KR102040627B1 - 동기 신호를 수신하는 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 무선 통신 시스템에서, 단말이 동기 신호를 수신하는 방법을 개시한다. 특히, 상기 방법은, 주 동기 신호, 보조 동기 신호 및 물리 방송 채널 신호로 구성된 동기 신호 블록의 후보 동기 신호 블록 위치들을 소정 개수로 그룹핑한 복수의 동기 신호 블록 그룹 중, 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 포함하는 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹을 지시하는 동기 신호 블록 그룹 지시자를 포함하는 메시지를 수신하고, 상기 메시지를 기반으로, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 수신할 수 있다.

Description

동기 신호를 수신하는 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 동기 신호를 수신하는 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 부반송파 간격에 따라 정해지는 동기 신호 후보들 중, 실제로 전송되는 동기 신호의 인덱스를 지시하고, 이를 기반으로 동기 신호를 수신하는 방법, 그리고 이를 위한 장치에 관한 것이다.

시대의 흐름에 따라 더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 트래픽을 요구하게 되면서, 기존 LTE 시스템보다 향상된 무선 광대역 통신인 차세대 5G 시스템이 요구되고 있다. NewRAT이라고 명칭되는, 이러한 차세대 5G 시스템에서는 Enhanced Mobile BroadBand (eMBB)/ Ultra-reliability and low-latency communication (URLLC)/Massive Machine-Type Communications (mMTC) 등으로 통신 시나리오가 구분된다.

여기서, eMBB는 High Spectrum Efficiency, High User Experienced Data Rate, High Peak Data Rate 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이고, URLLC는 Ultra Reliable, Ultra Low Latency, Ultra High Availability 등의 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이며 (e.g., V2X, Emergency Service, Remote Control), mMTC는 Low Cost, Low Energy, Short Packet, Massive Connectivity 특성을 갖는 차세대 이동통신 시나리오이다. (e.g., IoT).

본 발명은, 동기 신호를 수신하는 방법 및 이에 대한 장치를 제공하고자 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 실시 예에 따른, 무선 통신 시스템에서, 단말이 동기 신호를 수신하는 방법에 있어서, 주 동기 신호, 보조 동기 신호 및 물리 방송 채널 신호로 구성된 동기 신호 블록의 후보 동기 신호 블록 위치들을 소정 개수로 그룹핑한 복수의 동기 신호 블록 그룹 중, 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 포함하는 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹을 지시하는 동기 신호 블록 그룹 지시자를 포함하는 메시지를 수신하고, 상기 메시지를 기반으로, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 수신하는 것을 포함할 수 있다.

특히, 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹에 포함된 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 지시하는 제 1 동기 신호 블록 지시자를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 메시지는, 상기 단말이 특정 값을 초과하는 주파수 대역에서 동작하는 경우, 수신될 수 있다.

또한, 상기 단말이 특정 값 이하의 주파수 대역에서 동작하는 경우, 각 비트가 하나의 후보 동기 신호 블록 위치에 대응하는 비트맵을 이용하여 상기 특정 값 이하의 주파수 대역에서 전송 동기 신호 블록이 전송되는 위치를 지시하는 제 2 동기 신호 블록 지시자를 수신하고, 상기 제 2 동기 신호 블록 지시자를 기반으로 동기 신호 블록을 수신할 수 있다.

또한, 상기 동기 신호 블록 그룹 지시자는, 비트맵을 이용하여 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹을 지시할 수 있다.

또한, 상기 제 1 동기 신호 볼록 지시자는, 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹에 포함된 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록의 수에 관한 정보일 수 있다.

또한, 상기 제 1 동기 신호 볼록 지시자는, 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹 내에서의, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록의 위치를 지시할 수 있다.

또한, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 수신하는 것은, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록에 대응하는 자원에서, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록 이외의 신호는 수신하지 않을 수 있다.

또한, 각 비트가 하나의 후보 동기 신호 블록 위치에 대응하는 비트맵을 이용하여 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록이 전송되는 위치를 지시하는 제 2 동기 신호 블록 지시자를 더 수신하고, 상기 제 1 동기 신호 블록 그룹 지시자와 상기 제 2 동기 신호 블록 지시자의 정보가 상충하는 경우, 상기 제 2 동기 신호 블록 지시자를 기반으로, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 수신할 수 있다.

또한, 상기 제 1 동기 신호 블록 그룹 지시자에 의해 지시될 수 있는 동기 신호 블록 그룹의 수와 상기 제 1 동기 신호 블록 지시자에 의해 지시될 수 있는 전송 동기 신호 블록의 수의 곱은, 상기 제 2 동기 신호 블록 지시자에 의해 지시될 수 있는 전송 동기 신호 블록의 수에 대응할 수 있다.

본 발명에 따른, 무선 통신 시스템에서, 동기 신호를 수신하는 단말은, 기지국과 무선 신호를 송수신하는 RF 모듈; 및 상기 RF 모듈과 연결되어, 주 동기 신호, 보조 동기 신호 및 물리 방송 채널 신호로 구성된 동기 신호 블록의 후보 동기 신호 블록 위치들을 소정 개수로 그룹핑한 복수의 동기 신호 블록 그룹 중, 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 포함하는 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹을 지시하는 동기 신호 블록 그룹 지시자를 포함하는 메시지를 수신하고, 상기 메시지를 기반으로, 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 수신하는 프로세서를 포함할 수 있다.

특히, 상기 메시지는, 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹에 포함된 상기 적어도 하나의 전송 동기 신호 블록을 지시하는 제 1 동기 신호 블록 지시자를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 메시지는, 상기 단말이 특정 값을 초과하는 주파수 대역에서 동작하는 경우, 수신될 수 있다.

또한, 상기 단말이 특정 값 이하의 주파수 대역에서 동작하는 경우, 상기 프로세서는, 각 비트가 하나의 후보 동기 신호 블록 위치에 대응하는 비트맵을 이용하여 상기 특정 값 이하의 주파수 대역에서 전송 동기 신호 블록이 전송되는 위치를 지시하는 제 2 동기 신호 블록 지시자를 수신하고, 상기 제 2 동기 신호 블록 지시자를 기반으로 동기 신호 블록을 수신할 수 있다.

또한, 상기 동기 신호 블록 그룹 지시자는, 비트맵을 이용하여 상기 하나 이상의 동기 신호 블록 그룹을 지시할 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따른, 무선 통신 시스템에서, 단말이 주파수 측정을 수행하는 방법에 있어서, 주 동기 신호, 보조 동기 신호 및 물리 방송 채널 신호로 구성된 동기 신호 블록의 후보 동기 신호 블록 위치들 중, 전송 동기 신호 블록을 포함하는 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록을 지시하는, 동기 신호 블록 지시자를 수신하고, 상기 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록에 대응하는 전송 동기 신호 블록을 이용하여, 상기 전송 동기 신호 블록이 전송된 주파수와 연관된 측정을 수행할 수 있다.

이 때, 상기 동기 신호 블록 지시자는, 비트맵을 이용하여, 상기 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록을 지시할 수 있다.

본 발명에 따른, 무선 통신 시스템에서, 주파수를 측정하는 단말에 있어서, 기지국과 무선 신호를 송수신하는 RF 모듈; 및 상기 RF 모듈과 연결되어, 주 동기 신호, 보조 동기 신호 및 물리 방송 채널 신호로 구성된 동기 신호 블록의 후보 동기 신호 블록 위치들 중, 전송 동기 신호 블록을 포함하는 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록을 지시하는, 동기 신호 블록 지시자를 수신하고, 상기 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록에 대응하는 전송 동기 신호 블록을 이용하여, 상기 전송 동기 신호 블록이 전송된 주파수와 연관된 측정을 수행하는 프로세서를 포함할 수 있다.

이 때, 상기 동기 신호 블록 지시자는, 비트맵을 이용하여, 상기 적어도 하나의 후보 동기 신호 블록을 지시할 수 있다.

본 발명에 따르면, 동기 신호 후보가 일정 수 이상이더라도, 적은 비트 수로 전송되는 동기 신호의 인덱스를 지시할 수 있어, 시그널 오버헤드를 감소시킬 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면.
도 2는 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 송신 방법을 설명하기 위한 도면.
도 3은 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 4는 LTE 시스템에서 사용되는 동기 신호(synchronization signal, SS)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다.
도 5는 LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면.
도 6는 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면.
도 7은 TXRU와 안테나 엘리먼트의 연결 방식의 일례들을 나타낸다.
도 8은 Self-contained 서브프레임 구조의 일 예이다.
도 9는 동기 신호 시퀀스를 자원 요소에 맵핑하는 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 주 동기 신호 시퀀스를 생성하는 실시 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 11 내지 도 13은 본 발명의 실시 예에 따라, 동기 신호를 전송하였을 때의 검출 성능 및 PAPR (Peak to Average Power Ratio) 성능을 측정한 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 14 내지 도 15는 동기 신호 내에 PSS/SSS/PBCH가 멀티플렉싱되는 실시 예들을 설명하기 위한 도면이다.
도 16 내지 도 22는 동기 신호 버스트 및 동기 신호 버스트 집합의 구성 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 23 내지 도 25는 동기 신호를 인덱싱 하는 방법 및, 상기 인덱스를 지시하는 방법에 관한 도면이다.
도 26 내지 도 42는 본 발명의 실시 예에 따른, 성능을 측정한 결과에 대한 도면이다.
도 43 내지 도 44는 동기 신호 및 하향링크 공통 채널을 위한 대역폭을 설정하는 실시 예들을 설명하기 위한 도면이다.
도 45는 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하에서 첨부된 도면을 참조하여 설명된 본 발명의 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징들이 3GPP 시스템에 적용된 예들이다.

본 명세서는 LTE 시스템 및 LTE-A 시스템을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명하지만, 이는 예시로서 본 발명의 실시예는 상기 정의에 해당되는 어떤 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

또한, 본 명세서는 기지국의 명칭은 RRH(remote radio head), eNB, TP(transmission point), RP(reception point), 중계기(relay) 등을 포함하는 포괄적인 용어로 사용될 수 있다.

도 1은 3GPP 무선 접속망 규격을 기반으로 한 단말과 E-UTRAN 사이의 무선 인터페이스 프로토콜(Radio Interface Protocol)의 제어평면(Control Plane) 및 사용자평면(User Plane) 구조를 나타내는 도면이다. 제어평면은 단말(User Equipment; UE)과 네트워크가 호를 관리하기 위해서 이용하는 제어 메시지들이 송신되는 통로를 의미한다. 사용자평면은 애플리케이션 계층에서 생성된 데이터, 예를 들어, 음성 데이터 또는 인터넷 패킷 데이터 등이 송신되는 통로를 의미한다.

제1계층인 물리계층은 물리채널(Physical Channel)을 이용하여 상위 계층에게 정보 송신 서비스(Information Transfer Service)를 제공한다. 물리계층은 상위에 있는 매체접속제어(Medium Access Control) 계층과는 송신채널(Trans포트 Channel)을 통해 연결되어 있다. 상기 송신채널을 통해 매체접속제어 계층과 물리계층 사이에 데이터가 이동한다. 송신측과 수신측의 물리계층 사이는 물리채널을 통해 데이터가 이동한다. 상기 물리채널은 시간과 주파수를 무선 자원으로 활용한다. 구체적으로, 물리채널은 하향링크에서 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조되고, 상향링크에서 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식으로 변조된다.

제2계층의 매체접속제어(Medium Access Control; MAC) 계층은 논리채널(Logical Channel)을 통해 상위계층인 무선링크제어(Radio Link Control; RLC) 계층에 서비스를 제공한다. 제2계층의 RLC 계층은 신뢰성 있는 데이터 송신을 지원한다. RLC 계층의 기능은 MAC 내부의 기능 블록으로 구현될 수도 있다. 제2계층의 PDCP(Packet Data Convergence Protocol) 계층은 대역폭이 좁은 무선 인터페이스에서 IPv4나 IPv6와 같은 IP 패킷을 효율적으로 송신하기 위해 불필요한 제어정보를 줄여주는 헤더 압축(Header Compression) 기능을 수행한다.

제3계층의 최하부에 위치한 무선 자원제어(Radio Resource Control; RRC) 계층은 제어평면에서만 정의된다. RRC 계층은 무선베어러(Radio Bearer)들의 설정(Configuration), 재설정(Re-configuration) 및 해제(Release)와 관련되어 논리채널, 송신채널 및 물리채널들의 제어를 담당한다. 무선 베어러는 단말과 네트워크 간의 데이터 전달을 위해 제2계층에 의해 제공되는 서비스를 의미한다. 이를 위해, 단말과 네트워크의 RRC 계층은 서로 RRC 메시지를 교환한다. 단말과 네트워크의 RRC 계층 사이에 RRC 연결(RRC Connected)이 있을 경우, 단말은 RRC 연결 상태(Connected Mode)에 있게 되고, 그렇지 못할 경우 RRC 휴지 상태(Idle Mode)에 있게 된다. RRC 계층의 상위에 있는 NAS(Non-Access Stratum) 계층은 세션 관리(Session Management)와 이동성 관리(Mobility Management) 등의 기능을 수행한다.

네트워크에서 단말로 데이터를 송신하는 하향 송신채널은 시스템 정보를 송신하는 BCH(Broadcast Channel), 페이징 메시지를 송신하는 PCH(Paging Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 송신하는 하향 SCH(Shared Channel) 등이 있다. 하향 멀티캐스트 또는 방송 서비스의 트래픽 또는 제어 메시지의 경우 하향 SCH를 통해 송신될 수도 있고, 또는 별도의 하향 MCH(Multicast Channel)을 통해 송신될 수도 있다. 한편, 단말에서 네트워크로 데이터를 송신하는 상향 송신채널로는 초기 제어 메시지를 송신하는 RACH(Random Access Channel), 사용자 트래픽이나 제어 메시지를 송신하는 상향 SCH(Shared Channel)가 있다. 송신채널의 상위에 있으며, 송신채널에 매핑되는 논리채널(Logical Channel)로는 BCCH(Broadcast Control Channel), PCCH(Paging Control Channel), CCCH(Common Control Channel), MCCH(Multicast Control Channel), MTCH(Multicast Traffic Channel) 등이 있다.

도 2는 3GPP 시스템에 이용되는 물리 채널들 및 이들을 이용한 일반적인 신호 송신 방법을 설명하기 위한 도면이다.

단말은 전원이 켜지거나 새로이 셀에 진입한 경우 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색(Initial cell search) 작업을 수행한다(S201). 이를 위해, 단말은 기지국으로부터 주 동기 채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 부 동기 채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득할 수 있다. 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리 방송 채널(Physical Broadcast Channel)를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다. 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호(Downlink Reference Signal; DL RS)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 물리 하향링크 제어 채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH) 및 상기 PDCCH에 실린 정보에 따라 물리 하향링크 공유 채널(Physical Downlink Control Channel; PDSCH)을 수신함으로써 좀더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다(S202).

한편, 기지국에 최초로 접속하거나 신호 송신을 위한 무선 자원이 없는 경우 단말은 기지국에 대해 임의 접속 과정(Random Access Procedure; RACH)을 수행할 수 있다(단계 S203 내지 단계 S206). 이를 위해, 단말은 물리 임의 접속 채널(Physical Random Access Channel; PRACH)을 통해 특정 시퀀스를 프리앰블로 송신하고(S203 및 S205), PDCCH 및 대응하는 PDSCH를 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S204 및 S206). 경쟁 기반 RACH의 경우, 추가적으로 충돌 해결 절차(Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 송신 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신(S207) 및 물리 상향링크 공유 채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)/물리 상향링크 제어 채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH) 송신(S208)을 수행할 수 있다. 특히 단말은 PDCCH를 통하여 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information; DCI)를 수신한다. 여기서 DCI는 단말에 대한 자원 할당 정보와 같은 제어 정보를 포함하며, 그 사용 목적에 따라 포맷이 서로 다르다.

한편, 단말이 상향링크를 통해 기지국에 송신하는 또는 단말이 기지국으로부터 수신하는 제어 정보는 하향링크/상향링크 ACK/NACK 신호, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix 인덱스), RI(Rank Indicator) 등을 포함한다. 3GPP LTE 시스템의 경우, 단말은 상술한 CQI/PMI/RI 등의 제어 정보를 PUSCH 및/또는 PUCCH를 통해 송신할 수 있다.

도 3은 LTE 시스템에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 예시하는 도면이다.

도 3을 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10ms(327200ХT_s)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe)으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯(슬롯)으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms(15360ХT_s)의 길이를 가진다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHzХ2048)=3.2552Х10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. LTE 시스템에서 하나의 자원블록은 12개의 부반송파Х7(6)개의 OFDM 심볼을 포함한다. 데이터가 송신되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 4는 LTE/LTE-A 기반 무선 통신 시스템에서 동기 신호(synchronization signal, SS)의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것이다. 특히, 도 3은 주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex, FDD)에서 동기 신호 및 PBCH의 전송을 위한 무선 프레임 구조를 예시한 것으로서, 도 5(a)는 정규 CP(normal cyclic prefix)로써 설정된(configured) 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이고 도 5(b)는 확장 CP(extended CP)로써 설정된 무선 프레임에서 SS 및 PBCH의 전송 위치를 도시한 것이다.

도 4를 참조하여, SS를 조금 더 구체적으로 설명하면 다음과 같다. SS는 PSS (Primary Synchronization Signal)와 SSS(Secondary Synchronization Signal)로 구분된다. PSS는 OFDM 심볼 동기, 슬롯 동기 등의 시간 도메인 동기 및/또는 주파수 도메인 동기를 얻기 위해 사용되며, SSS는 프레임 동기, 셀 그룹 ID 및/또는 셀의 CP 설정(configuration)(즉, 일반 CP 또는 확장 CP 의 사용 정보)를 얻기 위해 사용된다. 도 4를 참조하면, PSS와 SSS는 매 무선 프레임의 2개의 OFDM 심볼에서 각각 전송된다. 구체적으로 SS는 인터-RAT(inter radio access technology) 측정의 용이함을 위해 GSM(Global System for Mobile communication) 프레임 길이인 4.6 ms를 고려하여 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯에서 각각 전송된다. 특히 PSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼에서 각각 전송되고, SSS는 서브프레임 0의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼과 서브프레임 5의 첫 번째 슬롯의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼에서 각각 전송된다. 해당 무선 프레임의 경계는 SSS를 통해 검출될 수 있다. PSS는 해당 슬롯의 맨 마지막 OFDM 심볼에서 전송되고 SSS는 PSS 바로 앞 OFDM 심볼에서 전송된다. SS의 전송 다이버시티(diversity) 방식은 단일 안테나 포트(single antenna port)만을 사용하며 표준에서는 따로 정의하고 있지 않다.

PSS는 5ms마다 전송되므로 UE는 PSS를 검출함으로써 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 하나임을 알 수 있으나, 해당 서브프레임이 서브프레임 0와 서브프레임 5 중 구체적으로 무엇인지는 알 수 없다. 따라서, UE는 PSS만으로는 무선 프레임의 경계를 인지하지 못한다. 즉, PSS만으로는 프레임 동기가 획득될 수 없다. UE는 일 무선 프레임 내에서 두 번 전송되되 서로 다른 시퀀스로서 전송되는 SSS를 검출하여 무선 프레임의 경계를 검출한다.

PSS/SSS를 이용한 셀(cell) 탐색 과정을 수행하여 DL 신호의 복조(demodulation) 및 UL 신호의 전송을 정확한 시점에 수행하는 데 필요한 시간 및 주파수 파라미터를 결정한 UE는, 또한, 상기 eNB로부터 상기 UE의 시스템 설정(system configuration)에 필요한 시스템 정보를 획득해야 상기 eNB와 통신할 수 있다.

시스템 정보는 마스터정보블록(Master Information Block, MIB) 및 시스템정보블록(System Information Block, SIB)들에 의해 설정된다(configured). 각 시스템정보블록은 기능적으로 연관된 파라미터들의 모음을 포함하며, 포함하는 파라미터에 따라 마스터정보블록(Master Information Block, MIB) 및 시스템정보블록타입 1(System Information Block Type 1, SIB1), 시스템정보블록타입 2(System Information Block Type 2, SIB2), SIB3∼SIB17로 구분될 수 있다.

MIB는 UE가 eNB의 네트워크(network)에 초기 접속(initial access)하는 데 필수적인, 가장 자주 전송되는 파라미터들을 포함한다. UE는 MIB를 브로드캐스트 채널(예, PBCH)를 통해 수신할 수 있다. MIB에는 하향링크 시스템 대역폭(dl-Bandwidth, DL BW), PHICH 설정(configuration), 시스템 프레임 넘버(SFN)가 포함된다. 따라서, UE는 PBCH를 수신함으로써 명시적(explicit)으로 DL BW, SFN, PHICH 설정에 대한 정보를 알 수 있다. 한편, PBCH를 수신을 통해 UE가 암묵적(implicit)으로 알 수 있는 정보로는 eNB의 전송 안테나 포트의 개수가 있다. eNB의 전송 안테나 개수에 대한 정보는 PBCH의 에러 검출에 사용되는 16-비트 CRC(Cyclic Redundancy Check)에 전송 안테나 개수에 대응되는 시퀀스를 마스킹(예, XOR 연산)하여 암묵적으로 시그널링된다.

SIB1은 다른 SIB들의 시간 도메인 스케줄링에 대한 정보뿐만 아니라, 특정 셀이 셀 선택에 적합한 셀인지를 판단하는 데 필요한 파라미터들을 포함한다. SIB1은 브로드캐스트 시그널링 혹은 전용(dedicated) 시그널링을 통해 UE에게 수신된다.

DL 반송파 주파수와 해당 시스템 대역폭은 PBCH가 나르는 MIB에 의해 획득될 수 있다. UL 반송파 주파수 및 해당 시스템 대역폭은 DL 신호인 시스템 정보를 통해 얻어질 수 있다. MIB를 수신한 UE는 해당 셀에 대해 저장된 유효한 시스템 정보가 없으면, 시스템 정보 블록 타입 2(SystemInformationBlockType2, SIB2)가 수신될 때까지, MIB 내 DL BW의 값을 UL-대역폭(UL BW)에 적용한다. 예를 들어, UE는 시스템 정보 블록 타입 2(SystemInformationBlockType2, SIB2)를 획득하여, 상기 SIB2 내 UL-반송파 주파수 및 UL-대역폭 정보를 통해 자신이 UL 전송에 사용할 수 있는 전체 UL 시스템 대역을 파악할 수 있다.

주파수 도메인에서, PSS/SSS 및 PBCH는 실제 시스템 대역폭과 관계없이 해당 OFDM 심볼 내에서 DC 부반송파를 중심으로 좌우 3개씩 총 6개의 RB, 즉 총 72개의 부반송파들 내에서만 전송된다. 따라서, UE는 상기 UE에게 설정된(configured) 하향링크 전송 대역폭과 관계없이 SS 및 PBCH를 검출(detect) 혹은 복호(decode)할 수 있도록 설정된다(configured).

초기 셀 탐색을 마친 UE는 eNB로의 접속을 완료하기 위해 임의 접속 과정(random access procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 UE는 물리 임의 접속 채널(physical random access channel, PRACH)을 통해 프리앰블(preamble)을 전송하고, PDCCH 및 PDSCH을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다. 경쟁 기반 임의 접속(contention based random access)의 경우 추가적인 PRACH의 전송, 그리고 PDCCH 및 상기 PDCCH에 대응하는 PDSCH와 같은 충돌 해결 절차(contention resolution procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 UE는 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 PDCCH/PDSCH 수신 및 PUSCH/PUCCH 전송을 수행할 수 있다.

상기 임의 접속 과정은 임의 접속 채널(random access channel, RACH) 과정으로도 지칭된다. 임의 접속 과정은 초기 접속, 임의 접속 과정은 초기 접속, 상향링크 동기 조정, 자원 할당, 핸드오버 등의 용도로 다양하게 사용된다. 임의 접속 과정은 경쟁-기반(contention-based) 과정과, 전용(dedicated)(즉, 비-경쟁-기반) 과정으로 분류된다. 경쟁-기반 임의 접속 과정은 초기 접속을 포함하여 일반적으로 사용되며, 전용 임의 접속 과정을 핸드오버 등에 제한적으로 사용된다. 경쟁-기반 임의 접속 과정에서 UE는 RACH 프리앰블 시퀀스를 임의로(randomly) 선택한다. 따라서, 복수의 UE들이 동시에 동일한 RACH 프리앰블 시퀀스를 전송하는 것이 가능하며, 이로 인해 이후 경쟁 해소 과정이 필요하다. 반면, 전용 임의 접속 과정에서 UE는 eNB가 해당 UE에게 유일하게 할당한 RACH 프리앰블 시퀀스를 사용한다. 따라서, 다른 UE와의 충돌없이 임의 접속 과정을 수행할 수 있다.

경쟁-기반 임의 접속 과정은 다음의 4 단계를 포함한다. 이하, 단계 1~4에서 전송되는 메시지는 각각 메시지 1~4(Msg1 ~ Msg4)로 지칭될 수 있다.

- 단계 1: RACH 프리앰블(via PRACH)(UE to eNB)

- 단계 2: 임의 접속 응답(random access response, RAR)(via PDCCH 및 PDSCH)(eNB to UE)

- 단계 3: 레이어 2 / 레이어 3 메시지(via PUSCH)(UE to eNB)

- 단계 4: 경쟁 해소(contention resolution) 메시지(eNB to UE)

전용 임의 접속 과정은 다음의 3 단계를 포함한다. 이하, 단계 0~2에서 전송되는 메시지는 각각 메시지 0~2(Msg0 ~ Msg2)로 지칭될 수 있다. 임의 접속 과정의 일부로 RAR에 대응하는 상향링크 전송(즉, 단계 3)도 수행될 수 있다. 전용 임의 접속 과정은 기지국이 RACH 프리앰블 전송을 명령하는 용도의 PDCCH(이하, PDCCH 오더(order))를 이용하여 트리거링될 수 있다.

- 단계 0: 전용 시그널링을 통한 RACH 프리앰블 할당(eNB to UE)

- 단계 1: RACH 프리앰블(via PRACH)(UE to eNB)

- 단계 2: 임의 접속 응답(RAR)(via PDCCH 및 PDSCH)(eNB to UE)

RACH 프리앰블을 전송한 뒤, UE는 미리-설정된 시간 윈도우 내에서 임의 접속 응답(RAR) 수신을 시도한다. 구체적으로, UE는 시간 윈도우 내에서 RA-RNTI(Random Access RNTI)를 갖는 PDCCH(이하, RA-RNTI PDCCH)(예, PDCCH에서 CRC가 RA-RNTI로 마스킹됨)의 검출을 시도한다. RA-RNTI PDCCH 검출 시, UE는 RA-RNTI PDCCH에 대응하는 PDSCH 내에 자신을 위한 RAR이 존재하는지 확인한다. RAR은 UL 동기화를 위한 타이밍 오프셋 정보를 나타내는 타이밍 어드밴스(timing advance, TA) 정보, UL 자원 할당 정보(UL 그랜트 정보), 임시 단말 식별자(예, temporary cell-RNTI, TC-RNTI) 등을 포함한다. UE는 RAR 내의 자원 할당 정보 및 TA 값에 따라 UL 전송(예, Msg3)을 수행할 수 있다. RAR에 대응하는 UL 전송에는 HARQ가 적용된다. 따라서, UE는 Msg3 전송한 후, Msg3에 대응하는 수신 응답 정보(예, PHICH)를 수신할 수 있다.

임의 접속 프리앰블, 즉, RACH 프리앰블은 물리 계층에서 길이 T _CP의 순환 전치(cyclic prefix) 및 길이 T _SEQ의 시퀀스 부분으로 구성된다. T _CP의 T _SEQ는 프레임 구조와 임의 접속 설정(configuration)에 의존한다. 프리앰블 포맷은 상위 계층에 의해 제어된다. PACH 프리앰블은 UL 서브프레임에서 전송된다. 임의 접속 프리앰블의 전송은 특정 시간 및 주파수 자원들에 제한(restrict)된다. 이러한 자원들을 PRACH 자원들이라고 하며, PRACH 자원들은, 인덱스 0가 무선 프레임에서 낮은 번호의 PRB 및 서브프레임에 대응하도록, 상기 무선 프레임 내 서브프레임 번호와, 주파수 도메인에서 PRB들의 증가 순으로 번호가 매겨진다. 임의 접속 자원들이 PRACH 설정 인덱스에 따라 정의된다(3GPP TS 36.211 표준 문서 참조). PRACH 설정 인덱스는 (eNB에 의해 전송되는) 상위 계층 신호에 의해 주어진다.

LTE/LTE-A 시스템에서 임의 접속 프리앰블, 즉, RACH 프리앰블을 위한 부반송파 간격(Subcarrier Spacing)은 프리앰블 포맷 0~3의 경우 1.25kHz이고, 프리앰블 포맷 4의 경우 7.5kHz인 것으로 규정된다(3GPP TS 36.211 참조).

도 5는 하향링크 무선 프레임에서 하나의 서브프레임의 제어 영역에 포함되는 제어 채널을 예시하는 도면이다.

도 5를 참조하면, 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼로 구성되어 있다. 서브프레임 설정에 따라 처음 1 내지 3개의 OFDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 OFDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1 내지 R4는 안테나 0 내지 3에 대한 기준 신호(Reference Signal(RS) 또는 Pilot Signal)를 나타낸다. RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당된다. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등이 있다.

PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG(Resource Element Group)로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID(Cell IDentity)에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE(Resource Element)로 구성된다. RE는 하나의 부반송파Х하나의 OFDM 심볼로 정의되는 최소 물리 자원을 나타낸다. PCFICH 값은 대역폭에 따라 1 내지 3 또는 2 내지 4의 값을 지시하며 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.

PHICH는 물리 HARQ(Hybrid - Automatic Repeat and request) 지시자 채널로서 상향링크 송신에 대한 HARQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. 즉, PHICH는 UL HARQ를 위한 DL ACK/NACK 정보가 송신되는 채널을 나타낸다. PHICH는 1개의 REG로 구성되고, 셀 특정(cell-specific)하게 스크램블(scrambling) 된다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, BPSK(Binary phase shift keying)로 변조된다. 변조된 ACK/NACK은 확산인자(Spreading Factor; SF) = 2 또는 4로 확산된다. 동일한 자원에 매핑되는 복수의 PHICH는 PHICH 그룹을 구성한다. PHICH 그룹에 다중화되는 PHICH의 개수는 확산 코드의 개수에 따라 결정된다. PHICH (그룹)은 주파수 영역 및/또는 시간 영역에서 다이버시티 이득을 얻기 위해 3번 반복(repetition)된다.

PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n개의 OFDM 심볼에 할당된다. 여기에서, n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 하나 이상의 CCE로 구성된다. PDCCH는 송신 채널인 PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트(Uplink Scheduling Grant), HARQ 정보 등을 각 단말 또는 단말 그룹에게 알려준다. PCH(Paging channel) 및 DL-SCH(Downlink-shared channel)는 PDSCH를 통해 송신된다. 따라서, 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어 정보 또는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 송신 및 수신한다.

PDSCH의 데이터가 어떤 단말(하나 또는 복수의 단말)에게 송신되는 것이며, 상기 단말들이 어떻게 PDSCH 데이터를 수신하고 디코딩(decoding)을 해야 하는 지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 송신된다. 예를 들어, 특정 PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 무선자원(예, 주파수 위치) 및 "C"라는 DCI 포맷 즉, 송신 형식 정보(예, 송신 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 송신되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 송신된다고 가정한다. 이 경우, 셀 내의 단말은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 검색 영역에서 PDCCH를 모니터링, 즉 블라인드 디코딩하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고, 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 "C"에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.

도 6은 LTE 시스템에서 사용되는 상향링크 서브프레임의 구조를 도시하는 도면이다.

도 6을 참조하면, 상향링크 서브프레임은 제어정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)가 할당되는 영역과 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)가 할당되는 영역으로 나눌 수 있다. 서브프레임의 중간 부분이 PUSCH에 할당되고, 주파수 영역에서 데이터 영역의 양측 부분이 PUCCH에 할당된다. PUCCH 상에 송신되는 제어정보는 HARQ에 사용되는 ACK/NACK, 하향링크 채널 상태를 나타내는 CQI(Channel Quality Indicator), MIMO를 위한 RI(Rank Indicator), 상향링크 자원 할당 요청인 SR(Scheduling Request) 등이 있다. 한 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임 내의 각 슬롯에서 서로 다른 주파수를 차지하는 하나의 자원블록을 사용한다. 즉, PUCCH에 할당되는 2개의 자원블록은 슬롯 경계에서 주파수 호핑(frequency hopping)된다. 특히 도 6은 m=0인 PUCCH, m=1인 PUCCH, m=2인 PUCCH, m=3인 PUCCH가 서브프레임에 할당되는 것을 예시한다.

이하, 채널 상태 정보(channel state information, CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 상태 정보 없이 운용되는 개루프(open-loop) MIMO와 채널 상태 정보에 기반하여 운용되는 폐루프(closed-loop) MIMO 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히, 폐루프 MIMO 에서는 MIMO 안테나의 다중화 이득(다중화 gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정보를 바탕으로 빔포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부터 얻기 위해, 단말에게 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 할당하여 하향링크 신호에 대한채널 상태 정보(CSI)를 피드백 하도록 명령한다.

CSI는 RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix 인덱스), CQI(Channel Quality Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선, RI는 상술한 바와 같이 채널의 랭크 정보를 나타내며, 단말이 동일 주파수-시간 자원을 통해 수신할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한, RI는 채널의 롱텀 페이딩(long term fading)에 의해 결정되므로 PMI, CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으로 피드백 된다.

두 번째로, PMI는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의 메트릭(metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸다. 마지막으로, CQI는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.

3GPP LTE-A 시스템에서 기지국은 다수의 CSI 프로세스를 UE에게 설정하고, 각 CSI 프로세스에 대한 CSI를 보고 받을 수 있다. 여기서 CSI 프로세스는 기지국으로부터의 신호 품질 특정을 위한 CSI-RS 자원과 간섭 측정을 위한 CSI-IM (interference measurement) 자원, 즉 IMR (interference measurement resource)로 구성된다.

Millimeter Wave (mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 엘리먼트의 설치가 가능하다. 구체적으로, 30GHz 대역에서 파장은 1cm로써 4 by 4 cm의 패널(panel)에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2D (dimension) 배열 형태인 총 64(8x8)의 안테나 엘리먼트 설치가 가능하다. 그러므로 mmW 분야에서의 최근 동향에서는 다수개의 안테나 엘리먼트를 사용하여 BF (beamforming) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 쓰루풋 (throughput)의 증대를 시도하고 있다.

이 경우에 안테나 엘리먼트 별로 송신 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU (Transceiver Unit)을 구비한다면, 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍이 가능하다. 그러나 100여개의 안테나 엘리먼트 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 엘리먼트를 매핑하고 아날로그 위상 천이기 (analog phase shifter)로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍을 해줄 수 없는 단점을 갖는다.

디지털 BF와 아날로그 BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 엘리먼트보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 hybrid BF를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 엘리먼트의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 송신할 수 있는 빔 방향은 B개 이하로 제한되게 된다.

도 7은 TXRU와 안테나 엘리먼트의 연결 방식의 일례들을 나타낸다.

도 7의 (a)은 TXRU가 서브-어레이(sub-array)에 연결된 방식을 나타낸다. 이 경우에 안테나 엘리먼트는 하나의 TXRU에만 연결된다. 이와 달리 도 6의 (b)는 TXRU가 모든 안테나 엘리먼트에 연결된 방식을 나타낸다. 이 경우에 안테나 엘리먼트는 모든 TXRU에 연결된다. 도 6에서 W는 아날로그 위상 천이기에 의해 곱해지는 위상 벡터를 나타낸다. 즉, W에 의해 아날로그 빔포밍의 방향이 결정된다. 여기서 CSI-RS 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 1-to-1 또는 1-to-多 일 수 있다.

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (radio access technology)에 비해 향상된 무선 광대역 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 메시브 (massive) MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 뿐만 아니라 신뢰도 (reliability) 및 레이턴시 (latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이러한 점을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 본 발명에서는 편의상 NewRAT 이라고 지칭한다.

TDD 시스템에서 데이터 송신 레이턴시를 최소화하기 위하여 5세대 NewRAT에서는 도 8과 같은 self-contained 서브프레임 구조를 고려하고 있다. 도 8은 Self-contained 서브프레임 구조의 일 예이다.

도 8에서 빗금 영역은 하향링크 제어 영역을 나타내고, 검정색 부분은 상향링크 제어 영역을 나타낸다. 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터 송신을 위해 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 한 개의 서브프레임 내에서 하향링크 송신과 상향링크 송신이 순차적으로 진행되어, 서브프레임 내에서 하향링크 데이터를 보내고, 상향링크 ACK/NACK도 받을 수 있다. 결과적으로 데이터 송신 에러 발생시에 데이터 재송신까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 레이턴시를 최소화할 수 있다.

이러한 self-contained 서브프레임 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신모드로 전환 과정 또는 수신모드에서 송신모드로 전환 과정을 위한 시간 간극 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 self-contained 서브프레임 구조에서 하향링크에서 상향링크로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼 (OFDM 심볼; OS)이 GP (guard period)로 설정되게 된다.

NewRAT을 기반으로 동작하는 시스템에서 구성/설정 가능한 상기 self-contained 서브프레임 타입의 일례로, 적어도 다음과 같은 4가지 서브프레임 타입을 고려할 수 있다.

- 하향링크 제어 구간 + 하향링크 데이터 구간 + GP + 상향링크 제어 구간

- 하향링크 제어 구간 + 하향링크 데이터 구간

- 하향링크 제어 구간 + GP + 상향링크 데이터 구간 + 상향링크 제어 구간

- 하향링크 제어 구간 + GP + 상향링크 데이터 구간

이하, 본 발명의 실시 예에 따른 동기 신호를 생성하는 방법 및 동기 신호 인덱스를 지시하는 방법에 대해 설명하도록 한다.

1. 파라미터 집합과 기본 부반송파 간격

SS 블록을 위한 파라미터 집합은 다음에 따라 정의될 수 있다.

- 부반송파 간격(대역폭)

15kHz (up to 5MHz), 30kHz (up to 10MHz), 120kHz (up to 40MHz), 240kHz (up to 80MHz)

또한, PBCH 전송을 위해 24RB가 할당되는 것을 고려할 때, 15kHz 부반송파를 위한 4.32MHz의 전송 대역폭과 120kHz 부반송파를 위한 34.56MHz가 요구된다. 그리고, 6GHz까지의 주파수 범위에서는, NR 을 위한 최소 가능한 반송파 대역폭은 5MHz이고, 6GHz에서 52.6GHz까지의 주파수 범위에서는, NR을 위한 최소 가능한 반송파 대역폭이 50MHz로 정해졌다.

따라서, 상술한 바에 따라, 6GHz 이하의 주파수 범위에서는, 15kHz의 부반송파 간격을 기본 뉴머롤로지(default numerologies)로 결정되고, 6GHz 이상의 주파수 범위에서는 120kHz의 부반송파 간격을 기본 뉴머롤로지로 결정될 수 있다. 좀 더 정확하게는, 6GHz 부터 52.6GHz 주파수 범위까지는 120kHz의 부반송파 간격을 기본 뉴머롤로지로 결정될 수 있다. 하지만, 6Ghz에서의 PSS/SSS 기반 15kHz 부반송파의 검출 성능에 대해서는 조심스럽게 접근할 필요가 있다.

또한, NR-SS 전송을 위한 더 큰 부반송파 간격, 예를 들면, 30kHz 혹은 240kHz의 부반송파 간격을 도입할 가능성을 고려할 수도 있다.

2. 전송 대역폭 및 NR-SS 시퀀스 RE 맵핑

도 9를 참조하면, LTE에서 PSS/SSS 시퀀스를 RE에 맵핑하였던 방법과 유사하게, NR-SS 시퀀스는 전송 대역폭의 중심 부분에 위치하는 RE들에 맵핑될 수 있으며, 전송 대역폭의 가장 자리에 위치하는 일부 RE는 가드 부반송파(Guard Subcarrier)로 예약될(reserved) 수 있다. 예를 들어, 12RB가 NR-SS 전송을 위해 사용된다면, 127RE가 NR-SS 시퀀스를 위해 사용되고, 17RE는 예약된다. 이러한 경우, NR-SS 시퀀스의 64번째 요소(element)는 NR-SS 전송 대역폭의 중앙 부반송파에 맵핑될 수 있다.

한편, NR-SS 시퀀스를 RE에 맵핑하는 것을 고려할 때, NR-SS 전송을 위해, 15kHz 부반송파의 경우, 2.16MHz의 전송 대역폭이 사용되는 것을 가정할 수 있다. 또한, 부반송파 간격이 정수 배로 증가하면, NR-SS 대역폭 또한 동일한 정수 배로 증가한다.

즉, NR-SS를 위한 대역폭은 부반송파 간격에 따라, 다음과 같이 정의될 수 있다.

- 부반송파 간격이 15kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 2.16MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 30kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 4.32MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 120kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 17.28MHz일 수 있다.

- 부반송파 간격이 240kHz인 경우, NR-SS 대역폭은 34.56MHz일 수 있다.

3. NR-PSS 시퀀스 설계

NR 시스템에서는, 1000 개의 셀 ID를 구분하기 위해, NR-PSS 시퀀스의 수는 3개로 정의되며, 각 NR-PSS에 대응하는 NR-SSS의 가설 값(hypothesis)의 수는 334개로 정의된다.

NR-PSS 설계를 위해서는 타이밍 모호성, PAPR 및 검출 복잡성 등을 고려해야 한다. 타이밍 모호성을 해결하기 위하여, 주파수 도메인의 M-시퀀스를 이용하여 NR-PSS 시퀀스를 생성할 수 있다. 그러나, M-시퀀스를 이용하여 NR-PSS 시퀀스를 생성하는 경우, 상대적으로 높은 PAPR 특성을 가질 수 있다. 그러므로, NR-PSS를 설계할 때, 낮은 PAPR 특성을 가지는 주파수 도메인 M-시퀀스에 대해 연구할 필요가 있다.

한편, NR-PSS 시퀀스로서, 수정된 ZC 시퀀스를 고려할 수 있다. 특히, 4개의 ZC 시퀀스를 시간 도메인 상에서 연속적으로 배치하여 생성하는 방법을 사용하는 경우, 타이밍 모호성 문제를 해결할 수 있고, 낮은 PAPR 특성을 가질 수 있으며, 검출 복잡성을 감소시킬 수 있다. 특히, NR 시스템에서는 단말이 다중 시퀀스 및 LTE에 비해 넓은 전송 대역폭을 가지는 NR-PSS를 검출하기 위하여, 검출 복잡성이 증가할 수 밖에 없으므로, 검출 복잡성을 감소시키는 문제는 NR-PSS 설계에 있어서 매우 중요하다.

상술한 바를 기초로, 2 가지의 NR-PSS 시퀀스를 생각해 볼 수 있다.

(1) 낮은 PAPR 특성을 가지는 주파수 M-시퀀스

- 다항식: g(x) = x⁷+x⁶+x⁴+x+1 (초기 폴리 시프트 레지스터 값: 1000000)

- Cyclic Shift: 0, 31, 78

(2) 시간 도메인 상에서 연속된 4개의 ZC 시퀀스

- 31길이의 ZC 시퀀스 (루트 인덱스: {1,30}, {7,24}, {4,27})

- 시퀀스 생성을 위한 수학식

[수학식 1]

도 10은 시간 도메인 상에서 연속된 4개의 ZC 시퀀스를 이용하여, NR-PSS를 생성하는 방법을 간략하게 설명하기 위한 도면이다. 도 10을 참조하여 설명하면, N개의 서브 심볼들을 S1, S2, .... , Sn이라고 한다면 IFFT하기 전에 S1, S2, .... , Sn의 시퀀스들을 연결(concatenation)하고, 전체 시퀀스 길이로 DFT (Discrete Fourier Transform) 스프레딩을 수행한 후, 부반송파를 따라, N개의 서브 심볼 각각에 대응하는 복수의 시퀀스들을 맵핑한 후, IFFT를 수행하면 대역 외 방출 (out of band emission) 문제 없이 N_IFFT 길이의 시간 도메인 시퀀스를 획득할 수 있다.

4. NR-SSS 시퀀스 설계

NR-SSS 시퀀스는 하나의 긴 시퀀스로 생성되며, 334개의 가설 값(hypothesis)을 생성하기 위해, 상이한 다항식을 갖는 2개의 M-시퀀스의 결합으로 생성된다. 예를 들어, 제 1 M-시퀀스를 위한 Cyclic Shift 값이 112이고, 제 2 M-시퀀스를 위한 Cyclic Shift 값이 3이면, 총 336개의 가설 값(hypothesis)을 획득할 수 있다. 이러한 경우, NR-PSS를 위한 스크램블링 시퀀스 또한, 제 3 M-시퀀스를 적용하여, 획득할 수 있다.

만약, 5ms/10ms 와 같이, 비교적 짧은 주기의 NR-SS 버스트 집합(NR-SS burst set)이 설정되면, NR-SS 버스트 집합은 2개의 10ms 무선 프레임(radio frame) 내에서 여러 번 전송될 수 있다.

따라서, 여러 번 전송되는 NR-SS 버스트 집합을 위한 서로 다른 NR-SSS 시퀀스가 도입된다면, 즉, NR-SS 버스트 집합이 전송될 때마다, 서로 다른 NR-SSS 시퀀스를 사용한다면, UE는 기본 주기 내에서 전송되는 복수의 NR-SS 버스트 집합 각각을 구분할 수 있다.

예를 들어, 기본 주기 내에서 NR-SS 버스트 집합이 4번 전송된다면, 제 1 NR-SS 버스트 집합에는 NR-SSS 시퀀스의 오리지널 집합이 적용되고, 제 2, 3, 4 NR-SS 버스트 집합에 대해 상기 오리지널 집합과 다른 NR-SSS 시퀀스가 사용되는 것으로 간주할 수 있다. 또한, 상이한 NR-SSS 시퀀스 집합이 2개 사용된다면, 제 1, 3 NR-SSS 버스트 집합에 대해 하나의 NR-SSS 시퀀스 집합이 사용되고, 제 2, 4 NR-SSS 버스트 집합에 대해 다른 하나의 NR-SSS 시퀀스 집합이 사용될 수 있다.

NR시스템에서 정의한 NR-SSS 시퀀스는 길이가 127인 M-시퀀스를 2개 정의하고, 각 M-시퀀스들에 포함된 요소들의 곱으로 최종 시퀀스를 생성한다.

즉, NR-SSS 시퀀스는 NR-PSS에 의해 주어진, 스크램블링 시퀀스 일 수 있으며, 그 길이는 127일 수 있고, 다음의 수학식 2에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 2]

d(n) = s_1,m(n) s_2,k(n)c_z(n) for n=0,..,126 and z=0,1

여기서, 2개의 10ms 무선 프레임들의 제 1 SS 버스트 집합에서 전송되는 NR-SSS를 위해 z=0이 사용될 수 있다. 그리고, 상기 제 2, 3, 4 SS 버스트 집합에서 전송되는 NR-SSS를 위해 z=1이 사용될 수 있다.

이 때, 상기 s_1,m(n) 및 s_2,k(n)는 다음의 수학식 3에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 3]

s_1,m(n) = S₁((n+m)mod127),

s_2,k(n) = S₂((n+k)mod127)

여기서, m= N_ID1mod112, K=floor(N_ID1/112), k=CS₂(K), 0=N_ID1=333, CS₂∈{48, 67,122}으로 정의될 수 있다.

최종적으로, S₁ 및 S₂를 구하기 위한 S_r(i) = 1-2x(i), 0=i=126, r=1,2로 정의될 수 있으며, 이 때, x(i)에 대한 다항식은, 다음의 수학식 4에 의해 정의될 수 있다.

[수학식 4]

x(j+7) = (x(j+3) + x(j)) mod2, r=1

x(j+7) = (x(j+3) + x(j+2) + x(j+1) + x(j)) mod2, r=2

여기서, x(i)를 위한 초기 조건은,

x(0)=x(1)=x(2)=x(3)=x(4)=x(5)=0, x(6)=1 일 수 있고, 0=j=119 의 값을 가질 수 있다.

여기서, SSS의 프리앰블 및 중간 앰블(mid-amble) 신호로서, C₀(n) 및 C₁(n)의 2개의 스크램블링 시퀀스를 각각 사용할 수 있다. 이러한 2개의 스크램블링 시퀀스는 PSS에 의존하고, 아래의 수학식 5와 같이 M-시퀀스인 C(n)에 2개의 상이한 Cyclic Shift를 적용하여 정의될 수 있다.

[수학식 5]

c_z(n) = C((n+p) mod 127)

where, p = CS₁(N_ID2+3·z), CS₁∈{23, 69, 103, 64, 124, 24}, N_ID2∈{0,1,2}

여기서, C(i) = 1-2x(i)이고, 0=i=126 로 정의될 수 있으며, 이 때, x(i)에 대한 다항식은, 다음의 수학식 6에 의해 정의될 수 있다.

[수학식 6]

x(j+7) = (x(j+5) + x(j+4) + x(j+3) + x(j+2) + x(j+1) + x(j)) mod2

여기서, x(i)를 위한 초기 조건은, x(0)=x(1)=x(2)=x(3)=x(4)=x(5)=0, x(6)=1 이고, 0=j=119 의 값을 가질 수 있다.

이제, 상술한 실시 예들에 따른, 성능 측정 결과를 살펴보도록 한다. NR-PSS의 성능 측정을 위한 본 실험에서, 3가지 NR-PSS 설계 방법을 고려하였다. 1) 주파수 도메인 M-시퀀스 (종래의 PSS 시퀀스) 2) 낮은 PAPR을 가지는 M-시퀀스 3) 4개의 ZC 시퀀스를 시간 영역에서 연결한 시퀀스.

또한, NR-SSS에 대한 측정은 본 발명에서 제안한 NR-SSS 시퀀스를 사용하였다.

5. 상술한 NR-PSS 시퀀스 설계에 따른 측정 결과

PAPR 및 CM

상술한 3가지 타입의 NR-PSS 시퀀스에 대한 PAPR 및 CM의 측정 결과는 다음 표 1과 같다.

상술한 결과에 따르면, 4개의 ZC 시퀀스를 시간 영역에서 연결한 시퀀스를 기반으로 하는 NR-PSS의 PAPR/CM은 M-시퀀스를 기반으로 하는 NR-PSS의 PAPR/CM보다 낮다. 한편, 낮은 PAPR을 갖는 M-시퀀스와 주파수 영역 M-시퀀스를 비교해보면, 낮은 PAPR을 갖는 M-시퀀스의 PAPR/CM이 주파수 영역 M-시퀀스의 PAPR/CM 보다 낮다. 한편, PAPR/CM은 전력 증폭기의 가격을 결정하는 중요한 요소이므로, PAPR/CM이 낮은 NR-PSS 설계를 고려해야 한다.

결론적으로, PAPR/CM 관점에서 볼 때, ZC 시퀀스를 기반으로 하는 NR-PSS는 M-시퀀스를 기반으로 하는 NR-PSS보다 좋은 성능 측정 결과를 보이고, 낮은 PAPR을 갖는 M-시퀀스를 기반으로 하는 NR-PSS는 주파수 영역 M-시퀀스의 NR-PSS보다 좋은 성능 측정 결과를 보인다.

오탐지율 (Misdetection Rate)

도 11은 상술한 각각의 NR-PSS 오탐지율에 대한 측정 평가를 도시한 것이다. 도 11로부터, 각각의 NR-PSS 설계의 성능은 비슷한 수준인 것을 알 수 있다. 다만, 도 12를 보면, 4개의 ZC 시퀀스를 연결한 시퀀스가 가장 낮은 검출 복잡성을 가지는 것을 알 수 있다.

구체적으로, 도 12를 보면, 4개의 ZC 시퀀스를 연결한 시퀀스 및 주파수 도메인 시퀀스는 유사한 검출 성능을 보여준다. 이 때, 4개의 ZC 시퀀스를 연결한 시퀀스의 검출 복잡성이 더 낮은 이점이 있다. 또한, 상술한 NR-PSS 시퀀스가 유사한 검출 복잡성을 가지고 있는 것으로 가정될 때에는, 4개의 ZC 시퀀스를 연결한 시퀀스가 M-시퀀스보다 우수한 성능을 제공한다.

결론적으로, 동일한 검출 복잡성을 가지고 있다는 가정하에서, ZC 시퀀스를 기반으로 한 NR-PSS 설계 검출 성능이 주파수 도메인 M-시퀀스의 검출 성능보다 좋은 성능을 제공한다.

6. 상술한 NR-SSS 시퀀스 설계에 따른 측정 결과

이제, NR-SSS 시퀀스 수에 따른 검출 성능을 비교한다. 성능 측정을 위해, 종래의 SSS 시퀀스와 본 발명에 따라 제안된 NR-SSS를 비교하게 된다.

NR-SSS 시퀀스 설계에 대한 간략한 정보는 다음과 같다.

1) 단일 세트의 NR-SSS (NR-PSS 시퀀스 당 334개의 가설을 가짐)

2) 두 세트의 NR-SSS (NR-PSS 시퀀스 당 668개의 가설을 가짐)

도 13을 참조하면, NR-SSS 시퀀스의 가설이 2배로 증가하더라고, 특별한 성능 저하는 관찰되지 않는다. 따라서, 기본 주기 내에서 SS 버스트 집합의 경계를 검출하기 위해, NR-SSS의 추가 세트의 도입을 고려할 수 있다.

한편, 도 11 내지 도 13에 따른, 측정 실험에 사용된 파라미터들은 다음의 표 2와 같다.

7. SS 블록 구성

PBCH의 페이로드 크기가 최대 80bits 인 경우, SS 블록 전송을 위해 총 4 개의 OFDM 심볼이 사용될 수 있다. 한편, NR-PSS, NR-SSS, NR-PBCH을 포함하는 SS 블록 내에서 NR-PSS / NR-SSS / NR-PBCH의 시간 위치에 대해 논의 할 필요가 있다. 초기 액세스 상태에서 NR-PBCH는 정밀한 시간/주파수 추적을 위한 기준 신호로 사용될 수 있다. 추정 정확도를 향상시키기 위해서는 NR-PBCH를 위한 두 개의 OFDM 심벌은 되도록 먼 거리에 위치하는 것이 효율적이다. 따라서, 본 발명에서는 도 14(a)와 같이, SS 블록의 1 번째와 4 번째 OFDM 심벌이 NR-PBCH 전송에 사용되는 것을 제안한다. 이에 따라, NR-PSS에 대해서는 제 2 OFDM 심벌이 할당되고, NR-SSS에 대해서는 제 3 OFDM 심벌이 사용될 수 있다.

한편, NR-SS가 셀 측정 또는 셀 발견의 목적을 위해 송신 될 때, NR-PBCH 및 SS 블록 시간 인덱스 표시 모두를 송신할 필요는 없다. 이 경우, SS 블록은 도 14(b)와 같이, 두 개의 OFDM 심볼로 구성되며, 첫 번째 OFDM 심볼은 NR-PSS에 할당되고, 두 번째 OFDM 심볼은 NR-SSS에 할당된다.

도 15(a)를 참조하면, NR-PBCH는 288 REs 내에 할당되며, 이는 24 개의 RB로 구성된다. 한편, NR-PSS / NR-SSS의 시퀀스는 길이가 127이므로 NR-PSS / NR-SSS 전송에 12 개의 RB가 필요하다. 즉, SS 블록 구성의 경우, SS 블록은 24 개의 RB 내에 할당된다. 또한, 15, 30, 60 kHz 등의 상이한 뉴머롤로지 간의 RB 그리드 정렬을 위해서도 24RB 내에 SS블록이 할당되는 것이 바람직하다. 또한, NR에서는 15MHz 서브 캐리어 간격으로 25 RB가 정의 될 수 있는, 5MHz의 최소 대역폭을 가정하므로 SS 블록 전송에 24RB가 사용된다. 또한 NR-PSS / SSS는 SS 블록의 중간에 위치해야 하며, 이는 NR-PSS / SSS가 7 번째에서 18 번째 RB 내에 할당된다는 것을 의미할 수 있다.

한편, 도 15(a)와 같이 SS블록을 구성하는 경우, 120kHz와 240kHz 부반송파 간격에서, 단말의 AGC(Automatic Gain Control) 동작에서 문제가 발생할 수 있다. 즉, 120kHz 및 240kHz 부반송파 간격의 경우, AGC 동작으로 인해, NR-PSS의 검출이 제대로 수행되지 않을 수 있으며, 이에 따라, 아래의 2가지 실시 예와 같이, SS 블록 구성을 변경하는 것을 고려할 수 있다.

(실시 예 1) PBCH-PSS-PBCH-SSS

(실시 예 2) PBCH-PSS-PBCH-SSS-PBCH

즉, PBCH 심볼을 SS 블록의 시작 부분에 위치시키고, PBCH 심볼을 AGC 동작을 위한 더미(Dummy) 심볼로 사용함으로써, 단말의 AGC 동작이 더 원활하게 수행될 수 있도록 할 수 있다.

한편, NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH는 도 15(b)와 같이, 할당될 수도 있다. 즉, 0번 심볼에 NR-PSS가 할당되고, NR-SSS는 2번 심볼에 할당될 수 있다. 그리고, NR-PBCH는 1 내지 3번 심볼에 할당될 수 있는데, 이 때, 1번 심볼과 3번 심볼은 NR-PBCH가 전용으로 맵핑될 수 있다. 다시 말해, 1번 심볼과 3번 심볼에는 NR-PBCH만 맵핑되고, 2번 심볼에는 NR-SSS와 NR-PBCH가 함께 맵핑될 수 있다.

8. SS 버스트 구성

본 발명에서는, 슬롯 내에서, SS 블록 전송이 가능한 OFDM 심볼을 어떻게 결정할지에 대해 살펴보도록 한다. CP 유형은 UE-Specific 시그널링과 함께, 반정적으로 설정되는데, NR-PSS/SSS는 노멀 CP를 지원할 수 있다. 이를 통해, 초기 접속에서, CP 디텍션 문제는 해결될 수 있다.

하지만, NR 시스템에서는 매 0.5ms 경계에서 Extend CP를 포함할 수 있다. 즉, SS 블록이 슬로 내 또는 슬롯 간에 위치해 있을 때, SS 블록의 중간이 0.5ms 경계에 있을 수 있다. 이 경우, SS 블록 내에서, NR-PSS 및/또는 NR-SSS 중, 다른 길이의 CP가 적용될 수 있다. 이때, UE가 정상적인 CP가 NR-PSS 및/또는 NR-SSS에 적용된다고 가정하고, NR-SS 검출을 수행하면, 검출 성능이 저하될 수도 있다. 따라서, NR에서는, SS 블록이 0.5ms 경계를 넘어서 있지 않게 설계되어야 한다.

도 16는 TDD 경우에 대한 SS 버스트 구성의 예를 도시한다. NR 시스템에서, DL 제어 채널은 슬롯 및/또는 미니 슬롯 내의 첫번째 OFDM 심볼에 위치하고, UL 제어 채널은 마지막으로 송신 된 UL 심볼에 위치할 수 있다. 따라서, 슬롯 내에 위치한 SS 블록과 DL/UL 제어 채널의 충돌을 피하기 위해 SS 블록은 슬롯의 중간에 위치 할 수 있다.

SS 버스트 집합 내의 SS 블록의 최대 개수는 주파수 범위에 따라 결정된다. 또한, SS블록 개수의 후보 값은 주파수 범위에 따라 정해진다. 한편, 본 발명에서는, 도 16의 SS 버스트 구성 예를 기반으로 SS 버스트 집합 내에서 SS 블록 전송에 필요한 전체 시간 간격을 제안하고자 한다.

표 3에 나타낸 바와 같이, NR-SS 전송을 위해 30kHz 및 240kHz의 부반송파 간격을 도입하면, SS 블록이 최대 2ms 이내에 전송 될 것으로 예상 할 수 있다. 그러나 NR-SS 전송을 위한 기본 부반송파 간격은 15kHz와 120kHz이기 때문에, 30kHz 및 240kHz의 부반송파 간격을 도입하기 위해서는 더 넓은 최소 시스템 대역폭, 예를 들어, 30kHz 부반송파 간격에 대해서는 10MHz, 240kHz 부반송파 간격에 대해서는 80MHz을 도입할지 여부를 논의 해야한다. NR이 6GHz 이하에서 5MHz, 6GHz에서 50MHz의 최소 시스템 대역폭만을 지원한다고 판단되면 15kHz와 120kHz 부반송파 간격에 따라 SS 버스트 세트를 설계해야한다. 그리고 SS 블록의 최대 개수가 6GHz 이하의 경우, 8 개이고 6GHz 이상인 경우, 64 개라고 가정하면 SS 블록 전송에 필요한 시간은 4ms이므로 시스템 오버 헤드가 상당히 크다. 또한, SS 블록 전송을 위한 전체 시간 간격이 짧은 것이, 네트워크 에너지 절약 및 UE 측정 관점에 바람직하기 때문에, SS 블록 송신을 위한 할당의 후보 위치는 N ms 시간 지속 기간 (예를 들어, N = 0.5, 1, 2) 내에 정의되어야 한다.

9. SS 버스트 집합 구성

SS 버스트 세트 구성에 대해, 도 17에 도시 된 바와 같이, SS 버스트 주기에 따라 2 가지 타입을 고려할 수 있다. 하나는 도 17(a)의 국부 타입으로서, 모든 SS 블록이 SS 버스트 세트 내에서 연속적으로 전송되는 반면, 다른 하나는 도 17(b)의 분산 타입으로서, SS 버스트는 SS 버스트 세트주기 내에서 주기적으로 전송된다.

IDLE UE를위한 에너지 절약 및 inter-frequency 측정을 위한 효율성 측면에서, 국부적인 유형의 SS 버스트 경우, 분산된 유형의 SS 버스트 경우와 비교하여 이점을 제공한다. 따라서, 국부적인 유형의 SS 버스트를 지원하는 것이 더 바람직할 것이다.

한편, 도 17(a)와 같이 국부적 타입으로 SS 버스트 세트를 구성한다면, SS 버스트 세트가 맵핑되는 심볼 구간 동안 상향링크 신호를 전송할 수 없게 된다. 특히, SS 블록이 배치되는 부반송파 간격이 커질수록, 심볼의 크기는 이에 반비례하여 좁아지기 때문에, 상향링크 신호를 전송할 수 없는 심볼 구간이 더 많아지므로, SS 블록이 배치되는 부반송파 간격이 일정 이상인 경우, 일정 간격으로 SS 버스트 사이에 상향링크 전송을 위한 심볼을 비워둘 필요가 있다.

도 18을 참조하면, SS 블록을 배치하는 부반송파 간격이 120kHz일 때와 240kHz때의 SS 버스트 세트 구성을 나타내고 있다. 도 18을 보면, 120kHz와 240kHz의 부반송파를 가질 때, 4개의 SS 버스트 단위로 일정 간격을 비워두고 SS 버스트를 구성한다. 즉, 0.5ms 단위로 0.125ms의 상향링크 전송을 위한 심볼 구간을 비워두고, SS블록을 배치한다.

그런데, 6GHz 이상의 주파수 범위에서, 60kHz의 부반송파 간격이 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 즉, 도 19에서 볼 수 있듯이, NR에서는 데이터 전송을 위한 60kHz의 부반송파 간격과, SS 블록 전송을 위한 120kHz 또는 240kHz의 부반송파 간격이 멀티플렉싱 될 수 있다.

한편, 도 19의 네모로 표시된 부분을 포면, 120kHz 부반송파 간격의 SS 블록과 60kHz 부반송파 간격의 데이터가 멀티플렉싱되면서, 120kHz 부반송파 간격의 SS 블록과 60kHz 부반송파 간격의 GP와 하향링크 제어 영역 간의 충돌 또는 중첩이 발생하는 것을 볼 수 있다. SS 블록과 DL/UL 제어 영역의 충돌은 가급적 피해야 하는 것이 바람직하므로, SS 버스트 및 SS 버스트 세트 구성의 수정이 요구된다.

본 발명에서는, 이를 해결하기 위한 SS 버스트 구성의 수정 방향으로는 2가지 실시 예를 제안하고자 한다.

첫 번째 실시 예는, 도 20에서 보는 바와 같이, SS 버스트 포맷 1과 SS 버스트 포맷 2의 위치를 변경하는 것이다. 즉, 도 20의 네모 상자 안에 있는 SS 버스트 포맷 1과 포맷 2를 교환함으로써, SS 블록과 DL/UL 제어 영역 사이의 충돌이 발생하지 않도록 할 수 있다. 다시 말해, SS 버스트 포맷 1 이 60kHz 부반송파 간격의 슬롯에 앞 부분에 위치하고, SS 버스트 포맷 2가 60kHz 부반송파 간격의 슬롯에 뒷 부분에 위치한다.

상술한 실시 예를 정리하면, 다음과 같이 표현될 수 있다.

1) 120 KHz subcarrier spacing

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 16, 20, 32, 36, 44, 48} + 70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2, 4, 6.

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {2, 6, 18, 22, 30, 34, 46, 50} + 70*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3, 5, 7.

2) 240 KHz subcarrier spacing

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44, 64, 68, 72, 76, 88, 92, 96, 100} + 140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 2

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 12, 16, 36, 40, 44, 48, 60, 64, 68, 72, 92, 96, 100, 104} + 140*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=1, 3

두 번째 실시 예는 도 21에서 보는 것과 같이, SS 버스트 세트 구성을 변경하는 방법이 있다. 즉, SS 버스트 세트는 SS 버스트 세트의 시작 경계와 60kHz 부반송파 간격 슬롯의 시작 경계가 정렬되도록, 즉, 일치하도록 구성될 수 있다.

구체적으로, SS 버스트는 1ms 동안 국부적으로 배치되는 SS 블록에 의해 구성된다. 따라서, 1ms 동안, 120kHz 부반송파 간격의 SS 버스트는 16개의 SS 블록을 가지고, 240kHz 부반송파 간격의 SS 버스트는 32개의 SS 블록을 가지게 된다. 이렇게 SS 버스트를 구성하면, SS 버스트 사이에 60kHz의 부반송파 간격 기준, 하나의 슬롯이 갭(gap)으로 할당된다.

상술한 두 번째 실시 예를 정리하면 다음과 같다.

1) 120 KHz subcarrier spacing

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {4, 8, 16, 20} + 28*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 10, 11, 12, 13, 15, 16, 17, 18.

2) 240 KHz subcarrier spacing

- the first OFDM symbols of the candidate SS/PBCH blocks have indexes {8, 12, 16, 20, 32, 36, 40, 44} + 56*n. For carrier frequencies larger than 6 GHz, n=0, 1, 2, 3, 5, 6, 7, 8.

10. 5ms 구간 내에서 실제 전송되는 SS/PBCH 블록을 지시하는 방법 (The indication of actually transmitted SS/PBCH block within 5ms duration)

NR 시스템에서, 초기 접속 과정을 수행하기 위하여, SS 버스트 집합 주기 내(예를 들어, 5ms)의 SS 블록 전송을 위한 후보 위치가 특정될 수 있다. 또한, 실제 전송 된 SS 블록의 위치가 CONNECTED / IDLE 모드 UE에 통보 될 수 있다. 이 경우, 네트워크는 네트워크 상태에 따라 리소스를 활용할 수 있는 유연성을 가질 수 있지만, 실제로 사용 된 SS 블록을 알리는 구성 방법에 따라 SS 버스트 집합을 설정하는 유연성이 다를 수 있다. 예를 들어, 실제 전송된 SS 블록들의 개별 위치 정보 (예를 들어, SS 블록 또는 SS 버스트에 대한 비트 맵)가 UE에 설정될 수 있다면, 로컬화된 타입 및 분산된 타입 모두가 네트워크 상태에 따라 동작 될 수 있다. 또한, 이러한 개별 위치 정보는 측정 관련 정보를 나타내는 다른 SI에 포함될 수 있습니다.

또한, 네트워크 설정에 의해, SS 버스트 집합의 주기를 변경하고 UE에 대한 측정 타이밍/지속 시간의 정보를 제공할 수 있다. 그러나 SS burst set periodicity가 변경될 때 SS block 전송의 후보 위치를 결정할 필요가 있는데, 본 발명에서는 SS 블록 전송의 위치 결정 방법에 대하여 아래와 같이, 2가지 실시 예를 제안한다.

(실시 예 1) 네트워크는 기본 주기에 대한 후보 위치의 가정을 사용할 수 있다.

(실시 예 2) 네트워크는 측정 구간 내에 SS 블록을 전송할 실제 위치를 지시할 수 있다.

즉, NR 시스템에서는, 기본 주기에 따라, SS 버스트 집합 구성을 설계 할 수 있다. 또한, SS 버스트 집합 주기 및 측정 지속 시간이 네트워크에 의해 지시 될 때, SS 버스트 설정에 의해, SS 버스트 집합 구성이 가정 될 수 있다. 예를 들어, 네트워크로부터의 지시가 없는 경우, 측정을 위한 SS 버스트 집합 주기로서, UE가 5ms주기를 가정한다고 하면, 5ms주기에 대해 SS 버스트 집합을 구성할 수 있다. 또한, 이러한 SS 버스트 집합 구성은 기본 주기 (예를 들어, 20ms) 및 네트워크 설정된 주기(예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 160ms)의 경우에도 사용될 수 있다.

한편, SS 버스트 세트 구성에 대한보다 효율적인 자원 활용을 위해, 네트워크는 측정 지속 시간 내에 SS 블록을 송신하기 위한 실제 위치를 지시할 수 있다. 예를 들어, 기본 주기의 경우, NR-SS 및 NR-PBCH는 SS 버스트 집합 주기 내에서 전송되어야 한다. 한편, 기본 주기 보다 긴 주기의 경우 측정 목적으로 NR-SS 만 전송 될 수 있다. 만약, 네트워크가 SS 블록 송신을 위한 실제 위치를 설정할 수 있다면, NR-PBCH에 할당된 사용되지 않은 자원이 데이터/제어 채널에 할당 될 수 있다. 또한, 기본 주기보다 짧은 주기의 경우, 네트워크는 SS 버스트 집합 내의 SS 블록들 중 일부 SS 블록을 선택하고, 실제로 사용되는 SS 블록을 설정할 수 있다.

한편, 네트워크 환경에 따라 SS 블록 전송을 위한 후보들의 수는 제한적일 수 있다. 예를 들어, SS 블록이 배치되는 부반송파 간격에 따라 후보들의 개수가 상이할 수 있다. 이러한 경우, 실제로 전송되는 SS 블록의 위치를 CONNECTED / IDLE 모드 UE에게 알려줄 수 있다. 이 때, 실제로 전송되는 SS 블록의 위치를 알려주는 Actual transmitted SS/PBCH block indication은 서빙 셀을 위해서는 자원 활용 목적, 예를 들어, 레이트 매칭의 용도로 사용될 수 있고, 인접 셀을 위해서는 해당 자원과 관련된 측정의 목적으로 사용될 수 있다.

서빙 셀과 관련하여, UE가 전송되지 않은 SS 블록에 대해서 정확히 인지할 수 있다면, UE는 전송되지 않은 SS 블록의 후보 자원을 통해 페이징 또는 데이터와 같은 다른 정보를 수신할 수 있음을 인지할 수 있다. 이러한 자원의 유연성을 위하여, 서빙 셀에서 실제로 전송되는 SS 블록은 정확하게 지시될 필요가 있다.

즉, SS 블록이 전송되는 자원에서는 페이징 또는 데이터와 같은 다른 정보를 수신할 수 없으므로, 실제로 SS 블록이 전송되지 않는 SS 블록을 통해 다른 데이터 또는 다른 신호를 수신하여 자원 활용의 효율성을 높이기 위하여, UE는 SS 블록이 실제로 전송되지 않는 SS 블록 후보에 대해서 인지할 필요가 있는 것이다.

그러므로, 서빙 셀에서 실제로 전송되는 SS 블록을 정확하게 지시하기 위하여, 4, 8, 또는 64비트의 풀 비트맵 정보가 요구된다. 이 때, 비트맵에 포함되는 비트 크기는 각 주파수 범위에서 최대로 전송될 수 있는 SS 블록의 개수에 따라 결정될 수 있다. 예를 들어, 5ms 구간에서 실제로 전송되는 SS 블록을 지시하기 위하여, 3GHz에서 6GHz의 주파수 범위에서는 8비트가 요구되고, 6GHz 이상의 주파수 범위에서는 64비트가 요구된다.

서빙 셀에서 실제로 전송되는 SS 블록을 위한 비트들은 RMSI 또는 OSI에서 정의될 수 있고, 상기 RMSI/OSI는 데이터 또는 페이징을 위한 설정 정보를 포함한다. Actual transmitted SS/PBCH block indication은 하향링크 자원을 위한 설정과 연관되므로, RMSI/OSI가 실제로 전송되는 SS 블록 정보를 포함하는 것으로 귀결될 수 있다.

한편, 인접 셀 측정의 목적으로 인접 셀의 Actual transmitted SS/PBCH block indication이 요구될 수 있다. 그러나, 리스팅 된 셀(listed cell)이 많을 경우, 풀 비트맵 타입의 지시자는 시그널 오버헤드를 과도하게 증가시킬 우려가 있다. 따라서, 시그널링 오버헤드를 감소시키기 위하여, 다양하게 압축된 형태의 지시자를 고려할 수 있다. 한편, 인접 셀 측정의 목적으로뿐만 아니라, 시그널링 오버헤드를 감소시키기 위하여 서빙 셀이 전송하는 SS 블록을 위한 지시자도 압축된 형태의 지시자를 고려할 수 있다. 다시 말해, 아래에 설명되는 SS 블록 지시자는 인접 셀 및 서빙 셀의 실제 전송되는 SS 블록 지시를 위해 사용될 수 있다. 또한, 상술한 바에 의하면, SS 버스트는 각 부반송파에 따른 하나의 슬롯에 포함된 SS 블록들의 묶음을 의미할 수 있지만, 이하, 후술하는 실시 예에 국한하여, SS 버스트는 슬롯에 관계 없이, 일정 수의 SS 블록들을 그룹핑한 SS 블록 그룹을 의미할 수 있다.

도 22를 참조하여, 그 중 하나의 실시 예를 살펴보면, SS 버스트가 8개의 SS 블록으로 구성된다고 가정하면, 64개의 SS 블록이 위치할 수 있는 6GHz 이상의 대역에서 총 8개의 SS 버스트가 존재할 수 있다.

여기서, SS 블록을 SS 버스트로 그룹핑하는 것은 64비트의 전체 비트맵을 압축하기 위함이다. 64비트의 비트맵 정보 대신에, 실제로 전송되는 SS 블록을 포함하는 SS 버스트를 지시하는 8비트 정보를 사용할 수 있다. 만약, 8비트 비트맵 정보가 SS 버스트 #0을 지시한다면, SS 버스트 #0 은 실제로 전송되는 SS 블록을 하나 이상 포함할 수 있다.

여기에, UE에게 SS 버스트 당 전송되는 SS 블록의 수를 추가적으로 지시하기 위한 추가 정보를 고려할 수 있다. 상기 추가 정보에 의해 지시되는 SS 블록의 수만큼 각 SS 버스트에 국부적으로 SS 블록이 존재할 수 있다.

따라서, 추가 정보에 의해 지시되는 SS 버스트 당 실제로 전송되는 SS 블록의 수 및 상기 실제로 전송되는 SS 블록을 포함하는 SS 버스트를 지시하기 위한 비트맵을 조합하여, UE는 실제로 전송되는 SS 블록을 추정할 수 있다.

예를 들어, 아래의 표 4와 같이 지시되는 것을 가정해 볼 수 있다.

즉, 표 4에 따르면, 8비트 비트맵을 통해 SS 버스트 #0, #1, #7에 SS 블록이 포함되어 있음을 알 수 있고, 추가 정보를 통해 각 SS 버스트에 4개의 SS 블록이 포함됨을 알 수 있으므로, 결국, SS 버스트 #0, #1, #7 앞에 4개의 후보 위치를 통해 SS 블록이 전송됨을 추정할 수 있다.

한편, 상술한 예와 달리, 추가 정보 또한 비트맵 형식으로 전달함으로써, SS 블록이 전송되는 위치의 유연성을 가지도록 할 수 있다.

예를 들어, SS 버스트 전송과 관련된 정보는 비트맵으로 지시하고, SS 버스트 내에 전송되는 SS 블록을 그 외의 비트로 지시하는 방법이 있을 수 있다.

즉, 전체 64개의 SS 블록을 각각 8개의 SS 버스트 (즉, SS 블록 그룹)으로 구분하고, 8비트 비트맵 전송으로 어느 SS 버스트가 사용되는지를 단말에게 알려 준다. 도 22와 같이 SS 버스트를 정의하면, 부반송파 간격이 60kHz인 슬롯과 멀티플렉싱을 하는 경우에 SS 버스트와 60kHz의 부반송파를 가지는 슬롯의 경계가 정렬되는 장점이 있다. 따라서, 비트맵으로 SS 버스트의 on/off를 지시해주면, 6Ghz 이상 주파수 대역에서는 모든 부반송파 간격에 대해서 슬롯 단위로 SS 블록의 전송 여부를 단말이 인지할 수 있다.

여기서, 상술한 예시와 다른 점은 추가 정보를 비트맵 방식으로 알려주는 것이다. 이 경우, 각각의 SS 버스트에 포함된 8개의 SS 블록에 대해 비트맵 정보를 전송해야 하기 때문에, 8비트가 필요하고, 해당 추가 정보는 모든 SS 버스트에 공통적으로 적용된다. 예를 들어, SS 버스트에 대한 비트맵 정보를 통해 SS 버스트 #0과 SS 버스트 #1이 사용됨을 지시되었고, SS 블록에 대한 추가 비트맵 정보를 통해 SS 버스트 내에서 첫 번째와 다섯 번째 SS 블록이 전송되는 것으로 지시된다면, SS 버스트 #0과 SS 버스트 #1 모두 첫 번째와 다섯 번째 SS 블록이 전송되어, 실제로 전송되는 SS 블록의 총 개수는 4개가 되는 것이다.

한편, 몇몇의 인접 셀은 셀 리스트에 포함되어 있지 않을 수도 있는데, 셀 리스트에 포함되지 않은 인접 셀은 실제로 전송되는 SS 블록을 위한 기본 포맷 (default format)을 사용한다. 이러한 기본 포맷을 사용함으로써, UE는 리스트에 포함되지 않은 인접 셀에 대한 측정을 수행할 수 있다. 이 때, 상술한 기본 포맷은 기 정의되거나, 네트워크에 의해 설정될 수 있다.

한편, 서빙 셀에서 전송되는 실제로 전송되는 SS 블록에 대한 정보와, 인접 셀에서 전송되는 실제로 전송되는 SS 블록에 대한 정보가 상충되는 경우, 단말은 서빙 셀에서 전송되는 SS 블록 정보를 우선하여, 실제로 전송되는 SS 블록에 대한 정보를 획득할 수 있다.

즉, 실제로 전송되는 SS 블록들에 대한 정보가 풀 비트맵 형태와, 그룹핑 형태로 수신된 경우, 풀 비트맵 형태의 정보의 정확성이 높을 가능성이 크므로, 풀 비트맵 형태의 정보를 우선하여, SS 블록 수신에 이용할 수 있다.

11. 시간 인덱스 지시를 위한 신호 및 채널

SS 블록 시간 인덱스 지시는 NR-PBCH에 의해 전달된다. 시간 인덱스 지시가 NR-PBCH 컨텐츠, 스크램블링 시퀀스, CRC, 리던던시 버전 등 NR-PBCH의 일부에 포함되면, 지시가 UE에 안전하게 전달된다. 하지만, 시간 인덱스 지시가 NR-PBCH의 일부에 포함되면, 인접 셀 NR-PBCH 디코딩의 추가적인 복잡성을 가져온다. 한편, 인접 셀에 대한 NR-PBCH의 디코딩이 가능할 수 있지만, 이는 시스템 설계에 필수 사항은 아니다. 또한, 어떤 신호 및 채널이 SS 블록 시간 인덱스 지시를 전달하기에 적합한지 여부에 대한 추가 논의가 필요하다.

타겟 셀에서, SS 블록 시간 인덱스 정보는 시스템 정보 전달, PRACH 프리앰블 등과 같은, 초기 액세스 관련 채널/신호에 대한 시간 자원 할당의 참조 정보로서 사용될 것이므로 SS 블록 시간 인덱스 정보는 UE로 안전하게 전송되어야 한다. 한편, 이웃 셀 측정의 목적으로, 시간 인덱스는 SS 블록 레벨의 RSRP 측정에 사용된다. 이러한 경우에는 SS 블록 시간 인덱스 정보를 매우 정확할 필요는 없을 수 있다.

본 발명에서는, NR-PBCH DMRS가 SS 블록 시간 인덱스를 전달하기 위한 신호로 사용되는 것을 제안한다. 또한, NR-PBCH의 일부에 시간 인덱스 지시를 포함시킬 것을 제안한다. 이를 통해, NR-PBCH DMRS로부터 SS 블록 시간 인덱스를 검출 할 수 있고, 검출 된 인덱스는 NR-PBCH 디코딩에 의해 확인 될 수 있다. 또한, 인접 셀 측정을 위해 인접 셀에 대한 NR-PBCH DMRS로부터 인덱스를 얻을 수 있다.

시간 인덱스 지시는 다음의 2가지 실시 예를 통해, 구성될 수 있다.

(실시 예 1) SS 버스트 집합 내의 모든 SS 블록 각각에 인덱스를 부여하는, 단일 인덱스 방법.

(실시 예 2) SS 버스트 인덱스와 SS 블록 인덱스의 조합으로 인덱스를 부여하는, 다중 인덱스 방법.

만약, 실시 예 1과 같은, 단일 인덱스 방법이 지원된다면, SS 버스트 집합 주기 내의 모든 SS 블록의 수를 표현하기 위해, 많은 수의 비트가 필요하다. 이 경우, NR- PBCH에 대한 DMRS 시퀀스 및 스크램블링 시퀀스는 SS 블록 지시를 지시하는 것이 바람직하다.

반면, 실시 예 2와 같이, 다중 인덱스 방법이 적용되면, 인덱스 지시를 위한 설계의 유연성이 제공 될 수 있다. 예를 들어, SS 버스트 인덱스 및 SS 블록 인덱스는 모두 단일 채널에 포함될 수 있다. 또한, 각 인덱스는 서로 다른 채널/신호를 통해 개별적으로 전송될 수 있다. 예를 들어, SS 버스트 인덱스는 NR-PBCH의 컨텐츠 또는 스크램블링 시퀀스에 포함될 수 있으며, SS 블록 인덱스는 NR-PBCH의 DMRS 시퀀스를 통해 전달될 수 있다.

11. SS 블록 시간 인덱스

본 발명에서는, 네트워크 및 UE의 에너지 절약을 위해, SS 버스트 집합이는 더 짧은 지속 기간 (예를 들어, 2ms) 내에 구성되는 것을 제안한다. 이 경우, 모든 SS 블록은 주기(예를 들어, 5, 10, 20, 40, 80, 160 ms)에 관계없이 SS 버스트 집합 주기 내에 위치할 수 있다. 도 23은 15kHz 부반송파 간격의 경우의 SS 블록 인덱스 예시를 제공한다

도 23을 참조하여 SS 블록 인덱스에 대해 살펴보자. SS 블록의 최대 수를 L로 정의하면, SS 블록의 인덱스는 0에서 L-1이다. 또한, SS 블록 인덱스는 OFDM 심볼 인덱스 및 슬롯 인덱스로부터 도출된다. 또한, SS 버스트 집합은 인접한 두 개의 슬롯에 위치하는 4 개의 SS 블록으로 구성될 수 있다. 따라서, SS 블록의 인덱스는 0에서 3까지이고 슬롯 인덱스는 0과 1로 정의한다. 또한, SS 블록은 4 개의 OFDM 심볼로 구성되고, SS 블록 내의 2 개의 OFDM 심볼은 PBCH 전송을 위해 사용된다. 이 경우, PBCH 전송을 위한 OFDM 심볼의 인덱스는 0과 2일 수 있다. 도 23(a)에서와 같이, SS 블록의 인덱스는 OFDM 심볼과 슬롯의 인덱스로부터 유도된다. 예를 들어, 슬롯 # 1 및 OFDM 심볼 # 2에서 전송 된 SS 블록은 인덱스 3에 매핑된다.

도 23(b)에서 보는 바와 같이, NR 시스템에서는, 네트워크가 SS 버스트 집합의 주기를 설정할 수 있다. 또한, 5, 10ms 와 같이, 짧은 주기를 설정할 수 있다. 이렇게 되면, SS 블록 전송이 더 많이 할당될 수 있다. SS 블록의 인덱스는 SS 버스트 집합의 설정된 주기 내에서 식별될 수 있다. 도 23 (c)에서 볼 수 있듯이, 5ms의 주기성을 가진 경우, 설정된 주기 내에서 4 개의 SS 블록을 전송할 수 있으며, 기본주기 내에서 총 16 개의 SS 블록이 전송될 수 있다. 이 경우, SS 블록의 인덱스는 디폴트주기 내에서 반복 될 수 있고, 16 개의 SS 블록 중, 4 개의 SS 블록은 동일한 인덱스를 가질 수 있다.

12. NR-PBCH 컨텐츠

NR 시스템에서는, RAN2의 응답 LS에 기반하여, MIB의 페이로드 사이즈가 확장될 것으로 예상된다. NR 시스템에서 예상되는, MIB 페이로드 사이즈 및 NR-PBCH 컨텐츠는 다음과 같다.

1) 페이로드 : 64 비트 (48 비트 정보, 16 비트 CRC)

2) NR-PBCH 컨텐츠:

- SFN / H-SFN의 적어도 일부

- 공통 검색 공간에 대한 설정 정보

- NR 반송파의 중심 주파수 정보

UE는 셀 ID 및 심볼 타이밍 정보를 검출 한 후, SFN, SS 블록 인덱스, Half frame 타이밍과 같은 타이밍 정보의 일부, 시간/주파수 위치와 같은 공통 제어 채널 관련 정보, 대역폭, SS 블록 위치와 같은 대역폭 부분(Bandwidth part) 정보 및 SS 버스트 세트 주기 및 실제로 전송된 SS 블록 인덱스와 같은, SS 버스트 세트 정보등을 포함하는 PBCH로부터 네트워크 액세스를 위한 정보를 획득할 수 있다.

576 RE라는 제한된 시간/주파수 자원만이 PBCH를 위해 점유되기 때문에, PBCH에는 필수 정보가 포함되어야 한다. 또한, 가능하다면, 필수 정보 또는 추가 정보를 더 포함시키기 위하여, PBCH DMRS와 같은 보조 신호를 사용할 수 있다.

(1) SFN (System Frame Number)

NR에서는 시스템 프레임 넘버 (SFN)를 정의하여 10ms 간격을 구별 할 수 있다. 또한, LTE 시스템과 유사하게 SFN을 위해 0과 1023 사이의 인덱스를 도입 할 수 있으며 상기 인덱스는 명시적으로 비트를 이용하여 지시하거나, 암시적 방식으로 나타낼 수 있다.

NR에서는 PBCH TTI가 80ms이고 최소 SS 버스트 주기가 5ms이다. 따라서, 최대 16 배의 PBCH가 80ms 단위로 전송 될 수 있고, 각 전송에 대한 상이한 스크램블링 시퀀스가 PBCH 인코딩된 비트에 적용될 수 있다. UE는 LTE PBCH 디코딩 동작과 유사하게 10ms 간격을 검출 할 수 있다. 이 경우 SFN의 8 가지 상태가 PBCH 스크램블링 시퀀스에 의해 암시적으로 표시되고, SFN 표시를 위한 7 비트가 PBCH 내용에 정의 될 수 있습니다.

(2) 라디오 프레임 내의 타이밍 정보

SS 블록 인덱스는 반송파 주파수 범위에 따라, PBCH DMRS 시퀀스 및/또는 PBCH 컨텐츠에 포함된 비트에 의해 명시적으로 지시될 수 있다. 예를 들어, 6GHz 이하의 주파수 대역에 대해서는 SS 블록 인덱스의 3비트가 PBCH DMRS 시퀀스로만 전달된다. 또한 6GHz 이상의 주파수 대역에 대해서 SS 블록 인덱스의 최하위 3비트는 PBCH DMRS 시퀀스로 표시되고, SS 블록 인덱스의 최상위 3비트는 PBCH 컨텐츠에 의해 전달된다. 또한, Half frame 의 경계는 PBCH DMRS 시퀀스에 의해 전달될 수 있다. 즉, 6GHz ~ 52.6GHz의 주파수 범위에 한하여, SS 블록 인덱스를 위한 최대 3비트가 PBCH 컨텐츠에 정의될 수 있다.

(3) PBCH에 대응하는 RMSI가 없음을 식별하기 위한 정보

NR에서는 SS 블록은 네트워크 액세스를 위한 정보 제공뿐만 아니라, 동작 측정을 위해도 사용될 수 있다. 특히, 광대역 CC 동작을 위해서는 측정을 위해 다중 SS 블록을 전송할 수 있다.

그러나, RMSI가 SS 블록이 전송되는 모든 주파수 위치를 통해 전달되는 것은 불필요할 수 있다. 즉, 자원 활용의 효율성을 위하여, RMSI가 특정 주파수 위치를 통해 전달될 수 있다. 이 경우, 초기 접속 절차를 수행하는 UE들은 검출된 주파수 위치에서 RMSI가 제공되는지 여부를 인식 할 수 없다. 이러한 문제를 해결하기 위하여, 검출된 주파수 영역의 PBCH에 대응하는 RMSI가 없다는 것을 식별하기 위한 비트 필드를 정의할 필요가 있다. 한편으로, 상기 비트 필드 없이 PBCH에 대응하는 RMSI가 없음을 식별할 수 있는 방법 또한 생각해야 한다.

이를 위하여, RMSI가 존재하지 않는 SS 블록은 주파수 래스터(Frequency Raster)로 정의되지 않은 주파수 위치에서 전송되도록 한다. 이러한 경우, 초기 접속 절차를 수행하는 UE들은 SS 블록을 검출 할 수 없기 때문에, 상술한 문제점을 해결할 수 있다.

(4) SS 버스트 세트 주기성과 실제로 전송되는 SS 블록

측정 목적을 위해 SS 버스트 세트 주기성 및 실제로 전송된 SS 블록에 대한 정보가 지시될 수 있다. 따라서, 이러한 정보는 셀 측정 및 inter/intra 셀 측정을 위해서 시스템 정보에 포함되는 것이 바람직하다. 즉, PBCH 컨텐츠 내에서 상술한 정보를 정의할 필요는 없다.

(5) 페이로드 크기

PBCH의 디코딩 성능을 고려하여, [표 5]와 같이, 최대 64비트의 페이로드 크기를 가정할 수 있다.

13. NR-PBCH 스크램블링

NR-PBCH 스크램블링 시퀀스의 타입과 시퀀스 초기화에 대해 살펴보도록 한다. NR에서 PN 시퀀스를 사용하는 것에 대해서 고려해볼 수 있으나, LTE 시스템에서 정의된 31 길이의 골드 시퀀스를 NR-PBCH 시퀀스로 사용하여 심각한 문제가 발생하지 않는다면, NR-PBCH 스크램블링 시퀀스로 골드 시퀀스를 재사용하는 것이 바람직할 수 있다.

또한, 스크램블링 시퀀스는 적어도 Cell-ID에 의해 초기회될 수 있고, PBCH-DMRS에 의해 지시된 SS 블록 인덱스의 3비트가 스크램블링 시퀀스의 초기화에 사용될 수 있다. 또한, Half frame indication이 PBCH-DMRS 또는 다른 신호에 의해 표시된다면, 상기 Half frame indication 또한, 스크램블링 시퀀스의 초기화를 위한 시드 값으로 사용될 수 있다.

14. 전송 방법 및 안테나 포트

NR 시스템에서, NR-PBCH 전송은 단일 안테나 포트 기반으로 수행된다. 또한, 단일 안테나 포트 기반 전송의 경우, NR-PBCH 송신을 위한 방식으로 다음과 같은 실시 예들을 고려할 수 있다.

(실시 예 1) TD-PVS (time domain precoding vector switching) 방식

(실시 예 2) 순환 지연 다이버 시티 (Cyclic Delay Diversity, CDD) 방식

(실시 예 3) 주파수 영역 프리 코딩 벡터 스위칭 (FD-PVS) 방식

상기 전송 방식에 따르면, NR-PBCH는 전송 다이버 시티 이득 및/또는 채널 추정 성능 이득을 얻을 수 있다. 한편, TD-PVS 및 CDD는 NR-PBCH 전송을 위해 고려될 수 있는 반면, FD-PVS는 채널 추정 손실로 인하여, 전반적인 성능 손실이 발생하기 때문에 바람직하지 못하다.

또한, NR-SS와 NR-PBCH에 대한 안테나 포트 가정에 대해 살펴보면, 초기 접속 상태에서, NR 시스템은 NR-SS 및 NR-PBCH 전송을 위한 네트워크 유연성을 제공하기 위해, NR-SS 및 NR-PBCH를 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송하는 것을 고려할 수 있다. 다만, 네트워크 설정에 의해, UE는 NR-SS 및 NR-PBCH의 안테나 포트가 동일하거나 상이하다고 가정 할 수도 있다.

15. NR-PBCH DM-RS 설계

NR시스템에서는, DMRS가 NR-PBCH의 위상 참조를 위해 도입된다. 또한, 모든 SS 블록에 NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH가 존재하고, NR-PSS/NR-SSS/NR-PBCH가 위치하는 OFDM 심볼은 단일 SS 블록 내에서 연속적이다. 그러나 NR-SSS와 NR-PBCH간에 전송 방식이 다르다고 가정하면 NR-PBCH 복조를 위한 참조 신호로 NR-SSS를 사용한다고 가정 할 수 없다. 그러므로, NR 시스템에서는 NR-PBCH 복조를 위한 참조 신호로 NR-SSS가 사용되지 않는다는 가정하에 NR-PBCH를 설계해야 한다.

DMRS 설계를 위해서는, DMRS 오버 헤드, 시간/주파수 위치 및 스크램블링 시퀀스를 고려하여야 한다.

전반적인 PBCH 복호화 성능은 채널 추정 성능 및 NR-PBCH 부호화 율에 의해 결정될 수 있다. DMRS 전송을 위한 RE의 수는, 채널 추정 성능과 PBCH 코딩 률 사이에 트레이드 오프 (trade-off)를 가지므로, DMRS에 적절한 수의 RE를 찾아야 한다. 예를 들어, DMRS에 대해 RB 당 4 개의 RE가 할당 될 때 더 나은 성능이 제공될 수 있다. 2 개의 OFDM 심볼이 NR-PBCH 전송을 위해 할당 될 때, DMRS를 위해 192 개의 RE가 사용되고, MIB 전송을 위한 384 개의 RE가 사용된다. 이 경우 페이로드 크기가 64 비트 인 것으로 가정하면 LTE PBCH와 동일한 코딩 속도인 1/12 코딩 속도를 얻을 수 있다.

또한, NR-PBCH 전송을 위해 다수의 OFDM 심볼이 할당 될 때, 어떤 OFDM 심벌이 DMRS를 포함시킬 것인지가 문제되는데, 잔류 주파수 오프셋으로 인한 성능 저하를 막기 위해, NR-PBCH가 위치하는 모든 OFDM 심볼에 DMRS를 배치해야 하는 것이 바람직하다. 따라서, NR-PBCH 전송을 위한 모든 OFDM 심볼에 DMRS가 포함될 수 있다.

한편, NR-PBCH가 전송되는 OFDM 심볼 위치에 대하여, PBCH DMRS가 시간/주파수 추적 RS로서 사용되고, DMRS를 포함하는 두 개의 OFDM 심볼 사이가 멀수록 정밀한 주파수 추적에 더 유리하므로, 첫번째 OFDM 심볼 및 네번째 OFDM 심벌이 NR-PBCH 전송을 위해 할당될 수 있다.

또한, 이에 따른, DMRS의 주파수 위치는, 셀 ID에 따라 쉬프트 될 수 있는, 주파수 도메인에서의 인터리빙에 의한 매핑을 가정 할 수 있다. 균등하게 분산된 DMRS 패턴은, 1-D 채널 추정의 경우에 최적의 성능을 제공하는 DFT 기반 채널 추정을 사용할 수 있는 이점이 있다. 또한, 채널 추정 성능을 높이기 위해, 광대역 RB 번들링이 사용될 수도 있다.

DMRS 시퀀스의 경우, Gold 시퀀스의 유형에 의해 정의된 pseudo random 시퀀스를 사용할 수 있다. DMRS 시퀀스의 길이는, SS 블록 당 DMRS에 대한 RE의 수로 정의 될 수 있으며, 또한, DMRS 시퀀스는 SS 버스트 집합의 디폴트 주기인 20ms 내에서 Cell-ID 및 슬롯 번호/OFDM 심볼 인덱스에 의해 생성될 수 있다. 또한, SS 블록의 인덱스는 슬롯 및 OFDM 심볼의 인덱스를 기반으로 결정될 수 있다.

한편, NR-PBCH DMRS는 1008개의 Cell ID 및 3비트의 SS 블록 인덱스에 의해 스크램블링 되어야 한다. 왜냐하면, DMRS 시퀀스의 가설 수에 따라 검출 성능을 비교했을 때, 3비트의 검출 성능이 DMRS 시퀀스의 가설 수에 가장 적합한 것으로 나타났기 때문이다. 하지만, 4~5비트의 검출 성능도 성능 손실이 거의 없는 것으로 보이므로, 4~5비트의 가설 수를 사용하여도 무방할 것으로 보여진다.

다시 말해, DMRS 시퀀스는 셀 ID, SS 버스트 세트 내의 SS 블록 인덱스 및 Half frame 경계(Half frame indication)에 의해 초기화 될 수 있다. 구체적인 초기화 식은 다음의 [수학식 7]과 같다.

[수학식 7]

여기서,

는 SS 블록 그룹 내의 SS 블록 인덱스이고,

셀 ID이면, HF는 {0, 1}의 값을 가지는 half frame indication 인덱스이다.

NR-PBCH DMRS 시퀀스는 LTE DMRS 시퀀스와 유사하게 31길이의 골드 시퀀스를 사용하거나, 7 또는 8 길이의 골드 시퀀스를 기반으로 생성될 수 있다.

한편, 31 길이의 골드 시퀀스와 7 또는 8 길이의 골드 시퀀스를 사용하는 경우의 검출 성능이 유사하므로, 본 발명에서는 LTE DMRS와 같이, 31 길이의 골드 시퀀스를 사용하는 것을 제안하며, 만약, 6GHz 이상의 주파수 범위에서는 31보다 긴 골드 시퀀스를 고려할 수 있다.

또한, DMRS 시퀀스 생성을 위한 변조 타입으로 BPSK와 QPSK를 고려할 수 있는데, BPSK와 QPSK의 검출 성능은 유사하나, QPSK의 코릴레이션 성능이 BPSK보다 우수하므로, QPSK가 DMRS 시퀀스 생성의 변조 타입으로 더 적절하다.

15. NR-PBCH DMRS 패턴 설계

DMRS의 주파수 위치와 관련하여, 2가지 DMRS RE 맵핑 방법을 고려할 수 있다. 고정된 RE 맵핑 방법은 주파수 도메인 상에서 RS 맵핑 영역을 고정시키는 것이고, 가변적 RE 맵핑 방법은 Vshift 방법을 이용하여 셀 ID에 따라 RS 위치를 시프트 시키는 것이다. 이러한 가변적 RE 맵핑 방법은 간섭을 랜덤화하여, 추가적인 성능 이득을 얻을 수 있는 장점이 있어, 가변적 RE 맵핑 방법을 사용하는 것이 더 바람직한 것으로 보여진다.

가변적 RE 맵핑에 대해 구체적으로 살펴보면, Half frame 내에 포함된 복소 변조 심볼

는 [수학식 8]를 통해 결정될 수 있다.

[수학식 8]

여기서, k, l은 SS블록 내에 위치하는 부반송파와 OFDM 심볼 인덱스를 나타낸다. 한편,

를 통해 결정될 수도 있다.

또한, 성능 향상을 위해, RS 전력 부스팅이 고려될 수 있는데, RS 전력 부스팅과 Vshift가 함께 사용되면, 간섭 TRP (Total Radiated Power)들로부터의 간섭은 감소할 수 있다. 또한, RS 전력 부스팅의 검출 성능 이득을 고려할 때, PDSCH EPRE 대 참조 신호 EPRE의 비는 -1.25dB가 바람직하다.

16. NR-PBCH TTI boundary Indication

NR-PBCH TTI는 80ms이고, SS 버스트 집합의 디폴트 주기는 20ms이다. 이는 NR-PBCH가 NR-PBCH TTI 내에서 4 회 전송된다는 것을 의미한다. NR-PBCH TTI 내에서 NR-PBCH가 반복 될 때, TTI의 경계를 지시하는 것이 필요하다. 예를 들어, LTE PBCH와 유사하게, NR-PBCH TTI 경계는 NR-PBCH의 스크램블링 시퀀스에 의해 지시될 수 있다.

또한, 도 24를 참조하면, NR-PBCH의 스크램블링 시퀀스는 Cell-ID 및 TTI 경계 지시에 의해 결정 될 수 있다. SS 버스트 집합 주기가 복수의 값을 가질 수 있기 때문에, TTI 경계 지시에 대한 인덱스의 수는 SS 버스트 집합 주기에 따라 변경 될 수 있다. 예를 들어, 디폴트 주기성 (즉, 20ms)을 위해서는 4 개의 인덱스가 필요하고, 보다 짧은 주기 (즉, 5ms)를 위해서는 16 개의 인덱스가 필요하다.

한편, NR시스템은 단일 빔 및 다중 빔 전송을 모두 지원한다. 다수의 SS 블록들이 SS 버스트 집합 주기 내에서 전송 될 때, 다수의 SS 블록들 각각에 대한 SS 블록 인덱스가 할당 될 수 있다. Inter-cell을 위한 SS 블록 간의 randomization을 위해서는, SS 블록과 관련된 인덱스에 의해 스크램블링 시퀀스를 결정해야 한다. 예를 들어, SS 블록의 인덱스가 슬롯 및 OFDM 심볼의 인덱스로부터 도출된다면, NR-PBCH의 스크램블링 시퀀스는 슬롯 및 OFDM 심볼의 인덱스에 의해 결정될 수 있다.

또한, 네트워크가 5, 10ms과 같이, SS 버스트 집합에, 짧은 주기를 설정하면, SS 버스트 집합은 동일한 시간 동안 더 많이 전송될 수 있다. 이 경우, UE는 디폴트주기 내에서 전송되는 NR-PBCH들의 TTI 경계에 관해 모호성을 가질 수 있다. 디폴트 주기보다 짧은 주기를 위한 NR-PBCH TTI 경계 지시를 위해, 디폴트 주기 보다 짧은 주기을 위한 NR-PBCH의 다른 스크램블링 시퀀스를 고려할 수 있다. 예를 들어, 5ms의 SS 버스트 세트의 주기가 가정된다면, NR-PBCH에 대한 16 개의 스크램블링 시퀀스가 적용된다. 이는, NR-PBCH TTI 내에서 NR-PBCH 전송의 정확한 경계를 나타낼 수 있는 이점이 있다. 반면에, NR-PBCH 디코딩에 대한 블라인드 검출 복잡도가 증가한다. 따라서, NR-PBCH의 블라인드 디코딩 복잡도를 줄이기 위해, 디폴트 주기를 갖는 NR-SSS와 디폴트 주기 내에서 추가로 전송되는 NR-SSS를 구별하기 위해, 서로 다른 NR-SSS 시퀀스를 적용하는 것을 고려할 수 있다.

17. 시간 인덱스 지시 방법

도 25를 참조하면, 시간 정보는 SFN(System Frame Number), Half frame 간격, SS 블록 시간 인덱스를 포함한다. 각 시간 정보는 SFN을 위한 10비트, Half frame을 위한 1비트, SS 블록 시간 인덱스를 위한 6비트로 표현 될 수 있다. 이 때, SFN를 위한 10비트 중 일부분은 PBCH 컨텐츠에 포함될 수 있다. 또한, NR-PBCH DMRS는 SS 블록 인덱스를 위한 6비트 중, 3비트를 포함할 수 있다.

도 25에서 표현되는, 시간 인덱스 지시 방법의 실시 예들은 다음과 같을 수 있다.

- 실시 예 1: S2 S1 (PBCH scrambling) + S0 C0 (PBCH contents)

- 실시 예 2: S2 S1 S0 (PBCH scrambling) + C0 (PBCH contents)

- 실시 예 3: S2 S1 (PBCH scrambling) + S0 C0 (PBCH DMRS)

- 실시 예 4: S2 S1 S0 (PBCH scrambling) + C0 (PBCH DMRS)

만약, NR-PBCH DMRS을 통해 Half frame indication이 전달된다면, 5ms 마다 PBCH 데이터를 결합함으로써 추가적인 성능 향상을 가져올 수 있다. 이러한 이유로, 실시 예 3 및 4와 같이, Half frame indication을 위한 1 비트가 NR-PBCH DMRS를 통해 전달될 수 있다.

실시 예 3 및 4를 비교해보면, 실시 예 3은 블라인드 디코딩 횟수를 줄일 수 있지만, PBCH DMRS 성능의 손실을 가져올 수 있다. 만약, PBCH DMRS가 S0, C0, B0, B1, B2를 포함하는 5비트를 우수한 성능으로 전달할 수 있다면, 실시 예 3이 시간 지시 방법으로 적절할 것이다. 하지만, 상술한 5비트를 PBCH DMRS가 우수한 성능으로 전달 할 수 없다면, 실시 예 4가 시간 지시 방법으로 적절할 것이다.

상술한 바를 고려해 볼 때, SFN의 최상위 7비트는 PBCH 컨텐츠에 포함시키고, 최하위 2비트 또는 3비트를 PBCH 스크램블링을 통해 전달할 수 있다. 또한, PBCH DMRS에 SS 블록 인덱스의 최하위 3비트를 포함시키고, PBCH 컨텐츠에 SS 블록 인덱스의 최상위 3비트를 포함시킬 수 있다.

추가적으로, 인접 셀의 SS 블록 시간 인덱스를 획득하는 방법에 대해 생각해 볼 수 있는데, DMRS 시퀀스를 통한 디코딩이 PBCH 컨텐츠를 통한 디코딩 보다 더 좋은 성능을 발휘하기 때문에, 각 5ms 기간 내에서 DMRS 시퀀스를 변경함으로써, SS 블록 인덱스의 3비트를 전송할 수 있다.

한편, 6GHz 이하의 주파수 범위에서는 SS 블록 시간 인덱스는 오직 인접 셀의 NR-PBCH DMRS만을 이용하여 전송할 수 있으나, 6GHz 이상의 주파수 범위에서는, 64개의 SS 블록 인덱스들을 PBCH-DMRS 및 PBCH 컨텐츠를 통해 구분하여 지시되기 때문에, UE는 인접 셀의 PBCH를 디코딩 할 필요가 있다.

그러나, PBCH-DMRS 및 PBCH 컨텐츠를 함께 디코딩 하는 것은, NR-PBCH 디코딩의 추가적인 복잡성을 가져올 수 있고, PBCH-DMRS만을 사용하는 것 보다 PBCH의 디코딩 성능을 감소시킬 수 있다. 따라서, 인접 셀의 SS 블록을 수신하기 위하여 PBCH를 디코딩하는 것이 어려울 수 있다.

그러므로, 인접 셀의 PBCH를 디코딩하는 것 대신에, 인접 셀의 SS 블록 인덱스와 관련한 설정을 서빙 셀이 제공하는 것을 고려할 수 있다. 예를 들어, 서빙 셀은 타겟 인접 셀의 SS 블록 인덱스의 최상위 3비트에 관한 설정을 제공하고, UE는 PBCH-DMRS를 통해 최하위 3비트를 검출한다. 그리고, 상술한 최상위 3비트와 최하위 3비트를 조합하여 타겟 인접 셀의 SS 블록 인덱스를 획득할 수 있다.

18. Soft Combining

NR 시스템은 효율적인 자원 활용 및 PBCH 커버리지를 위해, 적어도 SS 버스트 집합에 대한, wise soft combining을 지원해야 한다. NR-PBCH가 매 80ms마다 업데이트되고 SS 버스트 집합이 20ms의 디폴트 주기마다 전송되기 때문에, NR-PBCH 디코딩에 대해 적어도 4 배의 소프트 결합이 가능하다. 또한, SS 버스트 집합이 디폴트 주기보다 짧은 주기가 지시 될 때, 더 많은 OFDM 심볼이 PBCH를 위한 소프트 결합에 사용될 수 있다.

19. PBCH decoding for the neighbouring cell measurements

이웃 셀 측정을 위해, UE가 인접 셀들의 NR-PBCH들을 디코딩해야 하는지가 문제되는데, 이웃하는 셀들의 디코딩은 UE 복잡성을 증가시키기 때문에, 불필요한 복잡성을 증가시키지 않는 것이 좋다. 따라서, NR-PBCH 설계의 경우, UE는 인접 셀 측정을 위해, 인접 셀 NR-PBCH를 디코딩할 필요가 없다고 가정해야 한다.

반면에, SS 블록 인덱스가 특정 타입의 신호에 의해 전달되면, UE는 신호 검출을 수행하여, 인접 셀들의 SS 블록 인덱스를 획득 할 수 있으며, 이는 US의 복잡성을 감소시킬 수 있다. 한편, 상기 특정 타입의 신호는, NR-PBCH DMRS가 사용될 수 있다.

20. 측정 결과 평가

이제, 페이로드 사이즈, 전송 방식 및 DMRS에 따른, 성능 측정 결과에 대해 살펴보도록 한다. 이 때, NR-PBCH 전송을 위해 24 개의 RB를 갖는 2 개의 OFDM 심볼이 사용된다고 가정한다. 또한, SS 버스트 집합(즉, 10, 20, 40, 80ms)은 복수의 주기를 가질 수 있으며, 인코딩된 비트가 80ms 내에 전송된다고 가정한다.

(1) 페이로드 사이즈 및 NR-PBCH 자원

도 26은 MIB 페이로드 사이즈 (예를 들어, 64, 80bits)에 따른 평가 결과를 제공한다. 여기서, 384 개의 RE와 DMRS를위한 192 개의 RE가 2 개의 OFDM 심볼과 24 개의 RB 내에서 사용된다고 가정한다. 또한, 단일 안테나 포트 기반 송신 방식, 즉, TD-PVS이 사용됨을 가정된다.

도 26을 보면, 20ms주기의 NR-PBCH는 -6dB SNR에서 1 % 에러율을 보인다. 또한, 64 비트의 페이로드의 경우, 80 비트의 페이로드 케이스의 경우보다 0.8dB의 이득을 가지는 것을 알 수 있다. 따라서, 64 비트와 80 비트 사이의 페이로드 사이즈가 가정된다면, NRR-PBCH (즉, -6dB SNR에서 1 % BLER)의 성능 요건은 24RB 및 2 개의 OFDM 심볼을 사용하여 충족 될 수 있다.

(2) 전송 방식

도 27은, TD-PVS 및 FD-PVS 과 같이, NR-PBCH 전송 방식에 따른 평가 결과를 제공한다. 프리코더는 TD-PVS에 대한 매 PBCH 전송 서브 프레임마다, (예를 들어, 20ms) 그리고 FD-PVS에 대한 모든 N 개의 RBs (예를 들어, N은 6)에서 순환된다. 또한, 도 27에서, SS 버스트 집합의 여러 주기 (즉, 10, 20, 40, 80ms) 및 80ms 내에서 SS 버스트 집합에 걸친, NR-PBCH의 소프트 결합을 가정한다.

도 27에서 볼 수 있듯이, TD-PVS (Time-Domain Precoding Vector Switching) 방식은 채널 추정 성능이 뛰어나, 주파수 도메인 프리코딩 벡터 스위칭 (FD-PVS)보다 우수한 성능을 보여준다. 여기서, 매우 낮은 SNR 영역에서는, 전송 다이버 시티 이득보다 채널 추정 성능이 중요하다는 것을 알 수 있다.

(3) DMRS Density

낮은 SNR 영역에서, 채널 추정 성능 향상은 복조 성능 향상을 위한 중요한 요소이다. 그러나, NR-PBCH의 RS 밀도가 증가하면, 채널 추정 성능은 개선되지만, 코딩 속도는 감소한다. 따라서 채널 추정 성능과 채널 코딩 이득 간의 절충하기 위해, DMRS 밀도에 따라 디코딩 성능을 비교한다. 도 28은 DMRS 밀도에 대한 예시이다.

도 28(a)는 심볼 당 2RE를 DMRS를 위해 사용하고, 도 28(b)는 심볼 당 4RE를 사용하며, 도 28(c)는 심볼 당 6RE를 DMRS를 위해 사용한다. 또한, 본 평가는, 단일 포트 기반 전송 방식 (즉, TD-PVS)이 사용되는 것을 가정하였다.

도 28은 단일 안테나 포트 기반 전송에 대한 DMRS 패턴에 대한 실시 예이다. 도 28을 참조하면, 주파수 영역에서의 DMRS 위치는 참조 신호들 사이의 동일한 거리를 유지하되, RS 밀도는 변경된다. 또한, 도 29에서는, DMRS의 참조 신호 밀도에 따른 성능 결과를 보여준다.

도 29에 도시 된 바와 같이, 도 28(b)의 NR-PBCH 디코딩 성능은 채널 추정 성능이 우수하기 때문에 도 28(a)의 성능보다 우수하다. 반면, 도 28(c)는 코딩 속도 손실의 효과가 채널 추정 성능 향상의 이득보다 크기 때문에, 도 28(b)보다 성능이 좋지 않다. 상술한 이유로 인하여, 심볼 당 4 RE의 RS 밀도로 설계하는 것이 가장 적절한 것으로 보여진다.

(4) DMRS time position and CFO estimation

NR 시스템이 Self-Contained DMRS를 지원한다면, NR-PBCH에 대해 Self-Contained DMRS를 사용하여 미세 주파수 오프셋 추적을 수행할 수 있다. 주파수 오프셋 추정 정확도는 OFDM 심벌 거리에 의존하기 때문에, 도 30에서와 같이 세 가지 유형의 NR-PBCH 심볼 간격을 가정할 수 있다.

도 30에 나타난 각 NR-PBCH 심볼 간격에 따른, CFO 추정은, -6dB의 SNR에서 수행되며, 서브프레임 내에서 10 % CFO (1.5kHz)의 샘플이 적용되었다. 또한, 심볼 당 4 개의 RE는 독립적인 RS로 사용되며 PBCH가 전송되는 심볼에 포함되어 있다.

도 31 및 도 32는 상이한 NR-PBCH 심볼 간격에 따른 추정 된 CFO의 CDF를 도시한다. 도 31 및 도 32에서 알 수 있듯이, 1.5kHz의 CFO는 두 경우 모두 ± 200Hz 오차 범위 내에서 UE의 90 %까지 잘 추정되며, NR-PBCH 심볼 간격으로 최소 2 심볼을 도입하면, 95 %의 UE가 ± 200Hz이고 UE의 90 %는 두 경우 모두 ± 100Hz 이내의 오류를 보여준다.

CFO로 인한 위상 오프셋은 간격이 커짐에 따라 커지고, PBCH 심볼 사이의 간격이 더 클 때 CFO 추정 성능이 더 좋기 때문에, noise suppression 처럼, 위상 오프셋을 쉽게 측정 할 수 있습니다. 또한, 평균 윈도우가 크면 CFO 추정의 정확성을 높일 수 있다.

이제, DMRS 시퀀스 가설의 수, 변조 타입, 시퀀스 생성 및 DMRS RE 맵핑에 따른 SS 블록 인덱스의 검출 성능에 대해 살펴보도록 한다. 본 측정 결과에서, 24RB들에 2개의 OFDM 심볼들이 NR-PBCH 전송을 위해 사용되었다고 가정한다. 또한, SS 버스트 세트의 다중 주기를 고려할 수 있으며, 이러한 주기는, 10ms, 20ms 또는 40ms 일 수 있다.

(5) DMRS 시퀀스 가설의 수

도 33은, SS 블록 인덱스에 따른 측정 결과를 나타낸다. 여기서, 24RB 및 2개의 OFDM 심볼 내에서 DMRS를 위해 144RE들이 사용되고, 정보를 위해 432RE들이 사용되었다. 그리고, DMRS 시퀀스는 긴 시퀀스 (예를 들면, 길이 31의 골드 시퀀스) 및 QPSK가 사용되었음을 가정한다.

도 33을 보면, 3~5비트들의 검출 성능을 2번 축적하여 측정할 때, -6dB에서 1%의 에러율을 보여준다. 그러므로, 3~5비트의 정보는 검출 성능 관점에서 DMRS 시퀀스에 대한 가설 수로 사용할 수 있다.

(6) 변조 타입

도 34 내지 도 35는 BPSK와 QPSK를 비교한 성능 측정 결과이다. 본 실험에서, DMRS 가설은 3비트이고, DMRS 시퀀스는 긴 시퀀스를 기반으로 하였으며, 간섭 TRP의 전력 레벨은 서빙 TRP의 전력 레벨과 동일하다.

도 34 내지 도 35를 보면, BPSK와 QPSK의 성능이 유사한 것으로 볼 수 있다. 따라서, 어떤 변조 타입을 DMRS 시퀀스를 위한 변조타입으로 사용하더라도, 성능 측정 관점에서는 별 차이가 없다. 그러나, 도 36을 참조하면, BPSK와 QPSK를 사용한 경우의 각 코릴레이션 특성이 다름을 알 수 있다.

도 36을 보면, BPSK는 QPSK보다 코릴레이션 진폭이 0.1 이상인 영역에 더 많이 분포한다. 따라서, 다중 셀 환경을 고려할 때, DMRS의 변조 타입으로 QPSK를 사용하는 것이 바람직하다. 즉, 코릴레이션 특성 측면에서, QPSK가 DMRS 시퀀스에 더 적절한 변조 타입인 것이다.

(7) PBCH DMRS의 시퀀스 생성

도 37 내지 도 38은 DMRS 시퀀스 생성에 따른 측정 결과를 나타낸다. DMRS 시퀀스는 다항식 차수 30 이상의 긴 시퀀스 또는 다항식 차수 8 이하의 짧은 시퀀스를 기반으로 생성할 수 있다. 또한, DMRS에 대한 가설은 3비트이고, 간섭 TRP의 전력 레벨은 서빙 TRP와 동일하다고 가정한다.

도 37 내지 도 38을 보면, 짧은 시퀀스 기반 생성의 검출 성능과 긴 시퀀스 기반 생성의 검출 성능이 유사한 것을 알 수 있다.

(8) DMRS RE 맵핑

도 39는 RE 맵핑 방법에 따른 성능 측정 결과를 나타낸다. 여기서, DMRS에 대한 가설은 3비트이고, DMRS 시퀀스는 긴 시퀀스에 기초하며, 간섭 TRP 전력 레벨은 서빙 TRP와 동일하다. 또한, 오직 하나의 간섭원만이 존재한다.

도 39에서 볼 수 있듯이, 가변 RE 맵핑을 사용하면, 간섭이 무작위로 분산되는 효과를 얻을 수 있다. 따라서, 가변 RE 맵핑의 검출 성능이 고정 RE 맵핑 성능보다 우수하다.

도 40은 RS 전력 부스트를 사용한 경우의 측정 결과를 나타낸다. 여기서, DMRS에 대한 RE 송신 전력은 PBCH 데이터에 대한 RE 송신 전력보다 1.76dB 높은 것으로 가정한다. 가변 RE 맵핑과 DMRS 전력 부스팅을 함께 사용하면 다른 셀의 간섭이 감소한다. 도 40에서 볼 수 있듯이, RS 전력 부스팅을 적용한 성능은 RS 파워 부스트가 없는 것보다 2~3dB의 이득을 갖는다.

반면, RS 전력 부스팅은 PBCH 데이터에 대한 RE 송신 전력을 감소시킨다. 따라서, RS 전력 부스팅은 PBCH 성능에 영향을 줄 수 있다. 도 41 내지 도 42는, RS 전력 부스팅이 있는 경우와 없는 경우의 PBCH 선능을 측정한 결과이다. 여기서, SS 버스트 세트의 주기는 40ms로 가정되고, 인코딩된 비트는 80ms 이내에 전송되는 것을 가정한다.

PBCH 데이터에 대한 RE의 전송 전력이 감소하면 성능 손실이 발생할 수 있다. 그러나, RS 전력 증가로 인해 채널 추정 성능이 향상되므로 복조 성능을 향상시킬 수 있다. 따라서, 도 41 내지 도 42에서 볼 수 있듯이, 두 경우의 성능은 거의 동일하다. 그러므로, PBCH 데이터에 대한 RE의 전송 전력 손실의 영향은 채널 추정 성능의 이득에 의해 보완될 수있다.

아래의 [표 6]는 상술한 성능측정을 위해 사용된 파라미터의 가정값이다.

21. 하향링크 공통 채널 전송을 위한 BWP(Bandwidth part)

LTE의 초기 접속 절차는 MIB에 의해 구성된 시스템 대역폭 내에서 동작한다. 또한, PSS/SSS/PBCH는 시스템 대역폭의 중심을 기준으로 정렬되어 있다. 그리고, 공통 검색 공간은 시스템 대역폭 내에서 정의되며, 시스템 정보는 시스템 대역폭 내에서 할당된 PDSCH에 의해 전달되며, Msg1/2/3/4에 대한 RACH 절차는 시스템 대역폭 내에서 동작한다.

한편, NR 시스템은 광대역 CC 내에서의 동작을 지원하지만, UE는 모든 광대역 CC 내에서 필요한 동작을 수행하기 위한 Capability를 갖도록 구현하는 것은 비용적인 측면에서 매우 어려운 문제이다. 따라서, 시스템 대역폭 내에서 초기 접속 절차를 원활하게 작동하도록 구현하는 것이 어려울 수 있다.

이러한 문제를 해결하기 위하여, 도 42에서 보는 것과 같이, NR은 초기 접속 동작을 위한 BWP를 정의할 수 있다. NR 시스템에서는, 각 UE에 대응하는 BWP 내에서 SS 블록 전송, 시스템 정보 전달, 페이징 및 RACH 절차를 위한 초기 접속 절차를 수행 할 수 있다. 또한, 적어도 하나의 하향링크 BWP는 적어도 하나의 주 컴포넌트 반송파 에서 공통 검색 공간을 갖는 하나의 CORESET을 포함할 수 있다.

따라서, 적어도 RMSI, OSI, Paging, RACH 메시지 2/4 관련 하향링크 제어 정보는 공통 검색 공간을 갖는 CORESET에서 전송되고, 상기 하향링크 제어 정보와 연관된 하향링크 데이터 채널은 하향링크 BWP 내에 할당 될 수 있다. 또한, UE는 상기 UE에 대응하는 BWP 내에서 SS 블록이 전송 될 것으로 예상 할 수 있다.

즉, NR에서는 적어도 하나의 하향링크 BWP들이 하향링크 공통 채널 전송을 위해 사용될 수 있다. 여기서, 하향링크 공통 채널에 포함될 수 있는 신호는, SS 블록, 공통 검색 공간을 갖는 CORSET 및 RMSI, OSI, 페이징, RACH 메시지 2/4 등을 위한 PDSCH 등이 있을 수 있다.

(1) 뉴머롤로지

NR에서는 15, 30, 60 및 120 kHz의 부반송파 간격이 데이터 전송에 이용된다. 따라서, 하향링크 공통 채널에 대한 BWP 내의 PDCCH 및 PDSCH에 대한 뉴머롤로지는 데이터 전송을 위해 정의된 뉴머놀로지 중에서 선택 될 수 있다. 예를 들어, 6GHz 이하의 주파수 범위에 대해서는 15kHz, 30kHz 및 60kHz의 부반송파 간격 중 하나 이상이 선택될 수 있고, 6GHz 내지 52.6GHz의 주파수 범위에 대해서는 60kHz 및 120kHz 부반송파 간격 중 하나 이상이 선택될 수 있다.

그러나, 6GHz 이하의 주파수 범위에서는, URLLC 서비스를 위해 60kHz의 부반송파 간격이 이미 정의되어 있으므로, 60kHz의 부반송파 간격은 6GHz 이하의 주파수 범위에서의 PBCH 전송에 적합하지 않다. 따라서, 6GHz 이하의 주파수 범위에서 하향링크 공통 채널 전송을 위해 15kHz 및 30kHz의 부반송파 간격이 사용될 수 있고, 6GHz 이상의 주파수 범위에서는 60kHz 및 120kHz의 부반송파 간격이 사용될 수 있다.

한편, NR에서는 SS 블록 전송을 위해 15, 30, 120 및 240 kHz의 부반송파 간격을 지원한다. SS 블록과 공통 검색 공간을 갖는 CORESET 및 RMSI, 페이징, RAR에 대한 PDSCH과 같은 하향링크 채널에 대해, 동일한 부반송파 간격이 적용된다고 가정 할 수 있다. 따라서, 이러한 가정을 적용하면, PBCH 컨텐츠에 뉴머롤로지 정보를 정의 할 필요가 없게 된다.

반대로, 하향링크 제어 채널에 대한 부반송파 간격이 변경될 수 있다. 예를 들어, 240kHz의 부반송파 간격이 6GHz 이상의 주파수 대역에서 SS 블록 전송에 적용되는 경우, 240kHz의 부반송파 간격이 데이터 전송에 대해 정의되어 있지 않기 때문에 부반송파 간격의 변경이 데이터 전송에 필요하다. 따라서, 데이터 전송을 위해 SCS를 변경할 수 있으며, PBCH 컨텐츠에 1 비트 지시자를 통해 이를 지시할 수 있다. 반송파 주파수 범위에 따라, 상지 1 비트 지시자는 {15, 30 kHz} 또는 {60, 120 kHz}로 해석 될 수 있다. 또한, 표시된 부반송파 간격은 RB 그리드의 참조 뉴머롤로지로 간주될 수 있다.

(2) 하향링크 공통 채널 전송을 위한 BWP의 대역폭

NR 시스템에서, 하향링크 공통 채널에 대한 BWP의 대역폭이 네트워크가 동작하는 시스템 대역폭과 동일 할 필요는 없다. 즉, BWP의 대역폭은 시스템 대역폭보다 좁을 수도 있다. 즉, 대역폭은 반송파 최소 대역폭보다 넓어야 하나, UE 최소 대역폭보다는 넓지 않아야 한다.

따라서, 하향링크 공통 채널 전송을 위한 BWP는 BWP의 대역폭이 SS 블록의 대역폭보다 넓고, 각 주파수 범위에서 동작할 수 있는 모든 UE의 특정 하향링크 대역폭과 같거나 더 작도록 정의 할 수 있다. 예를 들어, 6GHz 이하의 주파수 범위에서 반송파 최소 대역폭은 5MHz로 정의되며 UE 최소 대역폭은 20MHz로 가정 할 수 있다. 이 경우, 하향링크 공통 채널의 대역폭은 5MHz ~ 20MHz 범위에서 정의 될 수 있다.

(3) 대역폭 설정

도 44는 대역폭 설정의 예시를 나타낸다.

UE는 셀 ID 검출 및 PBCH 디코딩을 포함하는 초기 동기화 절차 동안, SS 블록의 대역폭 내에서 신호를 검출하려고 시도한다. 그 이후, UE는 하향링크 공통 채널에 대한 대역폭 내에서 다음 초기 접속 절차를 계속 수행 할 수 있다. 즉, UE는 시스템 정보를 획득하고 RACH 절차를 수행할 수 있다.

한편, SS 블록에 대한 대역폭과 하향링크 공통 채널에 대한 대역폭 간의 상대적인 주파수 위치를 위한 지시자가 PBCH 컨텐츠에 정의될 수 있다. 상대적인 주파수 위치의 지시를 단순화하기 위해, 복수의 SS 블록에 대한 대역폭은 하향링크 공통 채널에 대한 대역폭 내에서 SS 블록을 위치시키는 후보 위치일 수 있다.

예를 들어, SS 블록의 대역폭이 5MHz이고 하향링크 공통 채널의 대역폭이 20MHz라고 가정하면, 하향링크 공통 채널을 위한 대역폭 내에서 SS 블록을 찾기 위한 4 개의 후보 위치를 정의 할 수 있다.

22. CORESET 설정

(1) CORESET 정보와 RMSI 스케줄링 정보

RMSI에 대한 스케줄링 정보를 직접 지시하는 것보다, 네트워크가 RMSI 스케줄링 정보를 포함하는 CORESET 정보를 UE에게 전송하는 것이 더 효율 적일 수 있다. 즉, PBCH 컨텐츠에서, CORESET 및 주파수 위치에 대한 대역폭과 같은, 주파수 자원 관련 정보를 지시할 수 있다. 또한, 시작 OFDM 심볼, 지속 시간 및 OFDM 심볼의 수와 같은, 시간 자원 관련 정보는 네트워크 자원을 유연하게 이용하기 위하여 추가적으로 설정될 수 있다.

또한, 공통 탐색 공간 모니터링 주기, 지속 시간 및 오프셋에 관한 정보도 UE 검출 복잡성을 감소시키기 위해 네트워크로부터 UE로 전송될 수 있다.

한편, 전송 타입 및 REG 번들링 사이즈는 공통 검색 공간의 CORESET에 따라 고정 될 수 있다. 여기서, 전송 타입은 전송되는 신호가 인터리빙 되어 있는지 여부에 따라 구분될 수 있다.

(2) 슬롯에 포함된 OFDM 심볼 수

슬롯 내의 OFDM 심볼 수 또는 6GHz 이하의 반송파 주파수 범위와 관련하여, 7 OFDM 심볼 슬롯 및 14 OFDM 심볼 슬롯과 같은 2 개의 후보를 고려한다. 만약, NR 시스템에서, 6GHz 이하의 반송파 주파수 범위를 위해 두 가지 유형의 슬롯을 모두 지원하기로 결정하면 공통 검색 공간을 갖는 CORESET의 시간 자원 표시를 위해 슬롯 유형에 대한 지시 방법을 정의할 수 있어야 한다.

(3) PBCH 컨텐츠의 비트 사이즈

PBCH 컨텐츠에서 뉴머롤로지, 대역폭 및 CORESET 정보를 표시하기 위해 [표 7]과 같이 약 14비트를 지정할 수 있다.

도 45를 참조하면, 통신 장치(4500)는 프로세서(4510), 메모리(4520), RF 모듈(4530), 디스플레이 모듈(4540) 및 사용자 인터페이스 모듈(4550)을 포함한다.

통신 장치(4500)는 설명의 편의를 위해 도시된 것으로서 일부 모듈은 생략될 수 있다. 또한, 통신 장치(4500)는 필요한 모듈을 더 포함할 수 있다. 또한, 통신 장치(4500)에서 일부 모듈은 보다 세분화된 모듈로 구분될 수 있다. 프로세서(4510)는 도면을 참조하여 예시한 본 발명의 실시예에 따른 동작을 수행하도록 구성된다. 구체적으로, 프로세서(4510)의 자세한 동작은 도 1 내지 도 44에 기재된 내용을 참조할 수 있다.

메모리(4520)는 프로세서(4510)에 연결되며 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 프로그램 코드, 데이터 등을 저장한다. RF 모듈(4530)은 프로세서(4510)에 연결되며 기저대역 신호를 무선 신호를 변환하거나 무선신호를 기저대역 신호로 변환하는 기능을 수행한다. 이를 위해, RF 모듈(4530)은 아날로그 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 상향 변환 또는 이들의 역과정을 수행한다. 디스플레이 모듈(4540)은 프로세서(4510)에 연결되며 다양한 정보를 디스플레이한다. 디스플레이 모듈(4540)은 이로 제한되는 것은 아니지만 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode), OLED(Organic Light Emitting Diode)와 같은 잘 알려진 요소를 사용할 수 있다. 사용자 인터페이스 모듈(4550)은 프로세서(4510)와 연결되며 키패드, 터치 스크린 등과 같은 잘 알려진 사용자 인터페이스의 조합으로 구성될 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

상술한 바와 같은 동기 신호를 수신하는 방법 및 이를 위한 장치는 5세대 NewRAT 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 5세대 NewRAT 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (19)

1. 무선 통신 시스템에서, 6GHz 이상의 주파수 대역에서 동작하는 단말이 하향링크 신호를 수신하는 방법에 있어서,
   하나 이상의 SS/PBCH (Synchronization Signal/Physical Broadcast Channel) 블록 그룹들과 관련된 제 1 정보 및 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각을 위한 하나 이상의 SS/PBCH 블록들에 관련된 제 2 정보를 포함하는 시스템 정보를 수신하고,
   상기 제 1 정보 및 제 2 정보에 의해 통지되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각에 포함된 SS/PBCH 블록들을 위해 사용되는 자원들 이외의 자원들에서 상기 하향링크 신호를 수신하고,
   상기 제 1 정보는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록들 각각이 전송되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹을 알리기 위한 것이고,
   상기 제 2 정보는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각에서 전송되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록을 알리기 위한 것이고,
   상기 제 2 정보는 상기 제 1 정보에 의해 알려진 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들을 위해 사용되고,
   상기 전송되는 하나 이상의 SS/PBCH 블록들은 PSS (Primary Synchronization Signal), SSS (Secondary Synchronization Signal) 및 PBCH를 포함하는,
   하향링크 신호 수신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 정보는 비트맵의 형태이고,
   상기 비트맵의 길이는 8비트인,
   하향링크 신호 수신 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 비트맵에서 1의 값은 해당 SS/PBCH 블록 그룹 내에서 상기 SS/PBCH 블록이 전송되는 것을 알리기 위한 것인,
   하향링크 신호 수신 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 정보는 비트맵의 형태인,
   하향링크 신호 수신 방법.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 비트맵에서 0의 값은 해당 SS/PBCH 블록이 전송되지 않음을 알리기 위한 것이고, 1의 값은 해당 SS/PBCH 블록이 전송됨을 알리기 위한 것인,
   하향링크 신호 수신 방법.
6. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 정보는,
   상기 전송되는 하나 이상의 SS/PBCH 블록들의 수에 관한 정보를 포함하는,
   하향링크 신호 수신 방법.
7. 제 1 항에 있어서,
   상기 시스템 정보는, 시스템 정보 블록(System Information Block; SIB) 내에서 수신되는,
   하향링크 신호 수신 방법.
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 단말은 상기 PBCH, 상기 PSS 및 상기 SSS를 위한 수신 기회들(Reception Occasions)이 연속된 심볼들 상의 SS/PBCH 블록 형태인 것으로 가정하는,
   하향링크 신호 수신 방법.
9. 무선 통신 시스템에서, 하향링크 신호를 수신하기 위한 6GHz 이상의 주파수 대역에서 동작하는 단말에 있어서,
   트랜시버; 및
   상기 트랜시버와 연결된 프로세서;를 포함하고,
   상기 프로세서는,
   하나 이상의 SS/PBCH (Synchronization Signal/Physical Broadcast Channel) 블록 그룹들과 관련된 제 1 정보 및 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각을 위한 하나 이상의 SS/PBCH 블록들에 관련된 제 2 정보를 포함하는 시스템 정보를 수신하도록 상기 트랜시버를 제어하고,
   상기 제 1 정보 및 제 2 정보에 의해 통지되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각에 포함된 SS/PBCH 블록들을 위해 사용되는 자원들 이외의 자원들에서 상기 하향링크 신호를 수신하도록 상기 트랜시버를 제어하고,
   상기 제 1 정보는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록들 각각이 전송되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹을 알리기 위한 것이고,
   상기 제 2 정보는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들 각각에서 전송되는 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록을 알리기 위한 것이고,
   상기 제 2 정보는 상기 제 1 정보에 의해 알려진 상기 하나 이상의 SS/PBCH 블록 그룹들을 위해 사용되고,
   상기 전송되는 하나 이상의 SS/PBCH 블록들은 PSS (Primary Synchronization Signal), SSS (Secondary Synchronization Signal) 및 PBCH를 포함하는,
   단말.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 정보는 비트맵의 형태이고,
    상기 비트맵의 길이는 8비트인,
    단말.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 비트맵에서 1의 값은 해당 SS/PBCH 블록 그룹 내에서 상기 SS/PBCH 블록이 전송되는 것을 알리기 위한 것인,
    단말.
12. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2 정보는 비트맵의 형태인,
    단말.
13. 제 12 항에 있어서,
    상기 비트맵에서 0의 값은 해당 SS/PBCH 블록이 전송되지 않음을 알리기 위한 것이고, 1의 값은 해당 SS/PBCH 블록이 전송됨을 알리기 위한 것인,
    단말.
14. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2 정보는,
    상기 전송되는 하나 이상의 SS/PBCH 블록들의 수에 관한 정보를 포함하는,
    단말.
15. 제 9 항에 있어서,
    상기 시스템 정보는, 시스템 정보 블록(System Information Block; SIB) 내에서 수신되는,
    단말.
16. 제 9 항에 있어서,
    상기 단말은 상기 PBCH, 상기 PSS 및 상기 SSS를 위한 수신 기회들(Reception Occasions)이 연속된 심볼들 상의 SS/PBCH 블록 형태인 것으로 가정하는,
    단말.
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