JP6909925B2 - 絶縁電源回路 - Google Patents

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Description

本発明は、絶縁トランスの二次側に複数設けられる二次側巻線に接続される負荷に応じて、各二次側巻線の出力電圧を変更可能な絶縁電源回路に関する。
近年、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと呼ぶ）に代表されるデジタル回路には、低電圧で多系統化が可能であること、低消費電力化できること等が要求されている。また、ＦＡ（Ｆａｃｔｏｒｙ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）機器では、機器の内部に搭載されるアナログ入出力回路、デジタル入出力回路、外部インターフェースにおける絶縁性が求められている。
絶縁した複数系統の出力電力を生成する周知技術として、絶縁電源回路の絶縁トランスの二次側に巻線を複数設け、その一つからフィードバック制御を行い、フィードバック制御を行わない他の二次側巻線にレギュレータを配設する構成が知られている。
一例として、負荷となる大電力ＬＥＤと小電力ＬＥＤとに対し、スイッチングトランスの二次側の二つの巻線にメイン出力回路とサブ出力回路とを設け、メイン出力回路に状態遷移部、サブ出力回路に開閉部を持たせた電源装置（例えば、特許文献１参照）が挙げられる。ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）は、所謂発光ダイオードである。因みに、上述したレギュレータ、メイン出力回路及びサブ出力回路は、電源出力回路とみなすことができる。
この電源装置では、切替制御信号によって、開閉部の開閉状態を切り替え制御すると共に、メイン出力回路又はサブ出力回路の出力をフィードバック制御している。これにより、大電力ＬＥＤに印加される電圧を高レベル、低レベルの二つの状態に切り替える。因みに、高レベルは順方向電圧Ｖｆ以上、低レベルは順方向電圧Ｖｆ未満である。
特開２０１４−２１７１３５号公報
上述した特許文献１に係る電源装置では、フィードバック制御を行わないスイッチングトランスの二次側巻線の出力電圧が、各二次側巻線に接続される負荷状況によって、変動する。例えば、二つの二次側巻線のうちの一方でフィードバック制御を行い、その二次側巻線に接続される負荷を重くする。こうした場合、フィードバック制御を行わない他方の二次側巻線の出力電圧は、上昇する。
一般に、絶縁電源回路の絶縁トランスの二次側巻線に接続した定電圧電源回路の一例であるレギュレータの出力を安定化させるためには、レギュレータの入力電圧と出力電圧とに対して規定値以上の電位差を確保する必要がある。例えば、レギュレータの種別として、スイッチングレギュレータを使用する場合には、最大デューティ内か、或いは最小デューティ内で動作させるために電位差を確保する必要がある。また、シリーズレギュレータを使用する場合には、昇圧できないため、シリーズレギュレータの出力電圧にシリーズレギュレータの電位差以上の電圧を加えた電圧を、入力電圧とする必要がある。如何なる負荷条件でも、これらの要件を満足するためには、絶縁電源回路の絶縁トランスの二次側巻線の出力電圧を、予め電位差分高くすることが必要になる。
要するに、フィードバック制御を行わない二次側巻線に接続されるレギュレータの入力電圧は、フィードバック制御を行う二次側巻線が軽負荷の状態であっても、電位差をレギュレータに接続される最大負荷に対し、確保する必要がある。この事は、フィードバック制御をしている二次側巻線に接続されている１つ以上のデバイスの消費電流が大きくなり、フィードバック制御を行わない二次側巻線の出力電圧が高くなることを意味する。しかも、フィードバック制御を行う二次側巻線が軽負荷であれば、レギュレータの電位差が大きくなる。この結果、フィードバック制御を行わないレギュレータの効率が低下し、発熱が過大になってしまうという問題がある。
特許文献１の電源装置では、サブ出力回路にシャントレギュレータが接続されており、メイン出力回路とサブ出力回路との切り替え機能を備えている。しかしながら、特許文献１の電源装置では、メイン出力回路からサブ出力回路に切り替えた際にも、メイン出力回路が遮断されない。これにより、本装置を異常なく動作させるためには、メイン出力回路に接続されるＬＥＤ電灯と、サブ出力回路に接続されるＬＥＤ補助灯とのオン電圧を順方向電圧Ｖｆの数倍の違いとする必要がある。こうした場合、ＬＥＤ電灯とＬＥＤ補助灯との順方向電圧Ｖｆの差が数Ｖ程度であれば、正常動作しないという問題を生じる。
本発明は、このような問題点を解決するためになされたもので、絶縁トランスの二次側に接続される負荷によって生ずる二次側巻線の出力電圧と、二次側巻線に設けられる電源出力回路の最適な入力電圧と、の電位差を小さくでき、高効率で低発熱の絶縁電源回路を提供することを目的とする。
本発明に係る絶縁電源回路は、一次側に一次側巻線が設けられ、二次側に二次側巻線が設けられた絶縁トランスと、一次側巻線に接続されると共に、電源供給を受けてスイッチング機能のオン・オフにより一次側巻線を励起する電源入力回路と、二次側巻線に接続されると共に、一次側巻線の励起に伴い、二次側巻線で発生する出力電圧を入力電圧として、負荷へ定電圧を印加する電源出力回路と、を備えた構成であって、電源入力回路は、負荷条件に応じて生成されると共に、出力電圧の変更を指示する出力条件変更指示信号に従って、スイッチング機能のオン・オフを制御することにより、予め設定される励起レベルの見込み値に該当する電圧を生成する電圧生成機能を有し、電圧生成機能で得られた電圧により一次側巻線での励起レベルを変化させ、電源出力回路は、励起レベルの変化を受けて、二次側巻線で生成される出力電圧を入力電圧として、負荷へ印加する。
本発明によれば、上記構成により、絶縁トランスの二次側に接続される負荷によって生ずる二次側巻線の出力電圧と、二次側巻線に設けられる電源出力回路の最適な入力電圧との電位差を小さくでき、高効率で低発熱となる。
本発明の実施の形態１に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。 本発明の実施の形態２に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。 本発明の実施の形態３に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。 本発明の実施の形態４に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。 本発明の実施の形態５に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。 周知技術の一例に係る絶縁電源回路の基本構成を示した簡易回路図である。 図１の構成で出力条件変更指示信号を用いない場合の比較例に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。
以下、本発明の絶縁電源回路に係る幾つかの実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
最初に、本発明の理解を助けるため、周知技術の絶縁電源回路における問題点と、その問題点を解決するための技術的概要を具体的に説明する。図６は、周知技術の一例に係る絶縁電源回路の基本構成を示した簡易回路図である。
図６を参照すれば、この絶縁電源回路では、スイッチングトランス２１の一次側に１つの一次側巻線２１ａが設けられ、二次側に一対の二次側巻線２１ｂ、２１ｃが設けられている。一次側巻線２１ａには、スイッチング電源回路２２が接続されている。一対の二次側巻線２１ｂ、２１ｃには、それぞれ出力回路２３、２４が接続されている。出力回路２３は、フィードバック制御用であり、フィードバック信号２５をスイッチング電源回路２２へ出力するように構成されている。
この絶縁電源回路によれば、フィードバック制御を行う二次側巻線２１ｂに接続された出力回路２３の負荷を重くすると、フィードバック制御を行わない二次側巻線２１ｃに接続された出力回路２４の出力電圧は、上昇する。出力回路２４の出力電圧を安定化させるためには、出力回路２４における入力電圧と出力電圧との電位差を規定値以上として、確保する必要がある。
ところが、出力回路２４の入力電圧は、出力回路２３が軽負荷であっても、電位差を出力回路２４に接続される最大負荷に対して、確保する必要がある。この事は、出力回路２３におけるデバイスの消費電流が大きくなり、出力回路２４の出力電圧が高くなることを意味する。しかも、出力回路２３が軽負荷であれば、出力回路２４の電位差が大きくなる。この結果、出力回路２４は、効率が低下し、発熱が過大になってしまう。
そこで、本発明では、絶縁トランスの二次側に接続される負荷によって生ずる二次側巻線の出力電圧と、二次側巻線に設けられる電源出力回路の最適な入力電圧と、の電位差を小さくでき、高効率で低発熱の絶縁電源回路を提供することを目的とする。
この目的を達成するためには、絶縁電源回路が構成上、一次側に一次側巻線が設けられ、二次側に二次側巻線が設けられた絶縁トランスを持つものとする。また、一次側巻線に接続されると共に、電源供給を受けてスイッチング機能のオン・オフにより一次側巻線を励起するスイッチング方式の電源入力回路を有するものとする。電源入力回路への電源供給は、直流電源から行うか、或いは交流電源から直流電源に変換して行うことが可能である。更に、二次側巻線に接続されると共に、一次側巻線の励起に伴い、二次側巻線で発生する出力電圧を入力電圧として、負荷へ定電圧を印加する電源出力回路を有するものとする。尚、電源出力回路は、以下も同様であるように、二次側巻線に接続される定電圧電源回路以降の接続回路構成を示すものとする。
このような構成の絶縁電源回路において、電源入力回路は、負荷の負荷条件に応じて生成されると共に、出力電圧を変更する出力条件の変更を指示する出力条件変更指示信号を用いる。これに従って、電源入力回路では、スイッチング機能のオン・オフを制御することにより、予め設定される励起レベルの見込み値に該当する電圧を生成する電圧生成機能を有する。この電圧生成機能で得られた電圧により、一次側巻線での励起レベルを変化させる。また、電源出力回路では、励起レベルの変化を受けて、二次側巻線で生成される出力電圧を入力電圧として、入力する。この結果、上記目的が達成され、高効率で低発熱の絶縁電源回路が得られる。以下は、本発明の絶縁電源回路に好適な幾つかの実施の形態を、具体的に説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。また、図７は、比較例として、図１の構成で出力条件変更指示信号１０１を用いない場合の絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。ここで、実施の形態１に係る絶縁電源回路は、後述する電源入力回路のスイッチング制御回路３に出力条件変更指示信号１０１が入力される形態である。これに対し、比較例に係る絶縁電源回路は、電源入力回路のスイッチング制御回路３′に出力条件変更指示信号１０１が入力されない形態となっている。
各図を参照すれば、これらの絶縁電源回路に共通する基本構成として、絶縁トランス２Ａの一次側に１つの一次側巻線２０１ａが設けられ、二次側に一対の二次側巻線２０２ａ、２０２が設けられている。一次側巻線２０１ａには、スイッチング機能を持つ電源入力回路が接続されている。一対の二次側巻線２０２ａ、２０２ｂには、それぞれ電源出力回路が接続されている。
このうち、電源入力回路は、直流電源１から電源供給されるスイッチング制御回路３、３′と、スイッチング制御回路３、３′に接続されたスイッチング素子４と、スイッチング素子４に対する保護回路としてのスナバ回路５と、を含んで構成される。尚、絶縁トランス２用の電源は、直流以外でも良く、例えば、リプルを含んだ交流を直流に変換してから印加するようにしても良い。
一方の出力系は、二次側巻線２０２ａに整流・平滑回路６ａが接続され、この整流・平滑回路６ａに接続されて定電圧の出力Ａ１１０を生成して端子へ出力する電源出力回路となる定電圧電源回路としてのシリーズレギュレータ７ａを有している。また、他方の出力系は、二次側巻線２０２ｂに整流・平滑回路６ｂが接続され、この整流・平滑回路６ｂに接続されて定電圧の出力Ｂ１１１を生成して端子へ出力する電源出力回路となる定電圧電源回路としてのシリーズレギュレータ７ｂを有している。
係る絶縁電源回路において、二次側巻線２０２ａは、整流・平滑回路６ａを通して接地接続されている。シリーズレギュレータ７ａについても、接地接続されている。また、二次側巻線２０２ｂは、整流・平滑回路６ｂを通して接地接続されている。シリーズレギュレータ７ｂについても、接地接続されている。また、直流電源１の正極側は、電源入力回路のスイッチング制御回路３、３′の一端と、スナバ回路５を介して絶縁トランス２Ａの二次側巻線２０１ａの一端と、に接続されている。直流電源１の負極側は、電源入力回路のスイッチング素子４に接続されている。以上に説明した回路構成は、図１及び図７ともに共通している。
図１に示す実施の形態１に係る絶縁電源回路の場合には、絶縁トランス２Ａの二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧を変更するために、外部で生成された出力条件変更指示信号１０１が、端子を介して回路内のスイッチング制御回路３に入力される構成となっている。この構成以外は、図７の回路構成と同じである。
これらの絶縁電源回路では、基本機能として、スイッチング制御回路３、３′によって、スイッチング素子４のオン・オフを制御すると、絶縁トランス２Ａの一次側巻線２０１ａが励起され、これに伴って二次側巻線２０２ａ、２０２ｂで出力電圧が生成される。二次側巻線２０２ａ、２０２ｂからの出力電圧は、整流・平滑回路６ａ、６ｂを通って整流・平滑された後、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂに印加される。これにより、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂは、定電圧化された出力Ａ１１０、出力Ｂ１１１を生成して出力端子へ印加する。
係る絶縁電源回路において、出力Ａ１１０及び出力Ｂ１１１の負荷電流が増えた場合、絶縁トランス２Ａの二次側巻線２０２ａ、２０２ｂに発生する出力電圧が低下する。また、出力Ａ１１０及び出力Ｂ１１１の負荷電流が均等でない場合には、絶縁トランス２Ａの二次側巻線２０２ａ、２０２ｂに発生する出力電圧も均等でなくなる。
一般に、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂは、降圧で使用するものである。シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの入力電圧は、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの出力電圧に、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの最小動作電位差を加えた電圧以上の電圧にする必要がある。このため、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂで発生する出力電圧は、条件付きとなる。即ち、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂに接続される負荷の負荷電流が最大になるときのシリーズレギュレータ７ａ、７ｂの出力電圧に、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの最小動作電位差を加えた電圧以上の電圧を、出力電圧として発生する必要がある。
具体的に云えば、出力Ａ１１０と出力Ｂ１１１とに接続される負荷の大小が違い、負荷電流が異なる場合には、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの何れか一方の、負荷電流が大きい側の出力電圧に合わせる必要がある。負荷電流が小さい方に接続されているシリーズレギュレータは、最適な入力電圧と、実際に入力される入力電圧との電位差が大きくなり、損失及び発熱が大きくなる。最適な入力電圧とは、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの出力電圧に最小動作電位差を加えた電圧である。
また、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂが発生する出力電圧を大きくするために、スイッチング制御回路３、３′の制御によって、デューティ比を変更する。デューティ比を極端に大きくするか、或いは小さくした場合には、絶縁電源回路における一次側の電源入力回路の損失が大きくなる。勿論、こうした場合には、スイッチング制御回路３、３′自体の損失も大きくなってしまう。このように、出力Ａ１１０と出力Ｂ１１１との負荷電流によって、要求される二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧が異なる。
図７に示す比較例に係る絶縁電源回路では、スイッチング制御回路３′の制御により設定されるデューティ比の条件によって、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧を変更する機能を持つ。このため、出力Ａ１１０と出力Ｂ１１１との負荷電流に大小がある場合には、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧と、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの最適な入力電圧との電位差を小さくすることが困難になっている。
これに対し、実施の形態１に係る絶縁電源回路では、出力Ａ１１０と出力Ｂ１１１との負荷条件に応じて、外部で生成されたスイッチング制御回路３の出力条件を変更するための出力条件変更指示信号１０１を、入力端子を通してスイッチング制御回路３に入力している。負荷条件は、例えば、負荷電流の大小とすれば良い。このため、スイッチング制御回路３の制御は、デューティ比の条件だけでなく、スイッチング制御回路３の出力条件の変更指示を受けることによって、一次側巻線２０１ａでの励起レベルを変化させることが可能になっている。
即ち、スイッチング制御回路３は、出力条件を変更可能な状態でスイッチング素子４のオン・オフを制御することにより、予め設定された励起レベルの見込み値に該当する電圧を生成する電圧生成機能を持つ。この電圧生成機能により得られた電圧で絶縁トランス２Ａの一次側巻線２０１ａの励起レベルを変化させる。スイッチング素子４のオン・オフの制御は、期間、或いは周波数を変更させる切り替え機能を含む。尚、スイッチング制御回路３の構成は、フィードバック回路の有無を問わないものとする。
これに伴い、一次側巻線２０１ａの励起レベルの変化を受けて、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂからは、出力条件に応じた出力電圧が生成される。このようにして、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧を変更することにより、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂの出力電圧と、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの最適な入力電圧との電位差を小さく抑えることができる。この結果、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの損失及び発熱を抑制することがする。また、実施の形態１に係る絶縁電源回路では、スイッチング制御回路３でのデューティ比を極端に大きくしたり、或いは小さくする必要がないため、スイッチング制御回路３の損失が抑制される。
ところで、実施の形態１に係る絶縁電源回路において、絶縁トランス２Ａの一次側の電源入力回路、即ち、スイッチング制御回路３及びスイッチング素子４は、一次側巻線２０１ａを励起できれば、細部構成の様式を問わない。例えば、発振回路、Ｄ／Ａコンバータ、コンパレータ、マイコンのＩ／Ｏポート等により波形生成を行っても良い。また、スイッチング素子４をスイッチング制御回路３に内蔵した構成にしても良い。
また、図１に示した絶縁電源回路の基本構成について、例えば、二次側巻線２０２ａ、２０２ｂ、整流・平滑回路６ａ、６ｂ、及びシリーズレギュレータ７ａ、７ｂの数は、あくまでも一例であり、複数であればその数を問わないものとする。即ち、絶縁トランス２Ａは、汎用的なトランスと同じ機能を備えたデバイスを使用し、絶縁する回路構成にできれば、適宜変更が可能である。例えば、フライバック、フォワード、プッシュプルに代表されるトポロジは、問わないものとする。
更に、絶縁トランス２Ａの二次側に設けた定電圧電源回路としてのシリーズレギュレータ７ａ、７ｂは、まくまでの一例であり、電圧変換を行うことができれば、回路様式を問わない。例えば、スイッチングレギュレータ、シャントレギュレータも代用できる。尚、シリーズレギュレータ７ａ、７ｂの構成についても、フィードバック回路の有無を問わないものとする。
加えて、スイッチング制御回路３に入力される出力条件変更指示信号１０１は、必ずしも１本の論理信号である必要はない。例えば、シリアル信号、パラレル信号、アナログ信号等でも良い。マイコン、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ‐ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）等によるプログラム、或いは論理回路によって、スイッチング制御回路３を構成する場合、出力条件変更指示信号１０１は、回路上でなく、プログラム上に設けても良いことになる。但し、実施の形態１の絶縁電源回路で用いる出力条件変更指示信号１０１は、絶縁トランス２Ａの二次側に接続される負荷の大小に応じて外部で生成され、図１に示したように、入力端子を通してスイッチング制御回路３に入力されるものとする。
実施の形態２.
図２は、本発明の実施の形態２に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。実施の形態２の絶縁電源回路は、電源出力回路への動作切替制御機能を持つ動作切替制御回路としてのマイコン３００Ａを使用し、絶縁トランス２Ｂの二次側で４系統の電源出力を得る構成としたものである。
図２を参照すれば、実施の形態２の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｂの一次側に１つの一次側巻線２０１ｃが設けられ、二次側に総計４つの二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆが設けられている。絶縁トランス２Ｂの一次側の一次側巻線２０１ｃに係る電源入力回路は、実施の形態１と同様な構成となっている。また、絶縁トランス２Ｂの二次側の二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆには、それぞれ整流・平滑回路を介して電源出力回路となる定電圧電源回路としてのシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆが接続されている。
実施の形態２の絶縁電源回路において、二次側巻線２０２ｃは、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｃを通して接地接続されている。二次側巻線２０２ｄについても、同様に、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｄを通して接地接続されている。二次側巻線２０２ｅについても、同様に、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｅを通して接地接続されている。二次側巻線２０２ｆについても、同様に、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｆを通して接地接続されている。
実施の形態２の絶縁電源回路では、電源供給されると共に、入力端子からスリープ指示信号等の動作指示信号１０２が入力されるマイコン３００Ａで生成した出力条件変更指示信号１０１が、一次側の電源入力回路のスイッチング制御回路３に入力される。また、動作指示信号１０２が入力されたマイコン３００Ａを通して生成される動作切替信号１０３が二次側の電源出力回路のシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅに入力される。シリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅに入力される動作切替信号１０３は、動作上のイネーブルＥＮのオン・オフとして用いられる。
また、実施の形態２の絶縁電源回路では、シリーズレギュレータ７ｃの出力端子が外部Ｉ／Ｆ電源１１２用、シリーズレギュレータ７ｄの出力端子がアナログ電源１１３用となっている。Ｉ／Ｆは、インターフェースの表記である。また、シリーズレギュレータ７ｅの出力端子がマイコン電源１１４用、シリーズレギュレータ７ｆの出力端子がスタンバイ電源１１５用となっている。
一般に、マイコン３００Ａを使用してスタンバイ機能を実現する場合には、マイコン３００Ａの外部Ｉ／Ｆ回路用の外部Ｉ／Ｆ電源１１２及びアナログ回路用のアナログ電源１１３をオフにするか、或いは低負荷状態とする。こうして、マイコン３００Ａの周辺回路に電源供給を継続して行う。
マイコン３００Ａによりスタンバイ状態とするためには、負荷電流が小さくなる。そこで、実施の形態２に係る絶縁電源回路では、マイコン３００Ａにより出力条件変更指示信号１０１を出力し、スイッチング制御回路３の出力条件を設定する。この出力条件は、絶縁トランス２Ｂの二次側巻線２０２ｆの電圧が、マイコン３００Ａに必要なスタンバイ電源１１５を得るために必要なシリーズレギュレータ７ｆの最小動作電位差を超えるようにする。
マイコン３００Ａがスタンバイ状態を解除し、周辺回路をオンさせる場合には、周辺回路の消費電流を賄う必要がある。絶縁トランス２Ｂの二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅの出力電圧が低下し、これに応じて二次側巻線２０２ｆの出力電圧も低下する。このため、マイコン３００Ａによって、出力条件変更指示信号１０１を生成し、二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆに負荷を加えても、周辺回路の各部に必要な電圧が得られるように、スイッチング制御回路３の出力条件を変更する。スイッチング制御回路３によるスイッチング素子４のオン・オフの制御により、予め設定される励起レベルの見込み値に該当する電圧が生成される点、その制御が期間、或いは周波数を変更させる切り替え機能を含む点は、実施の形態１の場合と同様である。尚、ここでも、スイッチング制御回路３の構成は、フィードバック回路の有無を問わないものとする。
具体的に云えば、スイッチング素子４のオン・オフの制御による一次側巻線２０１ｂの励起レベルの変化を受け、二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ、２０２ｆに出力電圧が発生する。この際、例えばマイコン３００Ａは、入力される動作指示信号１０２がスリープ指示信号であれば、そのオフの状態で動作し、動作切替信号１０３によりシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅのイネーブルＥＮを有効なオン状態とする。そして、動作条件による二次側巻線２０２ｃ、２０２ｄ、２０２ｅ及びシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅと、二次側巻線２０２ｆと及びシリーズレギュレータ７ｆとにおける出入力の電位差が小さくなる。この結果、実施の形態１の場合と同様に、上記目的が達成され、高効率で低発熱の絶縁電源回路が得られる。尚、マイコン３００Ａは、入力される動作指示信号１０２がスリープ指示信号であるとき、そのオンの状態で切り状態となり、動作切替信号１０３がシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅのイネーブルＥＮを無効とするオフ状態になる。即ち、ここでの出力条件変更指示信号１０１は、電源出力回路への動作切替制御機能を持つマイコン３００Ａ自体のオン・オフ又はマイコン３００Ａの一部の主要機能のオン・オフ、或いは、マイコン３００Ａによる論理演算に応じて生成される。
因みに、図２に示した実施の形態２に係る電源出力回路の定電圧電源回路に用いたシリーズレギュレータ７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆは、出力端子に上記した専用の定電圧を生成して印加する機能を持つが、あくまでも一例であり、これに限定されない。例えば、スイッチングレギュレータ、シャントレギュレータ等を代用しても良く、電圧変換機能を備えるものであれば、回路様式を問わないものとする。
実施の形態３.
図３は、本発明の実施の形態３に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。実施の形態３の絶縁電源回路は、電源供給される論理演算装置としてのマイコン３００Ｂを使用し、実施の形態１に係る電源入力回路が持つスイッチング機能及び電圧生成機能を論理演算によって予め生成されるようにしたものである。使用形態として、１系統のアナログ入力を行い、１系統のアナログ出力を得る適用例を示している。
図３を参照すれば、実施の形態３の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｃの一次側に１つの一次側巻線２０１ｃが設けられ、二次側に一対の二次側巻線２０２ｇ、２０２ｈが設けられている。一次側巻線２０１ｃには、バッファ回路１５ａ、１５ｂを介在させてマイコン３００Ｂが接続されている。また、一対の二次側巻線２０２ｇ、２０２ｈには、整流・平滑回路を介して電源出力回路となる定電圧電源回路の電源回路１７ａ、１７ｂが接続されている。
更に、電源回路１７ａには、Ｄ／Ａコンバータ１８ａ及び差動回路１９ａが接続されている。差動回路１９ａは、入力側がＤ／Ａコンバータ１８ａと接続され、出力端子がアナログ出力用とされる。加えて、電源回路１７ｂには、Ａ／Ｄコンバータ１８ｂ及び差動回路１９ｂが接続されている。差動回路１９ｂは、出力側がＡ／Ｄコンバータ１８ｂと接続され、入力端子がアナログ入力用とされる。その他、Ｄ／Ａコンバータ１８ａ及びＡ／Ｄコンバータ１８ｂとマイコン３００Ｂとの間には、アイソレータ１６が介在され、マイコン３００ＢとＤ／Ａコンバータ１８ａ及びＡ／Ｄコンバータ１８ｂとが通信可能になっている。
実施の形態３の絶縁電源回路において、マイコン３００Ｂ、及びバッファ回路１５ａ、１５ｂを含む構成は、電源入力回路となっている。また、電源回路１７ａが電源出力回路となっている。更に、差動回路１９ａ、１９ｂ、Ｄ／Ａコンバータ１８ａ、Ａ／Ｄコンバータ１８ｂ、及びアイソレータ１６を含む構成は、マイコン３００Ｂとの間で接続される通信系回路となっている。二次側巻線２０２ｇは、整流・平滑回路及び電源回路１７ａを通して接地接続されている。二次側巻線２０２ｈは、整流・平滑回路及び電源回路１７ｂを通して接地接続されている。
実施の形態３の絶縁電源回路では、外部から差動回路１９ｂを介して入力されたアナログ入力がＡ／Ｄコンバータ１８ｂによってＡ／Ｄ変換されたときに得られる印加電圧、或いはマイコン３００Ｂに設定されたＤ／Ａコンバータ１８ａの出力電圧を用いる。マイコン３００Ｂは、Ａ／Ｄコンバータ１８ｂの印加電圧、或いはＤ／Ａコンバータ１８ａの出力電圧に基づいて、負荷条件を判定し、これに応じてバッファ回路１５ａ、１５ｂを介して絶縁トランス２Ｃの一次側巻線２０２ｃを励起する。マイコン３００Ｂによって生成され、バッファ回路１５ａ、１５ｂを介して絶縁トランス２Ｃの一次側巻線２０２ｃを励起する信号は、内部で生成した出力条件変更指示信号１０１に基づいてオン・オフ制御されるスイッチング機能を含む。更に、スイッチング機能により得られる予め設定された励起レベルの見込み値に該当する電圧を生成する電圧生成機能を含むものである。
マイコン３００Ｂは、プログラムの条件に限らず、出力電圧、出力電流、負荷抵抗を判断し、条件に加えるか、或いは条件を切り替えても良い。一例として、電圧出力を負荷条件とする場合には、一般的に負荷抵抗が小さい程、出力電流が大きくなる。例えば、負荷条件が電流出力である場合には、マイコン３００Ｂから設定した出力電流値により要求電流を概算できる。このため、例えば、出力電圧、電流、負荷抵抗をＡ／Ｄコンバータ１８ｂ、コンパレータ等により判断し、それに応じてマイコン３００Ｂのプログラムによって、出力条件変更指示信号１０１を内部で生成すれば良い。
マイコン３００Ｂは、内部で生成した出力条件変更指示信号１０１に基づいてオン・オフ制御されるスイッチング機能、及びそれを受ける電圧生成機能で得られた励起レベルの見込み値に該当する電圧の励起信号をバッファ回路１５ａ、１５ｂへ出力する。そして、バッファ回路１５ａ、１５ｂは、所望の励起信号を絶縁トランス２Ｃの一次側巻線２０２ｃに与える。これにより、絶縁トランス２Ｃの一次側巻線２０２ｃが励起されると、励起レベルが変化する。この励起レベルの変化に伴い、絶縁トランス２Ｃの二次側巻線２０２ｇ、２０２ｈに出力電圧が発生する。二次側巻線２０２ｇの出力電圧は、整流・平滑回路で整流・平滑された後、電源回路１７ａに印加される。また、二次側巻線２０２ｈの出力電圧は、整流・平滑回路で整流・平滑された後、電源回路１７ｂに印加される。電源回路１７ａは、定電圧を生成して、Ｄ／Ａコンバータ１８ａ及び差動回路１９ａに印加する。電源回路１７ｂは、定電圧を生成して、Ａ／Ｄコンバータ１８ｂ及び差動回路１９ｂに印加する。
実施の形態３の絶縁電源回路において、差動回路１９ａの端子から入力されたアナログ入力は、Ａ／Ｄコンバータ１８ｂでＡ／Ｄ変換されてデジタル信号となる。デジタル信号は、アイソレータ１６及びＤ／Ａコンバータ１８ａへ送出される。Ｄ／Ａコンバータ１８ａは、デジタル信号をＤ／Ａ変換して生成したアナログ信号を、差動回路１９ａの端子を通してアナログ出力とする。アイソレータ１６は、デジタル信号をマイコン３００Ｂへ送出して通信用とする。このアナログ入力とアナログ出力とを行う際の信号の電位差は、マイコン３００Ｂで一次側巻線２０２ｃの励起レベルを変化させて、二次側巻線２０２ｇ、２０２ｈの出力電圧と電源回路１７ａ、１７ｂの入力電圧との電位差を制御しているため、殆ど生じない。この結果、実施の形態１の場合と同様に、上記目的が達成され、高効率で低発熱の絶縁電源回路が得られる。
因みに、実施の形態３の絶縁電源回路におけるＡ／Ｄコンバータ１８ｂにＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、マイコン３００Ｂによって、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力条件を変更するようにしても良い。
実施の形態４.
図４は、本発明の実施の形態４に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。実施の形態４の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｄの二次側の電源出力回路の前段にフィードバック回路１１Ａを持たせた構成としたものである。
図４を参照すれば、実施の形態４の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｄの一次側に１つの一次側巻線２０１ｄが設けられ、二次側に一対の二次側巻線２０２ｊ、２０２ｋが設けられている。絶縁トランス２Ｄの一次側の電源入力回路は、一次側巻線２０１ｄに接続された実施の形態１の場合と同様なスナバ回路を備える他、スイッチングレギュレータ９Ａを備えている。また、電源入力回路には、スナバ回路及びスイッチングレギュレータ９Ａと接続される開閉素子として、ＭＯＳ−ＦＥＴ８が使用されている。更に、電源入力回路には、光電変換後にスイッチングレギュレータ９Ａへフィードバック信号を与える受光用のフォトカプラ１０ａが備えられている。
絶縁トランス２Ｄの二次側において、一方の二次側巻線２０２ｊには、整流・平滑回路を介してフィードバック回路１１Ａが接続されている。フィードバック回路１１Ａは、電子スイッチ１４、フィードバック抵抗１３ａ、１３ｂ、シャントレギュレータ１２、及び発光用のフォトカプラ１０ｂを含んで構成される。フィードバック回路１１Ａには、定電圧の出力Ｃ１１６を生成して出力端子へ印加する電源出力回路となる定電圧電源回路のシリーズレギュレータ７ｇが接続されている。他方の二次側巻線２０２ｊには、整流・平滑回路を介して電源出力回路となる定電圧電源回路のシリーズレギュレータ７ｈが接続されている。シリーズレギュレータ７ｈは、定電圧の出力Ｄ１１７を生成して出力端子へ印加する。
実施の形態４に係る絶縁電源回路において、二次側巻線２０２ｊは、整流・平滑回路、フィードバック回路１１Ａ、及びシリーズレギュレータ７ｇを通して接地接続されている。また、二次側巻線２０２ｋは、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｈを通して接地接続されている。フォトカプラ１０ａ、１０ｂは、絶縁トランス２Ｄの一次側と二次側との間のフィードバックを、二次側の発光用のフォトカプラ１０ｂからの照射光を一次側の受光用のフォトカプラ１０ａが受光し、光電変換することによって行う。
フィードバック回路１１Ａでは、外部から入力端子を介して電子スイッチ１４に、フィードバック抵抗１３ａ、１３ｂを切り替えるための出力条件変更指示信号１０１が入力されると、電子スイッチ１４がオン・オフする。これに際して、シャントレギュレータ１２は、フィードバック回路１１Ａにおいて、フィードバック抵抗１３ａ、１３ｂの抵抗値、基準電圧値等を比較用又は基準用として切り替えられるように、定電圧の基準電圧を生成する。
例えば、フィードバック回路１１Ａに接続されるシリーズレギュレータ７ｇの出力端子への出力Ｃ１１６を軽負荷とし、フィードバック回路１１Ａが接続されていないシリーズレギュレータ７ｈの出力端子への出力Ｄ１１７の負荷電流を増やした場合を想定する。この場合、フィードバック回路１１Ａに関わる二次側巻線２０２ｊの出力電圧は、一定に保たれる。しかし、フィードバック回路１１Ａに関わらない二次側巻線２０２ｋの出力電圧は、低下する。
実施の形態４の絶縁電源回路では、電源出力回路の前段に設けたフィードバック回路１１Ａにシャントレギュレータ１２のフィードバック抵抗１３ａと並列にフィードバック抵抗１３ｂと電子スイッチ１４とを配設している。そして、入力端子から入力されるフィードバック抵抗１３ａ、１３ｂを切り替えるための出力条件変更指示信号１０１によって、電子スイッチ１４をオン・オフする構成としている。これによって、フィードバック回路１１Ａのフィードバック電圧の比較入力として、シャントレギュレータ１２に印加される電圧を、フィードバック抵抗１３ａ又はフィードバック抵抗１３ａ、１３ｂで分圧された二段階に切り替え、これに応じてフォトカプラ１０ｂからの照射光を一次側の受光用のフォトカプラ１０ａが受光し、光電変換する。この結果、間接的に絶縁トランス２Ｄの一次側のスイッチングレギュレータ９Ａの出力条件を変更している。
この状態により、ＭＯＳ−ＦＥＴ８のオン・オフの制御が行われることにより、予め設定された励起レベルの見込み値に該当する電圧が生成され、一次側巻線２０１ｄの励起レベルが変化する。これに伴い、絶縁トランス２Ｄの二次側の二次側巻線２０２ｊ、２０２ｋに出力電圧が生成される。この結果、実施の形態１の場合と同様に、上記目的が達成され、高効率で低発熱の絶縁電源回路が得られる。
因みに、実施の形態４の絶縁電源回路のフィードバック回路１１Ａにおける切替数、回路構成は、あくまでも一例であり、開示したものに限定されない。絶縁トランス２Ｄの二次側の電圧又は電流を監視し、基準電圧又は基準電流と比較し、フィードバックを行う回路であれば、全てが対象になる。係る回路でフィードバック電圧の値を出力条件変更指示信号１０１に基づいて可変させ、間接的に絶縁トランス２Ｄの一次側のスイッチングレギュレータ９Ａ、或いは二次側巻線２０２ｊ、２０２ｋの出力電圧の何れか一つ以上を変更することができれば、形態を問わない。尚、実施の形態４の絶縁電源回路で用いる出力条件変更指示信号１０１は、絶縁トランス２Ｄの二次側の電圧又は電流に基づいて外部で生成され、入力端子からフィードバック回路１１Ａの電子スイッチ１４に入力されるものとする。係る出力条件変更指示信号１０１は、フォトカプラ１０ｂからの照射光の生成に寄与する。
実施の形態５.
図５は、本発明の実施の形態５に係る絶縁電源回路の基本構成を示した概略回路図である。実施の形態５の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｅの一次側にフィードバック用補助巻線２０１ｆを設け、このフィードバック用補助巻線２０１ｆからフィードバックを行うフィードバック回路１１Ｂを電源入力回路に持たせた構成としたものである。
図５を参照すれば、実施の形態５の絶縁電源回路は、絶縁トランス２Ｅの一次側に一次側巻線２０１ｅ、フィードバック用補助巻線２０１ｆが設けられ、二次側に一対の二次側巻線２０２ｍ、２０２ｎが設けられている。絶縁トランス２Ｄの一次側の電源入力回路は、一次側巻線２０１ｅに接続された実施の形態１の場合と同様なスナバ回路を備える他、スイッチングレギュレータ９Ｂを備えている。また、電源入力回路には、スナバ回路及びスイッチングレギュレータ９Ｂと接続される開閉素子として、ＭＯＳ−ＦＥＴ８が使用されている。更に、電源入力回路には、フィードバック巻線２０１ｆと接続されるフィードバック回路１１Ｂが備えられている。
絶縁トランス２Ｅの二次側において、一方の二次側巻線２０２ｍには、整流・平滑回路を介して電源出力回路となる定電圧電源回路のシリーズレギュレータ７ｊが接続されている。シリーズレギュレータ７ｊは、定電圧の出力Ｃ１１６を生成して出力端子へ印加する。他方の二次側巻線２０２ｎには、整流・平滑回路を介して電源出力回路となる定電圧電源回路のシリーズレギュレータ７ｋが接続されている。シリーズレギュレータ７ｋは、定電圧の出力Ｄ１１７を生成して出力端子へ印加する。
実施の形態５に係る絶縁電源回路において、二次側巻線２０２ｍは、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｊを通して接地接続されている。また、二次側巻線２０２ｎは、整流・平滑回路及びシリーズレギュレータ７ｋを通して接地接続されている。
一次側の電源入力回路に備えられたフィードバック回路１１Ｂは、フィードバック用補助巻線２０１ｆ、電子スイッチ１４、及びフィードバック抵抗１３ａ、１３ｂを含んで構成される。フィードバック用補助巻線２０１ｆからは、フィードバックの比較用の比較信号が得られる。このフィードバック回路１１Ｂでは、フィードバック抵抗１３ａと並列にフィードバック抵抗１３ｂと電子スイッチ１４とを配設している。そして、入力端子から入力されるフィードバック抵抗１３ａ、１３ｂを切り替えるための出力条件変更指示信号１０１によって、電子スイッチ１４をオン・オフする構成としている。これによって、フィードバック回路１１Ｂのスイッチングレギュレータ９Ｂの比較入力として印加されるフィードバック電圧を、フィードバック抵抗１３ａ又はフィードバック抵抗１３ａ、１３ｂで分圧された二段階に切り替え、間接的に絶縁トランス２Ｅの一次側のスイッチングレギュレータ９Ｂの出力条件を変更している。
この状態により、ＭＯＳ−ＦＥＴ８のオン・オフの制御が行われることにより、予め設定された励起レベルの見込み値に該当する電圧が生成され、一次側巻線２０１ｅの励起レベルが変化する。これに伴い、絶縁トランス２Ｅの二次側の二次側巻線２０２ｍ、２０２ｎに出力電圧が生成される。この結果、実施の形態１の場合と同様に、上記目的が達成され、高効率で低発熱の絶縁電源回路が得られる。
因みに、実施の形態５の絶縁電源回路のフィードバック回路１１Ｂにおける切替数、回路構成は、あくまでも一例であり、開示したものに限定されない。絶縁トランス２Ｅの一次側の電圧又は電流を監視し、基準電圧又は基準電流と比較し、フィードバックを行う回路であれば、全てが対象となる。係る回路でフィードバック電圧の値を出力条件変更指示信号１０１に基づいて可変させ、間接的に絶縁トランス２Ｅの一次側のスイッチングレギュレータ９Ｂ、或いは二次側巻線２０２ｍ、２０２ｎの出力電圧の何れか一つ以上を変更することができれば、形態を問わない。尚、実施の形態５に係る絶縁電源回路で用いる出力条件変更指示信号１０１は、絶縁トランス２Ｅの一次側の電圧又は電流に基づいて生成され、入力端子からフィードバック回路１１Ｂの電子スイッチ１４に入力されるものとする。係る出力条件変更指示信号１０１は、フィードバック回路１１Ｂのフィードバック電圧の生成に寄与する。
また、実施の形態５の絶縁電源回路において、フィードバック回路１１Ｂの比較信号は、絶縁トランス２Ｅの一次側のフィードバック用補助巻線２０１ｆを設けずに取得し、使用することも可能である。例えば、絶縁トランス２Ｅの一次側巻線２０２ｅ、或いはＭＯＳ−ＦＥＴ８の電圧又は電流を監視し、フィードバック回路１１Ｂの比較信号として使用しても良い。
即ち、実施の形態５の絶縁電源回路では、電源入力回路に設けられたフィードバック回路１１Ｂがフィードバック用補助巻線２０１ｆの出力電圧に基づいて、フィードバック制御を行う。これにより、二次側巻線２０２ｍ、２０２ｎの出力電圧を安定化させることができる。また、このフィードバック回路１１Ｂは、絶縁トランス２Ｅの一次側の駆動波形を監視した結果の駆動波形に応じてフィードバック制御を行うことにより、出力電圧を安定化させることができる。更に、フィードバック回路１１Ｂは、出力条件変更指示信号１０１で絶縁トランス２Ｅの一次側の駆動条件に係る物理量を切り替えることにより、出力電圧を変更することができる。ここでの一次側の駆動条件に係る物理量は、電圧、電流、周波数、デューティ比、デッドタイム等を示すもので、これらを切り替えることによって、出力電圧を変更できることを示す。
尚、本発明は、上述した各実施の形態に限定されず、その技術的要旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能であり、特許請求の範囲に記載された技術思想に含まれる技術的事項の全てが本発明の対象となる。上記各実施の形態は、好適な例を示したものであるが、当業者であれば、開示した内容から様々な変形例を実現することが可能である。例えば、上述した各実施の形態の絶縁電源回路では、出力条件変更指示信号１０１の生成手法をそれぞれ限定したが、必要な構成部分を挿げ替えて適用する等により、他の実施の形態へ置き換えて適用することが可能である。即ち、その内容は、出力条件変更指示信号１０１を、二次側に接続される負荷の大小に応じて生成するか、一次側又は二次側の電圧又は電流に基づいて生成するか、電源出力回路への動作切替制御機能を持つ動作切替制御回路のオン・オフに応じて生成するか、論理演算装置の論理演算によって生成する場合を示す。
本発明の絶縁電源回路は、マイコン、ＦＰＧＡ等の実装により、多電源回路を有する回路及び機器において適用可能である。例えば、低消費電力且つ低発熱が要求される産業用機器、民生用機器、車載機器等に利用できる。
産業用機器の例としては、Ｄ／Ａ出力、Ａ／Ｄ出力、計装、温度入力、リレー駆動のＩ／Ｏ等に適用できる。適用例としては、多出力Ｄ／Ａ出力ユニットの未使用チャンネルのオン・オフ時に絶縁電源の損失を抑えて高効率化を図ることができる。
民生用機器の例としては、スタンバイ機能を有するＡＶ機器、スタンバイ機能と重負荷とが繰り返される炊飯器、湯沸かし器等の白物機器において、待機電力の削減のために好適となる。
車載機器の例としては、ＡＶ機器、ＥＣＵ等の電装品の主機運転及び停止時、或いは特定機能オフ時の消費電力削減のために好適となる。
２Ａ〜２Ｅ 絶縁トランス、３、３′ スイッチング制御回路、４ スイッチング素子、７ａ〜７ｋ シリーズレギュレータ、８ ＭＯＳ−ＦＥＴ、９Ａ、９Ｂ スイッチングレギュレータ、１１Ａ、１１Ｂ フィードバック回路、１２ シャントレギュレータ、１３ａ、１３ｂ フィードバック抵抗、１４ 電子スイッチ、１７ａ、１７ｂ 電源回路、２０１ａ〜２０１ｅ 一次側巻線、２０２ａ〜２０２ｎ 二次側巻線、１０１ 出力条件変更指示信号、１０２ 動作指示信号、１０３ 動作切替信号、１１２ 外部Ｉ／Ｆ電源、１１３ アナログ電源、１１４ マイコン電源、１１５ スタンバイ電源、２０１ｆ フィードバック用補助巻線、３００Ａ、３００Ｂ マイコン。

Claims (10)

  1. 一次側に一次側巻線が設けられ、二次側に複数の二次側巻線が設けられた絶縁トランスと、
    前記一次側巻線に接続されると共に、電源供給を受けてスイッチング機能のオン・オフにより当該一次側巻線を励起する電源入力回路と、
    前記複数の二次側巻線のそれぞれに接続されると共に、前記一次側巻線の励起に伴い、それぞれの当該二次側巻線で発生する出力電圧を入力電圧として、それぞれの負荷へ印加するための定電圧を生成する複数の電源出力回路と、
    を備えた絶縁電源回路であって、
    前記電源入力回路は、前記複数の電源出力回路のそれぞれに接続される負荷の負荷条件に応じて前記出力電圧の変更を指示するために生成される出力条件変更指示信号に基づいて、前記スイッチング機能のオン・オフを制御することにより、予め設定される励起レベルの見込み値に該当する前記一次側巻線の電圧を生成する電圧生成機能を有し、当該電圧生成機能で得られた前記一次側巻線の電圧により前記一次側巻線での励起レベルを変化させ、
    前記複数の電源出力回路のそれぞれは、前記出力条件変更指示信号に基づいて生成された前記一次側巻線の電圧に応じて前記複数の二次側巻線のそれぞれで発生した前記出力電圧を前記入力電圧として前記定電圧を生成し、前記それぞれの負荷へ印加する
    絶縁電源回路。
  2. 前記絶縁トランスの二次側から一次側へのフィードバック制御を行うフィードバック回路が設けられ、
    前記フィードバック回路は、前記出力電圧を安定化させる
    請求項１に記載の絶縁電源回路。
  3. 前記フィードバック回路は、前記出力条件変更指示信号が入力されてオン・オフするスイッチ素子を備え、当該スイッチ素子のオン・オフに応じてフィードバック電圧を切り替えることにより、前記出力電圧を変更する
    請求項２に記載の絶縁電源回路。
  4. 前記絶縁トランスは、一次側にフィードバック用補助巻線を有し、
    前記フィードバック回路は、前記電源入力回路に備えられ、前記フィードバック用補助巻線の出力電圧に基づいてフィードバック制御を行うことにより、前記出力電圧を安定化させる
    請求項３に記載の絶縁電源回路。
  5. 前記フィードバック回路は、前記絶縁トランスの一次側の駆動波形を監視した結果の当該駆動波形に応じて前記フィードバック制御を行うことにより、前記出力電圧を安定化させる
    請求項４に記載の絶縁電源回路。
  6. 前記フィードバック回路は、前記出力条件変更指示信号で前記絶縁トランスの一次側の駆動条件に係る物理要素の物理量を切り替えることにより、前記出力電圧を変更する
    請求項４に記載の絶縁電源回路。
  7. 前記出力条件変更指示信号は、前記絶縁トランスの二次側に接続される前記負荷の大小に応じて生成される
    請求項１〜６の何れか１項に記載の絶縁電源回路。
  8. 前記出力条件変更指示信号は、前記絶縁トランスの一次側又は二次側の電圧又は電流に基づいて生成される
    請求項１〜６の何れか１項に記載の絶縁電源回路。
  9. 前記出力条件変更指示信号は、前記電源出力回路への動作切替制御機能を持つ動作切替制御回路のオン・オフに応じて生成される
    請求項１〜６の何れか１項に記載の絶縁電源回路。
  10. 前記出力条件変更指示信号は、論理演算装置の論理演算によって生成される
    請求項１〜６の何れか１項に記載の絶縁電源回路。
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CN112104069A (zh) * 2020-11-19 2020-12-18 南京国信能源有限公司 M个直流电源模块与n个输出负载切换模块电路
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6082986U (ja) * 1983-11-10 1985-06-08 日本電気株式会社 スイツチング電源回路
US4862339A (en) * 1987-06-05 1989-08-29 Yokogawa Electric Corporation DC power supply with improved output stabilizing feedback
JPH08126313A (ja) * 1994-10-20 1996-05-17 Sharp Corp スイッチング電源
JP3461730B2 (ja) 1998-07-07 2003-10-27 松下電器産業株式会社 電源装置
JP3740325B2 (ja) * 1999-08-04 2006-02-01 キヤノン株式会社 自励式スイッチング電源装置
JP2003143854A (ja) * 2001-11-06 2003-05-16 Canon Inc 多出力スイッチング電源装置
JP2003169467A (ja) * 2001-12-04 2003-06-13 Sharp Corp 動作制御装置およびそれを用いるスイッチング電源装置
JP2006180595A (ja) * 2004-12-21 2006-07-06 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2007159305A (ja) * 2005-12-07 2007-06-21 Rinnai Corp 電源装置
JP5460932B1 (ja) * 2013-04-17 2014-04-02 三菱電機株式会社 スイッチング電源回路およびその制御方法

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