TWI599869B - 帶有自適應pwm/pfm調變器的開關穩壓器及其方法 - Google Patents

帶有自適應pwm/pfm調變器的開關穩壓器及其方法 Download PDF

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Description

帶有自適應PWM/PFM調變器的開關穩壓器及其方法
本發明有關於一種積體電路領域，具體有關於一種帶有自我調整PWM/PFM調變器的開關穩壓器。
許多消費類電子產品，例如電視機上盒和遠端控制元件，都像電子系統一樣引入了積體電路。這些電子系統通常包括構成核心的數位邏輯電路的積體電路和構成輸入/輸出(I/O)介面電路的積體電路。習知的電子系統利用多個直流-直流轉換器，將主母線電壓從電源供電系統轉換成驅動這些積體電路所需的一或多個電壓。
開關模式電源或開關穩壓器，也稱為直流-直流轉換器，用於將輸入電壓源轉換成在電子系統中積體電路適合的電壓級別上所需的輸出電壓。例如，為I/O介面電路供電時，必須將電子系統的12V電壓源降至5V，為核心數位邏輯電路供電時，必須降至1V，尤其是如果利用深亞微米積體電路製備核心數位邏輯電路的話更是如此。開關穩壓器藉由低損耗元件(例如電容器、電阻器和變壓器等)提供電源功能，電源開關接通和斷開，將電流從輸入轉移到單獨封裝的輸出端。利用回饋 控制電路調變能量轉移，將恆定的輸出電壓維持在電路要求的負載限制內。
政府機構已經開始實施待機功率規程，要求具有待機電源功能的應用在待機功率消耗模式下，應使用不高於1W的功率。這些“綠色”標準要求電子設備在低待機功耗的情況下具有高電源效率。電源效率是測量除了散熱之外實現功能所消耗的功率比例。
當電子系統中引入開關穩壓器時，待機功率標準要求在待機模式下開關穩壓器要有高效率，例如待機時在5V、10mA時，效率高於80%。設計開關穩壓器，當驅動某些特定的“正常”負載時，傳輸峰值效率。在各種負載環境下工作，開關穩壓器的效率都會受損，最嚴重的損耗發生在輕負載環境下。因此，開關穩壓器要滿足輕負載環境下的待機功率要求，通常是很困難的。
在含有數位核心電路和I/O介面電路的電子系統中，數位核心電路通常要求高電流，但在低電源電壓(例如1V)下工作，而I/O介面電路通常要求電流較低，但在較高的電源電壓(例如5V或3.3V)下工作。
數位核心電路要求電源可以快速負載瞬變回應，藉以迅速處理各種的負載電流瞬變。由於在待機模式下，數位核心通常斷開，所以對於待機調變來說，數位核心電源的效率並不重要。因此，通常選用可以快速負載瞬變的直流-直流轉換器，而不考慮輕負載時的轉換器功率效率。大多數情況下，使用脈寬調變(PWM)開關穩壓器為數位核心電路供電。
另一方面，在操作的待機模式下，I/O介面電路保持接通。因此，I/O介面電路要求電源可以為正常負載和輕負載傳遞高效率。為了 滿足“綠色”標準的要求，待機模式下，I/O介面電路的電源必須在輕負載環境下具有高效率。大多數情況下，脈頻調變(PFM)開關穩壓器適用於高效率輕負載操作。
因此，為了優化電子系統的性能要求和功率效率要求，可以針對數位核心電路和I/O介面電路，使用不同類型的開關穩壓器，來設計電子系統。電子系統的製造商必須研發各種直流-直流轉換器的解決手段，這會使設計和製造過程更加複雜，而且性價比很低。
本發明的目的是提供一種帶有自我調整PWM/PFM調變器的開關穩壓器，該開關穩壓器能滿足輕負載環境下的待機功率要求，更可用於快速瞬變。
為達到上述目的，本發明提供了一種用於降壓開關穩壓器的開關穩壓控制器，該開關穩壓器接收輸入電壓，控制高端開關和低端開關，利用回饋控制回路，產生開關輸出電壓，該開關輸出電壓用於LC濾波電路產生調變輸出電壓，該調變輸出電壓在輸出節點具有基本恆定的幅值，該控制器包括：比較器，用於接收表示調變輸出電壓的第一回饋電壓，和比較器參考電壓，比較器產生選擇訊號，當第一回饋電壓大於比較器參考電壓時，確定選擇訊號，當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，不確定選擇訊號；以及控制電路，用於接收表示調變輸出電壓的第二回饋電壓，而且接收選擇訊號，控制電路根據選擇訊號，可以在第一運行模式或第二運行模式下工作，控制電路更可以在所選的運行模式下工作，產生閘極驅動訊號，用於控制高端開關和低端開關，其中確定選擇訊號，配置控制電路，在第一運行模式下運行，不確定選擇訊號， 配置控制電路在第二運行模式下運行。
上述的開關穩壓控制器，其中，配置控制電路，在第一運行模式下運行PWM/PFM模式，在第二運行模式下運行PWM模式。
上述的開關穩壓控制器，其中，選擇訊號包括用於PFM模式的啟用訊號，確定啟用訊號，藉由第一運行模式下的PWM模式啟動PFM模式，不確定啟用訊號，使PFM模式不可用，在第二運行模式下只能使用PWM模式。
上述的開關穩壓控制器，其中，選擇比較器參考電壓，使其電壓值與調變輸出電壓供電的電路相關。
上述的開關穩壓控制器，其中，第一回饋電壓為調變輸出電壓，選擇比較器參考電壓使其電壓值在核心電路所用的電源電壓和輸入-輸出介面電路所用的電源電壓之間。
上述的開關穩壓控制器，其中，比較器參考電壓包括2V和3V之間的電壓值。
上述的開關穩壓控制器，其中，控制電路包括：誤差放大器，用於接收第二回饋電壓和第一參考電壓，誤差放大器產生誤差輸出值；PWM比較器，用於接收誤差輸出值和傾斜訊號，PWM比較器產生PWM控制訊號；PFM比較器，用於接收第二回饋電壓和第二參考電壓，PFM比較器產生PFM控制訊號；以及PWM/PFM控制邏輯電路，用於接收PWM控制訊號，PFM控制訊號和選擇訊號，PWM/PFM控制邏輯為電源開關產生閘極驅動訊號。
上述的開關穩壓控制器，其中，配置控制電路在第一運行模式下運行和第二運行模式下運行，第一運行模式對於待機模式下的輕 負載效率最優化，第二運行模式對快速瞬變回應最優化。
上述的開關穩壓控制器，其中，選擇比較器參考電壓，使其電壓值表示核心電路所用的電源電壓和輸入-輸出介面電路所用的電源電壓之間的電壓值。
上述的開關穩壓控制器，其中，當第一回饋電壓高於比較器參考電壓時，確定選擇訊號，選取待機模式下的輕負載效率最優化的第一運行模式；當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，不確定選擇訊號，選取對快速瞬變回應最優化的第二運行模式。
本發明更提供了一種用於降壓開關穩壓器的開關穩壓控制器方法，開關穩壓器接收輸入電壓，控制高端開關和低端開關，利用回饋控制回路，產生開關輸出電壓，開關輸入電壓用於LC濾波電路，產生調變輸出電壓，輸出電壓在輸出節點處具有基本恆定的幅值，該方法包括：比較表示調變輸出電壓的第一回饋電壓和比較器參考電壓；當第一回饋電壓高於比較器參考電壓時，產生確定的選擇訊號，當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，不確定選擇訊號；接收表示調變輸出電壓的第二回饋電壓；當確定選擇訊號時選擇第一運行模式；當不確定選擇訊號時，選擇第二運行模式；並且產生閘極驅動訊號，用於控制高端開關和低端開關。
上述的方法，其中，當確定選擇訊號時選擇第一運行模式，包括當確定選擇訊號時選擇PWM/PFM模式；並且當不確定選擇訊號時，選擇第二運行模式，包括當不確定選擇訊號時選擇PWM模式。
上述的方法，其中，選擇訊號包括用於PFM模式的啟用訊號，該方法包括：當確定選擇訊號時，PFM模式可用；並且當不確定選擇訊號時，PFM模式不可用。
上述的方法，其中，第一回饋電壓為調變輸出電壓，選擇比較器參考電壓，使其電壓值在核心電路所用的電源電壓和輸入-輸出介面電路所用的電源電壓之間。
上述的方法，其中，當確定選擇訊號時選擇第一運行模式，包括當確定選擇訊號時，選擇待機模式下輕負載效率最優化的第一運行模式；當不確定選擇訊號時選擇第二運行模式，包括當不確定選擇訊號時，選擇對快速瞬變回應最優化的第二運行模式。
本發明所述的自我調整開關穩壓控制器具有許多優於習知解決手段的優勢。確切地說，自我調整開關穩壓控制器既可以用於快速瞬變，也可以用於輕負載環境要求。因此，在電子系統中可以使用單獨的開關穩壓器，驅動核心電路或介面I/O電路。自我調整開關穩壓控制器簡化了系統設計，降低了成本。更確切地說，本發明所述的自我調整開關穩壓器使單獨的開關穩壓控制器可以用於整個電子系統中所需要的全部電源。這樣可以簡化邏輯運算，提高電子系統製造商的工作效率。
10、20‧‧‧電子系統
12、14、22、24‧‧‧直流-直流轉換器
42、44、46、48‧‧‧曲線
50‧‧‧開關穩壓器
60‧‧‧控制器
62‧‧‧誤差放大器
63‧‧‧PWM比較器
64‧‧‧控制邏輯電路
65‧‧‧PFM比較器
66‧‧‧比較器
67‧‧‧高端驅動電路
68‧‧‧低端驅動電路
69‧‧‧開關節點
70‧‧‧節點
72、74‧‧‧回饋節點
80‧‧‧驅動負載
以下的詳細說明及圖式提出了本發明的各個實施例。
第1圖表示習知的電子系統中，電源結構的方框圖。
第2圖表示利用本發明的實施例中所述的自我調整開關穩壓控制器，在電子系統中引入直流-直流轉換器的電源結構的方框圖。
第3圖表示開關穩壓控制器在PWM模式和PFM模式下工作時的開關輸出電壓及相應的電感電流。
第4圖表示在本發明的實施例中，在直流-直流轉換器中引入自我調整的開關穩壓控制器的示意圖。
以下的詳細說明及圖式提出了本發明的各個實施例。
本發明可以以各種方式實現，包括作為一個製程；一種裝置；一個系統；或一種物質合成物。在本說明書中，這些實現方式或本發明可能採用的任意一種其他方式，都可以稱為技術。一般來說，可以在本發明的範圍內變換所述製程步驟的順序。
本發明的一或多個實施例的詳細說明以及圖式解釋了本發明的原理。雖然，本發明與這些實施例一起提出，但是本發明的範圍並不侷限於任何實施例。本發明的範圍僅由申請專利範圍限定，本發明包含多種可選手段、修正以及等效手段。在以下說明中，所提出的各種具體細節用於全面理解本發明。這些細節用於解釋說明，無需這些詳細細節中的部分細節或全部細節，僅依據申請專利範圍，就可以實現本發明。為了簡便，本發明相關技術領域中眾所周知的技術材料並沒有詳細說明，以免對本發明產生不必要的混淆。
在本發明的實施例中，自我調整的開關穩壓控制器引入了一個多模式自我調整調變器，用於在第一調變模式和第二調變模式之間自動選擇，作為輸出電壓產生的函數。在本發明的實施例中，利用自我調整開關穩壓控制器製備開關穩壓器或直流-直流轉換器，接收輸入電壓並產生輸出電壓，驅動負載。自我調整開關穩壓控制器監控直流-直流轉換器產生的輸出電壓，並自動配置自我調整調變器，根據輸出電壓在所需的工作模式下運行。在這種情況下，可以利用單獨的開關穩壓控制器， 在電子系統的多個實例中，為具有不同工作要求的電路供電。
在一個實施例中，自我調整開關穩壓控制器引入了自我調整PWM/PFM調變器，根據產生的輸出電壓，可以自動配置，在PWM調變模式或PFM調變模式下工作。當輸出電壓表示電路需要快速的瞬變回應時，選擇PWM模式，當輸出電壓表示電路在輕負載環境下需要高效率時，則選擇PFM模式。
本發明所述的自我調整開關穩壓控制器具有許多優於習知解決手段的優勢。確切地說，自我調整開關穩壓控制器既可以用於快速瞬變，也可以用於輕負載環境要求。因此，在電子系統中可以使用單獨的開關穩壓器，驅動核心電路或介面I/O電路。自我調整開關穩壓控制器簡化了系統設計，降低了成本。更確切地說，本發明所述的自我調整開關穩壓器使單獨的開關穩壓控制器可以用於整個電子系統中所需要的全部電源。這樣可以簡化邏輯運算，提高電子系統製造商的工作效率。
第1圖表示習知的電子系統中電源結構的方框圖。參見第1圖，電子系統10接收12V輸入，作為輸入電壓Vin。驅動系統中出現不同的電路時，必須降低輸入電壓Vin。例如，數位核心電路需要1V的電源Vcore，而輸入/輸出(I/O)介面電路需要5V的電源Vio。數位核心電路通常要求快速瞬變回應。因此，實現脈寬調變(PWM)模式的直流-直流轉換器14通常用於產生核心電源Vcore。然而，帶有PWM調變器的直流-直流轉換器通常具有很差的輕負載效率。
對於I/O介面電路，經常使用實現雙PWM模式或PWM/PFM模式的直流-直流轉換器12。當負載環境為中等至重負載時，直流-直流轉換器12在PWM模式下工作，傳遞高效率。當負載環境為輕時，直流-直流轉換器12在PFM(脈頻調變)模式下工作，傳遞高效 率。輕負載環境下PFM模式和重負載環境下PWM模式之間的轉換的速度並不快。然而，I/O介面電路中典型的負載不會轉換得很快，因此可以允許PFM和PWM模式之間緩慢的瞬變回應。
這樣一來，為了滿足核心電路中快速瞬變回應的要求，以及I/O介面電路中待機時高效率的綠色標準，電子系統10需要兩種不同類型的直流-直流轉換器。製造電子系統10的邏輯運算變得更加複雜。
第2圖表示利用本發明的實施例中所述的自我調整開關穩壓控制器，引入直流-直流轉換器的電子系統的電源結構方框圖。參見第2圖，電子系統20接收輸入電壓Vin(例如12V)。電子系統20包括由核心電源Vcore(例如1V)供電的數位核心電路，以及由I/O電源Vio(例如5V)供電的輸入/輸出(I/O)介面電路。因此電子系統20利用兩個直流-直流轉換器22、24，將輸入電壓Vin轉換成所需的內部電壓Vcore和Vio。在本發明的實施例中，通過自我調整PWM/PFM調變器，利用自我調整開關穩壓控制器，分別配置直流-直流轉換器22、24。利用同一個自我調整開關穩壓控制器，製備直流-直流轉換器22，產生I/O電源電壓Vio，並製備直流-直流轉換器24，產生核心電源電壓Vcore。每個直流-直流轉換器22、24產生的輸出電壓，都作為輸出回饋電壓VOFB，回饋至自我調整開關穩壓控制器，配置自我調整PWM/PFM調變器，在供電電路所需要的調變模式下運行。
例如，當輸出電壓為I/O電源電壓Vio時，電壓Vio(例如5V)回饋至直流-直流轉換器22中的自我調整開關穩壓控制器中，配置PWM/PFM調變器在雙PWM/PFM模式下運行。在這種情況下，利用PWM模式，在重或中等負載時，實現了高效率，同時利用PFM調變，在輕負載時也實現了高效率。
另一方面，當輸出電壓為核心電源電壓Vcore時，電壓Vcore(例如1V)回饋至直流-直流轉換器24中的自我調整開關穩壓控制器中，配置PWM/PFM調變器在PWM模式下運行。在這種情況下，核心電路在工作的同時，獲得了高效率和快速的瞬變回應。當電子系統30進入待機模式時，包括直流-直流轉換器24在內的核心電路可用。由於電路在輕負載待機環境下不可用，因此直流-直流轉換器24的輕負載效率並不適用。
在一個實施例中，自我調整開關穩壓控制器使用比較器，比較輸出回饋電壓VOFB和參考電壓，以選擇所需的工作模式。例如，由於數位核心電路通常需要很低的電源電壓(例如1V)，I/O介面電路通常需要較高的電源電壓(例如5V)。自我調整開關穩壓控制器就會比較輸出回饋電壓VOFB和3V的參考電壓，以確定控制器用於驅動核心電路還是I/O介面電路。當輸出回饋電壓VOFB小於參考電壓時，控制器確認開關穩壓器用於驅動數位核心電路，並選擇PWM模式。當輸出回饋電壓VOFB大於參考電壓時，控制器確認開關穩壓器用於驅動I/O介面電路，並選擇PWM/PFM模式。
第3圖表示在PWM模式和PFM模式下工作時，開關穩壓控制器的開關輸出電壓及相應的電感電流。PWM在開關輸出電壓Vsw(曲線44)連續開關處實現了連續傳導，以產生線性傾斜電感電流IL(曲線42)。無論是重負載還是輕負載環境下，開關輸出電壓都能連續切換。因此，PWM模式能在輕負載環境下，實現快速的瞬變回應，但效率很低。
PFM模式在開關輸出電壓Vsw(曲線48)在低頻下切換的地方，實現了不連續傳導，電感電流IL(曲線46)有損線性傾斜性能。 降低後的開關頻率提高了輕負載情況下的效率，但是由於PFM模式需要時間回應負載情況的變化，因此很差的瞬變回應會影響開關頻率。
第4圖表示在本發明的實施例中，將自我調整開關穩壓控制器引入到直流-直流轉換器中的示意圖。參見第4圖，降壓開關穩壓器50含有一個自我調整開關穩壓控制器60(“控制器60”)，控制器60含有一對功率開關S1和S2，串聯在輸入電壓Vin和地電壓之間。功率開關S1和S2可選擇接通和斷開，以便在開關節點(SW)69處產生開關輸出電壓Vsw。開關輸出電壓Vsw直接耦合到LC濾波電路上，LC濾波電路含有一個輸出電感器L1和輸出電容器C1，在節點70處產生輸出電壓VOUT，具有基本恆定的幅值。然後，可以利用輸出電壓VOUT驅動負載80。
在本說明中，控制器60作為積體電路。功率開關形成在積體電路上，作為控制器60，而輸出電感器L1和輸出電容器C1作為離片獨立元件。在其他實施例中，功率開關和輸出電感器/輸出電容器可以形成在控制器積體電路的片上或離片。集成降壓開關穩壓器50的確切水準對於本發明的實施並不重要。
開關穩壓器50包括一個回饋控制電路，調變轉移到LC濾波電路上的能量，將輸出電壓穩定在電路所需要的負載限制內。更確切地說，回饋控制電路使電源開關S1和S2接通和斷開，調變輸出電壓VOUT等於參考電壓，或等於與參考電壓相關的電壓值。在本實施例中，利用含有電阻器R1和R2的分壓器劃分輸出電壓VOUT，然後作為回饋節點72上的回饋電壓VFB，回饋至控制器60。另外，為了實現模式選擇，輸出電壓VOUT也作為回饋節點74上的輸出回饋電壓VOFB，回饋至控制器60。
控制器60包括一個誤差放大器62，接收回饋電壓VFB和參考電壓VREF1。誤差放大器62的輸出電壓用於PWM比較器63，與傾斜訊號作比較。PWM比較器63的輸出端為耦合到PWM/PFM控制邏輯電路64的PWM控制訊號。誤差放大器62和PWM比較器63用於PWM調變模式下的回饋控制。
控制器60更包括一個PFM比較器65，接收回饋電壓VFB和參考電壓VREF2。PFM比較器65的輸出端為耦合到PWM/PFM控制邏輯電路64的PFM控制訊號。PFM比較器65用於PFM調變模式下的回饋控制。
PWM/PFM控制邏輯電路64更接收時鐘訊號，作為輸入端。PWM/PFM控制邏輯電路64產生閘極驅動訊號，用於高端驅動電路67和低端驅動電路68，分別驅動高端電源開關S1和低端電源開關S2。在某些實施例中，閘極驅動訊號為補充訊號。當PWM比較器63或PFM比較器65發出的控制訊號觸發時，控制邏輯電路64接通和斷開高端電源開關S1。
最後，控制器60更包括一個比較器66，接收輸出回饋電壓VOFB和比較器參考電壓VCOM。比較器66產生耦合到PWM/PFM控制邏輯電路64上的PFM_啟用訊號。當輸出回饋電壓VOFB大於比較器參考電壓VCOM時，比較器66確定PFM_啟用訊號。否則將不確定PFM_啟用訊號。在某些實施例中，當PFM_啟用訊號確定時，配置PWM/PFM控制邏輯電路64 PWM/PFM模式下運行。也就是說，啟用PFM模式。當PFM_啟用訊號不確定時，配置PWM/PFM控制邏輯電路64 PWM模式下運行。意思是說，PFM模式不可用。
在某些實施例中，可以將PWM模式作為恆定頻率的PWM 模式，或作為可變頻率恆定接通時間或恆定斷開時間的PWM模式。
在某些實施例中，比較器參考電壓VCOM的電壓值在2V和3V之間。在某些實施例中，比較器參考電壓VCOM的電壓值為3V或2.7V，這在核心電路在1V運行和I/O介面電路在5V運行的電子系統中非常有用。無論開關穩壓器50是否用於為核心電路或I/O介面電路供電，3V或2.7V的比較器參考電壓VCOM都可以輕鬆獲得。PWM/PFM控制邏輯電路64，根據PFM_啟用訊號，PWM/PFM控制邏輯電路64配置控制器60在適當的調變模式下運行，為電路供電。
在一個實施例中，當輸出回饋電壓VOFB大於比較器參考電壓VCOM時，開關穩壓器50用於為電子系統的I/O介面電路提供電源電壓。確定PFM_啟用訊號，配置控制器60在PWM/PFM模式下運行，對於高效率、重負載時，使用PWM模式，對於高效率、輕負載時，使用PFM模式。
另一方面，當輸出回饋電壓VOFB小於比較器參考電壓VCOM時，開關穩壓器50為電子系統的數位核心電路提供電源電壓。PFM_啟用訊號不確定，配置控制器60僅在PWM模式下運行，用於為核心電路供電時所需的高效率和快速瞬變回應。
因此，在電子系統中單獨的實例中，可以使用相同的開關穩壓控制器60，為不同的電路產生電源電壓。電子系統的製造商無需儲備不同類型的開關穩壓器或開關穩壓控制器。本發明所述的自我調整開關穩壓控制器可以使用統一的開關穩壓器設計，降低製造成本和設計複雜度。
在第4圖所示的實施例中，輸出電壓VOUT直接回饋至控制器60，作為回饋電壓，與比較器參考電壓VCOM相比較。在其他實施 例中，可以降低輸出電壓VOUT，產生與輸出電壓VOUT有關的輸出回饋電壓。
另外，在上述實施例中，配置自我調整開關穩壓控制器60在PWM模式或PWM/PFM模式下都能運行。在其他實施例中，配置自我調整開關穩壓控制器60在第一運行模式下運行，第一運行模式對於待機模式下的輕負載效率已優化，以及在對於快速瞬變回應已優化的第二運行模式下。在其他實施例中，自我調整開關穩壓控制器60可以使用電子系統所需的任意運行模式。
雖然為了表述清楚，以上內容對實施例進行了詳細介紹，但是本發明並不侷限於上述細節。實施本發明更有多種可選手段。文中的實施例僅用於解釋說明，不用於侷限。
24‧‧‧直流-直流轉換器
50‧‧‧開關穩壓器
60‧‧‧控制器
62‧‧‧誤差放大器
63‧‧‧PWM比較器
64‧‧‧控制邏輯電路
65‧‧‧PFM比較器
66‧‧‧比較器
67‧‧‧高端驅動電路
68‧‧‧低端驅動電路
69‧‧‧開關節點
70‧‧‧節點
72、74‧‧‧回饋節點
80‧‧‧驅動負載

Claims (8)

  1. 一種用於降壓開關穩壓器的開關穩壓控制器，該開關穩壓器接收輸入電壓，控制高端開關和低端開關，利用回饋控制回路，產生開關輸出電壓，該開關輸出電壓用於LC濾波電路產生調變輸出電壓，該調變輸出電壓在輸出節點具有基本恆定的幅值，該控制器包括：比較器，用於接收表示調變該調變輸出電壓的第一回饋電壓，和比較器參考電壓，比較器產生選擇訊號，當第一回饋電壓大於比較器參考電壓時，選擇訊號有效，當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，選擇訊號無效；其中，第一回饋電壓為該調變輸出電壓，選擇比較器參考電壓使其電壓值在核心電路所用的第一正電源電壓和輸入-輸出介面電路所用的第二正電源電壓之間，該第一正電源電壓小於該第二正電源電壓；以及控制電路，用於接收表示調變該調變輸出電壓的第二回饋電壓，而且接收選擇訊號，控制電路根據選擇訊號，在第一運行模式雙PWM/PFM或第二運行模式PWM下工作，控制電路更在所選的運行模式下工作，產生閘極驅動訊號，用於控制高端開關和低端開關，其中，根據比較器的結果，選擇訊號有效時，配置控制電路，在第一運行模式雙PWM/PFM下運行，產生表示用於輸入-輸出介面電路的第二正電源電壓的調變輸出電壓；根據比較器的結果，選擇訊號無效時，配置控制電路在第二運行模式PWM下運行，產生表示用於核心電路的第一正電源電壓調變輸出電壓；其中，控制電路在第 一運行雙PWM/PFM模式下運行時，在重或中負載條件下使用PWM模式，在輕負載條件下使用PFM模式，產生用於表示輸入-輸出介面電路的第二正電源電壓的調變輸出電壓；其中，選擇第一運行模式時，作為對選擇訊號有效而指示的表示用於輸入-輸出介面電路的第二正電源電壓的調變輸出電壓的響應，控制電路保持在第一運行模式而無需轉換到第二運行模式；選擇第二運行模式時，作為對選擇訊號無效而指示的表示用於核心電路的第一正電源電壓的調變輸出電壓的響應，控制電路保持在第二運行模式而無需轉換到第一運行模式；其中，控制電路包括：誤差放大器，用於接收第二回饋電壓和第一參考電壓，誤差放大器產生誤差輸出值；PWM比較器，用於接收誤差輸出值和傾斜訊號，PWM比較器產生PWM控制訊號；PFM比較器，用於接收第二回饋電壓和第二參考電壓，PFM比較器產生PFM控制訊號；以及PWM/PFM控制邏輯電路，用於接收PWM控制訊號，PFM控制訊號和選擇訊號，PWM/PFM控制邏輯為高端開關和低端開關產生閘極驅動訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之開關穩壓控制器，其中選擇訊號包括用於PFM模式的啟用訊號，啟用訊號有效，藉由第一運行模式下的PWM模式啟動PFM模式，啟用訊號無 效，使PFM模式不可用，在第二運行模式下只能使用PWM模式。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之開關穩壓控制器，其中比較器參考電壓包括2V和3V之間的電壓值。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之開關穩壓控制器，其中配置控制電路在PFM模式下運行，以優化待機模式下的輕負載效率，在PWM模式下運行以優化快速瞬變回應。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之開關穩壓控制器，其中當第一回饋電壓高於比較器參考電壓時，選擇訊號有效，選取待機模式下的輕負載效率最優化的第一運行模式的PFM模式；當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，選擇訊號無效，選取對快速瞬變回應最優化的第二運行模式的PWM模式。
  6. 一種用於降壓開關穩壓器的開關穩壓控制器方法，開關穩壓器接收輸入電壓，控制高端開關和低端開關，利用回饋控制回路，產生開關輸出電壓，該開關輸出電壓用於LC濾波電路，產生調變輸出電壓，輸出電壓在輸出節點處具有基本恆定的幅值，該控制器包括：比較器，用於接收表示調變該調變輸出電壓的第一回饋電壓，和比較器參考電壓，比較器產生選擇訊號，當第一回饋電壓大於比較器參考電壓時，選擇訊號有效，當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，選擇訊號無效；以及 控制電路，用於接收表示調變該調變輸出電壓的第二回饋電壓，而且接收選擇訊號，控制電路根據選擇訊號，在第一運行模式或第二運行模式下工作，控制電路更在所選的運行模式下工作，產生閘極驅動訊號，用於控制高端開關和低端開關，其中選擇訊號有效時，配置控制電路，在第一運行模式下運行，選擇訊號無效時，配置控制電路在第二運行模式下運行；其中，控制電路包括：誤差放大器，用於接收第二回饋電壓和第一參考電壓，誤差放大器產生誤差輸出值；PWM比較器，用於接收誤差輸出值和傾斜訊號，PWM比較器產生PWM控制訊號；其中，誤差放大器的輸出端與PWM比較器反向的輸入端連接；PFM比較器，用於接收第二回饋電壓和第二參考電壓，PFM比較器產生PFM控制訊號；以及PWM/PFM控制邏輯電路，用於接收PWM控制訊號，PFM控制訊號和選擇訊號，PWM/PFM控制邏輯為電源開關產生閘極驅動訊號；其中，該開關穩壓控制器方法包括：比較表示調變輸出電壓的第一回饋電壓和比較器參考電壓；其中，第一回饋電壓為該調變輸出電壓，選擇比較器參考電壓使其電壓值在核心電路所用的第一正電源電壓和輸入-輸出介面電路所用的第二正電源電壓之間，該第一正電源電壓小於該第二正電源電壓； 當第一回饋電壓高於比較器參考電壓時，產生有效的選擇訊號，當第一回饋電壓小於比較器參考電壓時，產生無效的選擇訊號；接收表示調變輸出電壓的第二回饋電壓；當選擇訊號有效時選擇第一運行模式雙PWM/PFM模式；當選擇訊號無效時，選擇第二運行模式PWM模式；並且產生閘極驅動訊號，用於控制高端開關和低端開關；當選擇第一運行模式時，通過雙PWM/PFM模式產生表示用於輸入-輸出介面電路的第二正電源電壓的調變輸出電壓；其中，通過雙PWM/PFM模式產生的調變輸出電壓包括在重或中負載條件下使用PWM模式產生的調變輸出電壓和在輕負載條件下使用PFM模式產生的調變輸出電壓；並且當選擇第二運行模式時，通過PWM模式產生表示用於核心電路的第一正電源電壓的調變輸出電壓；選擇第一運行模式時，作為對有效的選擇訊號指示的表示用於輸入-輸出介面電路的第二正電源電壓的調變輸出電壓的回應，使用第一運行模式而無需轉換到第二運行模式產生調變輸出電壓；選擇第二運行模式時，作為對無效的選擇訊號指示的表示用於核心電路的第一正電源電壓的調變輸出電壓的回應，使用第二運行模式而無需轉換到第一運行模式產生調變輸出電壓。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之方法，其中選擇訊號包括用於PFM模式的啟用訊號，該方法包括： 當選擇訊號有效時，PFM模式可用；並且當選擇訊號無效時，PFM模式不可用。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之方法，其中當選擇訊號有效時選擇第一運行模式，包括當選擇訊號有效時，選擇待機模式下輕負載效率最優化的PFM模式；當選擇訊號無效時選擇第二運行模式，包括當選擇訊號無效時，選擇對快速瞬變回應最優化的PWM模式。
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