JP6917465B2 - 入力電圧を変換する方法及び電圧増倍器、並びに、分離回路 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧をこれに対して上昇した出力電圧に変換する方法に関する。本発明はまた、このような方法によって動作される電圧増倍器、及び、このような電圧増倍器が備えられた、直流源と電気設備との間の直流遮断用の分離装置に関する。ここで、直流源とは、具体的には太陽光発電機（ＰＶ発電機、ソーラーシステム）であり、電気設備とは、具体的にはインバータであると理解される。

ＤＥ ２０ ２００８ ０１０ ３１２ Ｕ１からは、いわゆる太陽光発電機を備える太陽光発電システム（ＰＶシステム）が知られている。この太陽光発電機自体は、グループ毎にサブ発電機にまとめられた太陽光発電モジュールから成る。太陽光発電モジュール自体は、直列接続されているか、又は、並列の帯状に設けられている。太陽光発電機の直流電力は、インバータを介して交流電圧網に供給される。このようなＰＶシステム又はソーラーシステムは、システムに応じて、一方では、動作電流及び１８０Ｖ（ＤＣ）〜１５００Ｖ（ＤＣ）の範囲の動作電圧を長期に亘って供給し、他方では（例えば、設置、取り付け、又はサービスの目的で、及び、特に一般的には人の保護のためにも）電気部品又は装置を直流源として機能するＰＶシステムから確実に分離することが望ましいので、対応する分離装置が、負荷が接続された状態で、すなわち直流源を事前にオフすることなく、遮断を行うことが可能でなければならない。

負荷を分離する目的で、機械式スイッチ（スイッチ接点）を設けて、好ましくは接点を開放する際に、電気設備（インバータ）を直流源（ＰＶシステム）からガルバニック絶縁することが実現されるようにしてもよい。これに対して、負荷を分離するために、高効率の半導体スイッチを使用するならば、通常動作時にも、必然的に、半導体スイッチにおける動力損失が生じる。さらに、このようなパワー半導体スイッチでは、ガルバニック絶縁を実現することができず、このため、確実に人を保護することができない。

ＤＥ １０２ ２５ ２５９ Ｂ３からは、負荷分離器として構成された電気コネクタが知られている。この電気コネクタは、ハイブリッドスイッチの技術に従い、インバータのハウジング内のサイリスタの形の半導体スイッチと、ＰＶモジュールに接続された主接点及び補助接点とを備えている。プラグを抜く工程において先行する主接点は、後行する、半導体スイッチに直列接続された補助接点に並列接続されている。ここで、半導体スイッチは周期的にオン及びオフされるので、電気アークを回避するように、又は、電気アークを消弧するように駆動される。

また、直流を遮断するために、電磁気で動作される主接点及びＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を備えたハイブリッド電磁式直流スイッチを、半導体スイッチとして用いてもよい（DE 103 15 982 A2）。しかしながら、このようなハイブリッドスイッチは、半導体スイッチを備えるパワー電子機器を動作させるための外部エネルギー源を有している。

ＷＯ ２０１０／１０８５６５ Ａ１は、機械式スイッチ又は分離素子、及び、これに並列接続された半導体電子機器を備えるハイブリッド分離スイッチを記載している。この半導体電子機器は、基本的には少なくとも１つの半導体スイッチ、好ましくはＩＧＢＴを含む。ここで、半導体電子機器は、さらなるエネルギー源は備えておらず、機械式スイッチが閉鎖されると、電流が遮断される、すなわち、実質的に無電流及び無電圧になる。半導体電子機器は、その動作に必要なエネルギーを分離装置、すなわち分離スイッチシステム自体から取得し、機械式スイッチを開放する際に生じる電気アークのエネルギーが利用される。これによって、半導体電子機器は、駆動側において機械式スイッチに接続されており、スイッチが開放されると、電気アーク電圧が、そのスイッチ接点を介して、電気アークの結果として半導体電子機器を導通状態に切り替えるようになっている。

半導体電子機器が導通状態に切り替えられるとすぐに、電気アーク電流が機械式スイッチから半導体電子機器に整流し始める。これによって、対応する電気アーク電圧又は電気アーク電流は、キャパシタの形のエネルギー貯蔵装置を充電する。エネルギー貯蔵装置は、電気アークを生じさせずに半導体スイッチをオフするための制御電圧が生成されると、目標の放電を行う。所定の期間又は時定数、したがってエネルギー貯蔵装置又はキャパシタの充電時間が、電気アークの持続時間を決定する。充電工程に続いて、電気アークを生じさせずに半導体電子機器が導通状態に駆動される時間要素が開始する。ここで、この時間要素の持続時間は、電気アークを確実に消弧するように設定されている。

このような電気アークが供給されるハイブリッドスイッチの問題は、半導体電子機器の少なくとも１つのＩＧＢＴが、スイッチ経路を短絡させるために確実に駆動されるためには、まず、電気アーク電圧が所定の電圧値に達するか、又は、これを超過する必要がある点である。この電圧上昇に必要な時間は、機械式（スイッチ）接点のさらなる摩耗に作用する。

本発明の課題は、入力電圧をこれに対して上昇した出力電圧に変換する、特に好適な方法を提供することにある。本発明の課題はまた、このような方法によって動作可能な電圧増倍器、及び、このような電圧増倍器を備える分離装置であって、具体的には太陽光発電機である直流源と、具体的にはインバータである電気設備との間の直流を遮断するための分離装置を提供することにある。具体的には、出来るだけ高い切替能力、及び、具体的には出来るだけ高い駆動速度、すなわち、分離装置のパワー電子機器を極めて迅速に駆動することを可能にする必要がある。

本発明によれば、方法に関する上記課題は請求項１の特徴により解決され、電圧増倍器に関する上記課題は請求項２の特徴により解決され、分離装置に関する上記課題は請求項７の特徴により解決される。有効な構成及び発展形態は、各従属請求項の対象である。

本発明に係る方法は、入力電圧をこれに対して上昇した出力電圧に変換することに適していると共に、そのように構成されている。加えて、本方法によれば、入力側と出力側との間に多数の電圧段が設けられている。各電圧段は、参照電位に接続された直列接続を有している。各直列接続は、整流ダイオード、充電キャパシタ、及び、充電キャパシタと参照電位との間にある切替可能な第１の半導体スイッチを含む。いずれの場合も、整流ダイオード及び充電キャパシタに並列に、第２の切替可能な半導体スイッチが接続されており、隣接し合う電圧段の整流ダイオードは、互いに直列接続されている。

第１の方法ステップにおいて、第１の半導体スイッチを閉鎖し、すなわち、電気的に導通するように切り替え、第２の半導体スイッチを開放する、すなわち、電気的に非導通又は遮断されるように切り替える。したがって、入力電圧によって、電流が、整流ダイオードを介して参照電位に流れるので、電圧段の充電キャパシタは、入力電圧により充電される。これによって、充電キャパシタにおいて、それぞれ、個別電圧が生成される。ここで、電圧段の充電キャパシタは、事実上、互いに並列接続される。

その後、これに続く第２の方法ステップにおいて、第１の半導体スイッチを開放し、第２の半導体スイッチを閉鎖する。これによって、充電キャパシタは、整流ダイオードに沿って互いに直列接続されるので、充電キャパシタにおいて生成された個別電圧及び入力電圧が、電圧段の出力側において加算されて、出力電圧が得られる。こうして、入力電圧をこれに対して上昇した出力電圧に変換するための、特に好適な方法が実現される。

電圧段の数及びその充電キャパシタの数を好適に設計することによって、本発明に係る方法によって、ほぼ所望の低入力電圧を、ほぼ所望の高さの出力電圧に変換することが可能になる。この方法によって、低入力電圧の場合にも、ＭＯＳ又はＩＧＢＴ半導体スイッチを、生成可能な出力電圧によって確実かつ信頼性を有して駆動することが可能になる。したがって、具体的には、切替遅延時間を低減することが可能になる。

好ましい一用途では、本発明に係る方法は、電圧増倍器によって実施される。ここで、電圧増倍器は、具体的には、直流を遮断するための分離装置に適していると共に、そのように構成されている。電圧増倍器は、上述の方法を実施するための制御ユニットを含む。ここで、制御ユニットは、少なくとも１つ、好ましくは少なくとも２つの電圧段であって、それぞれ１つの個別電圧を提供する電圧段を制御する。

各電圧段は、参照電位に接続された直列接続であって、整流ダイオード、充電キャパシタ、及び、制御ユニットによって切替可能な第１の半導体スイッチから成る直列接続を備えている。さらに、各電圧段において、制御ユニットによって切替可能な第２の半導体スイッチが、整流ダイオード及び充電キャパシタに並列接続されている。ここで、隣接し合う電圧段の整流ダイオードは直列接続されている。

したがって、本発明に係る電圧増倍器によれば、比較的低い入力電圧を、短時間で、比較的高い出力電圧に変換することが可能になる。特に、分離装置における使用時には、短い期間内に提供される出力電圧によって、高い切替能力、及び、したがって高い駆動速度、すなわち、分離装置のパワー電子機器を極めて迅速に駆動することが可能になる。

制御ユニットは、例えば、コントローラ、すなわち制御装置を含む。ここでコントローラは、一般に（プログラム技術的及び／又は回路技術的に）上述の方法を実施することに適していると共に、そのように構成されている。したがってコントローラは、具体的には、まず、第１の半導体スイッチを閉鎖し、第２の半導体スイッチを開放して、電圧段の充電キャパシタが入力電圧により充電されるようにし、続いて、第１の半導体スイッチを開放し、第２の半導体スイッチを閉鎖して、充電キャパシタにおいて生成された個別電圧が、直列接続された整流ダイオードに沿って加算され、出力電圧が得られるように構成されている。

可能な一構成では、コントローラは、少なくともコアにおいて、プロセッサとデータメモリを有するマイクロコントローラによって形成されており、そのため、この方法を実施するための、オペレーティングソフトウェア（ファームウェア）の形の機能がプログラム技術的に実装され、この方法（場合によっては、ユーザとの相互作用において）は、オペレーティングソフトウェアをマイクロコントローラにおいて実施する際に、自動的に行われる。

本発明の範囲において、コントローラは、選択的に、プログラム可能でない電気部材、例えばＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）によって形成されていてもよく、この場合、この方法を実施するための機能は、回路技術的手段によって実装される。

好ましくは、制御ユニットは、純粋に回路技術的手段、すなわち、コントローラ又は制御装置を含まずに、実施されている。この場合、本方法は、入力電圧が印加されると、自発的又は自動的に実施される。これは結果的に、電圧増倍器の製造コストに有利に働く。さらに、電圧増倍器の信頼性及び切替遅延時間が改善され、これは特に、直流遮断のための分離装置における利用に関して好都合である。

好適な一発展形態では、電圧段の入力側、すなわち、入力電圧に結合されたクランプ点の前段に、制御ユニットのキャパシタが接続されている。このキャパシタは、ここでは、充電された状態において、電圧段の第１の半導体スイッチを閉鎖するように駆動する。これによって、第１の半導体スイッチの信頼性の高い駆動が保証される。

有効な一形態では、制御ユニットのツェナーダイオードが、出力側において、すなわち、出力電圧をタップ可能であるクランプ点において、充電キャパシタ及び第２の半導体スイッチに並列接続されている。出力側の電圧段の充電キャパシタが個別電圧を生成するために充電されると、このツェナーダイオードはアクティブになり、制御ユニットの第３の半導体スイッチが、電圧段の第１の半導体スイッチが開放されるように駆動される。これによって、第１の半導体スイッチは、第１の方法ステップの終わりに確実に開放される。

有効な一構成では、第２の半導体スイッチを駆動するために、各電圧段には、前記直列接続に並列接続された分圧器が設けられている。ここで、この分圧器のタップ点は、第２の半導体スイッチの制御入力部に繋がっている。第１の半導体スイッチを開放した後、入力電圧によって、電流が分圧器を介して流れ、その結果、タップ点において生成された電圧が、第２の半導体スイッチを確実に駆動させるために使用される。これによって、第２の方法ステップの開始時に、第２の半導体スイッチの信頼性の高い駆動が保証される。

好ましい一構成では、当該又は各半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）として構成され、ドレイン側において充電キャパシタに繋がると共にソース側において参照電位に繋がっている。ここで、当該又は各第２の半導体スイッチは、バイポーラトランジスタとして構成され、整流ダイオードのコレクタ−エミッタ経路に沿って、充電キャパシタに並列接続されていると共に、ベース側において第１の半導体スイッチのゲート端子に繋がっている。これによって、制御ユニットによる回路技術的な駆動に関する、第１及び第２の半導体スイッチの特に有効な構成が実現される。

以下ではハイブリッドスイッチとも称される、本発明に係る分離装置は、直流源と電気設備との間の直流を遮断するために配置されている。ハイブリッドスイッチは、電流を通す機械式スイッチと、これに接続されたパワー電子機器と、電源とを備え、電源の充電は、スイッチが開放された場合に、スイッチにおいて電気アークの結果生成される電気アーク電圧によって行われる。

ハイブリッドスイッチは、さらに、電源に接続された、以下ではインパルス発生回路とも称されるインパルス発生器を備えている。インパルス発生器は、パワー電子機器が、電気アークを消弧して機械式スイッチを短絡させるように、パワー電子機器の少なくとも１つの半導体スイッチを駆動する。これにより、電気アークが消弧される。パワー電子機器の半導体スイッチの切替遅延時間を低減するために、電源とインパルス発生器との間には、本発明に係る電圧増倍器が接続されている。電圧増倍器は、電源によって生成された入力電圧を、インパルス発生器又はインパルス発生回路を駆動させるために適した出力電圧に変換する。

有効な一構成では、電圧増倍器は、入力側において、電源のエネルギー貯蔵装置に接続されている。エネルギー貯蔵装置は、電気アークによって生成された電気アーク電圧を用いて充電され、このエネルギーは入力電圧として、電圧増倍器に供給される。

好ましい一発展形態では、インパルス発生器（インパルス発生回路）は、電圧増倍器の出力部に接続された半導体スイッチを含み、この半導体スイッチは、電圧増倍器の出力電圧が、以下では動作電圧とも称される、設定された又は設定可能な電圧値に達すると、導通状態に制御される。このインパルス発生器の半導体スイッチは、サイリスタとして構成されていることが好ましい。

好適な一発展形態では、パワー電子機器が、インパルス発生器の当該半導体スイッチの後段に配置された電圧タップの駆動側において、好ましくは動作電圧から生成された制御インパルスをタップする。換言すると、インパルス発生器は、この電圧タップを介して、パワー電子機器の制御側、すなわち少なくとも１つの半導体スイッチの制御側に接続されており、そのため、この少なくとも１つの半導体スイッチは、インパルス発生器の制御インパルス又は制御信号が印加されるとアクティブにされ、つまり、導通状態に切り替えられ、機械式スイッチ、具体的にはそのスイッチ接点又は対応する接点端子を短絡させるように作用する。インパルス発生器は、切替工程のたびに、１つの制御インパルスだけ、すなわち単一インパルスだけを生成することが好ましい。電圧増倍器によって、単一インパルスを生成するための期間が大幅に低減されるので、電気アークによるスイッチ接点における摩耗が低減される。

本発明は、電圧増倍器によって制御されるインパルス発生器であって、好ましくは切替工程のたびに１つの単一インパルスだけを生成するインパルス発生器を用いて、ハイブリッド分離装置のパワー電子機器の極めて迅速な駆動を実現し、これによってその切替能力が、極めて高くなる、すなわち既知の分離装置に比べて向上するという考えに基づくものである。

本発明に係る分離装置は、好適には１５００Ｖ（ＤＣ）までの直流電圧範囲の直流遮断のために提供される。したがって、好ましくはさらなる機械式分離スイッチを利用すれば、この自律的なハイブリッド分離装置は、太陽光発電システムとこれに割り当てられたインバータとの間において、及び、例えば燃料電池システム又は蓄電器（電池）との関連において、信頼性の高い、かつ、接触保護されたガルバニック直流遮断に特に適している。

以下に、本発明の実施形態を、図面を参照しながらより詳細に説明する。
多数の電圧段を有する電圧増倍器を、概略的な回路図に示す。 太陽光発電機とインバータとの間に配置されたハイブリッド分離装置を、ブロック図に示す。ハイブリッド分離装置は、機械式スイッチ、遮断器を含むパワー電子機器、インパルス発生器、電圧増倍器、及び、電源を含む。 分離装置を、詳細な回路図に示す。分離装置は、パワー電子機器の２つの半導体スイッチ、その駆動回路及び遮断器、インパルス発生器、電圧増倍器、並びに、キャパシタをエネルギー貯蔵装置として有する電源を含む。 ハイブリッド分離装置のサブ回路としてのインパルス発生器を示す。 １つの半導体スイッチの駆動最終段のパワー電子機器、及び、ハイブリッド分離装置のサブ回路としての機械式スイッチの２つの接点端子を示す。 ハイブリッド分離装置のサブ回路としての、過電流認識用の測定回路を有する遮断器を示す。 ハイブリッド分離装置のサブ回路としての、整流回路を有する電源を示す。 ハイブリッド分離装置のサブ回路としての、電圧増倍器を示す。

全ての図において互いに対応する部品には、同一の参照番号が付されている。

図１は、入力電圧Ｕ_Ｅをこれに対して上昇した出力電圧Ｕ_Ａに変換するための電圧増倍器２を概略的に示している。ここで、入力電圧Ｕ_Ｅは、第１のクランプ端子又は陽極４と、第２のクランプ端子又は陰極６との間にあり、出力電圧Ｕ_Ａは、タップ点８においてタップ可能である。

電圧増倍器２は、例えばコントローラの形の制御ユニット１０を有している。制御ユニット１０は、信号技術的に、クランプ端子４，６とタップ点８との間に並列接続された多数の電圧段１２に結合されている。図１では、例えば、このような電圧段１２が３つ示されている。

陽極４とタップ点８との間では、線１４が伸びており、これに沿って電圧段１２が互いに平行に接続されている。ここで、各電圧段１２は、線１４に接続された整流ダイオード１８、充電キャパシタ２０、及び、切替可能な第１の半導体スイッチ２２から成る直列接続１６を有している。換言すると、隣接し合う電圧段１２の整流ダイオード１８は、線１４に沿って互いに直列接続されている。ここで、直列接続１６は、図１の実施形態では具体的にはグランド電位である参照電位Ｕ_Ｇに対して導かれている。整流ダイオード１８及び充電キャパシタ２０に並行に、１つの切替可能な第２の半導体スイッチ２４が、各電圧段１２に接続されている。例として、図１では、１つの電圧段１２の切替部材だけに、参照番号が付されている。

電圧段１２の半導体スイッチ２２は、第１の信号線２６を介して、信号技術的に制御ユニット１０により駆動可能である。半導体スイッチ２４は、第２の信号線２８を介して、同じく信号技術的に制御ユニット１０に繋がっている。

動作中は、電圧増倍器２に、クランプ端子４及び６を介して、入力電圧Ｕ_Ｅが供給される。ここで、制御ユニット１０は、電圧段１２の半導体スイッチ２２及び２４を、以下に説明する本発明に係る方法に従って駆動する。

まず、半導体スイッチ２２が、制御ユニット１０によって、信号線２６を介して閉鎖されるように、かつ、半導体スイッチ２４が、制御ユニット１０によって、信号線２４を介して開放されるように駆動される。換言すると、半導体スイッチ２２は導通状態に、半導体スイッチ２４は遮断状態に切り替えられる。これによって、線１４に沿った電圧段１２の充電キャパシタ２０は、それぞれ、陽極４と参照電位Ｕ_Ｇとの間に接続され、その結果、電圧段１２の充電キャパシタ２０は、互いに並列接続され、整流ダイオード１８を介して各個別電圧Ｕ_Ｚまで充電される。

制御ユニット１０は、動作中、出力側の充電キャパシタ２０、すなわちタップ点８に最も近い電圧段１２の充電キャパシタ２０において生成された個別電圧Ｕ_Ｚ（充電電圧）を監視する。この個別電圧Ｕ_Ｚが、所定の又は保証された電圧閾値に達すると、又は、これを超えると、制御ユニット１０によって、半導体スイッチ２２が開放され、半導体スイッチ２４が閉鎖される。これによって、これまで並列接続されていた線１４に沿った充電キャパシタ２０は、互いに直列接続される。したがって、タップ点８には、充電キャパシタ２０の個別電圧Ｕ_Ｚの合計電圧が、出力電圧Ｕ_Ａとして生成される。電圧段１２の数に応じて、入力電圧Ｕ_Ｅのほぼ任意の倍数である出力電圧Ｕ_Ａを生成することが可能である。

以下に、図２〜８を参照して、当該又は一電圧増倍器２の分離装置３０における利用例について、詳細に説明する。

図２は、本実施形態において、直流源３２としての太陽光発電機と電気設備３４としてのインバータとの間に接続された分離装置３０を、概略的に示している。太陽光発電機３２は、詳細には図示されていない態様で、互いに並列に配置されて共通の発電機接続箱に繋がった多数のソーラーモジュールを含み得る。共通の発電機接続箱は、いわばエネルギー収集点として機能する。

分離装置３０は、陽極を表す主電流路３６において、以下では機械式スイッチとも称するスイッチ接点３８、これに並列接続されたパワー電子機器４０、及び、これを駆動させるインパルス発生器４２を含む。分離装置３０はさらに、遮断器４４及び電源４６を含む。電圧増倍器２は、電源４６とインパルス発生器４２との間に接続されている。

機械式スイッチ３８、パワー電子機器４０、及び、これを駆動させるインパルス発生器４２は、自律的なハイブリッド分離スイッチ（ハイブリッドスイッチ）を形成している。分離装置３０の陰極を表す復路線４８（したがって、システム全体）に、さらなるハイブリッド分離スイッチが、詳細には図示されていない態様で接続されていてもよい。陽極を表す往路線（主経路）３６及び復路線４８の両方において、詳細には図示されていない態様で、さらなる機械式分離素子の互いに機械的に結合されたスイッチ接点が、太陽光発電機３２とインバータ３４との間の完全なガルバニック絶縁又は直流遮断のために設けられていてもよい。

動作中に、次に電流が流れる機械式スイッチ３８が開放されると、そのスイッチ接点の間に、電気アークＬＢが形成される。これによって生じる電気アーク電圧を用いて、図３に示されるスイッチ端子Ｊ１及びＪ２を介して、エネルギー貯蔵装置であるキャパシタＣ９（図３および図７）が充電される。キャパシタＣ９の充電電圧は、入力電圧Ｕ_Ｅとして、電圧増倍器２のクランプ端子５０に導かれる。電圧増倍器２は、この入力電圧Ｕ_Ｅによって、これに対して上昇した出力電圧Ｕ_Ａを生成する。出力電圧Ｕ_Ａが、所定の電圧値に達するとすぐに、インパルス発生器４２は、パワー電子機器４０を駆動し、その後すぐ、パワー電子機器４０は、スイッチ３８を短絡させて電気アークＬＢを消弧する。

ここで、スイッチ経路の脱イオン化を可能にするために、パワー電子機器４０は、好適にはある期間、すなわち設定された又は設定可能な時間要素の間、オンされた状態で維持される。この期間又は対応する時間要素が経過すると、インパルス発生器４２はパワー電子機器４０をオフする。この切替工程において発生する過電圧は、少なくとも１つのバリスタＲ５（図３及び図５）によって制限される。ここで、遮断器４４は、切替工程の間、パワー電子機器４０の各パワー半導体（ＩＧＢＴ）Ｔ１、Ｔ２を監視し、各パワー半導体が許容できない高電流によって破損することを回避するようになっている。

図３は、分離装置３０を詳細な回路図に示している。ここでは、図２で使用した様々な種類の線で、パワー電子機器４０、インパルス発生器４２、電圧増倍器２、遮断器４４、及び、電源４６の部材を囲んでいる。パワー電子機器４０が、２つの半導体スイッチを、図示されるＩＧＢＴであるＴ１及びＴ２（ＩＧＢＴＴ１及びＴ２）の形で有していることが好ましいので、ＩＧＢＴＴ１及びＴ２のために、２つの遮断器４４及び２つの駆動回路が設けられている。ここで、より分かりやすくするために、それぞれ、これらの回路のうちの一方のみをその構成部品と共に、対応する種類の線で囲んでいる。個々のサブ回路を、図４〜図７において別々に示す。

図３及び図４によれば、インパルス発生器７は、接続部５２を介してキャパシタＣ９に繋がった、サイリスタＴ４の形の半導体スイッチを含み、このサイリスタＴ４は、アノード側において、ＰＭＯＳトランジスタ（Ｐ型金属酸化膜半導体トランジスタ）Ｑ２を介して、すなわち、そのコレクタ−エミッタ経路を介して、キャパシタＣ９に繋がる接続部５２に接続されている。サイリスタＴ４は、駆動側において、抵抗器Ｒ１６及びＲ１７並びにツェナーダイオードＤ１１に接続されたＰＭＯＳトランジスタＱ３に接続されている。サイリスタＴ４は、カソード側では、抵抗器Ｒ１４を介して電圧タップ５４に繋がっており、電圧タップ５４は、抵抗器Ｒ１５を介して、グランドに接続されている。また、電圧タップ５４は、ここではＭＯＳ又はＮＭＯＳトランジスタであるさらなるトランジスタＱ４のドレイン−ソース経路を介して、グランド（参照電位）に接続されている。さらに、電圧タップ５４には、さらなるトランジスタ（ＭＯＳ又はＮＭＯＳトランジスタ）Ｑ５のベース又はゲートがつながっており、さらなるトランジスタＱ５のドレイン−ソース経路は、可変抵抗器である抵抗器Ｒ１９、Ｒ２０、及び、抵抗器Ｒ２１、並びに、抵抗器Ｒ１９に並列接続されたキャパシタＣ３を介して、キャパシタＣ９に繋がる接続部５２とグランドとの間に接続されている。

ＲＣ素子Ｒ１９及びＣ３に平行に、抵抗器Ｒ２３及びツェナーダイオードＤ１２から成る直列接続が配置されており、ツェナーダイオードＤ１２には、カソード側において、ＰＮＰトランジスタＱ７のベースが繋がっている。さらなるサイリスタＴ５の制御側は、トランジスタＱ７及び抵抗器Ｒ２４を介して、キャパシタＣ９に繋がる接続部５２に接続されている。サイリスタＴ５のアノード−カソード経路は、キャパシタＣ９に繋がる接続部５２と、（抵抗器Ｒ２２を介した）グランドとの間に導かれている。このサイリスタＴ５のカソード側のタップは、抵抗器Ｒ１８を介してトランジスタＱ４のゲート（ベース）に、かつ、抵抗器Ｒ１３を介してトランジスタＱ２のゲート（ベース）に繋がっている。図示及び説明した回路は、半導体スイッチＴ４に加えて、対応して接続された、インパルス発生器又はインパルス発生器４２の半導体回路を示している。インパルス発生器４２は、以下に説明するように、パワー電子機器６の２つのＩＧＢＴＴ１、Ｔ２のために１つ又は各制御インパルスＰを生成する。

インパルス発生器４２の２つのサイリスタＴ４及びＴ５は、開始時は遮断状態にあり、そのため、トランジスタＱ２のゲートはグランド電位にある。機械式スイッチ５を開放する際に生じる電気アークＬＢにより、電圧増倍器２の出力電圧によってもたらされるキャパシタＣ５の充電電圧、従って動作電圧が上昇すると、トランジスタＱ２の負のゲート−ソース電圧も上昇し、そうして、トランジスタＱ２がアクティブになり、サイリスタＴ４のアノードは動作電圧の電位を有する。この電圧がさらに上昇すると、ツェナーダイオードＤ１１は、導通状態に移行し始める。これによって生じた電流の流れが、抵抗器Ｒ１７における電圧降下の原因となる。この電圧降下が、トランジスタＱ３のベース−エミッタ電圧の閾値を超えると、トランジスタＱ３は導通可能になる。トランジスタＱ３を損傷から保護するために、電流は、抵抗器Ｒ１６によって制限される。この電流は、サイリスタＴ４の点弧を導く。抵抗器Ｒ１４の値は、抵抗器Ｒ１５の値よりも大幅に小さく、そのため、これらの２つの抵抗器Ｒ１４，Ｒ１５間の電位は、パワー電子機器６用の制御インパルスＰがタップされる電圧タップ５４において、動作電圧よりもわずかに低いだけである。

サイリスタＴ４が点弧されるとすぐに、トランジスタＱ５はアクティブになり、キャパシタＣ３は、抵抗器Ｒ２０及びＲ２１を介して充電される。開始時にキャパシタＣ３は充電されていないため、ツェナーダイオードＤ１２のアノードの電位は、動作電圧にある。キャパシタＣ３を充電することによって、この電位はグランドに移行する。この電位が、ツェナーダイオードＤ１２が導通される程度まで低下すると、電流が抵抗器Ｒ２３を介して流れる。この抵抗器Ｒ２３を介した電圧降下が、ＰＮＰトランジスタＱ７のベース−エミッタ電圧の閾値を超えると、ＰＮＰトランジスタＱ７はアクティブになる。抵抗器Ｒ２４は、これによって、電流を制限するように作用し、トランジスタＱ７を保護する。

トランジスタＱ７を介して流れる電流は、サイリスタＴ５の点弧を導き、そのため、そのカソードにおける電位は、動作電圧（順方向電圧未満）まで上昇する。従って、トランジスタＱ４もアクティブになり、電圧タップＳ１における抵抗器Ｒ１４及びＲ１５間の電位は、グランドまで下がる。またここで、トランジスタＱ２が遮断され、サイリスタＴ４の消弧が行われる。したがって、トランジスタＱ５も遮断され、キャパシタＣ３は、抵抗器Ｒ１９を介して放電される。サイリスタＴ５は、キャパシタＣ９が放電されるまで導通状態を維持する。キャパシタＣ９は、電気アークの位相の間や開閉サージの間も再充電されるので、１つの制御インパルスだけが消弧される。

図３及び図５に示されるパワー電子機器４０は、駆動回路段５６に割り当てられる。パワー電子機器４０のＩＧＢＴＴ１及びＴ２は、Ｂ２整流器ブリッジの下部を形成する。ＩＧＢＴＴ１及びＴ２の形のフリーホイールダイオードを備える２つのパワー半導体を使用することにより、双方向に利用可能な回路が実現される。機械式スイッチ３８の例示的なスイッチ端子又は接点端子Ｊ２が正電位を有し、他方のスイッチ端子Ｊ１が負電位を有しているとすれば、電流は、ＩＧＢＴＴ２とＩＧＢＴＴ１のフリーホイールダイオードとを通って流れることが可能である。極性が反対の場合、電流は、ＩＧＢＴＴ１とＩＧＢＴＴ２のフリーホイールダイオードとを通って流れることが可能である。ＩＧＢＴの制御信号は、その逆の動作には何の影響も与えないので、常に、パワー電子機器４０の両方のＩＧＢＴＴ１及びＴ２が駆動される。

両方のＩＧＢＴＴ１及びＴ２の駆動回路５６は、同一に構成されているので、以下では、これら両方の駆動回路５６のうちの一方だけを説明する。駆動回路５６は、１つの相補的な最終段に接続された、ＮＰＮトランジスタＱ８及びＰＮＰトランジスタＱ６を含む。インパルス発生器４２が、制御インパルスＰをこれら２つのトランジスタＱ６及びＱ８のベースに出力すると、トランジスタＱ６及びＱ８は、電流増幅器として機能し、各ＩＧＢＴＴ２、Ｔ１のゲートの迅速な再充電を可能にする。これによって、特に迅速な切替工程が実現される。駆動回路５６のキャパシタＣ５は、再充電電流を提供する。寄生インダクタンス及び寄生容量により、この場合のＩＧＢＴＴ２の駆動中に振動工程が起こり得るため、ＩＧＢＴＴ２は、抵抗器Ｒ２８によって減衰される。それでもなお振動が生じたならば、駆動回路１１のツェナーダイオードＤ１６が、ＩＧＢＴＴ２のゲートを過電圧から保護する。誘導負荷の切替時に、ＩＧＢＴＴ２の急峻な切替スロープによって過電圧が生じる場合があるので、パワー半導体Ｔ１、Ｔ２の破損を回避するために、バリスタＲ５が過電圧を制限する。

図３及び図６は、分離装置３０の測定回路及び遮断器４４を示している。ＩＧＢＴは、パワー電子機器４０の半導体スイッチとして、基本的に短絡保護されているが、それでもなお、これらは、故障時には１０μｓ以内にオフされる必要がある。両ＩＧＢＴＴ１、Ｔ２の電流を監視又は測定するための回路４４は、同一に構成されており、そのため図６も、このような回路４４を１つだけ示している。測定回路は、基本的に、ＩＧＢＴＴ２のゲートとコレクタとの間に接続された、抵抗器Ｒ２７及びダイオードＤ３から成る直列接続を含む。ＩＧＢＴＴ２の制御信号は、抵抗器Ｒ２７及びダイオードＤ３を介して、そのコレクタ−エミッタ経路に出力される。

ダイオードＤ３と抵抗器Ｒ２７との間の電位は、ＩＧＢＴＴ２の順方向電圧にダイオードＤ３の飽和電圧を加えたものに相当する。したがって、ＩＧＢＴ特性線が分かれば、このパワー半導体Ｔ２を流れる電流について説明することができる。エネルギー貯蔵装置としてのキャパシタＣ９を、切替局面の間に、不必要に強く放電しないために、抵抗器Ｒ２７は比較的高い抵抗を有している。それでもなお、故障時に迅速にオフすることを可能にするために、対応して接続されたトランジスタＱ１１及びＱ１２を有する相補的な最終段が、後段に接続されている。エミッタ側においてこの最終段に接続されたダイオードＤ１４が、これらの測定回路Ｄ３、Ｒ２７と測定回路Ｄ４、Ｒ２８（図３）との並列接続を可能にしている。

ＩＧＢＴＴ２のコレクタ−エミッタ電圧が所定の電位を超えると、遮断器４４のサイリスタＴ６が点弧される。これによって、インパルス発生器（インパルス発生回路）４２のトランジスタＱ７がアクティブにされ、これによってオフ工程が導入される。サイリスタＴ６の制御側においてグランドに接続されたキャパシタＣ７とこれに並行に配置された抵抗器Ｒ３１とがフィルタを形成し、特にＩＧＢＴＴ２をオンする局面の間に、遮断器４４が始動することを回避するようになっている。このトリガー電圧は、以下の数式により算出することができる。

図３及び図７は、分離装置３０の電源４６の回路構成を示している。電源４６は、エネルギー貯蔵装置としてのキャパシタＣ９を充電するように、かつ、開閉サージから保護するように機能する。スイッチ又は接点端子Ｊ１とＪ２との間に、機械式スイッチ３８（図２）が設けられている。スイッチ３８が回路を開放するとすぐに、電気アークＬＢが形成される。電気アーク電圧は、パワー電子機器４０の半導体スイッチ（パワースイッチ）Ｔ１及びＴ２の電流経路４０ａ及び６ｂに接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、及び、ＩＧＢＴＴ１及びＴ２のフリーホイールダイオードを介して整流される。

電源４６は、ＩＧＢＴＴ７の形をした半導体スイッチを含んでおり、この半導体スイッチのゲートは、抵抗器Ｒ３３〜Ｒ３７を介して充電される。サイリスタＴ７のゲート−エミッタ電位が、閾値電圧よりも高くなるとすぐに、ＩＧＢＴＴ７はアクティブにされ、キャパシタＣ９が充電される。このＩＧＢＴＴ７には、ＮＰＮトランジスタＱ１５が、図７に示されるように接続されている。トランジスタＱ１５は、エミッタ側において、ツェナーダイオードＤ１９を介してグランドに接続されている。キャパシタＣ９の電位が、ツェナーダイオードＤ１９の値にトランジスタＱ１５のベース−エミッタ閾値電圧を加えたものに達すると、トランジスタＱ１５は導通し、ＩＧＢＴＴ７のゲート−エミッタ電圧を制限する。ＩＧＢＴＴ７は、その後、遮断を開始し、キャパシタＣ９の充電電流は遮断される。ＩＧＢＴＴ７のゲート、及び、トランジスタＱ１５を過電圧から保護するために、半導体スイッチＴ７及びＱ１５のベース−ゲート側には、ツェナーダイオードＤ１９が加えられている。

スイッチ経路を短絡させるため、又は、電気アークＬＢを消弧するための切替遅延時間を低減するために、電源４６の後段には、接続部５２において、図８に示される電圧増倍器２が接続されている。電圧増倍器２により、例えば、ＩＧＢＴＴ１及びＴ２を確実に駆動可能な制御インパルスＰを生成するためには十分でない５Ｖの供給電圧又は入力電圧を、ＩＧＢＴＴ１及びＴ２を確実に駆動可能な１５Ｖの出力電圧に変換することが可能になる。

電圧増倍器２は、クランプ端子５０とタップ点８との間において接続部５２に接続され、この形態では２つの電圧段１２ａ及び１２ｂを有している。クランプ端子５０には、抵抗器Ｒ１によってグランド（参照電位）に繋がる、制御ユニット１０のキャパシタＣ１が接続されている。制御ユニット１０は、この形態では、純粋に回路技術的に実施される。これに加えて、キャパシタＣ１と抵抗器Ｒ１との間には、信号接続部５８が接続されており、これを用いて、電圧段１２ａ及び１２ｂは駆動可能である。キャパシタＣ１に並行に、抵抗器Ｒ３が、接続部５２と５８との間に接続されている。

電圧段１２ａは、（整流器）ダイオードＤ７を含み、ダイオードＤ７は、（充電）キャパシタＣ２、及び、ＭＯＳＦＥＴとして構成されたトランジスタＱ１６に直列にグランドに対して接続されている。ダイオードＤ７及びキャパシタＣ２に並列に、バイポーラＰＮＰトランジスタＱ１が接続されている。バイポーラＰＮＰトランジスタＱ１は駆動側において、接続部５２と５８との間に接続された抵抗器Ｒ４及びＲ８によって形成される分圧器６０ａのタップ点に繋がっている。

対応して、電圧段１２ｂは、ダイオードＤ９、キャパシタＣ４、及び、トランジスタＱ１８から成る直列接続を有している。ダイオードＤ９及びキャパシタＣ４に並行に、トランジスタＱ１７が接続されている。トランジスタＱ１７は、分圧器６０ｂである２つの抵抗器Ｒ９及びＲ１０によって駆動される。

制御ユニット１０は、本実施形態では、抵抗器Ｒ２５及びツェナーダイオードＤ１０を含み、これらは、図８に示されるような方法で、キャパシタＣ４に並列接続されている。ツェナーダイオードＤ１０と抵抗器Ｒ２５との間には、バイポーラＰＮＰトランジスタＱ２０の制御入力部が接点を形成しており、バイポーラＰＮＰトランジスタＱ２０は、エミッタ側においてタップ点８に繋がると共に、コレクタ側において２つの抵抗器Ｒ１２及びＲ１１を介してグランドに繋がっている。抵抗器Ｒ１２とＲ１１との間には、ＭＯＳＦＥＴとして構成されたトランジスタＱ１９のゲート端子が接続されている。トランジスタＱ１９は、ソース側においてグランドに繋がっており、ドレイン端子によって信号線５８に接続されている。ここで、ドレイン端子は、トランジスタＱ１８のゲート端子と、トランジスタ１６のソース端子との間に接点を形成している。

最初に、キャパシタＣ１、Ｃ２、及び、Ｃ４が放電され、トランジスタＱ１６及びＱ１８、並びに、Ｑ１及びＱ１７が、電気的に導通していない状態になる。電源４６によって入力電圧がクランプ端子５０に印加されると、電流が、キャパシタＣ１を通って流れる。これによって、トランジスタＱ１６及びＱ１８のゲートが充電される。その結果として、トランジスタＱ１６及びＱ１８がアクティブにされ、これによって、キャパシタＣ２がダイオードＤ７を介して、及び、キャパシタＣ４がダイオードＤ７及びＤ９を介して、それぞれの個別電圧で充電される。

電圧段１２ｂのキャパシタＣ４の個別電圧又は充電電圧が、所定の値に達すると、ツェナーダイオードＤ１０は、電流が抵抗器Ｒ２５を通って流れることを可能にする。抵抗器Ｒ２５を介したこの電圧降下が、例えば０．７Ｖに上昇すると、トランジスタＱ２０がアクティブになる。これによって、抵抗器Ｒ１２及びＲ１１により形成される分圧器によって制限される電圧が、トランジスタＱ１９のゲートに印加される。したがって、トランジスタＱ１９がアクティブになり、トランジスタＱ１６及びＱ１８のゲートをグランドまで下げることにより、トランジスタＱ１６及びＱ１８は遮断され、キャパシタＣ２及びＣ４の充電工程が終了する。

アクティブにされたトランジスタＱ１９によって、電流が、抵抗器Ｒ４及びＲ８の直列接続、並びに、抵抗器Ｒ９及びＲ１０の直列接続、すなわち分圧器６０ａ及び６０ｂを通って流れる。この抵抗器Ｒ４及びＲ９を介した電圧降下によって、ＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ１７がアクティブにされる。ここで、キャパシタＣ２及びＣ４の放電は、ダイオードＤ７及びＤ９によって妨げられる。したがって、キャパシタＣ２及びＣ４は、事実上、接続部５２に沿って直列接続される。こうして、クランプ端子５０における入力電圧に、キャパシタＣ２及びＣ４の充電電圧又は個別電圧を加えて成る出力電圧が、タップ点８において生成される。

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではない。むしろ、本発明によれば、当業者は、本発明の対象から逸脱することなく、当該実施形態から他の変形例も導き出すことが可能である。特に、本実施形態に関連して説明した個々の特徴は、全て、本発明に係る対象から逸脱することなく、別の形態で互いに組み合わせ可能である。

２ 電圧増倍器
４ クランプ端子／陽極
６ クランプ端子／陰極
８ タップ点
１０ 制御ユニット
１２、１２ａ、１２ｂ 電圧段
１４ 線
１６ 直列接続
１８ 整流ダイオード
２０ 充電キャパシタ
２２、２４ 半導体スイッチ
２６、２８ 信号線
３０ 分離装置
３２ 直流源／太陽光発電機
３４ 設備／インバータ
３６ 主電流路
３８ スイッチ接点／スイッチ
４０ パワー電子機器
４２ インパルス発生器
４４ 遮断器
４６ 電源
４８ 復路線
５０ クランプ端子
５２ 接続部
５４ 電圧タップ
５６ 駆動回路段
５８ 信号接続部
６０ａ、６０ｂ 分圧器
Ｕ_Ｅ 入力電圧
Ｕ_Ａ 出力電圧
Ｕ_Ｇ 参照電位
Ｕ_Ｚ 個別電圧
ＬＢ 電気アーク
Ｊ１、Ｊ２ スイッチ端子
Ｐ 制御インパルス

Claims (9)

1. 多数の電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）を用いて、入力電圧（Ｕ_Ｅ）を前記入力電圧に対して上昇した出力電圧（Ｕ_Ａ）に変換する方法であって、
   前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）は、それぞれ、参照電位（Ｕ_Ｇ）に接続された直列接続（１６）であって、整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）、充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）、及び、切替可能な第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）から成る前記直列接続（１６）を有し、各前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）では、切替可能な第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）が、前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）及び前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）に並列接続されており、隣接し合う前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）は直列接続されている、方法において、
   まず、前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）を閉鎖し、前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）を開放して、前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）を、前記入力電圧（Ｕ_Ｅ）により充電し、
   次に、前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）を開放し、前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）を閉鎖して、前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）において生成された個別電圧（Ｕ_Ｚ）を、直列接続された前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）に沿って加算して前記出力電圧（Ｕ_Ａ）を得る、方法であって、
   出力側の最終の前記電圧段（１２，１２ｂ）の前記充電キャパシタ（２０，Ｃ４）及び前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１７）に、制御ユニット（１０）のツェナーダイオード（Ｄ１０）が、出力側において、すなわち、前記出力電圧（Ｕ_Ａ）をタップ可能であるクランプ点において、並列接続されており、前記ツェナーダイオード（Ｄ１０）は、前記充電キャパシタ（２０，Ｃ４）が充電されると、前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）が開放されるように、第３の半導体スイッチ（Ｑ２０）を駆動することを特徴とする、
   方法。
2. 請求項１に記載の方法を、直流遮断を行う分離装置（３０）のために実施する電圧増倍器（２）であって、
   前記個別電圧（Ｕ_Ｚ）を提供する少なくとも１つの前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）を駆動させる制御ユニット（１０）を備える前記電圧増倍器（２）において、
   各前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）は、参照電位（Ｕ_Ｇ）に接続された前記直列接続（１６）であって、前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）、充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）、及び、前記制御ユニット（１０）によって切替可能な前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）から成る前記直列接続（１６）を備え、
   各前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）では、前記制御ユニット（１０）によって切替可能な第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）が、前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）及び前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）に並列接続されており、
   隣接し合う前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）は直列接続されている、
   そしてさらに、出力側の最終の前記電圧段（１２，１２ｂ）の前記充電キャパシタ（２０，Ｃ４）及び前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１７）に、前記制御ユニット（１０）のツェナーダイオード（Ｄ１０）が、出力側において、すなわち、前記出力電圧（Ｕ_Ａ）をタップ可能であるクランプ点において、並列接続されており、前記ツェナーダイオード（Ｄ１０）は、前記充電キャパシタ（２０，Ｃ４）が充電されると、前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）が開放されるように、第３の半導体スイッチ（Ｑ２０）を駆動することを特徴とする、
   前記電圧増倍器（２）。
3. 前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前段の入力側に、すなわち、前記入力電圧（Ｕ_Ｅ）に結合されたクランプ点の前段に前記制御ユニット（１０）のキャパシタ（Ｃ１）が接続されており、前記キャパシタ（Ｃ１）は、充電された状態において、前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）を閉鎖するように駆動することを特徴とする、
   請求項２に記載の電圧増倍器（２）。
4. 各前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）の前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）を駆動するために、前記直列接続（１６）に並列接続された分圧器（６０ａ，６０ｂ）が設けられていることを特徴とする、
   請求項２又は３に記載の電圧増倍器（２）。
5. 前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）は、ＭＯＳＦＥＴとして構成され、ドレイン側において前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）に繋がると共にソース側において前記参照電位（Ｕ_Ｇ）に繋がっており、
   前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）は、バイポーラトランジスタとして構成され、前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）のコレクターエミッタ経路に沿って、前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）に並列接続されていると共に、ベース側において前記第１の半導体スイッチ（２２，Ｑ１６，Ｑ１８）のゲート端子に繋がって、各前記整流ダイオード（１８，Ｄ７，Ｄ９）及び各前記充電キャパシタ（２０，Ｃ２，Ｃ４）に並行に、切替可能な各前記第２の半導体スイッチ（２４，Ｑ１，Ｑ１７）が、各前記電圧段（１２，１２ａ，１２ｂ）に接続されていることを特徴とする、
   請求項２〜４のいずれか１項に記載の電圧増倍器（２）。
6. 直流源（３２）と電気設備（３４）との間の直流を遮断する分離装置（３０）であって、
   電流を通す機械式スイッチ（３８）と、これに接続されたパワー電子機器（４０）と、電源（４６）とを備え、前記電源（４６）の充電は、前記機械式スイッチ（３８）の開放時に、前記機械式スイッチ（３８）において電気アーク（ＬＢ）の結果生成される電気アーク電圧によって行われ、前記電源（４６）に接続されたインパルス発生器（４２）が設けられており、前記インパルス発生器（４２）は、前記パワー電子機器（４０）が、前記電気アーク（ＬＢ）を消弧して前記機械式スイッチ（３８）を短絡させるように、前記パワー電子機器（４０）の少なくとも１つの半導体スイッチ（Ｔ１，Ｔ２）を駆動し、前記電源（４６）と前記インパルス発生器（４２）との間には、請求項２〜５のいずれか１項に記載の電圧増倍器（２）が接続されている、
   前記分離装置（３０）。
7. 前記電圧増倍器（２）は、入力側において、前記電源（４６）のエネルギー貯蔵装置（Ｃ９）に接続されていることを特徴とする、
   請求項６に記載の分離装置（３０）。
8. 前記インパルス発生器（４２）は、前記電圧増倍器（２）の出力部（８）に接続されると共に電圧タップ（５４）の前段に接続された半導体スイッチ（Ｔ４）を含み、前記半導体スイッチ（Ｔ４）は、前記電圧増倍器（２）の出力電圧（Ｕ_Ａ）が、設定された又は設定可能な動作電圧に達すると、導通状態に制御されることを特徴とする、
   請求項６又は７に記載の分離装置（３０）。
9. 前記パワー電子機器（４０）は、駆動側において、前記電圧増倍器（２）の前記出力電圧（Ｕ_Ａ）から生成された制御インパルス（Ｐ）を、前記インパルス発生器（４２）の前記電圧タップ（５４）においてタップすることを特徴とする、
   請求項８に記載の分離装置（３０）。

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