CN110392975A - 用于变换输入电压的方法和倍压器以及分离电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于借助若干电压级(12、12a、12b)将输入电压(UE)变换到相对于该输入电压(UE)升高的输出电压(UA)的方法，电压级分别具有接向参考电位(UG)的、整流二极管(18、D7、D9)和充电电容器(20、C2、C4)以及能切换的第一半导体开关(22、Q16、Q18)的串联电路(16)，其中，在每个电压级(12、12a、12b)内，能切换的第二半导体开关(24、Q1、Q17)与整流二极管(18、D7、D9)和充电电容器(20、C2、C4)并联，并且其中，相邻的电压级(12、12a、12b)的整流二极管(18、D7、D9)串联，其中，首先闭合第一半导体开关(22、Q16、Q18)并且断开第二半导体开关(24、Q1、Q17)，使得借助输入电压(UE)对电压级(12、12a、12b)的充电电容器(20、C2、C4)充电，并且其中，然后断开第一半导体开关(22、Q16、Q18)并且闭合第二半导体开关(24、Q1、Q17)，使得在充电电容器(20、C2、C4)上产生的个体电压(UZ)沿串联的整流二极管(18、D7、D9)相加为输出电压(UA)。

Description

用于变换输入电压的方法和倍压器以及分离电路
技术领域
本发明涉及用于将输入电压变换成相对于该输入电压升高的输出电压的方法。本发明此外涉及根据此类方法运行的倍压器，以及配备有此类倍压器的用于在直流电流源与电装置之间进行直流电流中断的分离设备。在此，直流电流源尤其被理解为光伏发电机(PV发电机、太阳能设备)，并且电装置尤其被理解为逆变器。
背景技术
由DE 20 2008 010 312 U1公知了一种具有所谓的光伏发电机的光伏设备(PV设备)，该光伏发电机其本身又由成组地组合成子发电机的光伏模块构成，光伏模块其本身是串联的或存在于并联的支线中。光伏发电机的直流电流功率经由逆变器被馈送到交流电网内。因为此类PV设备或太阳能设备一方面取决于系统地持久地提供运行电流和在180V(DC)至1500V(DC)的范围内的运行电压，并且另一方面(例如为了安置、装配或维护目的以及尤其也为了一般地人员保护)希望将电部件或装置与作为直流电流源起作用的PV设备可靠地分离，所以相应的分离设备必须能够在负载下进行中断，这意味着不事先切断直流电流源地进行。
为了进行负载分离的目的，可以使用机械开关(开关接触部)，从而有利地在发生接触部断开时实现电装置(逆变器)与直流电流源(PV设备)的电气分离。如果相反为此使用了对于负载分离是性能卓越的半导体开关的话，则在半导体开关上也出现了在正常运行中不可避免的功率损失。此外，利用此类功率半导体开关将无法实现电气分离并且因此无法实现可靠的人员保护。
由DE 102 25 259 B3公知有一种被构造为负载分离器的电插接连接器，该电插接连接器根据混合式开关的类型具有在逆变器的壳体内的形式为晶闸管的半导体开关以及与PV模块连接的主接触部和辅助接触部。在拔出插接过程中是先行的主接触部与后行的并且与半导体开关串联的辅助接触部并联。在此，通过周期性地接通和关断半导体开关来驱控半导体开关，使得避免电弧或熄灭电弧。
为了中断直流电流，也可以使用混合式的电磁直流电流开关，其具有电磁促动的主接触部和作为半导体开关的IGBT(绝缘栅双极型晶体管)(DE 103 15 982 A2)。但是此类混合式开关仍具有用于运行具有半导体开关的功率电子器件的外部能量源。
WO 2010/108565 A1描述了一种混合式分离开关，其具有机械开关或分离元件以及与该机械开关并联的半导体电子器件，半导体电子器件基本上包括至少一个半导体开关，优选是IGBT。该半导体电子器件在此不具有附加的能量源，并且在机械开关闭合时是电流阻断的，这意味着实际上是无电流并且无电压的。半导体电子器件从分离设备获取其运行所需的能量，也就是说从分离开关系统自身获取能量，其中，利用到了在机械开关断开时形成的电弧的能量。在此，在驱控侧将半导体电子器件以如下方式与机械开关互连，即，使得在开关断开时，由于电弧引起的在开关的开关接触部之上的电弧电压将半导体电子器件切换成传导电流的。
一旦将半导体电子器件切换成传导电流的，则电弧电流就开始从机械开关换流到半导体电子器件上。在此，相应的电弧电压或电弧电流对形式为电容器的能量存储器充电，该能量存储器在产生控制电压的情况下为了以无电弧的方式关断半导体开关而有针对性地放电。预先给定的时长或时间常数进而是能量存储器的或电容器的充电持续时间决定了电弧持续时间。紧随充电过程之后，启动定时器，在此期间，以无电弧的方式将半导体电子器件驱控成传导电流的。定时器的时长在此基于安全熄灭电弧来调节。
在此类电弧馈电的混合式开关中成问题的是，电弧电压首先必须达到或超过至少一个预先给定的电压值，以此安全驱控半导体电子器件的至少一个IGBT以用于将切换路段短路。为此电压升高所需的时间导致在机械(开关)接触部上的附加的损耗。
发明内容
本发明的任务是，说明一种特别合适的用于将输入电压变换成相对于该输入电压升高的输出电压的方法。此外，本发明的任务是，说明一种能根据此类方法运行的倍压器以及一种配备有此类倍压器的分离设备，以用于在直流电流源(尤其是光伏发电机)与电装置(尤其是逆变器)之间进行直流电流中断。尤其地，应能够实现尽可能高的切换能力以及尤其是尽可能高的驱控速度，这意味着能够实现对分离设备的功率电子器件的非常快速的驱控。
在方法方面，任务利用权利要求1的特征来解决，并且在倍压器方面，任务利用权利要求2的特征来解决，以及在分离设备方面，任务利用权利要求7的特征来解决。有利的设计方案和改进方案是从属权利要求的主题。
根据本发明的方法适用于并且被设计成用于将输入电压变换成相对于该输入电压升高的输出电压。为此，在输入侧与输出侧之间根据方法设置有若干电压级，这些电压级分别具有接向参考电位的串联电路。串联电路分别包括整流二极管和充电电容器以及在充电电容器与参考电位之间的能切换的第一半导体开关。与整流二极管和充电电容器并联地分别接有能切换的第二半导体开关，其中，相邻的电压级的整流二极管彼此串联。
在第一方法步骤中，将第一半导体开关闭合，这意味着将其切换为导电的，并且将第二半导体开关断开，这意味着将其切换为不导电的或阻断的。因此，由于输入电压，使得电流经由整流二极管流向参考电位，从而使电压级的充电电容器借助输入电压被充电。由此，在充电电容器上产生了各自的个体电压。电压级的充电电容器在此被有效地彼此并联。
在后续的第二方法步骤中，紧接着将第一半导体开关断开并且将第二半导体开关闭合。由此，充电电容器沿整流二极管彼此串联，从而使在充电电容器上产生的个体电压以及输入电压在电压级的输出侧上加和为输出电压。由此，实现了特别合适的用于将输入电压变换成相对于该输入电压升高的输出电压的方法。
通过对电压级的数量以及电压级的充电电容器进行合适的规格确定，使得通过根据本发明的方法能够实现的是，几乎将任意低的输入电压变换成几乎任意高的输出电压。因此，通过该方法能够实现的是，即使在输入电压低的情况下借助能产生的输出电压安全且可靠地驱控MOS半导体开关或IGBT半导体开关。尤其地，因此降低了可能的切换延迟时间。
在优选的应用中，借助倍压器执行根据本发明的方法。倍压器在此尤其适合于且被设立成用于直流电流中断的分离设备。倍压器包括用于执行前述方法的控制单元。控制单元在此驱控至少一个、优选是至少两个分别提供个体电压的电压级。
每个电压级都具有接向参考电位的、整流二极管和充电电容器以及能借助控制单元切换的第一半导体开关的串联电路。此外，在每个电压级内，能借助控制单元切换的第二半导体开关与整流二极管和充电电容器并联。相邻的电压级的整流二极管在此串联。
因此，利用根据本发明的倍压器能够实现的是，在短时间内使相对较低的输入电压变换成相对较高的输出电压。尤其是在分离设备内使用时，通过在短的时长之内提供的输出电压能够实现高的切换能力进而是高的驱控速度，这意味着能够实现对分离设备的功率电子器件的快速驱控。
控制单元例如包括控制器(Controller)，也就是控制装置。控制器在此通常(在程序和/或电路技术上)适用于且被设立成用于执行前述方法。因此具体而言，控制器被设立成，首先闭合第一半导体开关并且断开第二半导体开关，使得借助输入电压对电压级的充电电容器充电，并且紧接着断开第一半导体开关并且闭合第二半导体开关，使得在充电电容器上产生的个体电压沿串联的整流二极管加和为输出电压。
在可能的设计方案中，控制器至少在核心方面由具有处理器和数据存储器的微控制器形成，在其中，用于执行方法的功能以运行软件(固件)的形式在程序技术上实现，从而在运行软件实施时在微控制器中自动地(如需要与使用者交互地)执行方法。
在本发明的范围内，控制器可以替选地通过不可编程的电子构件，例如ASIC(特定用途集成电路)形成，其中，用于执行方法的功能以电路技术上的器件来生效。
优选地，控制单元借助纯粹的电路技术上的器件地实施，也就是无控制器或无控制装置地实现，其中，在施加输入电压时方法自行地或自动地实施。其结果是在制造成本方面是有利的。此外，改进了倍压器的可靠性和切换延迟时间，这尤其是在用于直流电流中断的分离设备的应用中是有利的。
在合适的改进方案中，在输入侧、即在与输入电压耦接的端子点上，控制单元的电容器接在电压级之前。该电容器在此在已充电状态中驱控电压级的第一半导体开关闭合。由此，确保了对第一半导体开关的可靠的驱控。
在优选的构造方案中，在输出侧、也就是说在能截取输出电压的端子点上，控制单元的齐纳二极管与充电电容器和第二半导体开关并联。如果输出侧的电压级的充电电容器被充电以用于产生个体电压，则齐纳二极管接通，其中，以如下方式驱控控制单元的第三半导体开关，使得电压级的第一半导体开关断开。由此，在第一方法步骤结束时可靠地断开了第一半导体开关。
在适宜的设计方案中，为了驱控各自的电压级的第二半导体开关，设置有与串联电路并联的分压器。分压器的截取点在此被引到第二半导体开关的控制输入端上。在第一半导体开关断开之后，由于输入电压，使得电流流过分压器，使得在截取点上所产生的电压被用于对第二半导体开关的可靠的驱控。由此，确保了在第二方法步骤开始时对第二半导体开关的可靠的闭合。
在优选的实施方案中，第一半导体开关或每个第一半导体开关实施为MOS-FET(金属氧化物半导体场效应管)，第一半导体开关在漏极侧被引到充电电容器上并且在源极侧被引到参考电位上。第二半导体开关或每个第二半导体开关在此被实施为双极性晶体管，其沿集电极-发射极路段与整流二极管和充电电容器并联，并且在基极侧地被引到第一半导体开关的栅极联接端上。由此，在借助控制单元的以电路技术进行的驱控方面，实现了第一和第二半导体开关的特别适宜的实施方案。
下文中也被称为混合式开关的根据本发明的分离设备被布置在直流电流源与电装置之间以用于直流电流中断。混合式开关具有引导电流的机械开关和与此机械开关互连的功率电子器件以及电源部分，借助在断开开关时由于电弧在该开关上所产生的电弧电压实现了对电源部分的充电。
混合式开关此外还包括下文中也被称为脉冲发生电路的脉冲发生器，该脉冲发生器与电源部分连接。脉冲发生器以如下方式驱控功率电子器件的至少一个半导体开关，使得该半导体开关短路机械开关而不产生电弧，这导致电弧的熄灭。为了减少功率电子器件的半导体开关的切换延迟时间，在电源部分与脉冲发生器之间互连有根据本发明的倍压器。该倍压器将通过电源部分产生的输入电压变换为适用于驱控脉冲发生器或脉冲发生电路的输出电压。
在有利的设计方案中，倍压器在输入侧与电源部分的能量存储器连接。能量存储器借助由电弧所产生的电弧电压被充电，其中，该能量作为输入电压被输送给倍压器。
在适宜的改进方案中，脉冲发生器(脉冲发生电路)具有与倍压器的输出端连接的半导体开关，当倍压器的输出电压达到设定的或能设定的电压阈值、其在下文中也被称为运行电压时，该半导体开关被控制成导通的。脉冲发生器的半导体开关适宜地被实施为晶闸管。
在合适的改进方案中，在布置在脉冲发生器的半导体开关之后的电压抽头上，功率电子器件在驱控侧截取优选地由运行电压生成的控制脉冲。换言之，脉冲发生器经由此电压抽头与功率电子器件的控制侧，也就是说与至少一个半导体开关在控制侧连接，使得在存在脉冲发生器的控制脉冲或控制信号时，该半导体开关被控制成导通的，即被切换为导通的，并且导致机械开关的短路，尤其是导致机械开关的开关接触部或相应的接触联接端的短路。优选地，脉冲发生器在每次开关过程中产生仅一个控制脉冲，也就是说单脉冲。由于倍压器，使得用于产生单脉冲的时长明显减少，使得由于电弧导致的在开关接触部上的损耗降低。
本发明在此从如下思路出发，即，借助通过倍压器控制的、优选在每次开关过程中产生仅一个单脉冲的脉冲发生器，实现了对混合式的分离设备的功率电子器件的非常快速的驱控，并且因此特别高地、也就是说相对于所公知的分离设备提高了分离设备的切换能力。
根据本发明的分离设备优选被设置成用于在合适的也直至1500V(DC)的直流电流压范围内进行直流电流中断。在优选使用附加的机械的分离开关的情况下，该自给的、混合式的分离开关因此尤其适用于在光伏设备与配属于该光伏设备的逆变器之间以及还有例如燃料电池设备或蓄电池(电池)的情况下可靠的并且非接触的电气的直流电流中断。
附图说明
下文中根据附图详细解释本发明的实施例。其中：
图1示出具有多个电压级的倍压器的示意性的电路图；
图2在方框图中示出布置在光伏发电机与逆变器之间的混合式的分离设备，该混合式的分离设备具有机械开关和包括保护电路在内的功率电子器件，以及具有脉冲发生器、倍压器和电源部分；
图3在详细电路图中示出分离设备，其具有功率电子器件的两个半导体开关及其驱动器电路和保护电路，以及具有脉冲发生器和倍压器，以及具有电源部分，电源部分具有作为能量存储器的电容器；
图4示出作为混合式的分离设备的子电路的脉冲发生器；
图5示出作为混合式的分离设备的子电路的功率电子器件，其具有其中一个半导体开关的驱动器输出级以及机械开关的两个接触联接端；
图6示出作为混合式的分离设备的子电路的具有用于过电流识别的测量电路的保护电路；
图7示出作为混合式的分离设备的子电路的具有整流器电路的电源部分；和
图8示出作为混合式的分离设备的子电路的倍压器。
彼此相应的部分和变量在所有附图中总是被提供以相同的附图标号。
具体实施方式
图1示意性地示出了用于将输入电压UE变换到相对于此输入电压UE升高的输出电压UA的倍压器2。输入电压UE在此在输入侧被施加在第一端子联接端或者说正极4与第二端子联接端或者说负极6之间，其中，在截取点8处能截取输出电压UA。
倍压器2具有例如形式为控制器的控制单元10。控制单元10在信号技术上与在端子联接端4、6与截取点8之间并联的若干电压级12耦接。在图1中例如示出了三个此类电压级12。
在正极4与截取点8之间延伸有线路14，沿该线路14电压级12彼此并联。每个电压级12在此都具有被接到线路14中的整流二极管18和充电电容器20以及能切换的第一半导体开关22的串联电路16。换言之，相邻的电压级12的整流二极管18沿线路14彼此串联。串联电路16在此被引向参考电位UG，参考电位在图1的实施例中尤其是地电位。能切换的第二半导体开关24与整流二极管18和充电电容器20并联地分别被接到各自的电压级12内。在图1中示例地仅为一个电压级12的开关部分设置有附图标号。
电压级12的半导体开关22借助第一信号线路26在信号技术上可被控制单元10驱控。借助第二信号线路28使半导体开关24相应地在信号技术上被引到控制单元10处。
在运行中，倍压器2经由端子联接端4和6被供应以输入电压UE。控制单元10在此根据下文中解释的根据本发明的方法来驱控电压级12的半导体开关22和24。
开始时，借助信号线路26由控制单元10驱控半导体开关22闭合，而借助信号线路24由控制单元10驱控半导体开关24断开。换句话说，半导体开关22被切换为导通的，而半导体开挂能4被切换为阻断的。由此，使电压级12的充电电容器20沿线路14分别被接在正极4与参考电位UG之间。由此，使电压级12的充电电容器20彼此并联，从而使充电电容器经由整流二极管18被充电到各自的个体电压UZ。
控制单元10在运行中监测在输出侧的充电电容器20上产生的、也就是说在最接近截取点8的电压级12的充电电容器20上产生的个体电压UZ(充电电压)。如果该个体电压UZ达到或超过了预先给定的或保存的电压阈值，则由控制单元10将半导体开关22断开并且将半导体开关24闭合。由此，使先前并联的充电电容器20沿线路14彼此串联。因此在截取点8上得到了充电电容器20的个体电压UZ的加和电压作为输出电压UA。根据电压级12的数量而定地能够实现的是，产生为输入电压UE的任意倍数的输出电压UA。
根据图2至8地在下文中详细解释倍压器2或所述倍压器2在分离设备30中的应用示例。
图2示意性地示出了分离设备30，其在实施例中被接在作为直流电流源的光伏发电机32与作为电装置34的逆变器之间。光伏发电机32可以以未详细图示的方式和方法地包括若干太阳能模块，这些太阳能模块彼此平行地在共同的发电机联接盒内引导，该发电机联接盒在一定程度上被用作能量收集点。
分离设备30在代表正极的主电流路径36内包括下文中也被称为机械开关的开关接触部38和与该开关接触部并联的功率电子器件40以及驱控该功率电子器件的脉冲发生器42。分离设备30此外还包括保护电路44和电源部分46。倍压器2被接在电源部分46与脉冲发生器42之间。
机械开关38和功率电子器件40以及驱控该功率电子器件的脉冲发生器42形成了自给的混合式的分离开关(混合式开关)。在分离设备30(进而是整个设备)的代表负极的返回线路48中可以以未详细图示的方式和方法接有另外的混合式的分离开关。用于在光伏发电机32与逆变器34之间进行完全的电气分离或直流电流中断的另外的机械分离元件的彼此机械耦接的开关接触部可以以未详细示出的方式和方法布置到代表正极的引出线路(主路径)36内和返回线路48内。
如果在运行期间断开了被电流流过的机械开关38，则在其开关接触部之间形成电弧LB。借助由此所引起的电弧电压地，经由在图3中所示的开关联接端J1和J2，对作为能量存储器的电容器C9(图3和7)充电。电容器C9的充电电压作为输入电压UE被引到倍压器2的端子联接端50上。倍压器2借助此输入电压UE产生了相对于该输入电压UE升高的输出电压UA。一旦输出电压UA达到了特定的电压值，则脉冲发送器42就驱控功率电子器件40，于是该功率电子器件40将开关38短路并且熄灭了电弧。
在此，适宜地将功率电子器件40保持接通一定的时间，也就是说保持接通一段设定的或能设定的时间环节，以便能够实现对切换路段的去电离。在一段时间或者说相应的时间环节期满之后，脉冲发生器42将功率电子器件40关断。使用至少一个压敏电阻R5(图3和5)来限制在开关过程中生成的过电压。保护电路44在此在开关过程期间监测功率电子器件40的各自的功率半导体(IGBT)T1、T2，以便避免由于不允许的高电流所导致的对其损坏。
图3在详细的电路图中示出了分离设备30，其中，以在图2中所使用的不同的线条类型对功率电子器件40的、脉冲发生器42的、倍压器2的、保护电路44的和电源部分46的构件进行围框。因为功率电子器件40优选具有形式为所示的IGBT T1和T2的两个半导体开关，所以也分别为IGBT T1和T2设置有两个保护电路44和两个驱动器电路。在此，为更好的清晰性，分别以相应的线条类型对其中仅一个电路和其构件进行围框。在图4至7中分开地示出了各个子电路。
根据图3和4，脉冲发生器7包括经由连接部52被引到电容器C9上的形式为晶闸管T4的半导体开关，其中，该半导体开关在阳极侧经由PMOS晶体管(P沟道金属氧化物半导体晶体管)Q2(也就是说经由其集电极-发射极路段)被联接到通向电容器C9的连接部52上。晶闸管T4在驱控侧经由与电阻器R16和R17以及与齐纳二极管D11接线的PMOS晶体管Q3来连接。在阴极侧，晶闸管T4经由电阻器R14被引到电压抽头54上，该电压抽头经由电阻器R15接地。此外，电压抽头54经由另外的晶闸管Q4(在此为MOS或NMOS晶体管)的漏极-源极路段接地(参考电位)。在电压抽头54上还存在另外的晶体管(MOS或NMOS晶体管)Q5的基极或栅极，其漏极-源极路段经由电阻器R19、作为调节电阻的R20和电阻器R21以及与电阻器R19并联的电容器C3被接在通向电容器C9的连接部52与接地之间。
与RC环节R19和C3并联有电阻器R23和齐纳二极管D12的串联电路，PNP晶体管Q7的基极被引到齐纳二极管的阴极侧上。另一个晶闸管T5的控制侧经由晶体管Q7和电阻器R24被接到通向电容器C9的连接部52上。晶闸管T5的阳极-阴极路段在通向电容器C9的连接部52与电阻器R22之间引导，并且(经由电阻器R22)被引到接地上。晶闸管T5的阴极侧的抽头经由电阻器R18被引到晶体管Q4的栅极(基极)上，以及经由电阻器R13被引到晶体管Q2的栅极(基极)上。所示出的并且所描述的电路除了半导体开关T4之外是相应地被接线的脉冲生成器的或脉冲发生器42的半导体电路。脉冲发生器42生成用于功率电子器件6的两个IGBTT1、T2的控制脉冲P或每个控制脉冲，如在后文中将解释。
脉冲发生器42的两个晶闸管T4和T5在开始时处于阻断状态，使得晶体管Q2的栅极处于地电位上。如果由于在机械开关5断开时出现的电弧LB使得通过倍压器2的输出电压所导致的电容器C5的充电电压升高并且因此使运行电压升高，则晶体管Q2的负的栅极-源极电压也升高，使得该晶体管Q2接通，并且使晶体管T4的阳极具有运行电压的电位。如果此电压升高，则齐纳二极管D11开始过渡到导通的状态中。由此所导致的通过电流将造成电阻器R17上的电压降。如果此电压高于晶体管Q3的基极-发射极电压的阈值，则该晶体管变为能传导的。为了保护晶体管Q3不被损坏，通过电阻器R16来限制电流。此电流导致晶闸管T4点火。电阻器R14的值明显小于电阻器R15的值，从而在这两个电阻器R14、R15之间的电位在电压抽头54上仅略低于运行电压，在该电压抽头上截取到用于功率电子器件6的控制脉冲P。
一旦晶闸管T4点火，则晶体管Q5被接通并且经由电阻器R20和R21对电容器C3充电。因为电容器C3在开始时未被充电，所以齐纳二极管D12的阳极的电位处于运行电压。通过对电容器C3的充电，使得电位向地电位移动。如果该电位降低到使得齐纳二极管D12导通，则电流流过电阻器R23。如果在该电阻器R23上的电压降超过PNP晶体管Q7的基极-发射极电压的阈值，则该PNP晶体管Q7被接通。在此，电阻器R24引起电流限制并且保护了晶体管Q7。
流过晶体管Q7的电流导致晶闸管T5点火，从而使在晶闸管的阴极上的电位升高到运行电压(减去导通电压)。因此，晶体管Q4也被接通并且将电阻器R14和R15之间的在电压抽头S1处的电位拉到地电位。此外，现在晶体管Q2阻断并且导致晶闸管T4熄火。因此，晶体管Q5也被阻断并且电容器C3经由电阻器R19放电。晶闸管T5保持能传导，直至电容器C9被放电。因为电容器C9在电弧阶段期间并且也在切换过电压期间被再充电，所以仅触发唯一的控制脉冲。
给在图3和5中所示的功率电子器件40配属有驱动器级56。功率电子器件40的IGBTT1和T2形成B2整流桥的下部分。通过使用两个形式为IGBT T1和T2的具有续流二极管的功率半导体，实现了能双向使用的电路。如果机械开关38的所指明的开关联接端或接触联接端J2具有正电位，而另一个开关联接端J1具有负电位，则电流可以流过IGBT T1的续流二极管和IGBT T2。在极性相反的情况下，电流可流过IGBT T2的续流二极管和IGBT T1。因为IGBT的控制信号不影响其反向运行，所以总是驱控功率电子器件40的两个IGBT T1和T2。
因为两个IGBT T1和T2的驱动器电路56被相同地构建，所以下文中仅描述两个驱动器电路56中的一个。驱动器电路56包括NPN晶体管Q8和PNP晶体管Q6，它们被互连成互补输出级。如果脉冲发生器42将控制脉冲P提供到两个晶体管Q6和Q8的基极上，则这些晶体管将作为电流放大器起作用，并且能够实现对各自的IGBT T2和T1的栅极的快速转换充电。以此实现了特别快速的切换过程。驱动器电路56的电容器C5提供了转换充电电流。IGBT T2通过电阻器R28被阻尼，这是因为在对各自的IGBT T2进行驱控期间可能出现由于寄生电感和寄生电容所导致的振荡过程。然而如果出现振荡，则驱动器电路11的齐纳二极管D16将保护IGBT T2的栅极不受到过电压。因为在切换感性负载时由于IGBT T2的陡的切换沿而可能出现过电压，所以压敏电阻R5限制了过电压，以防止功率半导体T1、T2的损坏。
图3和6示出了分离设备30的测量和保护电路44。虽然IGBT作为功率电子器件40的半导体开关在原理上是抗短路的，但是其仍必须在发生故障情况中在10μs内被关断。用于监测或测量两个IGBT T1、T2的电流的电路44被相同地构建，从而图6又仅示出一个这种电路44。测量电路基本上包括由被接在IGBT T2的栅极和集电极之间的电阻器R27和二极管D3构成的串联电路。IGBT T2的控制信号经由电阻器R27和二极管D3被提供到其集电极-发射极路段上。
二极管D3与电阻器R27之间的电位相应于IGBT T2的导通电压加上二极管D3的饱和电压。因此，在认识到IGBT的特征变化曲线的情况下可以得到关于流过此功率半导体T2的通过电流的结论。为了在切换阶段中不将作为能量存储器的电容器C9以不必要的强度来放电，电阻器R27具有相对高的欧姆值。但为了仍能够实现在发生故障情况时的快速的关断，后接有具有相应地互连的晶体管Q11和Q12的互补输出级。在发射极侧与输出级连接的二极管D14能够实现两个测量电路D3、R27和D4、R28的并联(图3)。
如果IGBT T2的集电极-发射极电压超过了特定的电位，则保护电路44的晶闸管T6点火。由此，脉冲发生器(脉冲发生电路)42的晶体管Q7被控制导通，以此引入关断过程。在晶闸管T6的控制侧接地的电容器C7和与该电容器并行的电阻器R31形成滤波器，以便尤其防止在IGBT T2的导通阶段期间对保护电路44的触发。可以使用如下公式获知触发电压：
UCE(T2)≥UBE(Q12)+UD(D14)+UZ(D13)+Uzü(T6)-UD(D3)
其中UCE是集电极-发射极电压，UBE是基极-发射极电压，UD是导通电压，Uz是齐纳电压并且Uzü是点火电压。
图3和7示出了分离设备30的电源部分46的电路结构。电源部分46用于对作为能量存储器的电容器C9充电，并且用于保护以防止切换过电压。在开关联接端或接触联接端J1和J2之间存在有机械开关38(图2)。一旦开关38将电流回路断开，则形成电弧LB。电弧电压经由被接到功率电子器件40的半导体开关(功率开关)T1和T2的电流路径40a和6b内的二极管D1、D2和IGBT T1或T2的续流二极管被整流。
电源部分46包括形式为IGBT T7的半导体开关，其栅极经由电阻器R33至R37充电。一旦晶闸管T7的栅极-发射极电位处于阈值电压以上，则IGBT T7被控制导通并且对电容器C9充电。NPN晶体管Q15以图7中所示的方式与IGBT T7互连。在发射极侧地，晶体管Q15经由齐纳二极管D19接地。如果电容器C9的电位达到齐纳二极管D19的值加上晶体管Q15的基极-发射极阈值电压，则该晶体管是导通的并且限制了IGBT T7的栅极-发射极电压。该IGBT然后开始变为阻断并且中断了电容器C9的充电电流。为了保护IGBT T7和晶体管Q15不受到过电压，给半导体开关T7和Q15的基极-栅极侧添加齐纳二极管D19。
为了降低用于短路切换路段的或用于熄灭电弧LB的切换延迟时间，在图8中所示的倍压器2在连接部52中接在电源部分46之后。利用倍压器2例如能够实现的是，将不足以产生借助其能安全驱控IGBT T1和T2的控制脉冲P的5V的馈送电压或输入电压变换到15V的输出电压(该输出电压能够实现对IGBT T1和T2的安全的驱控)。
倍压器2在端子联接端50与截取点8之间被接到连接部52内，并且在此实施方式中具有两个电压级12a和12b。将控制单元10的电容器C1与端子联接端50联接，该电容器借助电阻器R1被接地(参考电位)。控制单元10在此实施方案中以纯粹的电路技术实施。在电容器C1与电阻器R1之间为此联接有信号连接部58，借助该信号连接部能驱控电压级12a和12b。在连接部52和58之间，与电容器C1并联有电阻器R3。
电压级12a包括(整流)二极管D7，该二极管与电容器C2和实施为MOS-FET的晶体管Q16串联地被接地。双极性PNP晶体管Q1与二极管D7和电容器C2并联，该双极性PNP晶体管在驱控侧被引到分压器60a的截取点处，该分压器由被接在连接部52和58之间的电阻器R4和R8形成。
电压级12b相应地具有二极管D9、电容器C4和晶体管Q18的串联电路。借助作为分压器60b的两个电阻器R9和R10来驱控的晶体管Q17与二极管D9和电容器C4并联。
控制单元10在此实施例中包括电阻器R25和齐纳二极管D10，它们以在图8中所示的方式与电容器C4并联。在齐纳二极管D10与电阻器R25之间接触有双极性PNP晶体管Q20的控制输入端，该双极性PNP晶体管在发射极侧被引到截取点8处并且在集电极侧借助两个电阻器R12和R11被接地。在电阻器R12和R11之间联接有被实施为MOS-FET的晶体管Q19的栅极联接端。晶体管Q19在源极侧被引导接地并且借助漏极联接端被接驳到信号线路58上，其中，该漏极联接端接触在晶体管Q18的栅极联接端与晶体管16的源极联接端之间。
在开始时，电容器C1和C2以及C4不充电，并且晶体管Q16和Q18以及Q1和Q17处于不导电的状态下。如果通过电源部分46将输入电压施加到端子联接端50上，则电流流过电容器C1。由此对晶体管Q16和Q18的栅极充电。其结果是使晶体管Q16和Q18接通，以此以各自的个体电压经由二极管D7为电容器C2充电并且经由二极管D7和D9为电容器C4充电。
如果电压级12b的电容器C4的个体电压或充电电压达到了预先给定的值，则齐纳二极管D10能够实现通过电阻器25的通过电流。如果电阻器25上的电压降升高到例如0.7V，则晶体管20接通。由此将电压施加到晶体管Q19的栅极上，该电压通过由电阻器R12和R11形成的分压器来限制。因此，晶体管Q19接通并且将晶体管Q16和Q18的栅极拉到地电位，以此将该晶体管切换为阻断，并且结束了对电容器C2和C4的充电过程。
由于晶体管Q19接通，使得电流流过了电阻器R4和R8以及电阻器R9和R10的串联电路，或者说流过了分压器60a和60b。由于电阻器R4和R9上的电压降，使得PNP晶体管Q1和Q17接通。在此借助二极管D7和D9防止了电容器C2和C4的放电。因此，电容器C2和C4沿连接部52被有效地串联。由此在截取点8上产生了输出电压，该输出电压由端子联接端50上的输入电压加上电容器C2和C4的个体电压组成。
本发明不限制于前述实施例。而是也可以由本领域技术人员从前述实施例中导出本发明的另外的变体，而不偏离本发明的主题。尤其地，此外所有结合实施例描述的单一特征也可以以其他方式相互组合，而不偏离本发明的主题。
附图标号列表
2 倍压器
4 端子联接端/正极
6 端子联接端/负极
8 截取点
10 控制单元
12、12a、12b 电压级
14 线路
16 串联电路
18 整流二极管
20 充电电容器
22、24 半导体开关
26、28 信号线路
30 分离设备
32 直流电流源/光伏发电机
34 装置/逆变器
36 主电流路径
38 开关接触部/开关
40 功率电子器件
42 脉冲发生器
44 保护电路
46 电源部分
48 返回线路
50 端子联接端
52 连接部
54 电压抽头
56 驱动器级
58 信号连接部
60a、60b 分压器
UE 输入电压
UA 输出电压
UG 参考电位
UZ 个体电压
LB 电弧
J1、J2 开关联接端
P 控制脉冲

Claims (10)

1.用于借助若干电压级(12、12a、12b)将输入电压(UE)变换成相对于所述输入电压升高的输出电压(UA)的方法，所述电压级分别具有接向参考电位(UG)的、整流二极管(18、D7、D9)和充电电容器(20、C2、C4)以及能切换的第一半导体开关(22、Q16、Q18)的串联电路(16)，其中，在每个电压级(12、12a、12b)中，能切换的第二半导体开关(24、Q1、Q17)与所述整流二极管(18、D7、D9)和所述充电电容器(20、C2、C4)并联，并且其中，相邻的电压级(12、12a、12b)的整流二极管(18、D7、D9)串联，
-其中，首先闭合所述第一半导体开关(22、Q16、Q18)并且断开所述第二半导体开关(24、Q1、Q17)，使得借助所述输入电压(UE)对所述电压级(12、12a、12b)的充电电容器(20、C2、C4)充电，并且
-其中，然后断开所述第一半导体开关(22、Q16、Q18)并且闭合所述第二半导体开关(24、Q1、Q17)，使得在所述充电电容器(20、C2、C4)上产生的个体电压(UZ)沿串联的整流二极管(18、D7、D9)相加为所述输出电压(UA)。
2.尤其是用于进行直流电中断的分离设备(30)的、用于执行根据权利要求1所述的方法的倍压器(2)，所述倍压器(2)具有控制单元(10)，所述控制单元(10)驱控至少一个提供个体电压(UZ)的电压级(12、12a、12b)，
-其中，每个电压级(12、12a、12b)具有接向参考电位(UG)的、整流二极管(18、D7、D9)和充电电容器(20、C2、C4)以及能借助所述控制单元(10)切换的第一半导体开关(22、Q16、Q18)的串联电路，
-其中，在每个电压级(12、12a、12b)内，能借助所述控制单元(10)切换的第二半导体开关(24、Q1、Q17)与所述整流二极管(18、D7、D9)和所述充电电容器(20、C2、C4)并联，并且
-其中，相邻的电压级(12、12a、12b)的整流二极管(18、D7、D9)串联。
3.根据权利要求2所述的倍压器(2)，
其特征在于，
所述控制单元(10)的电容器(C1)在输入侧接在所述电压级(12、12a、12b)之前，所述控制单元的电容器在已充电状态中驱控所述电压级(12、12a、12b)的第一半导体开关(22、Q16、Q18)闭合。
4.根据权利要求2或3所述的倍压器(2)，
其特征在于，
输出侧上最后的电压级(12、12b)的充电电容器(20、C4)和第二开关半导体(24、Q17)与所述控制单元(10)的齐纳二极管(D10)并联，在充电电容器(20、C4)已充电时所述齐纳二极管驱控第三半导体开关(Q20)，使得所述电压级(12、12a、12b)的第一半导体开关(22、Q16、Q18)断开。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的倍压器(2)，
其特征在于，
为了驱控各自的电压级(12、12a、12b)的第二半导体开关(24、Q1、Q17)，设置有与所述串联电路(16)并联的分压器(60a、60b)。
6.根据权利要求2至5中任一项所述的倍压器(2)，
其特征在于，
-所述第一半导体开关(22、Q16、Q18)实施为MOS-FET，所述第一半导体开关(22、Q16、Q18)在漏极侧被引到所述充电电容器(20、C2、C4)上并且在源极侧被引到参考电位(UG)上，并且
-所述第二半导体开关(24、Q1、Q17)实施为双极性晶体管，所述第二半导体开关沿集电极-发射极路段与所述整流二极管(18、D7、D9)和所述充电电容器(20、C2、C4)并联，并且在基极侧被引到所述第一半导体开关(22、Q16、Q18)的栅极联接端上。
7.用于在直流电源(32)与电装置(34)之间进行直流电中断的分离设备(30)，所述分离设备具有引导电流的机械开关(38)和与所述机械开关互连的功率电子器件(40)以及电源部分(46)，借助在断开开关(38)时在所述开关上由于电弧(LB)而产生的电弧电压实现了对所述电源部分的充电，其中，与所述电源部分(46)连接有脉冲发生器(42)，所述脉冲发生器驱控所述功率电子器件(40)的至少一个半导体开关(T1、T2)，使得所述半导体开关(T1、T2)短路所述机械开关(38)以熄灭所述电弧(LB)，其中，在所述电源部分(46)与所述脉冲发生器(42)之间互连有根据权利要求2至6中任一项所述的倍压器(2)。
8.根据权利要求7所述的分离设备(30)，
其特征在于，
所述倍压器(2)在输入侧与所述电源部分(46)的能量存储器(C9)连接。
9.根据权利要求7或8所述的分离设备(30)，
其特征在于，
所述脉冲发生器(42)具有与所述倍压器(2)的输出端(8)连接的并且接在电压抽头(54)之前的半导体开关(T4)，当所述倍压器(2)的输出电压(UA)达到设定的或能设定的运行电压时，所述半导体开关被控制成传导的。
10.根据权利要求9所述的分离设备(30)，
其特征在于，
在所述脉冲发生器(42)的电压抽头(54)上，所述功率电子器件(40)在驱控侧截取由所述倍压器(2)的输出电压(UA)生成的控制脉冲(P)。
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