PBCH DMRS中检测SS块时间索引，并且可以通过NR-PBCH解码来对检测到的索引进行检查。此外，为了测量相邻小区，可以能够从相邻小区的NR-PBCH DMRS获得索引。

时间索引指示可以经由以下描述的两个实施方式来配置。

(方法1)一种将索引分配给包括在SS突发集中的所有SS块中的每一个SS块的单索引方法。

(方法2)一种使用SS突发索引和SS块索引的组合来分配索引的多索引方法。

如实施方式1中所述，如果支持单索引方法，则需要具有许多比特来表示SS突发集周期内的所有SS块的数量。在这种情况下，用于NR-PBCH的DMRS序列和加扰序列优选地指示SS块指示。

相反，如实施方式2中所述，如果使用多索引方法，则可以提供用于指示索引的设计灵活性。例如，SS突发索引和SS块索引二者都可以包括在单个信道中。此外，每个索引可以经由不同的信道/信号单独地发送。例如，SS突发索引可以包括在 NR-PBCH的内容或加扰序列中。可以经由NR-PBCH的DMRS序列转发SS块索引。

11.SS块时间索引

本发明提出一种在较短持续时间(例如，2ms)内配置SS突发集以节省网络和 UE的能量的方法。在这种情况下，所有SS块可以位于SS突发集周期内，而与周期无关(例如，5,10,20,40,80,160ms)。图23例示了当子载波间隔对应于15kHz时的SS块索引。

参照图23来解释SS块索引。如果SS块的最大数量由L定义，则SS块的索引对应于0到L-1。此外，SS块索引是从OFDM符号索引和时隙索引导出的。此外， SS突发集可以由位于彼此相邻的两个时隙处的4个SS块配置。因而，SS块索引对应于0到3，并且时隙索引由0和1定义。此外，SS块包括4个OFDM符号，并且 SS块中包括的两个OFDM符号用于发送PBCH。在这种情况下，用于发送PBCH的 OFDM符号的索引可以对应于0和2。如图23的(a)所示，SS块的索引是根据OFDM 符号和时隙的索引导出的。例如，在时隙#1和OFDM符号#2中发送的SS块被映射到索引3。

如图23的(b)所示，网络可以配置NR系统中的SS突发集的周期。此外，它可以能够配置诸如5和10ms之类的短周期。通过这样做，可以能够分配更多的SS 块传输。可以在SS突发集的配置周期内识别SS块的索引。如图23的(c)所示，如果配置了5ms的周期，则可以能够在配置的周期内发送4个SS块。此外，它可以在基本周期内总共发送16个SS块。在这种情况下，SS块的索引可以在默认周期内重复，并且16个SS块当中的4个SS块可以具有相同的索引。

12.NR-PBCH内容

在NR系统中，预期基于RAN2的响应LS来扩展MIB的有效载荷大小。下面描述在NR系统中预期的MIB有效载荷大小和NR-PBCH内容。

1)有效载荷：64比特(48比特的信息，16比特的CRC)

2)NR-PBCH内容：

-SFN/H-SFN的至少一部分

-关于公共搜索空间的配置信息

-NR载波的中心频率信息

UE检测小区ID和定时信息，然后可以能够从PBCH获得用于接入网络的信息，包括诸如SFN、SS块索引和半帧定时之类的定时信息的一部分、关于公共控制信道的信息(诸如时间/频率位置)、关于带宽部分的信息(诸如带宽和SS块位置)、关于 SS突发集的信息(诸如SS突发集周期和实际发送的SS块索引)。

由于有限的时间/频率资源(诸如576个RE)被占用以仅用于PBCH，因此应当在PBCH中包括实质信息。此外，如果可能的话，可以使用诸如PBCH DMRS之类的辅助信号来进一步包括实质信息或附加信息。

(1)SFN(系统帧号)

在NR系统中，定义系统帧号(SFN)以标识10ms空间。此外，与LTE系统类似，可以为SFN引入0到1023之间的索引。索引可以使用比特来显式地指示，或者可以隐式指示。

根据NR系统，PBCH TTI对应于80ms，并且最小SS突发周期对应于5ms。因而，可以以80ms为单位发送多达16次的PBCH。可以将针对每个传输的不同加扰序列应用于PBCH编码的比特。类似于LTE PBCH解码操作，UE可以检测10ms空间。在这种情况下，通过PBCH加扰序列隐式地指示SFN的8个状态，并且可以在 PBCH内容中定义用于表示SFN的7个比特。

(2)无线电帧中的定时信息

根据载波频率范围，可以通过PBCH内容和/或PBCH DMRS序列中包括的比特来显式地指示SS块索引。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围中，仅经由PBCH DMRS序列来转发SS块索引的3比特。在等于或宽于6GHz的频带中，SS块索引的最低3比特由PBCH DMRS序列指示，并且SS块索引的最高3比特由PBCH内容转发。具体地，可以仅在从6GHz变化到52.6GHz的频率范围内在PBCH内容中定义SS块索引的最大3比特。

(3)用于标识不存在与PBCH对应的RMSI的信息

在NR中，SS块不仅可以用于提供用于接入网络的信息，而且还可以用于测量操作。具体地，为了执行宽带CC操作，可以能够发送多个SS块用于测量。

然而，没有必要经由发送SS块的所有频率位置转发RMSI。具体地，为了资源利用效率，能够经由特定频率位置转发RMSI。在这种情况下，执行初始接入过程的 UE不能识别是否在检测到的频率位置处提供RMSI。为了解决上述问题，需要定义用于标识不存在与检测到的频率区域的PBCH对应的RMSI的比特字段。此外，还需要考虑一种能够在没有比特字段的情况下识别不存在与PBCH相对应的RMSI的方法。

为此，其中不存在RMSI的SS块被配置为在未被定义为频率栅格(frequencyraster)的频率位置处发送。在这种情况下，由于执行初始接入过程的UE不能检测该 SS块，因此能够解决上述问题。

(4)SS突发集周期和实际发送的SS块

为了测量的目的，能够指示关于SS突发集周期和实际发送的SS块的信息。具体地，优选地将该信息包括在用于小区测量和小区间/小区内测量的系统信息中。具体地，需要在PBCH内容中定义该信息。

(5)有效载荷大小

如表5所示，考虑到PBCH的解码性能，可以假设最大64比特的有效载荷大小。

[表5]

13.NR-PBCH加扰

描述了NR-PBCH加扰序列的类型和序列初始化。在NR中，可以考虑使用PN 序列。然而，如果使用在LTE系统中定义的长度为31的Gold(戈尔德)序列作为 NR-PBCH序列并且不发生严重问题，则优选重用Gold序列作为NR-PBCH加扰序列。

可以通过小区ID初始化加扰序列，并且由PBCH-DMRS指示的3比特的SS块索引可以用于初始化加扰序列。此外，如果通过PBCH-DMRS或不同信号指示半帧指示，则半帧指示也可以用作用于初始化加扰序列的种子值。

14.传输方法和天线端口

在NR系统中，基于单个天线端口执行NR-PBCH传输。当基于单个天线端口执行传输时，可以考虑以下描述的方法来传输NR-PBCH。

(方法1)TD-PVS(时域预编码向量切换)方法

(方法2)CDD(循环延迟分集)方法

(方法3)FD-PVS(频域预编码向量切换)方法

根据传输方法，NR-PBCH可以获得传输分集增益和/或信道估计性能增益。此外，可以考虑TD-PVS和CDD来发送NR-PBCH。另一方面，由于FD-PVS由于信道估计损失而导致整体性能损失，因此不是优选的。

此外，解释了NR-SS和NR-PBCH的天线端口假设。在初始接入状态中，它可以考虑经由不同的天线端口发送NR-SS和NR-PBCH，以在NR系统中发送NR-SS 和NR-PBCH时提供网络灵活性。然而，UE可以基于网络配置假设NR-SS和NR-PBCH 的天线端口彼此相同或彼此不同。

15.NR-PBCH DMRS设计

在NR系统中，引入DMRS用于NR-PBCH的相位参考。此外， NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH存在于所有SS块中，并且NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH所在的OFDM符号在单个SS块中是连续的。然而，如果NR-SSS和NR-PBCH之间的传输方案不同，则不能假设NR-SSS将用作用于解调NR-PBCH的参考信号。因而，需要在假设NR-SSS不被用作用于解调NR系统中的NR-PBCH的参考信号的情况下设计NR-PBCH。

为了设计DMRS，需要考虑DMRS开销、时间/频率位置和加扰序列。

可以通过信道估计性能和NR-PBCH码率来确定整体PBCH解码性能。用于发送DMRS的RE的数量在信道估计性能和NR-PBCH码率之间具有折中关系。因而，需要找出适合DMRS的RE的数量。例如，如果向DMRS分配每个RB 4个RE，则可能具有更好的性能。如果分配两个OFDM符号来发送NR-PBCH，则192个RE用于 DMRS，并且384个RE用于MIB传输。在这种情况下，如果有效载荷大小对应于 64比特，则可以获得与LTE PBCH的编码速度相同的1/12编码速度。

当分配多个OFDM符号以发送NR-PBCH时，需要确定其中将包括DMRS的 OFDM符号。在这种情况下，为了防止由于残留频率偏移引起的性能劣化，优选地将DMRS布置到NR-PBCH所在的所有OFDM符号。具体地，用于发送NR-PBCH 的所有OFDM符号可以包括DMRS。

PBCH DMRS用作用于发送NR-PBCH的OFDM符号位置的时间/频率跟踪RS。随着包括DMRS的两个OFDM符号之间的距离变得越来越长，精确跟踪频率更有利。因而，可以分配第一OFDM符号和第四OFDM符号以发送NR-PBCH。

此外，可以通过在能够根据小区ID移位的时域中进行交织来映射DMRS的频率位置。当DMRS图案均匀分布时，DMRS图案可以用于基于DFT的信道估计，其为1-D信道估计提供优化的性能。为了提高信道估计性能，可以使用宽带RB绑定 (bundling)。

DMRS序列可以使用由Gold序列的类型定义的伪随机序列。DMRS序列的长度可以由根据SS块的DMRS的RE的数量来定义。此外，DMRS序列可以由对应于 SS突发集的默认周期的20ms内的小区ID和时隙号/OFDM符号索引生成。此外，可以基于时隙的索引和OFDM符号的索引来确定SS块的索引。

此外，需要使用1008个小区ID和3比特的SS块索引对NR-PBCH DMRS执行加扰。这是因为，当根据DMRS序列的假设的数量比较检测性能时，已知3比特的检测性能最适合于DMRS序列的假设的数量。然而，由于检查发现4比特至5比特的检测性能几乎没有性能损失，因此使用4比特到5比特的假设的数量是可行的。

换句话说，可以通过小区ID、包括在SS突发集中的SS块索引和半帧指示来初始化DMRS序列。用于初始化DMRS序列的等式如下所示。

[等式7]

在此情况下，

对应于SS块组中的SS块索引，

对应于小区ID，并且HF对应于具有{0,1}的值的半帧指示索引。

类似于LTE DMRS序列，可以使用长度为31的Gold序列或长度为7或8的Gold 序列来生成NR-PBCH DMRS序列。

此外，由于使用长度为31的Gold序列的检测性能类似于使用长度为7或8的 Gold序列的检测性能，因此本发明提出如LTE DMRS相似地使用长度为31的Gold 序列。在等于或宽于6GHz的频率范围中，可以考虑使用长度大于31的Gold序列。

可以考虑将BPSK和QPSK作为用于生成DMRS序列的调制类型。BPSK的检测性能类似于QPSK的检测性能。然而，由于QPSK的相关性能优于BPSK的相关性能，因此QPSK更适合于用于生成DMRS序列的调制类型。

15.NR-PBCH DMRS图案设计

关于DMRS的频率位置，可以考虑两种类型的DMRS RE映射方法。根据固定 RE映射方法，RS映射区域在频域中是固定的。根据可变RE映射方法，使用Vshift 方法根据小区ID对RS位置进行移位。由于可变RE映射方法使干扰随机化，因此它可以具有能够获得额外的性能增益的优点。因此，优选使用可变RE映射方法。

更详细地解释可变RE映射方法。包括在半帧中的复数调制符号a^k,l可以通过下面的等式8确定。

[等式8]

k＝4m′+v_shift，如果l∈{1，3}

m′＝0，1，...，71

在这种情况下，k和l分别对应于位于SS块中的子载波和OFDM符号索引。此外，复数调制符号也可以由

确定。

此外，可以考虑RS功率提升以用于性能增强。如果一起使用RS功率提升和Vshift，则可以能够减少干扰TRP(总辐射功率)的干扰。此外，当考虑RS功率提升的检测性能增益时，对于PDSCH EPRE与RS EPRE的比率，优选为-1.25dB。

16.NR-PBCH TTI边界指示

NR-PBCH TTI对应于80ms，并且SS突发集的默认周期对应于20ms。这表明 NR-PBCH在NR-PBCH TTI内发送了4次。当在NR-PBCH TTI内重复NR-PBCH时，需要指示NR-PBCH TTI的边界。例如，类似于LTE PBCH，NR-PBCH TTI边界可以由NR-PBCH的加扰序列指示。

参照图24，NR-PBCH的加扰序列可以由小区ID和TTI边界指示确定。SS突发集的周期可以具有多个值。因而，可以根据SS突发集的周期来改变TTI边界指示的索引的数量。例如，4个索引对于默认周期(即，20ms)是必需的，并且16个索引对于更短的周期(即，5ms)是必需的。

此外，NR系统支持单波束传输和多波束传输二者。当在SS突发集的周期内发送多个SS块时，可以将SS块索引分配给多个SS块中的每一个。为了在用于小区间的SS块之间执行随机化，需要通过与SS块相关的索引来确定加扰序列。例如，如果从时隙的索引和OFDM符号的索引中导出SS块的索引，则可以通过时隙的索引和 OFDM符号的索引来确定NR-PBCH的加扰序列。

此外，如果网络将诸如5ms或10ms这样的短周期设置到SS突发集，则可以在同一时间期间更多地发送SS突发集。在这种情况下，UE可能具有关于在默认周期内发送的NR-PBCH的TTI边界的模糊性。为了针对比默认周期更短的周期而指示 NR-PBCH TTI边界，可以针对比默认周期更短的周期考虑NR-PBCH的不同加扰序列。例如，如果假设SS突发集的周期为5ms，则将16个加扰序列应用于NR-PBCH。通过这样做，可以具有能够在NR-PBCH TTI内指示NR-PBCH传输的精确边界的优点。相反，增加了用于NR-PBCH解码的盲检测复杂度。为了降低NR-PBCH的盲解码复杂度，可以考虑应用不同的NR-SSS序列来区分具有默认周期的NR-SSS与在默认周期内附加地发送的NR-SSS。

17.时间索引指示方法

参照图25，时间信息包括SFN(系统帧号)、半帧间隔和SS块时间索引。时间信息可以由SFN的10比特、半帧的1比特、和SS块时间索引的6比特来表示。在这种情况下，SFN的10比特的一部分可以包括在PBCH内容中。此外，NR-DMRS 可以包括SS块时间索引的6比特中的3比特。

在图25中，以下描述时间索引指示方法的实施方式。

-方法1：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH内容)

-方法2：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH内容)

-方法3：S2 S1(PBCH加扰)+S0 C0(PBCH DMRS)

-方法4：S2 S1 S0(PBCH加扰)+C0(PBCH DMRS)

如果经由NR-PBCH DMRS转发半帧指示，则可以能够通过每5ms组合PBCH 数据来具有附加的性能增强。为此，如方法3和方法4所示，可以经由NR-PBCH DMRS 转发用于半帧指示的1比特。

当比较方法3和方法4时，尽管方法3减少了解码计数，但是方法3可能导致 PBCHDMRS性能的损失。如果PBCH DMRS能够以优异的性能转发包括S0、C0、 B0、B1和B2的5比特，则方法3可以用作适当的定时指示方法。然而，如果PBCH DMRS不能以优异的性能转发5比特，则方法4可以用作适当的定时指示方法。

具体地，SFN的最高7比特可以包括在PBCH内容中，而最低2比特或3比特可以经由PBCH加扰来转发。此外，SS块索引的最低3比特包括在PBCH DMRS中，并且SS块索引的最高3比特可以包括在PBCH内容中。

另外，可以考虑获得相邻小区的SS块时间索引的方法。由于与经由PBCH内容的解码相比，经由DMRS序列的解码显示出更好的性能，如果DMRS序列在5ms 内改变，则能够发送SS块索引的3比特。

此外，在等于或窄于6GHz的频率范围中，可以仅使用相邻小区的NR-PBCH DMRS来发送SS块时间索引。相反，在等于或宽于6GHz的频率范围中，由于经由 PBCH-DMRS和PBCH内容来分别指示64个SS块索引，因此UE不必对相邻小区的 PBCH执行解码。

然而，如果对PBCH-DMRS和PBCH内容一起执行解码，则与仅使用 PBCH-DMRS的情况相比，可能导致额外的NR-PBCH解码复杂度并且PBCH的解码性能可能劣化。结果，可能难以在PBCH上执行解码以接收相邻小区的SS块。

可以考虑用于服务小区的方法，以向UE提供与相邻小区的SS块索引相关的配置，而不是解码相邻小区的PBCH的解码方法。例如，服务小区向UE提供与目标相邻小区的SS块索引的最高3比特相关的配置，并且UE经由PBCH-DMRS检测最低 3比特。然后，UE能够通过组合最高3比特和最低3比特来获得目标相邻小区的SS 块索引。

18.软组合

NR系统需要对SS突发集支持智能软组合以用于高效的资源利用和PBCH覆盖。由于每80ms更新NR-PBCH并且在每个20ms的默认周期中发送SS突发集，因此可以对NR-PBCH解码执行至少4次软组合。如果向SS突发集指示比默认周期短的周期，则可以将更多OFDM符号用于PBCH的软组合。

19.用于相邻小区测量的PBCH解码

为了测量相邻小区，需要确定UE是否对相邻小区的NR-PBCH执行解码。由于相邻小区的解码增加了UE复杂度，因此优选的是不增加不必要的复杂度。因而，UE 有必要假定：当UE测量相邻小区时，UE不需要解码相邻小区的NR-PBCH。

相反，如果经由特定类型的信号转发SS块索引，则UE执行信号检测，然后可以能够获得相邻小区的SS块索引。通过这样做，能够降低UE复杂性。此外，特定类型的信号可以对应于NR-PBCH DMRS。

20.测量结果评估

在下文中，解释了根据有效载荷大小、传输方案和DMRS的性能测量结果。在这种情况下，假设具有24个RB的两个OFDM符号用于发送NR-PBCH。此外，假设SS突发集(即，10,20,40,80ms)具有多个周期，并且在80ms内发送编码比特。

(1)有效载荷大小和NR-PBCH资源

图26提供了根据MIB有效载荷大小(例如，64比特、80比特)的评估结果。在这种情况下，假设在两个OFDM符号和24个RB中使用DMRS的384个RE和192 个RE。此外，假设使用基于单个天线端口的传输方案(即，TD-PVS)。

参照图26，20ms周期的NR-PBCH在-6dB SNR中显示1％的错误率。在64比特的有效载荷的情况下，能够看到有效载荷与80比特的有效载荷相比具有高达0.8dB 的增益。具体地，如果假设有效载荷大小在64比特和80比特之间，则可以使用24 个RB和2个OFDM符号来满足NRR-PBCH的性能要求(即，-6dB SNR中的1％ BLER)。

(2)传输方案

图27提供了根据诸如TD-PVS和FD-PVS之类的NR-PBCH传输方案的评估结果。预编码器针对TD-PVS在每个PBCH传输子帧(例如，20ms)中循环，并且针对FD-PVS在所有N个RB(例如，N对应于6)中循环。在图27中，假设在SS突发集的多个周期(即，10,20,40和80ms)中进行NR-PBCH的软组合。

如图27所示，TD-PVS(时域预编码向量切换)方案显示出比FD-PVS(频域预编码向量切换)的性能更好的优异的信道估计性能。在这种情况下，能够看到在非常低的SNR区域中，信道估计性能比发射分集增益更重要。

(3)DMRS密度

在低SNR区域中，信道估计性能增强是用于增强解调性能的重要因素。然而，如果NR-PBCH的RS密度增加，则尽管信道估计性能增强，但编码速度降低。为了在信道估计性能和信道编码增益之间进行折中，根据DMRS密度来比较解码性能。图28例示了DMRS密度。

图28的(a)例示了针对DMRS使用每符号2个RE的情况，图28的(b)例示了针对DMRS使用每个符号4个RE的情况，并且图28的(c)例示了针对DMRS 使用每个符号6个RE的情况。此外，假设本评估使用基于单个端口的传输方案(即， TD-PVS)。

图28例示了用于基于单天线端口的传输的DMRS图案的实施方式。参照图28，虽然DMRS位置在频域中保持参考信号之间的相同距离，但是RS密度被改变。图 29例示了根据参考信号密度的DMRS的性能结果。

如图29所示，图28的(b)中所示的NR-PBCH解码性能表现出优异的信道估计性能。具体地，该NR-PBCH解码性能优于图28的(a)所示的性能。相反，参见图28的(c)，由于编码速度损失的影响大于信道估计性能增强的增益，因此图28的 (c)所示的性能差于图28的(b)的性能。由于上述原因，优选地设计每个符号4 个RE的RS密度。

(4)DMRS时间位置和CFO估计

如果NR系统支持自包含DMRS，则其能够使用自包含DMRS在NR-PBCH上执行精细频率偏移跟踪。由于频率偏移估计准确度取决于OFDM符号距离，如图30 所示，因此可以假设三种类型的NR-PBCH符号间隔。

根据图30中所示的每个NR-PBCH符号间隔，以-6dB的SNR执行CFO估计。在子帧中应用10％CFO(1.5kHz)的样本。每个符号4个RE用作独立RS，并且RE 包括在发送PBCH的符号中。

图31和图32示出了根据不同的NR-PBCH符号间隔估计的CFO的CDF。如图 31和图32所示，90％的UE可以在±200Hz的误差范围内估计1.5kHz的CFO。如果引入最少2个符号作为NR-PBCH符号间隔，则95％的UE可以在±200Hz的误差范围内估计CFO，并且90％的UE可以在±100Hz的误差范围内估计CFO。

随着间距变大，由CFO引起的相位偏移增加。如果PBCH符号之间的间隔更大，则CFO估计性能更好。因此，类似于噪声抑制，它能够容易地测量相位偏移。此外，如果平均窗口的大小很大，则能够提高CFO估计的准确性。

在下文中，解释了根据DMRS序列假设的数量、调制类型、序列生成和DMRS RE 映射的SS块索引的检测性能。在本测量结果中，假设使用2个OFDM符号来将NR-PBCH发送到24个RB。此外，它可以考虑SS突发集的多个周期。多个周期可以包括10ms、20ms和40ms。

(5)DMRS假设的数量

图33例示了根据SS块索引的测量结果。在这种情况下，144个RE用于24个 RB内的DMRS，2个OFDM符号432个RE用于信息。此外，假设使用长序列(例如，长度为31的Gold序列)作为DMRS序列并使用QPSK。

参照图33，如果通过累积检测性能来测量3到5比特的检测性能两次，则其显示出-6dB的SNR中错误率为1％。具体地，在检测性能方面，可以使用3到5比特的信息作为DMRS序列的假设的数量。

(6)调制类型

图34和图35例示了BPSK和QPSK的性能测量结果。基于DMRS假设对应于 3比特并且长序列用作DMRS序列的假设来执行本实验。干扰TRP的功率电平与服务TRP的功率电平相同。

参照图34和图35，BPSK的性能类似于QPSK的性能。特别地，不管DMRS序列的调制类型如何，在性能测量方面没有显著差异。然而，参照图36，能够看到相关特性根据BPSK和QPSK而变化。

参照图36，与QPSK相比，BPSK更多地分布到相关幅度为0.1的区域。因此，当考虑多小区环境时，优选使用QPSK作为DMRS的调制类型。特别地，QPSK对应于在相关特性方面更适合于DMRS序列的调制类型。

(7)PBCH DMRS的序列生成

图37至图38例示了根据DMRS序列生成的测量结果。可以基于多项式表达阶数等于或大于30的长序列或者多项式表达阶数等于或小于8的短序列来生成DMRS 序列。此外，假设DMRS的假设对应于3比特和干扰TRP的功率电平与服务TRP的功率电平相同。

参照图37至图38，能够看出基于短序列生成的检测性能类似于基于长序列生成的检测性能。

(8)DMRS RE映射

图39例示了根据RE映射方法的性能测量结果。在这种情况下，假设DMRS的假设对应于3比特，DMRS序列基于长序列，并且干扰TRP的功率电平与服务TRP 的功率电平相同。此外，假设只有一个干扰源。

如图39所示，如果使用可变RE映射，则其可能具有随机分布干扰的效果。特别地，可变RE映射的检测性能优于固定RE映射的性能。

图40例示了当使用RS功率提升(boost)时的测量结果。在这种情况下，假设 DMRS的RE发送功率比PBCH数据的RE发送功率高多达约1.76dB。如果一起使用可变RE映射和DMRS功率提升，则减少了不同小区的干扰。如图40所示，如果应用RS功率提升，则与不应用RS功率提升的情况相比，其可具有多达2～3dB的性能增益。

相反，RS功率提升可以降低PBCH数据的RE发送功率。因此，RS功率提升可能影响PBCH性能。图41至42例示了当应用RS功率提升并且未应用RS功率提升时PBCH性能的测量结果。在这种情况下，假设SS突发集的周期对应于40ms并且编码比特在80ms内发送。

如果针对PBCH数据的RE的发送功率降低，则可能发生性能损失。然而，由于 RS功率的增加，信道估计性能得到增强，从而增强了解调性能。特别是，如图41至图42所示，两种情况下的性能相似。具体地，由于用于PBCH数据的RE的发送功率的降低而导致的性能损失可以通过信道估计性能的增益来补充。

以下表6示出了用于性能测量的参数的假设值。

[表6]

21.用于发送下行链路公共信道的BWP(带宽部分)

LTE的初始接入过程在由MIB配置的系统带宽内操作。此外，PSS/SSS/PBCH 基于系统带宽的中心对齐。此外，在系统带宽中定义公共搜索空间，通过在系统带宽内分配的PDSCH转发系统信息，并且在系统带宽内操作用于Msg 1/2/3/4的RACH 过程。

此外，尽管NR系统支持宽带CC中的操作，但是在成本方面实现能够在所有宽带CC中执行必要操作的UE是非常困难的。因此，可能难以实现UE以在系统带宽内平滑地执行初始接入过程。

为了解决该问题，如图42所示，NR可以定义用于执行初始接入操作的BWP。在NR系统中，可以在与每个UE相对应的BWP内执行SS块传输、系统信息转发、寻呼和用于RACH过程的初始接入过程。此外，至少一个下行链路BWP可以在至少一个主分量载波中包括具有公共搜索空间的CORESET。

因此，在具有公共搜索空间的CORESET中发送至少一个RMSI、OSI、寻呼和 RACH消息2/4相关的下行链路控制信息。可以在下行链路BWP内分配与下行链路控制信息相关联的下行链路数据信道。此外，UE可以预期要在与UE对应的BWP 内发送SS块。

具体地，在NR中，至少一个或更多个下行链路BWP可以用于发送下行链路公共信道。在这种情况下，能够包括在下行链路公共信道中的信号可以对应于SS块，具有公共搜索空间的CORESET和用于RACH消息2/4的RMSI、OSI、寻呼、PDSCH 等。

(1)参数集

在NR中，诸如15、30、60和120kHz之类的子载波间隔用于发送数据。因此，可以从为数据传输定义的参数集中选择用于下行链路公共信道的BWP内的PDCCH 和PDSCH的参数集。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围中，可以从15kHz、30 kHz和60kHz子载波间隔当中选择至少一个或更多个子载波间隔。在从6GHz变化到52.6GHz的频率范围内，可以从60kHz和120kHz子载波间隔当中选择至少一个或更多个子载波间隔。

然而，在等于或窄于6GHz的频率范围内，60kHz的子载波间隔已经被定义用于URLLC服务。因此，60kHz的子载波间隔不适合于在等于或窄于6GHz的频率范围内发送PBCH。因此，在等于或窄于6GHz的频率范围中，可以使用15kHz或30 kHz的子载波间隔来发送下行链路公共信道。在等于或宽于6GHz的频率范围内，它可以使用60kHz或120kHz的子载波间隔。

此外，NR系统支持15、30、120和240kHz的子载波间隔来发送SS块。可以假设相同的子载波间隔被应用于SS块，具有公共搜索空间的CORESET，以及用于 RAR的RMSI、寻呼、和诸如PDSCH之类的下行链路信道。因此，如果应用该假设，则不必在PBCH内容中定义参数集信息。

相反，可以改变下行链路控制信道的子载波间隔。例如，当应用240kHz的子载波间隔来在等于或宽于6GHz的频带中发送SS块时，由于没有为数据传输定义240 kHz的子载波间隔，所以有必要改变子载波间隔以发送数据。具体地，可以改变SCS 以发送数据。可以在PBCH内容中使用1比特指示符来指示SCS的改变。根据载波频率范围，1比特指示符可以理解为{15,30kHz}或{60,120kHz}。此外，指示的子载波间隔可以被视为RB网格的参考参数集。

(2)用于发送下行链路公共信道的BWP的带宽

在NR系统中，下行链路公共信道的BWP的带宽不必与网络运行的系统带宽相同。具体地，BWP的带宽可以比系统带宽窄。具体地，带宽应该比载波最小带宽宽，但是应该比UE最小带宽窄。

具体地，在用于发送下行链路公共信道的BWP的情况下，可以能够定义BWP 的带宽将比SS块的带宽宽并且将等于或窄于能够在每个频率范围中操作的所有UE 的特定下行链路带宽。例如，在等于或窄于6GHz的频率范围中，载波最小带宽由5 MHz定义，UE最小带宽可以假设为20MHz。在这种情况下，可以在从5MHz变化至20MHz范围内定义下行链路公共信道的带宽。

(3)带宽配置

图44例示了配置带宽的示例。

在包括小区ID检测和PBCH解码的初始同步过程被执行的同时，UE尝试检测 SS块的带宽内的信号。随后，UE可以在用于下行链路公共信道的带宽内连续地执行下一初始接入过程。具体地，UE获得系统信息，然后可以能够执行RACH过程。

此外，可以在PBCH内容中定义指示SS块的带宽与下行链路公共信道的带宽之间的相对频率位置的指示符。为了简化相对频率位置的指示，多个SS块的带宽可以对应于SS块位于下行链路公共信道的带宽内的候选位置。

例如，假设SS块的带宽对应于5MHz并且下行链路公共信道的带宽对应于20 MHz。在这种情况下，为了找出用于下行链路公共信道的带宽内的SS块，可以能够定义4个候选位置。

22.CORESET配置

(1)CORESET信息和RMSI调度信息

对于网络来说，将包括RMSI调度信息的CORESET信息发送到UE而不是直接指示关于RMSI的调度信息更有效。具体地，可以能够在PBCH内容中指示诸如 CORESET、频率位置的带宽等的频率资源相关信息。此外，可以能够附加地配置时间资源相关信息，诸如起始OFDM符号持续时间、OFDM符号的数量等，以灵活地使用网络资源。

此外，网络可以向UE发送关于公共搜索空间监视周期、持续时间和偏移的信息，以降低UE检测复杂度。

此外，可以根据公共搜索空间的CORESET来固定传输类型和绑定。在这种情况下，可以根据传输信号是否被交织来确定传输类型。

(2)时隙中包括的OFDM符号的数量

关于针对等于或窄于6GHz的载波频率范围的包括在时隙中的OFDM符号的数量或者，可以考虑两个候选，诸如包括7个OFDM符号的时隙和包括14个OFDM 符号的时隙。如果NR系统确定针对等于或窄于6GHz的载波频率范围支持两种类型的时隙，则有要定义指示时隙类型的方法以显示具有公共搜索空间的CORESET的时间资源。

(3)PBCH内容的比特大小

为了指示PBCH内容中的参数集、带宽和CORESET信息，如表7所示，它可以能够指定大约14比特。

[表7]

参照图45，通信设备4500包括处理器4510、存储器4520、RF模块4530、显示模块4540和用户接口(UI)模块4550。

为了便于描述，通信设备4500被示为具有图45中所示的配置。可以向通信设备4500添加或从中省略一些模块。此外，通信设备4500的模块可以被划分为更多模块。处理器4510被配置为执行根据之前参照附图描述的本公开的实施方式的操作。具体地，对于处理器4510的详细操作，可以参照图1至图44的描述。

存储器4520连接到处理器4510并存储操作系统(OS)、应用、程序代码、数据等。连接到处理器4510的RF模块4530将基带信号上变换到RF信号或下变换RF 信号到基带信号。为此目的，RF模块4530执行数模转换、放大、滤波和频率上变换，或者相反地执行这些处理。显示模块4540连接到处理器4510并显示各种类型的信息。显示模块4540可以被配置为(不限于)诸如液晶显示器(LCD)、发光二极管(LED) 显示器和有机发光二极管(OLED)显示器之类的已知组件。UI模块4550连接到处理器4510，并且可以配置有诸如键盘、触摸屏等已知用户接口的组合。

以上描述的本发明的实施方式是本发明的元素和特征的组合。除非另有说明，否则可以认为元素或特征是选择性的。可以在不与其它元素或特征组合的情况下实践每个元素或特征。此外，可以通过组合元素和/或特征的部分来构造本发明的实施方式。可以重新布置在本发明的实施方式中描述的操作顺序。任何一个实施方式的一些构造可以包括在另一个实施方式中，并且可以用另一个实施方式的相应构造代替。对于本领域技术人员显而易见的是，在所附权利要求中未明确彼此引用的权利要求可以作为本发明的实施方式组合地呈现，或者在提交申请之后通过随后的修改作为新的权利要求包括在内。

描述为由BS执行的特定操作可以由BS的上层节点执行。即，显而易见的是，在由包括BS的多个网络节点组成的网络中，可以由BS或除BS之外的网络节点执行用于与UE通信的各种操作。术语“BS”可以用术语“固定站”、“节点B”、“演进节点B(eNode B或eNB)”、“接入点(AP)”等替换。

本发明的实施方式可以通过各种手段(例如，硬件、固件、软件或其组合)来实现。在硬件配置中，根据本发明的示例性实施方式的方法可以通过一个或更多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。

在固件或软件配置中，本发明的实施方式可以以模块、过程、功能等的形式实现。软件代码可以存储在存储器单元中并由处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或外部，并且可以通过各种已知手段向处理器发送数据和从处理器接收数据。

本领域技术人员将认识到，在不脱离本公开的精神和基本特征的情况下，本发明可以以除了本文阐述的那些方式之外的其它具体方式实施。因此，上述实施方式在所有方面都应被解释为例示性的而非限制性的。本公开的范围应由所附权利要求及其法律等同物确定，而不是由以上描述确定，并且落入所附权利要求的含义和等同范围内的所有改变都旨在包含在其中。

工业实用性

尽管以应用于第五代NewRAT系统的示例为中心描述了接收同步信号的方法及其设备，但是该方法和设备不仅可以应用于第五代NewRAT系统而且可以应用于各种无线通信系统。

Claims

1.一种由无线通信系统中的在6GHz以上的频带中操作的用户设备UE接收同步信号和物理广播信道SS/PBCH块的方法，所述方法包括以下步骤：

接收物理广播信道PBCH，所述PBCH包括1比特信息；

基于子载波间隔SCS来接收系统信息，

其中，基于所述UE在所述6GHz以上的频带中操作，所述SCS基于1比特信息而为60kHz和120kHz中的一者，

其中，所述系统信息包括：(i)与多个SS/PBCH块组相关的第一信息，以及(ii)与所述多个SS/PBCH块组中的每个SS/PBCH块组内的一个或更多个SS/PBCH块相关的单个第二信息；以及

基于所述第一信息和所述单个第二信息来接收所述SS/PBCH块，

其中，所述第一信息向所述UE通知所述多个SS/PBCH块组，在所述多个SS/PBCH块组中的每个SS/PBCH块组中发送所述一个或更多个SS/PBCH块，

其中，所述单个第二信息向所述UE通知所述多个SS/PBCH块组中的每个SS/PBCH块组内的一个或更多个发送的SS/PBCH块，

其中，所述第一信息为位图的形式，并且所述位图的长度为8比特，

其中，所述一个或更多个SS/PBCH块包括在所述多个SS/PBCH块组当中的与包括在所述位图中的具有值1的比特有关的每个SS/PBCH块组中，

其中，所述单个第二信息被相同地应用于与具有值1的所述比特有关的所述每个SS/PBCH块组，并且

其中，所述一个或更多个发送的SS/PBCH块中的每一个包括主同步信号PSS、辅同步信号SSS和物理广播信道PBCH信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述单个第二信息为位图的形式。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述位图中的值0指示对应的SS/PBCH块未被发送，而值1指示对应的SS/PBCH块被发送。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述单个第二信息包括所述一个或更多个发送的SS/PBCH块的数量。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，在系统信息块SIB中接收所述系统信息。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述UE假定关于PBCH、PSS和SSS的接收时机为连续的符号并且形成SS/PBCH块。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述SS/PBCH块的索引是基于从PBCH的解调参考信号DMRS获得的所述SS/PBCH块的索引的3个最低有效位LSB和从所述PBCH获得的所述SS/PBCH块的索引的3个最高有效位MSB来确定的，并且

其中，基于所述3个LSB对所述PBCH加扰。

8.一种用户设备UE，所述UE被配置为在无线通信系统中在6GHz以上的频带中操作并且接收同步信号和物理广播信道SS/PBCH块，所述UE包括：

收发器；

至少一个处理器；以及

至少一个计算机存储器，所述至少一个计算机存储器在操作上能连接到所述至少一个处理器并存储指令，所述指令在由所述至少一个处理器运行时执行包括以下各项的操作：

通过所述收发器接收物理广播信道PBCH，所述PBCH包括1比特信息；

基于子载波间隔SCS来通过所述收发器接收系统信息，

基于所述第一信息和所述单个第二信息，通过所述收发器来接收所述SS/PBCH块，

9.根据权利要求8所述的UE，其中，所述单个第二信息为位图的形式。

10.根据权利要求9所述的UE，其中，所述位图中的值0指示对应的SS/PBCH块未被发送，而值1指示对应的SS/PBCH块被发送。

11.根据权利要求8所述的UE，其中，所述单个第二信息包括所述一个或更多个发送的SS/PBCH块的数量。

12.根据权利要求8所述的UE，其中，在系统信息块SIB中接收所述系统信息。

13.根据权利要求8所述的UE，其中，所述UE假定关于PBCH、PSS和SSS的接收时机为连续的符号并且形成SS/PBCH块。

14.根据权利要求8所述的UE，其中，所述SS/PBCH块的索引是基于从PBCH的解调参考信号DMRS获得的所述SS/PBCH块的索引的3个最低有效位LSB和从所述PBCH获得的所述SS/PBCH块的索引的3个最高有效位MSB来确定的，并且

其中，基于所述3个LSB对所述PBCH加扰。