JP6757166B2

JP6757166B2 - 補償回路及び補償回路の製造方法

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Publication number: JP6757166B2
Application number: JP2016073574A
Authority: JP
Inventors: 中野　浩児; 浩児中野; 禎子中尾; 将人伊藤; 松田　竜一; 竜一松田; 大山　直樹; 直樹大山
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 2016-03-31
Filing date: 2016-03-31
Publication date: 2020-09-16
Anticipated expiration: 2036-03-31
Also published as: JP2017184211A

Description

本発明は、補償回路及び補償回路の製造方法に関する。

宇宙用、原子力用の電子機器は、放射線環境下で使用されるため、高い放射線耐性が要求される。電子機器に搭載されている電子部品の中には、放射線の照射線量が高いほど、特性劣化、動作不良等を起こすものがある。そのため、専用設計された高額な電子部品の適用、スクリーニングや遮蔽、短周期での機器交換等を実施している。
放射線耐性の比較的弱い電子部品の一例である電界効果型トランジスタ（MOS-FET等）は、放射線が照射されるとゲート酸化膜に補足電荷の発生や界面準位が形成され、閾値電圧Ｖｔｈが負側にシフトすることが知られている。

より詳細に説明すると、電界効果型トランジスタのゲート酸化膜に入射した放射線は電子−正孔対を生成する。電子は移動度が大きく、酸化膜中からピコ秒のオーダで掃き出される一方で、正孔は移動度が小さいため、電場の影響により確率的な捕捉−跳躍（Trap-hopping）プロセスで挙動する。電子の一部は捕捉されるが、通常、それら電子に比べ多くの正孔が主にＳｉ／ＳｉＯ_２界面に捕捉（トラップ）される。そうすると、放射線の照射量に応じて、Ｓｉ／ＳｉＯ_２界面における正の捕捉電荷が徐々に増加していき、電界効果型トランジスタの閾値電圧を負方向に変動させる。これにより、特にｎ型の電界効果型トランジスタは、オフ動作時（ゲート電圧＝０Ｖ）にドレイン−ソース間を流れる電流（以下、「リーク電流」とも記載する。）が増加する。

なお、特許文献１には、放射線のトータルドーズ量が増加することを検出して、スイッチングトランジスタの駆動電流を制御する手段が開示されている。特許文献１によれば、放射線によりトランジスタの電流増幅率が低下しても、放射線検出用半導体とドライブ電流制御素子により、トランジスタのドライブ電流を増加させて正常なスイッチング動作させる。

特開平１０−３００８５９号公報

上記特許文献１に係る構成は、トランジスタが電流駆動型のバイポーラトランジスタに対しては有効であるが、電圧駆動型の電界効果型トランジスタに対しては適用できない。

本発明の目的は、放射線環境下で動作する電界効果型トランジスタの動作信頼性を向上させることが可能な補償回路及び補償回路の製造方法を提供することにある。

本発明の一態様によれば、補償回路は、ゲート端子に入力される駆動信号に応じて動作する電界効果型トランジスタである補償対象トランジスタについての補償回路であって、外部から照射される放射線に起因して生じる前記補償対象トランジスタにおける閾値電圧の負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部と、検出された前記閾値電圧の負方向への変動の度合いに応じて、前記補償対象トランジスタのオフ動作時に入力される前記駆動信号の電圧レベルを低下させるゲート電圧調整部と、を備える。

また、本発明の一態様によれば、前記閾値変動検出部は、電界効果型トランジスタである参照トランジスタで構成され、前記ゲート電圧調整部は、前記駆動信号の出力源と、所定の負電圧源との間において、抵抗素子と前記参照トランジスタとが直列に接続されてなる分圧回路を有し、当該分圧回路の出力電圧が前記補償対象トランジスタの前記ゲート端子に入力される。

また、本発明の一態様によれば、上述の補償回路は、前記駆動信号の出力源から前記ゲート端子にかけて順方向接続されたダイオード素子を更に備える。

また、本発明の一態様によれば、前記参照トランジスタは、前記補償対象トランジスタと同一の構造を有してなる。

また、本発明の一態様によれば、前記閾値変動検出部は、前記補償対象トランジスタの閾値電圧が負方向へ変動するに連れて増加するリーク電流を検出する電流検出回路であって、前記ゲート電圧調整部は、検出された前記リーク電流に応じて、前記補償対象トランジスタのオフ動作時に印加される前記駆動信号の電圧レベルを低下させる。

また、本発明の一態様によれば、補償回路の製造方法は、ゲート端子に入力される駆動信号に応じて動作する電界効果型トランジスタである補償対象トランジスタについての補償回路の製造方法であって、外部から照射される放射線に起因して生じる前記補償対象トランジスタにおける閾値電圧の負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部として機能する参照トランジスタを作製する工程と、検出された前記閾値電圧の負方向への変動の度合いに応じて、前記補償対象トランジスタのオフ動作時に入力される前記駆動信号の電圧レベルを低下させるゲート電圧調整部を作製する工程と、を有し、前記参照トランジスタは、前記補償対象トランジスタと同一の製造工程を通じて、当該補償対象トランジスタと同一の構造を有するように作製される。

上述の補償回路及び補償回路の製造方法によれば、放射線環境下で動作する電界効果型トランジスタの動作信頼性を向上させることができる。

第１の実施形態に係る補償回路の回路構成を示す図である。第１の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第１の図である。第１の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第２の図である。第２の実施形態に係る補償回路の回路構成を示す図である。第２の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第１の図である。第２の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第２の図である。第２の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第３の図である。

＜第１の実施形態＞
以下、第１の実施形態に係る補償回路について、図１〜図３を参照しながら詳細に説明する。

（補償回路の回路構成）
図１は、第１の実施形態に係る補償回路の回路構成を示す図である。
図１に示す補償回路１は、ゲート端子Ｇに入力される駆動信号に応じてスイッチング動作するトランジスタ（以下、「補償対象トランジスタ２」と記載する。）についての補償回路である。
本実施形態に係る補償対象トランジスタ２は、一般に良く知られているｎ型の電界効果型トランジスタ（例えばnMOS-FET）である。本実施形態において、補償対象トランジスタ２は、例として、原子炉に極めて近い箇所に設置される電子機器に搭載され、定常的に所定量の放射線が照射される環境下に置かれるものである。

また、図１に示す信号出力源４は、補償対象トランジスタ２のスイッチング動作（オン／オフ動作）を制御するための駆動信号の出力源である。信号出力源４から出力される駆動信号は、Ｈｉｇｈ電位及びＬｏｗ電位の２種類の電圧レベルからなる矩形波信号であって、補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇに入力される。本実施形態においては、駆動信号は、補償対象トランジスタ２を“オン”させる際の電圧レベル（Ｈｉｇｈ電位）が＋５Ｖとされ、補償対象トランジスタ２を“オフ”させる際の電圧レベル（Ｌｏｗ電位）が０Ｖ（接地電位）とされる。
また、図１に示すように、補償対象トランジスタ２が“オン”することで、負荷駆動電圧ＶＤＤ（例えば、＋５Ｖ）に応じた電流が負荷回路３に流れる。このように、補償対象トランジスタ２は、負荷回路３を所望に駆動させるためのスイッチ素子として機能する。

図１に示すように、補償回路１は、参照トランジスタ１０Ａ（閾値変動検出部）を有してなるゲート電圧調整部１１Ａと、負電圧源１２と、を備えている。

参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２における閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部として機能する。
本実施形態に係る参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同一の構造を有してなる。即ち、参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同一の製造工程を通じて作製され、例えば、酸化膜厚、ゲート長などの構造的緒元、及び、閾値電圧Ｖｔｈなどの電気的特性が補償対象トランジスタ２と一致するように作製されたトランジスタである。
なお、図１に示すように、参照トランジスタ１０Ａのゲート端子とソース端子とは短絡され、後述する負電圧源１２に接続されている。

ここで、補償対象トランジスタ２における閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動について簡単に説明する。当該閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動は、主に、外部から照射される放射線によりゲート酸化膜に生じる電子正孔対のうち、正孔のみが半導体層／ゲート酸化膜（Ｓｉ／ＳｉＯ_２）界面準位に捕捉（トラップ）されて蓄積されることに起因して生じる。半導体層／ゲート酸化膜界面に固定正電荷が蓄積されると、その分、ｎ型である補償対象トランジスタ２は閾値電圧Ｖｔｈが低減する。そうすると、補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇに印加される電圧（ゲート電圧）を０Ｖとしても完全なオフ状態になりきらず、ドレイン−ソース間電流（リーク電流）を通しやすくなる。
なお、参照トランジスタ１０Ａも、補償対象トランジスタ２と同様に、放射線の照射に応じて閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動が生じる。

ゲート電圧調整部１１Ａは、参照トランジスタ１０Ａによって検出された閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動の度合いに応じて、補償対象トランジスタ２のオフ動作時に入力される駆動信号の電圧レベル（Ｌｏｗ電位）を低下させる。
具体的には、図１に示すように、本実施形態に係るゲート電圧調整部１１Ａは、信号出力源４と、負電圧源１２との間において、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２と、参照トランジスタ１０Ａとが直列に接続されてなる分圧回路である。
ゲート電圧調整部１１Ａの抵抗素子Ｒ１は、信号出力源４の出力先（正側接続点Ｎ１）と分圧点Ｎ３との間に接続される。また、抵抗素子Ｒ２及びゲート電圧調整部１１Ａは、負電圧源１２の出力先（負側接続点Ｎ２）と分圧点Ｎ３との間に直列に接続される。ここで、抵抗素子Ｒ１は、例えば５００Ωとされ、抵抗素子Ｒ２は、例えば２ｋΩとされる。
ゲート電圧調整部１１Ａは、分圧電圧（分圧点Ｎ３における電圧）を補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇに向けて出力する。

負電圧源１２は、予め規定された負電圧ＶＳＳを出力する。負電圧ＶＳＳは、０Ｖ（接地電位）よりも低い電位であって、例えば−５Ｖ等とされる。負電圧源１２から出力された負電圧ＶＳＳは、負側接続点Ｎ２に印加される。

また、図１に示すように、ダイオード素子Ｄ１と、抵抗素子Ｒ３、Ｒ４と、を更に備える。
ダイオード素子Ｄ１は、信号出力源４から補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇにかけて順方向接続されている。また、抵抗素子Ｒ３は、信号出力源４の出力先（正側接続点Ｎ１）及び補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇとの間でダイオード素子Ｄ１と直列に接続されている。ここで、抵抗素子Ｒ３は、例えば１０Ωとされる。
また、抵抗素子Ｒ４は、補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇとグランド（接地点）との間に接続される。抵抗素子Ｒ４は、例えば１０ｋΩとされる。

（作用、効果）
図２、図３は、それぞれ、第１の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第１の図及び第２の図である。
図２は、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈと、補償対象トランジスタ２のリーク電流との関係を示すグラフである。図２において、横軸が閾値電圧Ｖｔｈを示し、縦軸がリーク電流を示している。
また、図３は、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈと、補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇに印加される電圧（ゲート電圧）との関係を示すグラフである。図３において、横軸が閾値電圧Ｖｔｈを示し、縦軸がゲート電圧を示している。
図２、図３の各々に示すグラフは、いずれも、信号出力源４から出力される駆動電圧がＬｏｗ電位（０Ｖ）の場合に生じるリーク電流、ゲート電圧である。これらの特性は、いずれも図１に示す補償回路１についての回路シミュレーションにより得られたものである。

補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈは、初期値として例えば２．１８Ｖ等とされている（図２、図３に示すグラフ横軸の右端参照）。しかし、運用中において定常的に放射線を照射されることで、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈは、時間と共に負方向に変動し、例えば０Ｖ付近まで低下する（図２、図３に示すグラフ横軸の左端参照）。

ここで、上述したように、参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同等の構造及び電気特性を有するものとされている。したがって、参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２とともに同量の放射線が照射されることによって、補償対象トランジスタ２と同じ速度で閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動が生じる。また、参照トランジスタ１０Ａは、ゲート端子とソース端子が短絡されているため（図１の負側接続点Ｎ２参照）、参照トランジスタ１０Ａは常にオフ状態とされている。しかしながら、参照トランジスタ１０Ａの閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動が進むにつれ、参照トランジスタ１０Ａのリーク電流（分圧点Ｎ３から負側接続点Ｎ２に向けて流れる電流）が増加する。
このように、参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同等の放射線を受け、その放射線量に応じたリーク電流を流すことで、当該放射線に起因して生じる補償対象トランジスタ２における閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部として機能する。

上記のような参照トランジスタ１０Ａを有してなるゲート電圧調整部１１Ａは、駆動信号の電圧レベルがＬｏｗ電位（０Ｖ）の場合において、当該Ｌｏｗ電位（０Ｖ）と、負電圧源１２が出力する負電圧ＶＳＳ（−５Ｖ）との電位差を分圧する。この場合におけるゲート電圧調整部１１Ａの分圧電圧（分圧点Ｎ３における電圧）は、抵抗素子Ｒ１の抵抗値（５００Ω）に対する、抵抗素子Ｒ２の抵抗値（２ｋΩ）及び参照トランジスタ１０Ａの抵抗値の合計値の比に依存する。
ここで、補償対象トランジスタ２（参照トランジスタ１０Ａ）における閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動が大きくなるほど、参照トランジスタ１０Ａのリーク電流が大きく（参照トランジスタ１０Ａの抵抗値が小さく）なる。そうすると、図３に示すように、参照トランジスタ１０Ａのリーク電流が大きくなるほど、ゲート電圧調整部１１Ａの出力（補償対象トランジスタ２のゲート電圧）は、負電圧ＶＳＳ（−５Ｖ）側に近づく。
図３に示すグラフによれば、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが０．６Ｖ以下となった場合、当該閾値電圧Ｖｔｈの低下に応じて補償対象トランジスタ２に印加されるゲート電圧（＜０Ｖ）が低減（負方向に増加）している様子が確認される。

このように、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが負方向に変動するにつれてゲート電圧が０Ｖ以下に低減されることで、補償対象トランジスタ２のリーク電流は抑制される。本実施形態に係る補償回路１によれば、図２に示すように、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが０Ｖに至った場合であっても、補償対象トランジスタ２のリーク電流を１００μＡ未満に抑えることができる。

また、本実施形態に係る補償回路１は、更に、信号出力源４から補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇにかけて順方向接続されたダイオード素子Ｄ１を更に備えている。
このようにすることで、信号出力源４がＨｉｇｈ電位（＋５Ｖ）を出力する場合においては、このダイオード素子Ｄ１（及び抵抗素子Ｒ３）を通じてゲート端子ＧにＨｉｇｈ電位が印加される。したがって、参照トランジスタ１０Ａのリーク電流がある程度大きくなった場合であっても、信号出力源４が出力するＨｉｇｈ電位（＋５）が負電圧源１２の負電圧ＶＳＳ（−５Ｖ）の影響を受けて低下することを抑制することができる。
したがって、補償対象トランジスタ２を一層安定的に動作させることができる。

なお、上述の説明において、参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同等の構造及び電気特性を有するものとして説明したが、本実施形態に係る参照トランジスタ１０Ａは、更に、補償対象トランジスタ２に近い位置に配置されるようにしてもよい。例えば、補償対象トランジスタ２及び参照トランジスタ１０Ａは、回路基板（シリコンウェハ）上において隣接して配置されてもよい。
このようにすることで、補償対象トランジスタ２に照射される放射線量と参照トランジスタ１０Ａに照射される放射線量との相違を小さくすることができ、補償対象トランジスタ２及び参照トランジスタ１０Ａに生じる閾値電圧Ｖｔｈの変動の差を低減することができる。

＜第２の実施形態＞
次に、第２の実施形態に係る補償回路について図４〜図７を参照しながら詳細に説明する。

図４は、第２の実施形態に係る補償回路の回路構成を示す図である。
図４に示すように、補償回路１は、電流検出回路１０Ｂ（閾値変動検出部）と、ゲート電圧調整部１１Ｂと、負電圧源１２と、正電圧源１３と、を備えている。
負電圧源１２は、第１の実施形態と同様に、所定の負電圧ＶＳＳ（例えば−５Ｖ）を出力する。また、正電圧源１３は、所定の正電圧ＶＣＣ（例えば＋５Ｖ）を出力する。

電流検出回路１０Ｂは、補償対象トランジスタ２における閾値電圧Ｖｔｈの負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部として機能する。
より詳細に説明すると、本実施形態に係る電流検出回路１０Ｂは、図４に示すように、シャント抵抗Ｒｓと、オペアンプＯＰ１と、抵抗素子Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７と、容量素子Ｃ１と、を有している。
シャント抵抗Ｒｓの抵抗値は、例えば０．１Ω程度とされ、補償対象トランジスタ２を通じて負荷駆動電圧ＶＤＤ（＋５Ｖ）から負荷回路３にかけて流れる配線上に直列に接続される。
また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）には、シャント抵抗Ｒｓの上流側（補償対象トランジスタ２に近い側）の接続点（上流側接続点Ｎ４）における電圧が入力される。また、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−）には、シャント抵抗Ｒｓの下流側（負荷回路３に近い側）の接続点（下流側接続点Ｎ５）における電圧が入力される。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と上流側接続点Ｎ４との間、及び、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と下流側接続点Ｎ５との間には、それぞれ、抵抗素子Ｒ５、Ｒ６が直列に接続される。抵抗素子Ｒ５、Ｒ６の抵抗値は、例えば１ｋΩとされる。
オペアンプＯＰ１は、負電圧源１２が出力する負電圧ＶＳＳ（−５Ｖ）と、正電圧源１３が出力する正電圧ＶＣＣ（＋５Ｖ）と、を入力電源として動作する。オペアンプＯＰ１は、上流側接続点Ｎ４における電圧と下流側接続点Ｎ５における電圧（即ち、シャント抵抗Ｒｓに生じる電位差）を増幅して出力する。
なお、オペアンプＯＰ１の出力先（補正電圧出力点Ｎ６）とオペアンプＯＰ１の反転入力端子の入力元（オペアンプ入力点Ｎ７）との間には抵抗素子Ｒ７及び容量素子Ｃ１が並列に接続されている。ここで、抵抗素子Ｒ７の抵抗値は、例えば１０ｋΩとされ、また、容量素子Ｃ１の容量値は、例えば２ｐＦとされる。オペアンプＯＰ１の増幅率は、抵抗素子Ｒ６の抵抗値と抵抗素子Ｒ７の抵抗値との関係により決定される。本実施形態に係るオペアンプＯＰ１の増幅率は、上記態様により、例えば１０倍程度とされる。
以下、電流検出回路１０Ｂ（オペアンプＯＰ１）が出力する電圧（補正電圧出力点Ｎ６における電圧）を補正電圧Ｖｃｏｍｐとも記載する。

本実施形態に係るゲート電圧調整部１１Ｂは、電流検出回路１０Ｂによって検出されたリーク電流に応じて、補償対象トランジスタ２のオフ動作時に印加される駆動信号の電圧レベルを低下させる。
より詳細に説明すると、本実施形態に係るゲート電圧調整部１１Ｂは、図４に示すように、オペアンプＯＰ２と、抵抗素子Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０と、容量素子Ｃ２と、を有している。
オペアンプＯＰ２の非反転入力端子（＋）には、信号出力源４から出力される駆動信号（Ｈｉｇｈ電位（＋５Ｖ）、Ｌｏｗ電位（０Ｖ））が入力される。また、オペアンプＯＰ２の反転入力端子（−）には、補正電圧Ｖｃｏｍｐが入力される。
なお、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子と信号出力源４との間には抵抗素子Ｒ１０が接続される。抵抗素子Ｒ１０の抵抗値は、例えば１ｋΩとされる。また、オペアンプＯＰ２の反転入力端子と電流検出回路１０Ｂの出力先（補正電圧出力点Ｎ６）との間には抵抗素子Ｒ８が直列に接続されている。抵抗素子Ｒ８の抵抗値は、例えば１ｋΩとされる。

オペアンプＯＰ２は、オペアンプＯＰ１と同様に、負電圧源１２が出力する負電圧ＶＳＳ（−５Ｖ）と、正電圧源１３が出力する正電圧ＶＣＣ（＋５Ｖ）と、を入力電源として動作する。オペアンプＯＰ２は、非反転入力端子に入力される駆動信号と、反転入力端子に入力される補正電圧Ｖｃｏｍｐとの電位差を増幅して出力する。
なお、オペアンプＯＰ２の出力先（ゲート電圧出力点Ｎ９）とオペアンプＯＰ２の反転入力端子の入力元（オペアンプ入力点Ｎ８）との間には抵抗素子Ｒ９及び容量素子Ｃ２が並列に接続されている。ここで、抵抗素子Ｒ９の抵抗値は、例えば５０ｋΩとされ、また、容量素子Ｃ２の容量値は、例えば１０ｐＦとされる。オペアンプＯＰ２の増幅率は、抵抗素子Ｒ８の抵抗値と抵抗素子Ｒ９の抵抗値との関係により決定される。本実施形態に係るオペアンプＯＰ２の増幅率は、上記態様により、例えば５０倍程度とされる。
また、オペアンプＯＰ２の出力先（ゲート電圧出力点Ｎ９）と補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇとの間には抵抗素子Ｒ１１が接続される。抵抗素子Ｒ１１は、例えば１０Ωとされる。

（作用、効果）
図５〜図７は、それぞれ、第２の実施形態に係る補償回路の作用、効果を説明する第１の図〜第３の図である。
図５は、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈと、補償対象トランジスタ２のリーク電流との関係を示すグラフである。図５において、横軸が閾値電圧Ｖｔｈを示し、縦軸がリーク電流を示している。
また、図６は、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈと、補償対象トランジスタ２のゲート端子Ｇに印加される電圧（ゲート電圧）との関係を示すグラフである。図６において、横軸が閾値電圧Ｖｔｈを示し、縦軸がゲート電圧を示している。
また、図７は、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈと、電流検出回路１０Ｂから出力される補正電圧Ｖｃｏｍｐとの関係を示すグラフである。図７において、横軸が閾値電圧Ｖｔｈを示し、縦軸が補正電圧Ｖｃｏｍｐを示している。
図５〜図７の各々に示すリーク電流、ゲート電圧及び補正電圧Ｖｃｏｍｐは、いずれも、信号出力源４から出力される駆動電圧がＬｏｗ電位（０Ｖ）の場合に生じるリーク電流、ゲート電圧及び補正電圧Ｖｃｏｍｐである。これらの特性は、いずれも図４に示す補償回路１についての回路シミュレーションにより得られたものである。

本実施形態に係る電流検出回路１０Ｂが出力する補正電圧Ｖｃｏｍｐは、シャント抵抗Ｒｓに生じる降下電圧を１０倍に増幅した正の電圧（Ｖｃｏｍｐ＞０）である。ここで、シャント抵抗Ｒｓに生じる降下電圧は、補償対象トランジスタ２のリーク電流に比例する。したがって、電流検出回路１０Ｂは、補償対象トランジスタ２における閾値電圧Ｖｔｈが負方向へ変動するに連れて増加するリーク電流を検出する閾値変動検出部として機能する。
図７に示すグラフによれば、補正電圧Ｖｃｏｍｐは、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが低下するにつれ（特に、０．４Ｖを下回ったあたりから）、徐々に増加していることが確認される。

本実施形態に係るゲート電圧調整部１１Ｂによれば、信号出力源４からの駆動信号がＬｏｗ電位（０Ｖ）であった場合、オペアンプＯＰ２は、駆動信号のＬｏｗ電位（０Ｖ）と、補償対象トランジスタ２のリーク電流に応じた補正電圧Ｖｃｏｍｐ（＞０）との電位差を増幅して出力する。ここで、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力される電圧（Ｌｏｗ電位（０Ｖ））よりも反転入力端子に入力される電圧（補正電圧Ｖｃｏｍｐ）の方が高いので、オペアンプＯＰ２の出力電圧は負電位となる。つまり、補正電圧Ｖｃｏｍｐ（＞０）が大きいほど、オペアンプＯＰ２の出力電圧（補償対象トランジスタ２のゲート電圧）は低減（負方向に増加）する。
図６に示すグラフによれば、ゲート電圧は、閾値電圧Ｖｔｈが低下するにつれ（特に、０．４Ｖを下回ったあたりから）、徐々に低下（負方向に増加）していることが確認される。

このように、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが負方向に変動するにつれてゲート電圧が０Ｖ以下に低減されることで、補償対象トランジスタ２のリーク電流は抑制される。本実施形態に係る補償回路１によれば、図５に示すように、補償対象トランジスタ２の閾値電圧Ｖｔｈが０Ｖに至った場合であっても、補償対象トランジスタ２のリーク電流を２５μＡ未満に抑えることができる。

また、第２の実施形態において、信号出力源４がＨｉｇｈ電位（＋５Ｖ）を出力する場合、補償対象トランジスタ２はオン状態となって負荷回路３に電流（オフ時に流れるリーク電流よりも大きい電流）が流れる。そうすると、電流検出回路１０Ｂが出力する補正電圧Ｖｃｏｍｐも、当該負荷回路３に流れる電流に応じて大きくなる。しかしながら、本実施形態に係る電流検出回路１０Ｂは、補償対象トランジスタ２がオン状態となった場合に出力される補正電圧Ｖｃｏｍｐが、信号出力源４が出力するＨｉｇｈ電位（＋５Ｖ）を常に下回るように設計されている。例えば、第２の実施形態に係る電流検出回路１０Ｂによれば、負荷回路３に１Ａの電流が流れた場合であっても、電流検出回路１０Ｂが出力する補正電圧Ｖｃｏｍｐは１Ｖ程度となる。したがって、信号出力源４がＨｉｇｈ電位（＋５Ｖ）を出力する場合は、オペアンプＯＰ２における当該Ｈｉｇｈ電位（＋５Ｖ）と補正電圧Ｖｃｏｍｐ（＋１Ｖ）との比較の結果、ゲート電圧調整部１１Ｂから、Ｈｉｇｈ電位に相当する電位が出力される。

以上、第１、第２の実施形態に係る補償回路１について詳細に説明したが、補償回路１の具体的な態様は、上述のものに限定されることはなく、要旨を逸脱しない範囲内において種々の設計変更等を加えることは可能である。

例えば、第１の実施形態に係る参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と同一の構造を有するものとして説明したが、他の実施形態においては必ずしもこの態様に限定されない。即ち、他の実施形態に係る参照トランジスタ１０Ａは、補償対象トランジスタ２と構造的緒元が異なる構造であってもよい。このようにしても、補償対象トランジスタ２と共に照射される放射線に応じて閾値電圧Ｖｔｈが負方向に変動する特性さえ有していれば、第１の実施形態と同様の効果を奏することができる。

また、第１、第２の実施形態に係る補償対象トランジスタ２及び補償回路１は、原子炉の近傍に設置されるものとして説明したが、他の実施形態においてはこの態様に限定されない。即ち、他の実施形態においては、補償対象トランジスタ２及び補償回路１は、原子炉の他、例えば宇宙空間等、放射線発生の多い場所で使用されるものであってもよい。

また、上述の第１、第２の実施形態の説明に用いた「電界効果型トランジスタ」との文言は、一般によく知られているMOS-FETのみならず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）等、電圧駆動型のトランジスタ全般を含むものとする。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものとする。

１補償回路
１０Ａ参照トランジスタ（閾値変動検出部）
１０Ｂ電流検出回路（閾値変動検出部）
１１Ａ、１１Ｂゲート電圧調整部
１２負電圧源
２補償対象トランジスタ
３負荷回路
４信号出力源
Ｒ１〜Ｒ１１抵抗素子
Ｒｓシャント抵抗
Ｃ１、Ｃ２容量素子

Claims

ゲート端子に入力される駆動信号に応じて動作する電界効果型トランジスタである補償対象トランジスタについての補償回路であって、
外部から照射される放射線に起因して生じる前記補償対象トランジスタにおける閾値電圧の負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部と、
検出された前記閾値電圧の負方向への変動の度合いに応じて、
前記補償対象トランジスタのオフ動作時に入力される前記駆動信号の電圧レベルを低下させるゲート電圧調整部と、
を備え、
前記閾値変動検出部は、
電界効果型トランジスタである参照トランジスタで構成され、
前記ゲート電圧調整部は、
前記駆動信号の出力源と、所定の負電圧源との間において、抵抗素子と前記参照トランジスタとが直列に接続されてなる分圧回路を有し、
当該分圧回路の出力電圧が前記補償対象トランジスタの前記ゲート端子に入力される
補償回路。
前記駆動信号の出力源から前記ゲート端子にかけて順方向接続されたダイオード素子を更に備える
請求項１に記載の補償回路。
前記参照トランジスタは、前記補償対象トランジスタと同一の構造を有してなる
請求項１又は請求項２に記載の補償回路。
ゲート端子に入力される駆動信号に応じて動作する電界効果型トランジスタである補償対象トランジスタについての補償回路の製造方法であって、
外部から照射される放射線に起因して生じる前記補償対象トランジスタにおける閾値電圧の負方向への変動の度合いを検出する閾値変動検出部として機能する参照トランジスタを作製する工程と、
検出された前記閾値電圧の負方向への変動の度合いに応じて、前記補償対象トランジスタのオフ動作時に入力される前記駆動信号の電圧レベルを低下させるゲート電圧調整部を作製する工程と、
を有し、
前記参照トランジスタは、前記補償対象トランジスタと同一の製造工程を通じて、当該補償対象トランジスタと同一の構造を有するように作製され、
前記閾値変動検出部は、
電界効果型トランジスタである参照トランジスタで構成され、
前記ゲート電圧調整部は、
前記駆動信号の出力源と、所定の負電圧源との間において、抵抗素子と前記参照トランジスタとが直列に接続されてなる分圧回路を有し、
当該分圧回路の出力電圧が前記補償対象トランジスタの前記ゲート端子に入力される、
補償回路の製造方法。