KR102298006B1 - 입력 전압을 변환하기 위한 방법 및 전압 증배기, 및 차단 회로 - Google Patents

입력 전압을 변환하기 위한 방법 및 전압 증배기, 및 차단 회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 입력 전압(UE)을 출력 전압(UA)으로 변환하기 위한 방법에 관한 것이며, 출력 전압은, 각각 기준-접지 전위(UG)에 연결되고 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 충전 커패시터(20, C2, C4) 및 또한 스위칭가능한 제1 반도체 스위치(22, Q16, Q18)를 포함하는 직렬 회로(16)를 갖는 다수의 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)에 의해 입력 전압에 비해 증가되고, 각각의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)에서, 스위칭가능한 제2 반도체 스위치(24, Q1, Q17)는 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 충전 커패시터(20, C2, C4)와 병렬로 연결되고, 인접한 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 정류기 다이오드들(18, D7, D9)은 직렬로 연결되고, 우선, 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)이 폐쇄되고, 제2 반도체 스위치들(24, Q1, Q17)이 개방되어, 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 충전 커패시터들(20, C2, C4)은 입력 전압(UE)에 의해 충전되고, 후속하여, 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)이 개방되고 제2 반도체 스위치들(24, Q1, Q17)이 폐쇄되어, 충전 커패시터들(20, C2, C4)에서 생성된 개별적인 전압들(UZ)은 출력 전압(UA)을 생성하기 위해 직렬-연결된 정류기 다이오드들(18, D7, D9)을 따라 가산된다.

Description

입력 전압을 변환하기 위한 방법 및 전압 증배기, 및 차단 회로
본 발명은 입력 전압을 입력 전압보다 높은 출력 전압으로 변환하는 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 이러한 방법에 따라 동작되는 전압 증배기(multiplier) 및 DC 소스와 전기 디바이스 사이의 직류를 중단(interrupt)시키기 위해 이러한 전압 증배기를 구비한 차단 장치에 관한 것이다. 이러한 맥락에서, DC 소스는 특히 광전지 발전기(photovoltaic generator)(PV 발전기, 태양광 시스템)를 지칭하고 전기 디바이스는 특히 인버터를 지칭한다.
DE 20 2008 010 312 U1로부터 광전지 발전기로 지칭되는 것을 갖는 광전지 시스템(PV 시스템)이 공지되어 있고; 이어서, 이러한 시스템은 컴포넌트 발전기들로 그룹화된 광전지 모듈들로 구성되고, 이어서 컴포넌트 발전기들은 직렬로 연결되거나 병렬 스트랜드들(parallel strands)에 존재한다. 광전지 발전기의 직류 출력은 인버터를 통해 AC 그리드에 공급된다. 예를 들어, 설치, 조립 또는 서비스 목적들로 그리고 특히 또한 일반 개인 보호를 위해, DC 소스로서 동작하는 PV 시스템으로부터 전기 컴포넌트들 또는 디바이스들의 신뢰가능한 분리에 추가로, 180 V (DC) 내지 1500 V (DC) 범위의 동작 전압 및 영구적 동작 전류를 제공하는 PV 시스템 또는 태양광 시스템이 바람직하기 때문에, 대응하는 차단 장치는 부하 하에서, 즉, DC 소스를 미리 스위칭 오프하지 않고 중단을 수행할 수 있어야 한다.
기계식 스위치(스위칭 접촉부)가 부하 분리 목적으로 사용되어, 접촉부가 개방된 경우 DC 소스(PV 시스템)로부터 전기 디바이스(인버터)의 갈바닉 분리(galvanic isolation)를 구현하는 것이 유리할 수 있다. 반대로, 부하 분리를 위해 부하 분리-가능 반도체 스위치들이 사용되면, 정규의 동작 동안에도 반도체 스위치들에서 회피불가능한 전력 손실들이 발생한다. 또한, 이러한 종류의 전력 반도체 스위치들은 갈바닉 분리를 제공하지 않고, 따라서 신뢰가능한 개인 보호를 제공하지 않는다.
DE 102 25 259 B3로부터, 인버터의 하우징 내의 사이리스터(thyristor)뿐만 아니라 PV 모듈들에 연결된 메인 및 보조 접촉부들의 형태로 하이브리드-타입 반도체 스위치를 갖는, 부하 분리기로서 설계된 전기 커넥터가 공지되어 있다. 언플러그(unplug) 프로세스를 도출하는 메인 접촉부는 보조 접촉부와 병렬로 연결되고, 보조 접촉부는 래그(lag)되고 반도체 스위치와 직렬로 연결된다. 반도체 스위치는 주기적으로 스위칭 온 및 오프됨으로써 전기적 아크(arc)들을 방지하거나 끄도록 제어된다.
전자기적으로 작동되는 메인 접촉부 및 반도체 스위치로서 IGBT(insulated gate bipolar transistor)를 갖는 하이브리드 전자기 DC 스위치가 또한 직류를 중단시키기 위해 사용될 수 있다(DE 103 15 982 A2). 그러나, 이러한 하이브리드 스위치는 반도체 스위치를 갖는 전력 전자 장치들을 동작시키기 위한 외부 에너지 소스를 갖는다.
WO 2010/108565 A1은 기계식 스위치 또는 차단 요소 및 이와 병렬 연결된 반도체 전자 장치들을 갖는 하이브리드 차단기를 설명하며, 이러한 전자 장치들은 실질적으로 적어도 하나의 반도체 스위치, 바람직하게는 IGBT를 포함한다. 이러한 경우, 반도체 전자 장치들은 어떠한 추가적인 에너지 소스도 갖지 않고, 기계식 스위치가 폐쇄되는 경우 전류 차단되어, 즉, 실질적으로 전류 또는 전압이 없다. 반도체 전자 장치들은, 기계식 스위치가 개방되는 경우 발생된 아크의 에너지를 사용하여 차단 장치, 즉 차단기 시스템 자체로부터 동작에 요구되는 에너지를 획득한다. 이러한 경우, 반도체 전자 장치들은, 스위치가 개방되는 경우, 스위치 접촉부들을 통해 형성된 아크의 결과로서 아크 전압이 반도체 전자 장치들을 전류-전도가 되도록 스위칭하는 방식으로, 게이트 측의 기계식 스위치에 연결된다.
반도체 전자 장치가 전도가 되도록 스위칭되자마자, 기계식 스위치로부터 반도체 전자 장치로 아크 전류가 정류(commutate)되기 시작한다. 대응하는 아크 전압 또는 아크 전류는 커패시터 형태의 에너지 저장부를 충전하고, 에너지 저장부는 특히 아크 없는 방식으로 반도체 스위치를 스위칭 오프하기 위해 제어 전압을 발생시키는 동안 방전된다. 주어진 지속기간 또는 시상수 및 그에 따른 에너지 저장부 또는 커패시터의 충전 시간이 아크 지속기간을 결정한다. 충전 프로세스에 후속하여, 타이머가 시작되고 그 동안 반도체 전자 장치들은 아크 없는 방식으로 전류를 전도하도록 제어된다. 타이머의 지속기간은 아크가 안전하게 소멸될 수 있도록 설정된다.
이러한 아크-공급 하이브리드 스위치들은, 아크 전압이 먼저 특정 전압에 도달하거나 이를 초과하여, 반도체 전자 장치들의 적어도 하나의 IGBT가 스위칭 경로를 단락시키도록 신뢰가능하게 제어되어야 하는 문제점을 갖는다. 이러한 전압 상승을 위해 요구되는 시간은 기계식(스위칭) 접촉부들에 대한 추가적인 마모를 초래한다.
본 발명의 목적은 입력 전압을 입력 전압보다 높은 출력 전압으로 변환하는데 특히 적합한 방법을 제공하는 것이다. 본 발명의 추가적인 목적은 이러한 방법에 따라 동작될 수 있는 전압 증배기뿐만 아니라 DC 소스, 특히 광전지 발전기와 전기 디바이스, 특히 인버터 사이의 직류를 중단시키기 위해 이러한 전압 증배기를 구비한 차단 장치를 특정하는 것이다. 특히, 가능한 가장 높은 스위칭 용량, 특히, 가능한 가장 높은 제어 속도를 달성하는 것이 가능하고, 따라서 차단 장치의 전력 전자 장치들의 매우 신속한 제어를 가능하게 해야 한다.
이러한 목적은, 본 발명에 따라, 제1항의 특징들을 갖는 방법에 대해; 제2항의 특징들을 갖는 전압 증배기에 대해; 그리고 제7항의 특징들을 갖는 차단 장치에 대해 달성된다. 유리한 구성들 및 개선들은 각각의 종속항들의 요지이다.
본 발명에 따른 방법은 입력 전압을 입력 전압보다 높은 출력 전압으로 변환하기에 적합하고 이를 위해 설계된다. 이러한 목적으로, 본 방법에 따라 입력 측과 출력 측 사이에 다수의 전압 스테이지들이 구비되고, 각각의 스테이지는 각각 기준-접지 전위에 연결되는 직렬 회로를 갖는다. 직렬 회로들은 각각 정류기 다이오드 및 충전 커패시터뿐만 아니라 충전 커패시터와 기준-접지 전위 사이에서 스위칭가능한 제1 반도체 스위치를 포함한다. 제2 스위칭가능한 반도체 스위치는 각각 정류기 다이오드 및 충전 커패시터와 병렬로 연결되고, 인접한 전압 스테이지들의 정류기 다이오드들은 서로 직렬로 연결된다.
제1 단계에서, 제1 반도체 스위치들은 폐쇄되고 따라서 전기적으로 전도성이고, 제2 반도체 스위치들은 개방되는데, 즉, 전기적으로 비-전도성 또는 차단이 되도록 스위칭된다. 그 결과, 입력 전압으로 인해, 전류는 정류기 다이오드들을 통해 기준-접지 전위로 흐르고, 따라서 전압 스테이지들의 충전 커패시터들은 입력 전압에 의해 충전된다. 그 결과, 각각의 개별적인 전압은 충전 커패시터들에서 발생된다. 이러한 경우, 전압 스테이지들의 충전 커패시터들은 병렬로 효과적으로 연결된다.
다음으로, 후속 제2 단계에서, 제1 반도체 스위치들은 개방되고 제2 반도체 스위치들은 폐쇄된다. 그 결과, 충전 커패시터들은 정류기 다이오드들을 따라 직렬로 연결되어, 충전 커패시터들에서 발생된 개별적인 전압들 및 전압 스테이지들의 출력 측에서의 입력 전압은 출력 전압에 추가된다. 그 결과, 입력 전압을 입력 전압보다 높은 출력 전압으로 변환하기에 특히 적합한 방법이 실현된다.
본 발명에 따른 방법에 의해, 전압 스테이지들 및 이들의 충전 커패시터들의 수를 적합하게 치수화함으로써, 거의 임의적으로 낮은 입력 전압을 거의 임의적으로 높은 출력 전압으로 변환하는 것이 가능하다. 따라서, 이 방법은 발생될 수 있는 출력 전압에 의해 심지어 낮은 입력 전압들에서도 안전하고 신뢰가능한 방식으로 MOS 또는 IGBT 반도체 스위치들을 제어하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 특히, 스위칭 지연 시간들을 감소시키는 것이 가능하다.
바람직한 애플리케이션에서, 본 발명에 따른 방법은 전압 증배기에 의해 수행된다. 전압 증배기는 직류를 중단시키기 위한 차단 장치에 특히 적합하고 이를 위해 설계된다. 전압 증배기는 전술된 방법을 수행하기 위한 제어 유닛을 포함한다. 여기서 제어 유닛은 적어도 하나, 및 바람직하게는 적어도 2개의 전압 스테이지(들)를 제어하고, 전압 스테이지들 각각은 개별적인 전압을 각각 제공한다.
각각의 전압 스테이지는 기준-접지 전위에 대해 연결되는, 정류기 다이오드 및 충전 커패시터뿐만 아니라 제어 유닛에 의해 스위칭가능한 제1 반도체 스위치의 직렬 회로를 갖는다. 또한, 제어 유닛에 의해 스위칭가능한 제2 반도체 스위치가 각각의 전압 스테이지에서 정류기 다이오드 및 충전 커패시터와 병렬로 연결된다. 인접한 전압 스테이지들의 정류기 다이오드들은 직렬로 연결된다.
본 발명에 따른 전압 증배기에 있어서, 비교적 낮은 입력 전압을 비교적 높은 출력 전압으로 신속하게 변환하는 것이 가능하다. 특히 차단 장치에서 사용되는 경우, 짧은 시간 기간 내에 제공되는 출력 전압은 높은 스위칭 용량 및 그에 따른 높은 제어 속도를 가능하게 하고, 결과적으로 차단 장치의 전력 전자 장치들의 매우 신속한 제어를 가능하게 한다.
예를 들어, 제어 유닛은 제어기, 즉, 제어 디바이스를 포함한다. 이러한 제어기는, 프로그래밍 및/또는 회로부의 관점에서, 일반적으로 전술된 방법을 수행하기에 적합하고 이를 위해 설계된다. 따라서 제어기는 구체적으로, 먼저 전압 스테이지들의 충전 커패시터들이 입력 전압에 의해 충전되도록 제1 반도체 스위치들을 폐쇄하고 제2 반도체 스위치들을 개방하고, 그 다음, 직렬로 연결된 정류기 다이오드들을 따른 충전 커패시터들에서 발생된 개별적인 전압들이 출력 전압으로 가산되도록 제1 반도체 스위치들을 개방하고 제2 반도체 스위치들을 폐쇄하도록 설계된다.
하나의 가능한 구성에서, 제어기는 프로세서 및 데이터 저장부를 갖는 마이크로제어기에 의해 적어도 그 코어에 형성되고, 여기서 이 방법을 수행하기 위한 기능은 운영 소프트웨어(펌웨어)의 형태로 프로그래밍 방식으로(programmatically) 구현되어, 이 방법은 (필요한 경우 사용자와의 상호작용으로) 운영 소프트웨어가 마이크로제어기에서 실행되는 경우 자동으로 수행된다.
본 발명의 범위를 벗어나지 않고, 제어기는 대안적으로 또한 프로그래밍가능하지 않은 전자 컴포넌트, 예를 들어 AS IC(application-specific integrated circuit)에 의해 형성될 수 있으며, 여기서 이 방법을 수행하기 위한 기능은 회로부에 의해 구현된다.
바람직하게는, 제어 유닛은 순수한 회로부로서, 즉 제어기 또는 제어 디바이스 없이 설계되고, 이 방법은 입력 전압이 존재하면 자동으로 수행된다. 이는 전압 증배기의 제조 비용들에 유리한 영향을 미친다. 또한, 전압 증배기의 신뢰가능성 및 스위칭 지연 시간이 개선되고, 이는 직류를 중단시키기 위한 차단 장치에서의 사용에 특히 유리하다.
적절한 개선에서, 커패시터는 전압 스테이지들의 입력 측, 즉 입력 전압에 커플링된 단자 포인트에서 제어 유닛의 업스트림에 연결된다. 충전된 상태에서, 커패시터는 전압 스테이지들의 제1 반도체 스위치들을 활성화시킨다. 이는 제1 반도체 스위치들의 신뢰가능한 제어를 보장한다.
하나의 유리한 설계에서, 제어 유닛의 제너(Zener) 다이오드는 충전 커패시터 및 출력 측, 즉 출력 전압이 탭핑될(tapped) 수 있는 단자 포인트의 제2 반도체 스위치에 병렬로 연결된다. 개별적인 전압을 발생시키기 위해 출력 측 전압 스테이지의 충전 커패시터가 충전되면, 제너 다이오드가 전도되고, 전압 스테이지들의 제1 반도체 스위치들이 개방되는 방식으로 제어 유닛의 제3 반도체 스위치가 게이팅된다(gated). 그 결과, 제1 반도체 스위치들은 제1 단계의 종료 시에 신뢰가능하게 개방된다.
편리한 구성에서, 직렬 회로에 병렬로 연결된 전압 분배기는 각각의 전압 스테이지의 제2 반도체 스위치를 게이팅하기 위해 구비된다. 이러한 경우 전압 분배기의 탭 포인트는 제2 반도체 스위치의 제어 입력에 연결된다. 제1 반도체 스위치들을 개방한 후, 입력 전압으로 인해 전압 분배기를 통해 전류가 흘러서, 탭 포인트에서 발생된 전압은 제2 반도체 스위치들을 신뢰가능하게 게이팅하기 위해 사용된다. 이는 제2 단계의 시작 시에 제2 반도체 스위치들이 신뢰가능하게 폐쇄되는 것을 보장한다.
바람직한 실시예에서, 그 또는 각각의 제1 반도체 스위치는 MOS-FET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)으로서 설계되며, 이는 드레인 측에서 충전 커패시터에, 그리고 소스 측에서 기준-접지 전위에 연결된다. 그 또는 모든 제2 반도체 스위치는, 정류기 다이오드의 콜렉터-이미터 경로 및 충전 커패시터를 따라 병렬로 연결되고 베이스 측에서 제1 반도체 스위치의 게이트 단자에 연결되는 바이폴라 트랜지스터로서 설계된다. 이는 제어 유닛에 의한 회로-기반 게이팅에 대해 제1 및 제2 반도체 스위치들의 특히 편리한 실시예를 실현한다.
또한 아래에서 하이브리드 스위치로 지칭되는 본 발명에 따른 차단 장치는 직류를 중단시킬 목적으로 DC 소스와 전기 디바이스 사이에 배열된다. 하이브리드 스위치는 그에 연결된 전류-전달 기계식 스위치 및 전력 전자 장치들뿐만 아니라, 스위치가 개방되는 경우 스위치에서의 아크의 결과로서 발생되는 아크 전압에 의해 충전되는 전원을 갖는다.
하이브리드 스위치는, 전원에 연결되고 하기에서 펄스 발생기 회로로 또한 지칭되는 펄스 발생기를 더 포함한다. 펄스 발생기는, 전력 전자 장치들이 기계식 스위치를 단락시켜 아크를 소멸시키는 방식으로 전력 전자 장치들의 적어도 하나의 반도체 스위치를 게이팅하고, 이는 아크의 소멸로 이어진다. 전력 전자 장치들의 반도체 스위치의 스위칭 지연 시간을 단축시키기 위해, 본 발명에 따른 전압 증배기는 전원과 펄스 발생기 사이에 연결된다. 전압 증배기는 전원이 발생시킨 입력 전압을 펄스 발생기 또는 펄스 발생기 회로를 제어하기에 적합한 출력 전압으로 변환한다.
유리한 구성에서, 전압 증배기는 입력 측에서 전원의 에너지 저장부에 연결된다. 에너지 저장부는 아크에 의해 발생된 아크 전압에 의해 충전되고, 이러한 에너지는 입력 전압으로서 전압 증배기에 공급된다. 편리한 개선에서, 펄스 발생기(펄스 발생기 회로)는 전압 증배기의 출력에 연결된 반도체 스위치를 갖고, 이러한 스위치는, 아래에서 동작 전압으로 또한 지칭되는, 설정된 또는 설정될 수 있는 전압 값에 전압 증배기의 출력 전압이 도달하는 경우 전도성이 된다. 펄스 발생기의 이러한 반도체 스위치는 사이리스터로서 적합하게 구현된다.
적합한 개선에서, 전력 전자 장치들은, 펄스 발생기의 이러한 반도체 스위치의 다운스트림에 배열되는 전압 탭의 게이트 측에서, 바람직하게는 동작 전압으로부터 발생된 제어 펄스를 탭핑한다. 다시 말해서, 이러한 전압 탭을 통해, 펄스 발생기는 전력 전자 장치의 게이트 측, 즉, 게이트 측의 적어도 하나의 반도체 스위치에 연결되어, 펄스 발생기의 제어 펄스 또는 제어 신호가 존재하는 경우, 펄스 발생기가 활성화되는데, 즉, 스위칭되어 전도되고, 기계식 스위치, 특히 그 스위치 접촉부들 또는 대응하는 접촉부 연결부들을 단락시킨다. 바람직하게는, 펄스 발생기는 스위칭 동작당 오직 하나의 제어 펄스, 즉, 하나의 개별적인 펄스를 발생시킨다. 전압 증배기로 인해, 개별적인 펄스를 발생시키기 위해 요구되는 시간은 실질적으로 단축되어, 아크로 인한 스위치 접촉부들에 대한 마모가 감소된다.
본 발명은, 바람직하게는 스위칭 동작당 오직 하나의 개별적인 펄스를 발생시키는, 전압 증배기에 의해 제어되는 펄스 발생기에 의해, 하이브리드 차단 장치의 전력 전자 장치들의 매우 신속한 게이팅이 달성되고, 따라서 장치의 스위칭 용량이 매우 높다는, 즉, 공지된 차단 장치들보다 크다는 고려에 기초한다.
본 발명에 따른 차단 장치는 바람직하게는 1500 V (DC)까지의 DC 전압 범위에서 직류를 중단시키기 위해 적합하게 구비될 수 있다. 따라서, 추가적인 기계식 차단기의 바람직한 사용에서, 이러한 자급자족적(self-sufficient) 하이브리드 차단 장치는 광전지 시스템과 연관된 인버터 사이 및 예를 들어, 연료 셀 시스템 또는 배터리와 또한 관련하여 둘 모두에서 신뢰가능하고 안전한 갈바닉 DC 중단에 특히 적합하다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 예시적인 실시예들이 더 상세히 설명된다. 도면들은 다음을 도시한다:
도 1은 다수의 전압 스테이지들을 갖는 전압 증배기의 개략적 회로도이다.
도 2는 기계식 스위치로 광전지 발전기와 인버터 사이에 배열되는 하이브리드 차단 장치의 블록도이고, 전력 전자 장치들은 보호 회로, 및 또는 펄스 발생기, 전압 증배기 및 전원을 포함한다.
도 3은 전력 전자 장치들 및 구동기 및 이의 보호 회로들의 2개의 반도체 스위치들을 갖고, 추가적으로 펄스 발생기 및 전압 증배기를 갖고, 추가적으로 에너지 저장부로서 커패시터를 갖는 전원을 갖는 차단 장치의 상세한 회로도이다.
도 4는 하이브리드 차단 장치의 컴포넌트 회로로서의 펄스 발생기이다.
도 5는 반도체 스위치들 중 하나의 구동기 출력 스테이지뿐만 아니라 하이브리드 차단 장치의 컴포넌트 회로로서 기계식 스위치의 2개의 접촉부 연결부들을 갖는 전력 전자 장치들이다.
도 6은 하이브리드 차단 장치의 컴포넌트 회로로서 과전류 검출을 위한 측정 회로를 갖는 보호 회로이다.
도 7은 하이브리드 차단 장치의 컴포넌트 회로로서 정류기 회로를 갖는 전원이다.
도 8은 하이브리드 차단 장치의 컴포넌트 회로로서의 전압 증배기이다.
서로 대응하는 컴포넌트들 및 크기들은 모든 도면들에서 항상 동일한 참조 부호들로 주어진다.
도 1은 입력 전압(UE)을 입력 전압보다 높은 출력 전압(UA)으로 변환하기 위한 전압 증배기(2)를 개략적으로 도시한다. 입력 전압(UE)은 입력 측에서 제1 단자 연결부 또는 포지티브 폴(4)과 제2 단자 연결부 또는 네거티브 폴(6) 사이에 있고, 출력 전압(UA)은 탭 포인트(8)에서 탭핑될 수 있다.
전압 증배기(2)는 예를 들어, 제어기의 형태인 제어 유닛(10)을 갖는다. 제어 유닛(10)은 시그널링 목적으로, 단자 연결부들(4, 6)과 탭 포인트(8) 사이에 병렬로 연결되는 다수의 전압 스테이지들(12)과 연결된다. 도 1은 예를 들어, 3개의 이러한 전압 스테이지들(12)을 도시한다.
라인(14)은 포지티브 폴(4)과 탭 포인트(8) 사이에서 연장되고, 전압 스테이지들(12)은 이러한 라인을 따라 서로 병렬로 연결된다. 각각의 전압 스테이지(12)는 직렬 회로(16)를 갖고, 정류기 다이오드(18) 및 충전 커패시터(20)뿐만 아니라 스위칭가능한 제1 반도체 스위치(22)가 라인(14)을 따라 연결된다. 즉, 인접한 전압 스테이지들(12)의 정류기 다이오드들(18)은 라인(14)을 따라 서로 직렬로 연결된다. 직렬 회로(16)는, 도 1의 예시적인 실시예에서, 특히 접지 전위인 기준-접지 전위(UG)로 이어진다. 스위칭가능한 제2 반도체 스위치(24)는 정류기 다이오드(18) 및 충전 커패시터(20)에 병렬인 각각의 전압 스테이지(12)에 연결된다. 예를 들어, 도 1에서, 오직 하나의 전압 스테이지(12)에 대한 스위칭 컴포넌트들에만 참조 부호들이 할당된다.
전압 스테이지들(12)의 반도체 스위치들(22)은 제1 신호 라인(26)에 의해 제어 유닛(10)에 의해 게이팅될 수 있다. 제2 신호 라인(28)에 의해, 반도체 스위치들(24)은 제어 유닛(10)에 신호-연결된다.
동작 동안, 전압 증배기(2)에는 단자 연결부들(4 및 6)을 통해 입력 전압(UE)이 공급된다. 제어 유닛(10)은 본 발명에 따라 아래에서 설명되는 방법에 따라, 전압 스테이지들(12)의 반도체 스위치들(22 및 24)을 제어한다.
초기에, 제어 유닛(10)은 신호 라인(26)에 의해 반도체 스위치들(22)을 폐쇄하는 한편, 제어 유닛(10)은 신호 라인(24)에 의해 반도체 스위치들(24)을 개방하도록 게이팅한다. 즉, 반도체 스위치들(22)은 전도성으로 스위칭되고, 반도체 스위치들(24)은 차단으로 스위칭된다. 그 결과, 라인(14)을 따른 전압 스테이지들(12)의 충전 커패시터들(20)은 포지티브 폴(4)과 기준-접지 전위(UG) 사이에서 각각 스위칭된다. 그 결과, 전압 스테이지들(12)의 충전 커패시터들(20)은 서로 병렬로 연결되어, 이들은 정류기 다이오드들(18)을 통해 개개의 개별적인 전압(UZ)으로 충전된다.
동작 동안, 제어 유닛(10)은 출력 측의 충전 커패시터(20)에서, 즉, 탭 포인트(8)에 가장 가까운 전압 스테이지(12)의 충전 커패시터(20)에서 발생된 개별적인 전압(UZ)(충전 전압)을 모니터링한다. 이러한 개별적인 전압(UZ)이 미리 설정된 또는 저장된 임계치 전압에 도달하거나 이를 초과하면, 제어 유닛(10)은 반도체 스위치들(22)을 개방하고 반도체 스위치들(24)을 폐쇄한다. 그 결과, 이전에 병렬로 연결된 충전 커패시터들(20)은 이제 라인(14)을 따라 직렬로 연결된다. 따라서, 탭 포인트(8)에서의 출력 전압(UA)은 충전 커패시터들(20)의 개별적인 전압들(UZ)의 합산이다. 전압 스테이지들(12)의 수에 따라, 입력 전압(UE)의 거의 모든 임의의 배수인 출력 전압(UA)을 발생시키는 것이 가능하다.
이하, 차단 장치(30)에서 전압 증배기(2) 또는 그 사용 예가 도 2 내지 도 8을 참조하여 더 상세히 설명된다.
도 2는, 이러한 예시적인 실시예에서, 특히 광전지 발전기인 DC 소스(32)와 구체적으로 인버터인 전기 디바이스(34) 사이에 연결되는 차단 장치(30)를 개략적으로 도시한다. 광전지 발전기(32)는 달리 도시되지 않은 방식 및 타입으로, 에너지 수집 포인트로서 기능하는 공유된 발전기 연결부 박스에 대해 서로 병렬로 연결되는 다수의 태양광 모듈들을 포함할 수 있다.
포지티브 폴을 표현하는 메인 전류 경로(36)에서, 차단 장치(30)는, 이하 기계식 스위치로 또한 지칭되는 스위칭 접촉부(38) 및 그에 병렬로 연결되는 전력 전자 장치들(40)뿐만 아니라 전력 전자 장치들을 게이팅하는 펄스 발생기(42)를 포함한다. 차단 장치(30)는 보호 회로(44) 및 전원(46)을 더 포함한다. 전압 증배기(2)는 전원(46)과 펄스 발생기(42) 사이에 연결된다.
기계식 스위치(38) 및 전력 전자 장치들(40)은 펄스 발생기(42)와 함께 자율적 하이브리드 차단기(하이브리드 스위치)를 형성한다. 달리 도시되지 않는 방식으로, 차단 장치(30) 및 그에 따른 전체 시스템의 네거티브 폴을 표현하는 피드백 라인(48) 상에 추가적인 하이브리드 차단기가 연결될 수 있다. 광전지 발전기(32)와 인버터(34) 사이에서 완전한 갈바닉 분리 또는 DC 중단을 위한 추가적인 기계식 분리 요소의 기계식으로 커플링된 스위칭 접촉부들이, 달리 도시되지 않는 방식으로, 포지티브 폴을 표현하는 공급 라인(메인 경로)(36) 및 피드백 라인(48) 둘 모두에 배열될 수 있다.
그 다음, 동작 동안 전류-전달 기계식 스위치(38)가 개방되면, 아크 LB가 그 스위칭 접촉부들 사이에 형성된다. 커패시터(C9)(도 3 및 도 7)는 결과적 아크 전압에 의해, 도 3에 도시된 스위치 단자들 J1 및 J2를 통해 에너지 저장부로서 충전된다. 커패시터(C9)의 충전 전압은 입력 전압(UE)으로서 전압 증배기(2)의 단자 연결부(50)에 공급된다. 입력 전압(UE)에 의해, 전압 증배기(2)는 입력 전압보다 더 높은 출력 전압(UA)을 발생시킨다. 출력 전압(UA)이 특정 값에 도달하자마자, 펄스 발생기(42)는 전력 전자 장치들(40)을 게이팅하여, 이들은 스위치(38)를 단락시키고 아크(LB)를 소멸시킨다.
이러한 경우, 전력 전자 장치들(40)은 특정 시간 기간 동안, 즉, 설정되거나 설정될 수 있는 타이머 기간 동안 적합하게 스위치 온으로 유지되어, 스위칭 경로가 탈이온화될 수 있다. 시간 스팬(span) 또는 대응하는 타이머 기간이 경과한 후, 펄스 발생기(42)는 전력 전자 장치들(40)을 스위칭 오프한다. 스위칭 프로세스 동안 발생하는 과전압은 적어도 하나의 배리스터(varistor)(R5)(도 3 및 도 5)에 의해 제한된다. 보호 회로(44)는 허용불가능하게 높은 전류에 의해 파괴되는 것을 방지하기 위해 스위칭 프로세스 동안 전력 전자 장치들(40)의 각각의 전력 반도체(IGBT)(T1, T2)를 모니터링한다.
도 3은 차단 장치(30)를 상세한 회로도로 도시하고, 도 2에 사용된 상이한 라인 타입들이 전력 전자 장치들(40), 펄스 발생기(42), 전압 증배기(2), 보호 회로(44) 및 전원(46)의 컴포넌트들을 프레이밍(frame)한다. 전력 전자 장치들(40)은 바람직하게는 도시된 IGBT들(T1 및 T2)의 형태로 2개의 반도체 스위치들을 갖기 때문에, 2개의 보호 회로들(44) 및 2개의 구동기 회로들이 IGBT들(T1 및 T2)에 대해 각각 구비된다. 명확화를 위해, 이러한 경우, 이러한 회로들 및 이의 컴포넌트들 중 각각 오직 하나만이 대응하는 라인 타입으로 한정된다. 개별적인 컴포넌트 회로들은 도 4 내지 도 7에 개별적으로 도시되어 있다.
도 3 및 도 4에 따르면, 펄스 발생기(7)는 연결부(52)를 통해 커패시터(C9)에 연결된 사이리스터(T4)의 형태인 반도체 스위치를 포함하고, 사이리스터는 애노드 측에서, PMOS 트랜지스터(P-channel metal oxide semiconductor transistor)(Q2)를 통해, 즉, 이의 콜렉터-이미터 경로를 통해 커패시터(C9)로 이어지는 연결부(52)에 연결된다. 사이리스터(T4)는 게이트 측에서 저항기들(R16 및 R17) 및 제너 다이오드(D11)에 연결되는 PMOS 트랜지스터(Q3)를 통해 연결된다. 사이리스터(T4)는 캐소드 측에서 저항기(R15)를 통해 접지에 연결되는 저항기(R14)를 통해 전압 탭(54)에 연결된다. 또한, 전압 탭(54)은 여기서는 MOS 또는 NMOS 트랜지스터인 다른 트랜지스터(Q4)의 드레인-소스 경로를 통해 접지(기준-접지 전위)에 연결된다. 전압 탭(54)은 또한 다른 트랜지스터(MOS 또는 NMOS 트랜지스터)(Q5)의 베이스 또는 게이트를 하우징하고, Q5의 드레인-소스 경로는 가변 저항기로서의 저항기들(R19, R20, 및 R21) 및 커패시터(C3)를 통해 연결되고, C3은 커패시터(C9)에 이어지는 연결부(52)와 접지 사이의 저항기(R19)에 병렬로 연결된다.
RC 요소(R19 및 C3)에 병렬로, 저항기(R23) 및 제너 다이오드(D12)로 이루어진 직렬 회로가 존재하고, PNP 트랜지스터(Q7)의 베이스가 캐소드 측에서 그에 연결된다. 추가적인 사이리스터(T5)의 게이트 측은 트랜지스터(Q7) 및 저항기(R24)를 통해, 커패시터(C9)에 연결되는 연결부(52)에 연결된다. 사이리스터(T5)의 애노드-캐소드 경로는 커패시터(C9)로 이어지는 연결부(52)와, 저항기(R22)를 통해 접지 사이에 연결된다. 이러한 사이리스터(T5)의 캐소드 측 탭은 저항기(R18)를 통해 트랜지스터(Q4)의 게이트(베이스)에 그리고 저항기(R13)를 통해 트랜지스터(Q2)의 게이트(베이스)에 연결된다. 반도체 스위치 T4에 추가로, 도시되고 설명된 회로는 펄스 발생기(42)의 적절히 배선된 반도체 회로를 표현한다. 펄스 발생기(42)는 아래에서 설명되는 바와 같이, 전력 전자 장치들(6)의 2개의 IGBT들(T1, T2)에 대한 그 또는 각각의 제어 펄스(P)를 발생시킨다.
펄스 발생기(42)의 2개의 사이리스터들(T4 및 T5)은 시작 시에 차단 상태이고, 따라서 트랜지스터(Q2)의 게이트는 접지 전위에 있다. 기계식 스위치(5)가 개방되는 경우 발생되는 아크(LB)의 결과로서, 전압 증배기(2)의 출력 전압으로 인해 상승하는 커패시터(C5)의 충전 전압 및 그에 따른 동작 전압이 상승하면, 트랜지스터(Q2)의 네거티브 게이트 소스 전압이 또한 상승하여, 트랜지스터는 스위칭 스루되고(switches through) 사이리스터(T4)의 애노드는 동작 전압의 전위를 갖는다. 이러한 전압이 추가로 상승하면, 제너 다이오드(D1)는 전도성 상태로 전환되기 시작한다. 결과적 전류 흐름은 저항기(R17)에서 전압 드롭을 초래한다. 이러한 전압 드롭이 트랜지스터(Q3)의 베이스-이미터 전압의 임계치 값을 초과하면, 이는 전도성이 된다. 트랜지스터(Q3)를 파괴로부터 보호하기 위해, 전류는 저항기(R16)에 의해 제한된다. 이러한 전류는 사이리스터(T4)가 파이어(fire)되게 한다. 저항기(R14)의 값은 저항기(R15)의 값보다 실질적으로 더 작아서, 전력 전자 장치들(6)에 대한 제어 펄스(P)가 탭핑되는 전압 탭(54)에서 이러한 2개의 저항기들(R14, R15) 사이의 전위는 동작 전압보다 단지 약간 낮다.
사이리스터(T4)가 파이어되자마자 트랜지스터(Q5)는 스위칭 스루되고 커패시터(C3)는 저항기들(R20 및 R21)을 통해 충전된다. 커패시터(C3)가 초기에 충전되지 않았기 때문에, 제너 다이오드(D12)의 애노드의 전위는 동작 전압이다. 커패시터(C3)의 충전 결과로서, 전위는 접지로 시프트된다. 이러한 전위가, 제너 다이오드(D12)가 전도성이 되는 그러한 범위까지 드롭되면, 전류는 저항기(R23)를 통해 흐른다. 저항기(R23)에 걸친 전압 드롭이 PNP 트랜지스터(Q7)의 임계치 베이스-이미터 전압을 초과하면, 그 트랜지스터는 스위칭 스루된다. 여기서 저항기(R24)는 전류를 제한하고 트랜지스터(Q7)를 보호한다.
트랜지스터(Q7)를 통해 흐르는 전류는 사이리스터(T5)를 파이어되게 하여, 사이리스터의 캐소드에서의 전위는 동작 전압 마이너스 순방향 전압까지 상승한다. 따라서, 트랜지스터(Q4)는 또한 스위칭 스루되고 전압 탭 S1에서의 저항기들(R14 및 R15) 사이의 전위를 접지까지 드롭시킨다. 또한, 트랜지스터(Q2)는 이제 차단되어 사이리스터(T4)를 제거한다. 그 다음, 트랜지스터(Q5)가 또한 차단되고, 커패시터(C3)는 저항기(R19)를 통해 방전된다. 사이리스터(T5)는, 커패시터(C9)가 방전될 때까지 전도성으로 유지된다. 커패시터(C9)는 가벼운 접지 위상 동안 및 또한 스위칭 과전압 동안 재충전되기 때문에, 오직 단일 제어 펄스만이 트리거링된다. 도 3 및 도 5에 도시된 전력 전자 장치들(40)은 구동기 스테이지(56)와 연관된다. 전력 전자 장치들(40)의 IGBT들(T1 및 T2)은 B2 정류기 브릿지의 하부 부분을 형성한다. IGBT들(T1 및 T2) 형태인 자유-휠링(free-wheeling) 다이오드를 갖는 2개의 전력 반도체들을 사용함으로써, 양방향 가능 회로가 달성된다. 기계식 스위치(38)의 예시된 스위치 또는 접촉부 단자(J2)가 포지티브 전위를 갖고 다른 스위치 단자 J1이 네거티브 전위를 가지면, 전류는 IGBT(T2) 및 IGBT(T1)의 자유-휠링 다이오드를 통해 흐를 수 있다. 극성이 반전되면, 전류는 IGBT(T1) 및 IGBT(T2)의 자유-휠링 다이오드를 통해 흐를 수 있다. IGBT의 제어 신호가 그 반전 동작에 대해 어떠한 영향도 미치지 않기 때문에, 전력 전자 장치들(40)의 IGBT들(T1 및 T2) 둘 모두는 항상 제어된다.
IGBT들(T1 및 T2) 둘 모두의 구동기 회로들(56)이 동일하기 때문에, 2개의 구동기 회로들(56) 중 오직 하나만이 아래에서 설명된다. 구동기 회로(56)는 NPN 트랜지스터(Q8) 및 PNP 트랜지스터(Q6)를 포함하고, 이들은 상보적 출력 스테이지에 연결된다. 펄스 발생기(42)가 2개의 트랜지스터들(Q6 및 Q8)의 베이스들에 제어 펄스(P)를 전송하면, 이러한 트랜지스터들은 전류 증폭기들로서 동작하고 각각의 IGBT(T2, T1)의 게이트의 신속한 재충전을 가능하게 한다. 그 결과, 특히 빠른 스위칭 프로세스가 달성된다. 구동기 회로(56)의 커패시터(C5)는 재충전 전류를 제공한다. IGBT(T2)는 저항기(R28)에 의해 댐핑되는데, 이는, 각각의 IGBT(T2)의 게이팅 동안 기생 인덕턴스들 및 커패시턴스들이 발진들을 초래할 수 있기 때문이다. 그럼에도 불구하고 변동들이 발생하는 경우, 구동기 회로(11)의 제너 다이오드(D16)가 과전압들에 대해 IGBT(T2)의 게이트를 보호한다. IGBT(T2)의 급격한 스위칭 에지로 인해 유도성 부하들을 스위칭하는 경우 과전압들이 발생할 수 있기 때문에, 배리스터(R5)는 전력 반도체들(T1 및 T2)의 파괴를 방지하기 위해 과전압을 제한한다.
도 3 및 도 6은 차단 장치(30)의 측정 및 보호 회로(44)를 도시한다. 전력 전자 장치들(40)의 반도체 스위치들로서의 IGBT들은 원칙적으로 단락-방지되지만, 그럼에도 불구하고, 오류의 경우 이들은 10 ps 내에서 스위칭 오프되어야 한다. 2개의 IGBT들(T1, T2)의 전류를 모니터링 또는 측정하기 위한 회로들(44)은 동일하게 구성되어, 도 6은 오직 하나의 이러한 회로(44)만을 도시한다. 측정 회로는 실질적으로, IGBT(T2)의 게이트와 콜렉터 사이에 연결되는 저항기(R27) 및 다이오드(D3)의 직렬 회로를 포함한다. IGBT(T2)의 제어 신호는 저항기(R27) 및 다이오드(D3)를 통해 그 콜렉터-이미터 경로에 공급된다.
다이오드(D3)와 저항기(R27) 사이의 전위는 IGBT(T2)의 순방향 전압 플러스 다이오드(D3)의 포화 전압에 대응한다. 따라서, IGBT 특성에 기초하여, 이러한 전력 반도체 T2를 통한 전류 흐름이 결정될 수 있다. 저항기(R27)는, 스위칭 위상 동안 에너지 저장부로서 기능하는 커패시터(C9)를 불필요하게 강하게 방전시키기 않기 위해 비교적 높은 임피던스이다. 그럼에도 불구하고 오류의 경우 신속한 스위치-오프를 가능하게 하기 위해, 대응적으로 연결된 트랜지스터들(Q11 및 Q12)을 갖는 상보적 출력 스테이지가 다운스트림에 연결된다. 이미터 측에서 출력 스테이지에 연결되는 다이오드(D14)는 2개의 측정 회로들(D3, R27 및 D4, R28)(도 3)의 병렬 접속을 가능하게 한다.
보호 회로(44)의 사이리스터(T6)는, IGBT(T2)의 콜렉터-이미터 전압이 특정 전위를 초과하면 파이어될 것이다. 그 다음, 결과로서 펄스 발생기(펄스 발생기 회로)(42)의 트랜지스터(Q7)가 활성화되어 스위치-오프 프로세스를 개시한다. 사이리스터(T6)의 게이트 측에서 접지에 연결되는 커패시터(C7) 및 이러한 커패시터에 병렬로 연결되는 저항기(R31)가, 무엇보다도, IGBT(T2)의 스위치-온 위상 동안 보호 회로(44)의 트리핑을 방지하기 위해 필터를 형성한다. 트리핑 전압은 하기 공식들에 의해 확인될 수 있다.
Figure 112019090745065-pct00001
여기서 UCE는 콜렉터-이미터 전압이고, UBE는 베이스-이미터 전압이고, UD는 순방향 전압이고, UZ는 제너 전압이고 UZU는 파이어링 전압이다. 도 3 및 도 7은 차단 장치(30)의 전원(46)의 회로 설계를 도시한다. 전원(46)은 커패시터(C9)를 에너지 저장부로서 충전하고 스위칭 과전압에 대해 보호하기 위해 사용된다. 기계식 스위치(38)는 스위치 또는 접촉부 연결부들(J1 및 J2)(도 2) 사이에 위치된다. 스위치(38)가 회로를 개방하자마자, 아크 LB가 형성된다. 아크 전압은 IGBT들(T1 및 T2)의 자유-휠링 다이오드들 및 전력 전자 장치들(40)의 반도체 스위치들(전력 스위치들)(T1 및 T2)의 전류 경로들(40a 및 6b)에서 연결되는 다이오드들(D1, D2)을 통해 정류된다.
전원(46)은 IGBT(T7)의 형태인 반도체 스위치를 포함하고, IGBT(T7)의 게이트는 저항기들(R33 내지 R37)을 통해 충전된다. 사이리스터(T7)의 게이트-이미터 전위가 임계치 전위를 초과하자마자, IGBT(T7)가 활성화되고 커패시터(C9)가 충전된다. NPN 트랜지스터(Q15)는 도 7에 도시된 방식으로 IGBT(T7)에 연결된다. 이미터 측에서, 트랜지스터(Q15)는 제너 다이오드(D19)를 통해 접지에 연결된다. 커패시터(C9)의 전위가 제너 다이오드(D19)의 값 플러스 트랜지스터(Q15)의 베이스-이미터 임계치 전압에 도달하면, 이는 전도성이 되고 IGBT(T7)의 게이트-이미터 전압을 제한한다. 그 다음, 이러한 IGBT는 차단을 시작하고, 커패시터(C9)의 충전 전류는 중단된다. 과전압으로부터 IGBT(T7) 및 트랜지스터(Q15)의 게이트를 보호하기 위해, 제너 다이오드(D19)는 반도체 스위치들(T7 및 Q15)의 베이스 게이트 측에 삽입된다.
스위칭 경로를 단락시키기 위해 또는 아크 LB를 소멸시키기 위해 스위칭 지연 시간을 감소시키기 위해, 도 8에 도시된 전압 증배기(2)는 연결부(52) 내의 전원(46)의 다운스트림에 연결된다. 전압 증배기(2)에 의해, 예를 들어, IGBT들(T1 및 T2)이 안전하게 제어될 수 있게 하는 제어 펄스(P)를 발생시키기에는 충분하지 않은 5 V 공급 또는 입력 전압을 15 V의 출력 전압으로 변환시키는 것이 가능하며, 이는 IGBT들(T1 및 T2)이 안전하게 제어될 수 있게 한다.
전압 증배기(2)는 단자 연결부(50)와 연결부(52) 내의 탭 포인트(8) 사이에 연결되고, 이러한 실시예에서는 2개의 전압 스테이지들(12a 및 12b)을 갖는다. 제어 유닛(10)의 커패시터(C1)는 단자 연결부(50)에 연결되고, 이는 저항기(R1)에 의해 접지(기준-접지 전위)에 연결된다. 이러한 실시예에서, 제어 유닛(10)은 순수하게 회로부로서 구현된다. 이러한 목적으로, 커패시터(C1)와 저항기(R1) 사이에 신호 연결부(58)가 생성되고, 이에 의해 전압 스테이지들(12a 및 12b)이 제어될 수 있다. 저항기(R3)는 커패시터(C1)와 병렬로 연결부들(52 및 58) 사이에 연결된다.
전압 스테이지(12a)는 MOS-FET로서 구현된 트랜지스터(Q16) 및 (충전) 커패시터(C2)와 직렬로 접지에 연결되는 (정류기) 다이오드(D7)를 포함한다. 바이폴라 PNP 트랜지스터(Q1)는 다이오드(D7) 및 커패시터(C2)와 병렬로 연결되고, 게이트 측에서, 연결부들(52 및 58) 사이에 연결되는 저항기들(R4 및 R8)에 의해 형성되는 전압 분배기(60a)의 탭 포인트에 연결된다.
대응적으로, 전압 스테이지(12b)는 다이오드(D9), 커패시터(C4) 및 트랜지스터(Q18)로 형성된 직렬 회로를 갖는다. 트랜지스터(Q17)는 다이오드(D9) 및 커패시터(C4)에 병렬로 연결되고 전압 분배기(60b)로서 2개의 저항기들(R9 및 R10)에 의해 게이팅된다.
이러한 예시적인 실시예에서, 제어 유닛(10)은 도 8에 도시된 방식으로 커패시터(C4)에 병렬로 연결되는 저항기(R25) 및 제너 다이오드(D10)를 포함한다. 제너 다이오드(D10)와 저항기(R25) 사이에서, 바이폴라 PNP 트랜지스터(Q20)의 제어 입력이 연결되고, 이는 탭 포인트(8)에서의 이미터 측에서 접지에 그리고 2개의 저항기들(R12 및 R11)에 의해 콜렉터 측에서 접지에 연결된다. MOS-FET로서 구현되는 트랜지스터(Q19)의 게이트 단자는 저항기들(R12 및 R11) 사이에 연결된다. 트랜지스터(Q19)는 소스 측에서 접지에 연결되고 드레인 단자를 통해 신호 라인(58)에 연결되며; 드레인 단자는 트랜지스터(Q18)의 게이트 단자와 트랜지스터(16)의 소스 단자 사이에 연결된다. 초기에, 커패시터들(C1 및 C2뿐만 아니라 C4)은 미충전이고, 트랜지스터들(Q16 및 Q18뿐만 아니라 Q1 및 Q17)은 전기적으로 비-전도성 상태에 있다. 입력 전압이 전원(46)에 의해 단자 연결부(50)에 인가되면, 전류는 커패시터(C1)를 통해 흐른다. 그 결과, 트랜지스터들(Q16 및 Q18)의 게이트들이 충전된다. 그 다음, 트랜지스터들(Q16 및 Q18)은 스위치 스루되어, 각각의 개별적인 전압으로, 다이오드(D7)를 통해 커패시터(C2)를 그리고 다이오드들(D7 및 D9)을 통해 커패시터(C4)를 충전한다.
전압 스테이지(12b)의 커패시터(C4)의 개별적인 전압 또는 충전 전압이 주어진 값에 도달하면, 제너 다이오드(D10)는 저항기(R25)를 통한 전류 흐름을 가능하게 한다. 저항기(R25)에 걸친 전압 드롭이 예를 들어, 0.7 V로 상승하면, Q20 트랜지스터는 스위치 스루된다. 그 결과, 트랜지스터(Q19)의 게이트에 전압이 인가되고, 이는 저항기들(R12 및 R11)에 의해 형성된 전압 분배기에 의해 제한된다. 그 다음, 트랜지스터(Q19)는 스위치 스루되고 트랜지스터들(Q16 및 Q18)의 게이트들을 접지로 당겨서, 이러한 트랜지스터들은 차단되고 커패시터들(C2 및 C4)의 충전 프로세스가 종료된다.
트랜지스터(Q19)가 스위치 스루되는 결과로서, 저항기들(R4 및 R8)뿐만 아니라 저항기들(R9 및 R10의 직렬 회로들을 통해 또는 전압 분배기들(60a 및 60b)을 통해 전류가 흐른다. 저항기들(R4 및 R9)에 걸친 전압 드롭들로 인해, PNP 트랜지스터들(Q1 및 Q17)은 스위치 스루된다. 다이오드들(D7 및 D9)은 커패시터들(C2 및 C4)의 방전을 방지한다. 따라서, 커패시터들(C2 및 C4)은 연결부(52)를 따라 직렬로 효과적으로 연결된다. 이는 단자 연결부(50)에서의 입력 전압 플러스 커패시터들(C2 및 C4)의 충전 또는 개별적인 전압들로 이루어지는 탭 포인트(8)에서의 출력 전압을 발생시킨다.
본 발명은 전술된 예시적인 실시예들로 제한되지 않는다. 오히려, 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당업자에 의해 본 발명의 다른 변형들이 또한 이로부터 유도될 수 있다. 특히, 예시적인 실시예들과 관련하여 설명되는 모든 개별적인 특징들은 또한 본 발명의 요지로부터 벗어남이 없이 다른 방식들로 함께 조합될 수 있다.
참조 부호들의 목록
2 전압 증배기
4 단자 연결부/포지티브 폴
6 단자 연결부/네거티브 폴
8 탭 포인트
10 제어 유닛
12, 12a, 12b 전압 스테이지
14 라인
16 직렬 회로
18 정류기 다이오드
20 충전 커패시터
22, 24 반도체 스위치들
26, 28 신호 라인
30 차단 장치
32 DC 소스/광전지 발전기
34 디바이스/인버터
36 메인 전류 경로
38 스위치 접촉부/스위치
40 전력 전자 장치들
42 펄스 발생기
44 보호 회로
46 전원
48 피드백 라인
50 단자 연결부
52 연결부
54 전압 탭
56 구동기 스테이지
58 신호 연결부
60a, 60b 전압 분배기
UE 입력 전압
UA 출력 전압
UG 기준-접지 전위
UZ 개별적인 전압
LB 전기적 아크
J1, J2 스위치 연결부
P 제어 펄스

Claims (10)

  1. 입력 전압(UE)을 출력 전압(UA)으로 변환하기 위한 방법으로서,
    상기 출력 전압은 다수의 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)에 의해 상기 입력 전압에 비해 증가되며, 상기 다수의 전압 스테이지들(12, 12a, 12b) 각각은, 기준-접지 전위(UG)에 연결되며 그리고 정류기 다이오드(18, D7, D9), 충전 커패시터(20, C2, C4) 및 스위칭가능한 제1 반도체 스위치(22, Q16, Q18)를 포함하는 직렬 회로(16)를 갖고, 각각의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)에서, 스위칭가능한 제2 반도체 스위치(24, Q1, Q17)가 상기 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 상기 충전 커패시터(20, C2, C4)와 병렬로 연결되며, 인접한 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 정류기 다이오드들(18, D7, D9)은 직렬로 연결되고,
    먼저, 상기 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)이 폐쇄되고, 상기 제2 반도체 스위치들(24, Q1, Q17)은 개방되어, 상기 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 충전 커패시터들(20, C2, C4)은 상기 입력 전압(UE)에 의해 충전되고,
    그 다음, 상기 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)이 개방되고, 상기 제2 반도체 스위치들(24, Q1, Q17)은 폐쇄되어, 상기 충전 커패시터들(20, C2, C4)에서 발생된 개별적인 전압들(UZ)이 상기 출력 전압(UA)을 생성하기 위해 직렬-연결된 정류기 다이오드들(18, D7, D9)에 걸쳐 합해지고,
    제어 유닛(10)의 제너 다이오드(D10)가, 출력 측에서, 마지막 전압 스테이지(12b)의 상기 충전 커패시터(20, C2, C4) 및 상기 제2 반도체 스위치들(24, Q1, Q17)과 병렬로 연결되고,
    충전된 충전 커패시터(20, C2, C4)의 경우, 상기 제너 다이오드는 상기 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)을 개방하는 방식으로 제3 반도체 스위치(Q20)를 게이팅하는,
    입력 전압(UE)을 출력 전압(UA)으로 변환하기 위한 방법.
  2. 직류를 중단(interrupt)시키기 위한 차단 장치(disconnecting apparatus)(30)를 위한, 제1 항에 따른 방법을 수행하는 전압 증배기(2)로서,
    상기 전압 증배기(2)는 개별적인 전압(UZ)을 제공하는 적어도 하나의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)를 제어하는 제어 유닛(10)을 갖고,
    각각의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)는, 기준-접지 전위(UG)에 연결되며 그리고 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 충전 커패시터(20, C2, C4) 뿐만 아니라 상기 제어 유닛(10)에 의해 스위칭가능한 제1 반도체 스위치(22, Q16, Q18)를 포함하는 직렬 회로(16)를 가지며,
    각각의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)에서, 상기 제어 유닛(10)에 의해 스위칭가능한 제2 반도체 스위치(24, Q1, Q17)가 상기 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 상기 충전 커패시터(20, C2, C4)와 병렬로 연결되고,
    인접한 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 정류기 다이오드들(18, D7, D9)은 직렬로 연결되며,
    상기 제어 유닛(10)의 제너 다이오드(D10)가, 출력 측에서, 마지막 전압 스테이지(12, 12b)의 상기 충전 커패시터(20, C4) 및 상기 제2 반도체 스위치들(24, Q17)과 병렬로 연결되고,
    충전된 충전 커패시터(20, C4)의 경우, 상기 제너 다이오드는 상기 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)을 개방하는 방식으로 제3 반도체 스위치(Q20)를 게이팅하는,
    전압 증배기(2).
  3. 제2 항에 있어서,
    입력 측에서, 상기 제어 유닛(10)의 커패시터(C1)가 상기 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)에 선행하고,
    상기 커패시터(C1)는, 충전된 상태에서, 상기 전압 스테이지들(12, 12a, 12b)의 상기 제1 반도체 스위치들(22, Q16, Q18)이 폐쇄되도록 하는 것을 특징으로 하는,
    전압 증배기(2).
  4. 삭제
  5. 제2 항 또는 제3 항에 있어서,
    개개의 전압 스테이지(12, 12a, 12b)의 상기 제2 반도체 스위치(24, Q1, Q17)를 제어하기 위해 상기 직렬 회로(16)와 병렬로 연결되는 전압 분배기(60a, 60b)가 구비되는 것을 특징으로 하는,
    전압 증배기(2).
  6. 제2 항 또는 제3 항에 있어서,
    상기 제1 반도체 스위치(22, Q16, Q18)는, 드레인 측에서 상기 충전 커패시터(20, C2, C4)에 연결되며 그리고 소스 측에서 상기 기준-접지 전위(UG)에 연결되는 MOS-FET로서 설계되고,
    상기 제2 반도체 스위치(24, Q1, Q17)는, 상기 정류기 다이오드(18, D7, D9) 및 상기 충전 커패시터(20, C2, C4)의 콜렉터-이미터 경로를 따라 병렬로 연결되고 그리고 베이스 측에서 상기 제1 반도체 스위치(22, Q16, Q18)의 게이트 단자에 연결되는 바이폴라 트랜지스터로서 설계되는 것을 특징으로 하는,
    전압 증배기(2).
  7. DC 소스(32)와 전기 디바이스(34) 사이의 직류를 중단시키기 위한 차단 장치(30)로서,
    전류-전달 기계식 스위치(38)를 갖고,
    상기 스위치에 연결되는 전력 전자 장치들(40)을 갖고,
    상기 스위치(38)가 전기적 아크(LB)의 결과로 개방되는 경우 발생되는 아크 전압에 의해 충전되는 전원(46), 및 상기 전원(46)에 연결되는 펄스 발생기(42)를 갖고, 상기 펄스 발생기(42)는, 상기 전력 전자 장치들이 상기 아크(LB)를 소멸시키면서 상기 스위치(38)를 단락시키는 방식으로 상기 전력 전자 장치들(40)의 적어도 하나의 반도체 스위치(T1, T2)를 제어하며,
    제2 항 또는 제3 항에 따른 전압 증배기(2)가 상기 전원(46)과 상기 펄스 발생기(42) 사이에 연결되는,
    차단 장치(30).
  8. 제7 항에 있어서,
    상기 전압 증배기(2)는 입력 측에서 상기 전원(46)의 에너지 저장부(C9)에 연결되는 것을 특징으로 하는,
    차단 장치(30).
  9. 제7 항에 있어서,
    상기 펄스 발생기(42)는 반도체 스위치(T4)를 포함하고,
    상기 반도체 스위치(T4)는 상기 전압 증배기(2)의 출력(8)에 연결되고 전압 탭(54)의 업스트림에 연결되며, 그리고 상기 전압 증배기(2)의 출력 전압(UA)이 설정되었거나 설정될 수 있는 동작 전압에 도달할 때 전도되도록 게이팅되는 것을 특징으로 하는,
    차단 장치(30).
  10. 제9 항에 있어서,
    게이트 측의 상기 전력 전자 장치들(40)은, 상기 펄스 발생기(42)의 상기 전압 탭(54)에서 상기 전압 증배기(2)의 상기 출력 전압(UA)으로부터 발생된 제어 펄스(P)를 탭핑(tap)하는 것을 특징으로 하는,
    차단 장치(30).
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