JP6725328B2 - Gate drive circuit - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、ゲート駆動回路に関する。 Embodiments of the present invention relate to a gate drive circuit.
電力用スイッチング素子を応用した電力変換装置は、スイッチング素子の大容量化、高速化に伴い、その応用分野を広げている。近年、応用分野が広がっている電力用スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などのトランジスタである。 Power converters that apply power switching elements are expanding their application fields as the capacity and speed of switching elements increase. BACKGROUND ART In recent years, power switching elements whose application fields are expanding are, for example, transistors such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor).
ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴは、ノンラッチ型のスイッチング素子である。ノンラッチ型のスイッチング素子は、サイリスタ等のラッチ型スイッチング素子に比べて、ゲート駆動による高い制御性が利点である。ノンラッチ型のスイッチング素子は、ターンオン時およびターンオフ時のスイッチング過渡期において、ゲート電圧を制御することによりサージ電圧やサージ電流を抑制したり、スイッチング過渡期の電流や電圧の傾きを制御したりすることができる。 The IGBT and MOSFET are non-latch type switching elements. The non-latch type switching element has an advantage of higher controllability by gate driving as compared with the latch type switching element such as a thyristor. The non-latching type switching element suppresses surge voltage and surge current by controlling the gate voltage during the switching transition period at turn-on and turn-off, and controls the current and voltage gradient during the switching transition period. You can
従来、スイッチング素子を低速にターンオフさせてサージ電圧を抑制する方法が提案されている。しかしながら、スイッチング素子がターンオフを開始するタイミングから低速に動作させるとターンオフ時のエネルギー損失が増加し、電力変換効率が低下する原因となる。 Conventionally, a method of turning off a switching element at a low speed to suppress a surge voltage has been proposed. However, if the switching element is operated at a low speed from the timing of starting the turn-off, energy loss at the turn-off increases, which causes a decrease in power conversion efficiency.
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、スイッチング素子の保護を図るとともに、スイッチング素子のターンオフ損失を抑制するゲート駆動回路を提供することを目的とする。 The embodiment of the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a gate drive circuit that protects a switching element and suppresses turn-off loss of the switching element.
実施形態によるゲート駆動回路は、エミッタにて接地されたスイッチング素子のゲートと接続したゲート出力端子と、前記スイッチング素子のゲート電圧を制御するパルスを出力するパルス発生装置と、前記パルス発生装置の出力端子と前記ゲート出力端子との間に接続した第１抵抗器と、前記パルス発生装置の出力端子と前記ゲート出力端子との間において、前記第１抵抗器と並列に接続した第２抵抗器と、前記第１抵抗器と前記第２抵抗器との一方を前記パルス発生装置の出力端子と接続する切替スイッチと、入力端子に供給された信号と参照電圧とを比較して前記切替スイッチを切替える信号を出力するコンパレータと、一端が前記スイッチング素子の前記エミッタと接続し、他端がダイオードと分圧抵抗器とを介して前記コンパレータの入力端子と接続したインダクタンスと、を備え、前記ダイオードは、前記インダクタンスの前記他端と接続されたアノードと、前記分圧抵抗器を介して前記コンパレータの入力端子と接続したカソードと、を備える。 A gate drive circuit according to an embodiment includes a gate output terminal connected to a gate of a switching element grounded at an emitter, a pulse generator that outputs a pulse for controlling a gate voltage of the switching element, and an output of the pulse generator. A first resistor connected between the terminal and the gate output terminal, and a second resistor connected in parallel with the first resistor between the output terminal of the pulse generator and the gate output terminal. , A selector switch that connects one of the first resistor and the second resistor to the output terminal of the pulse generator, and compares the signal supplied to the input terminal with a reference voltage to switch the selector switch. a comparator for outputting a signal having one end connected to the emitter of the switching element, comprising an inductance connected to the input terminal of the comparator and the other end through a diode and a voltage dividing resistor, said diode, An anode connected to the other end of the inductance and a cathode connected to the input terminal of the comparator via the voltage dividing resistor are provided .
以下、第１実施形態のゲート駆動回路について、図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態のゲート駆動回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のゲート駆動回路１Ａは、電力用スイッチング素子としてのＩＧＢＴ３のエミッタ電位を基準電位とした電源４から出力される電源電圧を用いて、ＩＧＢＴ３のゲート電圧を制御する回路である。
Hereinafter, the gate drive circuit of the first embodiment will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram schematically showing a configuration example of the gate drive circuit of the first embodiment.
The gate drive circuit 1A of the present embodiment is a circuit that controls the gate voltage of the IGBT 3 by using the power supply voltage output from the power supply 4 with the emitter potential of the IGBT 3 as a power switching element as a reference potential.
ＩＧＢＴ３は還流ダイオード２と並列に接続している。還流ダイオード２は、ＩＧＢＴ３のエミッタからコレクタに向かう方向を順方向として接続している。ＩＧＢＴ３が電力変換装置に搭載される場合には、一対のＩＧＢＴ３が直列に接続されて各相アームを構成する。 The IGBT 3 is connected in parallel with the free wheeling diode 2. The free wheeling diode 2 is connected such that the direction from the emitter of the IGBT 3 to the collector is the forward direction. When the IGBT 3 is mounted on the power converter, a pair of IGBTs 3 are connected in series to form each phase arm.
ゲート駆動回路１Ａは、ゲート出力端子ＧＴと、ゲート電源４と、パルス発生装置５と、第１抵抗器６と、第２抵抗器７と、インダクタンス８と、ダイオード９と、第３抵抗器１０と、第４抵抗器１１と、コンパレータ１２と、参照電圧入力電源１３と、切替スイッチ１４と、を備えている。 The gate drive circuit 1A includes a gate output terminal GT, a gate power supply 4, a pulse generator 5, a first resistor 6, a second resistor 7, an inductance 8, a diode 9, and a third resistor 10. A fourth resistor 11, a comparator 12, a reference voltage input power supply 13, and a changeover switch 14.
ゲート電源４は、ＩＧＢＴ３のエミッタ電位を基準電位とした電源である。
パルス発生装置５は、ゲート電源４から供給される電源電圧を用いて、パルスを生成して切替スイッチ１４へ出力する。パルス発生装置５がパルスを生成するタイミングは、例えば図示しない上位制御装置により制御される。
第１抵抗器６と第２抵抗器７とは、ＩＧＢＴ３のゲートとパルス発生装置の出力端子との間に並列に接続している。第１抵抗器６の抵抗値は第２抵抗器７の抵抗値よりも小さい。
The gate power supply 4 is a power supply using the emitter potential of the IGBT 3 as a reference potential.
The pulse generator 5 generates a pulse using the power supply voltage supplied from the gate power supply 4 and outputs the pulse to the changeover switch 14. The timing at which the pulse generator 5 generates a pulse is controlled by, for example, a host controller (not shown).
The first resistor 6 and the second resistor 7 are connected in parallel between the gate of the IGBT 3 and the output terminal of the pulse generator. The resistance value of the first resistor 6 is smaller than the resistance value of the second resistor 7.
インダクタンス８とＩＧＢＴ３とは直列に接続している。インダクタンス８の一端はＩＧＢＴ３のエミッタに接続し、ＩＧＢＴ３に電流が流れると、電流の時間変化とインダクタンス８の大きさＬに応じた電圧がインダクタンス８の両端に生じる。
ダイオード９は、アノード端子がインダクタンス８の他端に接続し、カソード端子が第３抵抗器１０を介してコンパレータ１２の入力端子と接続している。すなわち、ダイオード９は、ＩＧＢＴ３のエミッタ側からコンパレータ１２へ向かう方向に電流を流すように接続し、コンパレータ１２を保護している。
The inductance 8 and the IGBT 3 are connected in series. One end of the inductance 8 is connected to the emitter of the IGBT 3, and when a current flows through the IGBT 3, a voltage corresponding to the time change of the current and the size L of the inductance 8 is generated across the inductance 8.
The diode 9 has an anode terminal connected to the other end of the inductance 8 and a cathode terminal connected to the input terminal of the comparator 12 via the third resistor 10. That is, the diode 9 is connected so that a current flows in the direction from the emitter side of the IGBT 3 to the comparator 12, and protects the comparator 12.
第３抵抗器１０とコンパレータ１２の負側の入力端子との間は、第４抵抗器１１を介して接地されている。したがって、ダイオード９のカソード端子における電圧は、第３抵抗器１０の抵抗値と第４抵抗器１１の抵抗値との比により分圧されて、コンパレータ１２の負側の入力端子へ印加される。第３抵抗器１０と第４抵抗器１１とは、インダクタンス８から印加される電圧を分圧する分圧抵抗器である。 The third resistor 10 and the negative input terminal of the comparator 12 are grounded via the fourth resistor 11. Therefore, the voltage at the cathode terminal of the diode 9 is divided by the ratio between the resistance value of the third resistor 10 and the resistance value of the fourth resistor 11 and applied to the negative input terminal of the comparator 12. The third resistor 10 and the fourth resistor 11 are voltage dividing resistors that divide the voltage applied from the inductance 8.
コンパレータ１２の正側の入力端子には、参照電圧入力電源１３から参照電圧Ｖｒｅｆが印加される。コンパレータ１２は、負側の入力端子に印加されたインダクタンス８の電圧に基づく値と、参照電圧Ｖｒｅｆの値とを比較し、インダクタンス８の電圧に基づく値が参照電圧Ｖｒｅｆの値以上となったときにハイレベルの値を出力する。 The reference voltage Vref is applied to the positive input terminal of the comparator 12 from the reference voltage input power supply 13. The comparator 12 compares the value based on the voltage of the inductance 8 applied to the negative input terminal with the value of the reference voltage Vref, and when the value based on the voltage of the inductance 8 is equal to or greater than the value of the reference voltage Vref. The high level value is output to.
切替スイッチ１４は、コンパレータ１２から出力される信号の値により、パルス発生装置５から出力されるパルスがＩＧＢＴ３のゲートに印加される経路を切替える。切替スイッチ１４は、第１抵抗器６と第２抵抗器７との一方をパルス発生装置５の出力端子と接続する。例えば、切替スイッチ１４は、コンパレータ１２から出力された信号の値がローレベルのときに、第１抵抗器６を介してパルス発生装置５の出力端子とゲート出力端子ＧＴとを接続し、コンパレータ１２から出力された信号の値がハイレベルのときに、第２抵抗器７を介してパルス発生装置５の出力端子とゲート出力端子ＧＴとを接続する。ゲート出力端子ＧＴは、ＩＧＢＴ３のゲートと電気的に接続している。 The change-over switch 14 switches the path in which the pulse output from the pulse generator 5 is applied to the gate of the IGBT 3 according to the value of the signal output from the comparator 12. The changeover switch 14 connects one of the first resistor 6 and the second resistor 7 to the output terminal of the pulse generator 5. For example, the changeover switch 14 connects the output terminal of the pulse generator 5 and the gate output terminal GT via the first resistor 6 when the value of the signal output from the comparator 12 is low level, and the comparator 12 When the value of the signal output from is at high level, the output terminal of the pulse generator 5 and the gate output terminal GT are connected via the second resistor 7. The gate output terminal GT is electrically connected to the gate of the IGBT 3.
図２は、第１実施形態のゲート駆動回路がターンオフするときの動作の一例を説明するための図である。
図２において、ＩＧＢＴ３のゲート‐エミッタ間電圧をＶｇｅ、ＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧をＶｃｅ、ＩＧＢＴ３のコレクタ電流をＩｃ、コレクタ電流Ｉｃの時間変化率をｄＩｃ/ｄｔ、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗に流れる電流をＩｇとする。また、ＩＧＢＴ３をオフする際のエネルギー損失（ターンオフ損失）の瞬時値は、コレクタ電流Ｉｃとコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅとの積（＝Ｉｃ＊Ｖｃｅ）となる。なお、電流Ｉｇは、ＩＧＢＴ３へ流れる方向を正とし、第１抵抗器６に流れる電流と第２抵抗器７に流れる電流との和である。
FIG. 2 is a diagram for explaining an example of an operation when the gate drive circuit of the first embodiment is turned off.
In FIG. 2, the gate-emitter voltage of the IGBT3 is Vge, the collector-emitter voltage of the IGBT3 is Vce, the collector current of the IGBT3 is Ic, the time change rate of the collector current Ic is dIc/dt, and the current flowing through the gate resistance of the IGBT3. Is Ig. The instantaneous value of the energy loss (turn-off loss) when the IGBT 3 is turned off is the product (=Ic*Vce) of the collector current Ic and the collector-emitter voltage Vce. The current Ig is the sum of the current flowing through the first resistor 6 and the current flowing through the second resistor 7, with the direction of flowing through the IGBT 3 being positive.
ＩＧＢＴ３がオンしている状態では、ＩＧＢＴ３のゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅはハイレベルであって、コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄＩｃ／ｄｔは略ゼロである。したがって、コンパレータ１２に入力される電圧は参照電圧Ｖｒｅｆよりも低く、コンパレータ１２の出力はローレベルである。このとき、切替スイッチ１４は、第１抵抗器６を介してパルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとを接続している。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗は小さくなっている。 When the IGBT 3 is on, the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 3 is at high level, and the time change rate dIc/dt of the collector current Ic is substantially zero. Therefore, the voltage input to the comparator 12 is lower than the reference voltage Vref, and the output of the comparator 12 is low level. At this time, the changeover switch 14 connects the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 via the first resistor 6. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 is small.
パルス生成装置５から出力される信号が立下りＩＧＢＴ３がオンからオフとなる動作が開始すると、第１抵抗器６を介してＩＧＢＴ３のゲートに流れる電流Ｉｇが小さくなり、ＩＧＢＴ３のゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが低下し始める。 When the signal output from the pulse generator 5 falls and the operation in which the IGBT 3 is switched from ON to OFF is started, the current Ig flowing to the gate of the IGBT 3 via the first resistor 6 becomes small, and the gate-emitter voltage of the IGBT 3 becomes small. Vge begins to drop.
ゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが所定の閾値未満となると、ＩＧＢＴ３のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが上昇し始め、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きくなるに従って、コレクタ電流Ｉｃが徐々に小さくなる。 When the gate-emitter voltage Vge becomes less than a predetermined threshold value, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 starts to rise, and the collector current Ic gradually decreases as the collector-emitter voltage Vce increases.
コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄＩｃ／ｄｔが生じると、インダクタンス８の両端に時間変化率ｄＩｃ／ｄｔに比例する大きさの電圧が生じ、インダクタンス８の両端に生じた電圧が分圧されてコンパレータ１２に入力される。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となると、コンパレータ１２の出力がハイレベルとなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となった時を時刻ｔ１とする。 When the time change rate dIc/dt of the collector current Ic is generated, a voltage having a magnitude proportional to the time change rate dIc/dt is generated at both ends of the inductance 8, and the voltage generated at both ends of the inductance 8 is divided so that the comparator 12 Entered in. When the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes high level. The time when the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref is time t1.
コンパレータ１２の出力がハイレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第２抵抗器７を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が大きくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が遅くなり、コレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅのサージ電圧を抑制することができる。 When the output of the comparator 12 becomes high level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the second resistor 7. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes large, the switching speed of the IGBT 3 becomes slow, and the surge voltage of the collector-emitter voltage Vce can be suppressed.
第２抵抗器７を介してＩＧＢＴ２のゲートに流れる電流Ｉｇが上昇し始めると、ＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅが小さくなり、コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔが小さくなる。 When the current Ig flowing through the gate of the IGBT 2 via the second resistor 7 starts to rise, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 becomes smaller and the time change dIc/dt of the collector current Ic becomes smaller.
コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔがゼロに近付くと、インダクタンス８の両端に生じた電圧が小さくなり、コンパレータ１２に入力が小さくなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ未満となると、コンパレータ１２の出力がローレベルとなる。 When the time change dIc/dt of the collector current Ic approaches zero, the voltage generated across the inductance 8 becomes small and the input to the comparator 12 becomes small. When the input of the comparator 12 becomes lower than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes low level.
コンパレータ１２の出力がローレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第１抵抗器６を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が小さくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が速くなる。 When the output of the comparator 12 becomes low level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the first resistor 6. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes smaller, and the switching speed of the IGBT 3 becomes faster.
図２には比較例のゲート駆動回路の動作の一例も記載している。比較例のゲート駆動回路は、ゲート抵抗を切替えないでＩＧＢＴ３をオフする回路である。
本実施形態のゲート駆動回路では、時刻ｔ１まではＩＧＢＴ３のゲート抵抗が小さいため、比較例よりもＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅの立ち上がりが急峻になる。本実施形態のゲート駆動回路では、時刻ｔ１で、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗を大きいものに切り替えることにより、スイッチング速度を遅くしてサージ電圧が生じることを抑制している。
FIG. 2 also shows an example of the operation of the gate drive circuit of the comparative example. The gate drive circuit of the comparative example is a circuit that turns off the IGBT 3 without switching the gate resistance.
In the gate drive circuit of the present embodiment, the gate resistance of the IGBT3 is small until the time t1, so that the collector-emitter voltage Vce of the IGBT3 rises more rapidly than in the comparative example. In the gate drive circuit of the present embodiment, at time t1, the gate resistance of the IGBT 3 is switched to a large one, thereby slowing down the switching speed and suppressing generation of surge voltage.
更に、本実施形態のゲート駆動回路では、時刻ｔ２でＩＧＢＴ３のゲート抵抗を小さくしてＩＧＢＴ３のスイッチング速度を速くしている。これにより、ＩＧＢＴ３のターンオフ損失（Ｉｃ＊Ｖｃｅ）を、比較例のゲート駆動回路よりも低減することができる。 Further, in the gate drive circuit of the present embodiment, the gate resistance of the IGBT3 is reduced at time t2 to increase the switching speed of the IGBT3. This makes it possible to reduce the turn-off loss (Ic*Vce) of the IGBT 3 as compared with the gate drive circuit of the comparative example.
上記のように、本実施形態のゲート駆動回路では、ＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃの変化率（ｄＩｃ／ｄｔ）を検出し、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗を切り替えることによってサージ電圧を抑制するとともに、ターンオフ損失を低減することができる。すなわち、本実施形態によれば、スイッチング素子の保護を図るとともに、スイッチング素子のターンオフ損失を抑制するゲート駆動回路を提供することができる。 As described above, in the gate drive circuit of this embodiment, the change rate (dIc/dt) of the collector current Ic of the IGBT 3 is detected, the surge voltage is suppressed by switching the gate resistance of the IGBT 3, and the turn-off loss is reduced. can do. That is, according to this embodiment, it is possible to provide a gate drive circuit that protects the switching element and suppresses the turn-off loss of the switching element.
次に、第２実施形態のゲート駆動回路について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態のゲート駆動回路と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。 Next, the gate drive circuit of the second embodiment will be described in detail with reference to the drawings. In the following description, the same components as those of the gate drive circuit according to the first embodiment described above are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
図３は、第２実施形態のゲート駆動回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のゲート駆動回路１Ｂは、第５抵抗器２１と、第２ダイオード２２と、を更に備えている。上記の構成以外は、上述の第１実施形態のゲート駆動回路１Ａと同様の構成である。
FIG. 3 is a diagram schematically showing a configuration example of the gate drive circuit of the second embodiment.
The gate drive circuit 1B of the present embodiment further includes a fifth resistor 21 and a second diode 22. Except for the above configuration, the gate drive circuit 1A has the same configuration as that of the above-described first embodiment.
第２ダイオード２２は、アノード端子がインダクタンス８の他端とダイオード９のアノード端子との間に接続し、カソード端子が第５抵抗器２１を介してＩＧＢＴ５のゲートと接続している。第２ダイオード２２は、ＩＧＢＴ３側からコンパレータ１２へ向かう方向に流れる電流を遮断し、コンパレータ１２を保護している。 The second diode 22 has an anode terminal connected between the other end of the inductance 8 and the anode terminal of the diode 9, and a cathode terminal connected to the gate of the IGBT 5 via the fifth resistor 21. The second diode 22 blocks the current flowing in the direction from the IGBT 3 side to the comparator 12 and protects the comparator 12.
図４は、第２実施形態のゲート駆動回路がターンオフするときの動作の一例を説明するための図である。なお、図４において、第５抵抗器２１を介してＩＧＢＴ３のゲートに印加される電圧をＶＲｄとし、電圧ＶＲｄはＩＧＢＴ３のゲートへ電流を流す方向を正とする。また、電流ＩｇはＩＧＢＴ３のゲートに流れる電流であり、第１抵抗器６を介して流れる電流と、第２抵抗器７を介して流れる電流と、第５抵抗器２１を介して流れる電流との和である。 FIG. 4 is a diagram for explaining an example of an operation when the gate drive circuit of the second embodiment is turned off. In FIG. 4, the voltage applied to the gate of the IGBT 3 via the fifth resistor 21 is VRd, and the voltage VRd is positive in the direction in which current flows to the gate of the IGBT 3. Further, the current Ig is a current flowing through the gate of the IGBT 3, and includes a current flowing through the first resistor 6, a current flowing through the second resistor 7, and a current flowing through the fifth resistor 21. It is a sum.
本実施形態のゲート駆動回路１Ｂでは、ＩＧＢＴ３がオンからオフとなる動作が開始すると、第１抵抗器６を介してＩＧＢＴ３のゲートに流れる電流Ｉｇが小さくなり、ＩＧＢＴ３のゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが低下し始める。ゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが所定の閾値未満となると、ＩＧＢＴ３のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが上昇し始め、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きくなるに従って、コレクタ電流Ｉｃが徐々に小さくなる。 In the gate drive circuit 1B of the present embodiment, when the operation of turning on the IGBT 3 is started, the current Ig flowing through the first resistor 6 to the gate of the IGBT 3 decreases, and the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 3 decreases. Begins to decline. When the gate-emitter voltage Vge becomes less than a predetermined threshold value, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 starts to rise, and the collector current Ic gradually decreases as the collector-emitter voltage Vce increases.
コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄＩｃ／ｄｔが生じると、インダクタンス８の両端に時間変化率ｄＩｃ／ｄｔに比例する大きさの電圧が生じる。インダクタンス８の両端に生じた電圧は、第３抵抗器１０および第４抵抗器１１により分圧されてコンパレータ１２に入力されるとともに、第２ダイオード２２および第５抵抗器２１を介してＩＧＢＴ３のゲートに電圧ＶＲｄとして印加される。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となると、コンパレータ１２の出力がハイレベルとなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となったときを時刻ｔ１とする。 When the time change rate dIc/dt of the collector current Ic occurs, a voltage having a magnitude proportional to the time change rate dIc/dt is generated across the inductance 8. The voltage generated across the inductance 8 is divided by the third resistor 10 and the fourth resistor 11 and input to the comparator 12, and the gate of the IGBT 3 is passed through the second diode 22 and the fifth resistor 21. Is applied as a voltage VRd. When the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes high level. The time when the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref is time t1.
第５抵抗器２１を介してＩＧＢＴ３のゲートに電圧が印加されると、ＩＧＢＴ３のゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅが上昇する。すなわち、ＩＧＢＴ３をオンする方向に電圧が印加されることとなり、ＩＧＢＴ３のターンオフのスイッチング速度を低下して、サージ電圧が抑制される。 When a voltage is applied to the gate of the IGBT 3 via the fifth resistor 21, the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 3 rises. That is, the voltage is applied in the direction of turning on the IGBT 3, the switching speed of the turn-off of the IGBT 3 is reduced, and the surge voltage is suppressed.
また、上述の第１実施形態と同様に、コンパレータ１２の出力がハイレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第２抵抗器７を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が大きくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が遅くなり、コレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅのサージ電圧を抑制することができる。 Further, as in the case of the above-described first embodiment, when the output of the comparator 12 becomes high level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the second resistor 7. Connecting. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes large, the switching speed of the IGBT 3 becomes slow, and the surge voltage of the collector-emitter voltage Vce can be suppressed.
第２抵抗器７を介してＩＧＢＴ２のゲートに流れる電流Ｉｇが上昇し始めると、ＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅが小さくなり、コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔが小さくなる。 When the current Ig flowing through the gate of the IGBT 2 via the second resistor 7 starts to rise, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 becomes smaller and the time change dIc/dt of the collector current Ic becomes smaller.
コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔがゼロに近付くと、インダクタンス８の両端に生じた電圧が小さくなり、コンパレータ１２に入力が小さくなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ未満となると、コンパレータ１２の出力がローレベルとなる。 When the time change dIc/dt of the collector current Ic approaches zero, the voltage generated across the inductance 8 becomes small and the input to the comparator 12 becomes small. When the input of the comparator 12 becomes lower than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes low level.
コンパレータ１２の出力がローレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第１抵抗器６を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が小さくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が速くなる。 When the output of the comparator 12 becomes low level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the first resistor 6. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes smaller, and the switching speed of the IGBT 3 becomes faster.
また、コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔがゼロに近付くと、第５抵抗器２１を介してＩＧＢＴ３のゲートに印加される電圧ＶＲｄも小さくなる。したがって、ＩＧＢＴ３をオンする方向に印加される電圧が小さくなり、ＩＧＢＴ３をターンオフするスイッチング速度が速くなる。 When the time change dIc/dt of the collector current Ic approaches zero, the voltage VRd applied to the gate of the IGBT 3 via the fifth resistor 21 also decreases. Therefore, the voltage applied in the direction to turn on the IGBT 3 becomes small, and the switching speed for turning off the IGBT 3 becomes fast.
上記のように、本実施形態のゲート駆動回路によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができ、更に、ＩＧＢＴ３のコレクタ電流Ｉｃの変化率（ｄＩｃ／ｄｔ）に比例する電圧をＩＧＢＴ３のゲートに印加することによりＩＧＢＴ３がターンオフする際のスイッチング速度を遅くしてサージ電圧を抑制し、かつ、ターンオフ損失を低減することができる。すなわち、本実施形態によれば、スイッチング素子の保護を図るとともに、スイッチング素子のターンオフ損失を抑制するゲート駆動回路を提供することができる。 As described above, according to the gate drive circuit of the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and further, the voltage proportional to the change rate (dIc/dt) of the collector current Ic of the IGBT 3 can be obtained. By applying the voltage to the gate of the IGBT 3, it is possible to slow down the switching speed when the IGBT 3 is turned off, suppress the surge voltage, and reduce the turn-off loss. That is, according to the present embodiment, it is possible to provide a gate drive circuit that protects the switching element and suppresses the turn-off loss of the switching element.
次に、第３実施形態のゲート駆動回路について図面を参照して詳細に説明する。
図５は、第３実施形態のゲート駆動回路の一構成例を概略的に示す図である。
本実施形態のゲート駆動回路１Ｃは、定電圧ダイオード３１と、第６抵抗器３２と、を更に備えている。上記の構成以外は、上述の第１実施形態のゲート駆動回路１Ａと同様の構成である。
Next, the gate drive circuit of the third embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 5 is a diagram schematically showing a configuration example of the gate drive circuit of the third embodiment.
The gate drive circuit 1C of the present embodiment further includes a constant voltage diode 31 and a sixth resistor 32. Except for the above configuration, the gate drive circuit 1A has the same configuration as that of the above-described first embodiment.
定電圧ダイオード３１は、ＩＧＢＴ３のゲートとコレクタとの間に接続している。定電圧ダイオード３１は、ＩＧＢＴ３のゲートからコレクタに向かう方向を順方向とする方向に接続し、定電圧ダイオード３１のアノードは、第６抵抗器３２を介してＩＧＢＴ３のゲートと接続している。 The constant voltage diode 31 is connected between the gate and the collector of the IGBT 3. The constant voltage diode 31 is connected in a direction in which the direction from the gate of the IGBT 3 to the collector is the forward direction, and the anode of the constant voltage diode 31 is connected to the gate of the IGBT 3 via the sixth resistor 32.
定電圧ダイオード３１は、カソードにブレークダウン電圧を超える電圧が印加されるときにアバランシェを開始し電流を流す。つまり、ＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電圧がブレークダウン電圧を超えると、ＩＧＢＴ３のコレクタからゲートに向かう方向（カソードからアノードに向かう方向）にアバランシェ電流を流す。なお、第６抵抗器３２は、定電圧ダイオード３１を介してＩＧＢＴ３のゲートへ流れる電流を抑制するために設けられている。 The constant voltage diode 31 starts an avalanche and causes a current to flow when a voltage exceeding the breakdown voltage is applied to the cathode. That is, when the collector-emitter voltage of the IGBT 3 exceeds the breakdown voltage, an avalanche current flows in the direction from the collector of the IGBT 3 to the gate (direction from the cathode to the anode). The sixth resistor 32 is provided to suppress the current flowing to the gate of the IGBT 3 via the constant voltage diode 31.
図６は、第３実施形態のゲート駆動回路がターンオフするときの動作の一例を説明するための図である。
なお、図６において、定電圧ダイオード３１および第６抵抗器３２を介してＩＧＢＴ３のゲートに印加される電圧をＶＲｚｄとし、電圧ＶＲｚｄは、ＩＧＢＴ３のゲートへ電流を流す方向を正とする。また、電流ＩｇはＩＧＢＴ３のゲートに流れる電流であり、第１抵抗器６を介して流れる電流と、第２抵抗器７を介して流れる電流と、定電圧ダイオード３１および第６抵抗器３２を介して流れるアバランシェ電流との和である。
FIG. 6 is a diagram for explaining an example of the operation when the gate drive circuit of the third embodiment is turned off.
In FIG. 6, the voltage applied to the gate of the IGBT 3 via the constant voltage diode 31 and the sixth resistor 32 is VRzd, and the voltage VRzd has a positive direction in which a current flows to the gate of the IGBT 3. Further, the current Ig is a current flowing through the gate of the IGBT 3, and a current flowing through the first resistor 6, a current flowing through the second resistor 7, a constant voltage diode 31 and a sixth resistor 32. Is the sum of the flowing avalanche current.
本実施形態のゲート駆動回路１Ｃでは、ＩＧＢＴ３がオンからオフとなる動作が開始すると、第１抵抗器６を介してＩＧＢＴ３のゲートに流れる電流Ｉｇが小さくなり、ＩＧＢＴ３のゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが低下し始める。ゲート-エミッタ間電圧Ｖｇｅが所定の閾値未満となると、ＩＧＢＴ３のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが上昇し始め、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖｃｅが大きくなるに従って、コレクタ電流Ｉｃが徐々に小さくなる。 In the gate drive circuit 1C of the present embodiment, when the operation of turning on the IGBT 3 is started, the current Ig flowing to the gate of the IGBT 3 via the first resistor 6 becomes smaller, and the gate-emitter voltage Vge of the IGBT 3 becomes smaller. Begins to decline. When the gate-emitter voltage Vge becomes less than a predetermined threshold value, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 starts to rise, and the collector current Ic gradually decreases as the collector-emitter voltage Vce increases.
コレクタ電流Ｉｃの時間変化率ｄＩｃ／ｄｔが生じると、インダクタンス８の両端に時間変化率ｄＩｃ／ｄｔに比例する大きさの電圧が生じる。インダクタンス８の両端に生じた電圧は、第３抵抗器１０および第４抵抗器１１により分圧されてコンパレータ１２に入力される。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となると、コンパレータ１２の出力がハイレベルとなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ以上となったときを時刻ｔ１とする。 When the time change rate dIc/dt of the collector current Ic occurs, a voltage having a magnitude proportional to the time change rate dIc/dt is generated across the inductance 8. The voltage generated across the inductance 8 is divided by the third resistor 10 and the fourth resistor 11 and input to the comparator 12. When the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes high level. The time when the input of the comparator 12 becomes equal to or higher than the reference voltage Vref is time t1.
上述の第１実施形態と同様に、コンパレータ１２の出力がハイレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第２抵抗器７を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が大きくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が遅くなり、コレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅのサージ電圧を抑制することができる。 Similar to the above-described first embodiment, when the output of the comparator 12 becomes high level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the second resistor 7. .. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes large, the switching speed of the IGBT 3 becomes slow, and the surge voltage of the collector-emitter voltage Vce can be suppressed.
また、時刻ｔ２にＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅが定電圧ダイオード３１のブレークダウン電圧に達すると、定電圧ダイオード３１がアバランシェし、アバランシェ電流がＩＧＢＴ３のゲートへ流れる。第１抵抗器６を介してＩＧＢＴ３のゲートへ流れる電流と、第２抵抗器７を介してＩＧＢＴ３のゲートへ流れる電流とは、ＩＧＢＴ３のゲートから電荷が排出される方向である。一方、定電圧ダイオード３１を介してＩＧＢＴ３へ流れる電流は、ＩＧＢＴ３へ電荷を注入する方向である。したがって、定電圧ダイオード３１を介してＩＧＢＴ３のゲートへ電流が注入されることにより、下降していたゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅが上昇する。つまり、ゲート‐エミッタ間電圧Ｖｇｅがターンオンする方向に上昇することによって、ＩＧＢＴ３がターンオフするスイッチング速度が低下し、サージ電圧が抑えられる。 When the collector-emitter voltage Vce of the IGBT3 reaches the breakdown voltage of the constant voltage diode 31 at time t2, the constant voltage diode 31 avalanches and an avalanche current flows to the gate of the IGBT3. The current flowing to the gate of the IGBT 3 via the first resistor 6 and the current flowing to the gate of the IGBT 3 via the second resistor 7 are in the direction in which charges are discharged from the gate of the IGBT 3. On the other hand, the current flowing to the IGBT 3 via the constant voltage diode 31 is in the direction of injecting charges into the IGBT 3. Therefore, when the current is injected into the gate of the IGBT 3 via the constant voltage diode 31, the lowered gate-emitter voltage Vge rises. In other words, the gate-emitter voltage Vge increases in the turn-on direction, the switching speed at which the IGBT 3 turns off is reduced, and the surge voltage is suppressed.
時刻ｔ３にサージ電圧のピークを過ぎ、コレクタ‐エミッタ電圧Ｖｃｅが定電圧ダイオード３１のブレークダウン電圧よりも下回ったとき、アバランシェ電流はゼロとなる。 When the surge voltage peaks at time t3 and the collector-emitter voltage Vce becomes lower than the breakdown voltage of the constant voltage diode 31, the avalanche current becomes zero.
第２抵抗器７を介してＩＧＢＴ２のゲートに流れる電流Ｉｇが上昇し始めると、ＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅが小さくなり、コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔが小さくなる。コレクタ電流Ｉｃの時間変化ｄＩｃ／ｄｔがゼロに近付くと、インダクタンス８の両端に生じた電圧が小さくなり、コンパレータ１２に入力が小さくなる。コンパレータ１２の入力が参照電圧Ｖｒｅｆ未満となると、コンパレータ１２の出力がローレベルとなる（時刻ｔ４）。 When the current Ig flowing through the gate of the IGBT 2 via the second resistor 7 starts to rise, the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 becomes smaller and the time change dIc/dt of the collector current Ic becomes smaller. When the time change dIc/dt of the collector current Ic approaches zero, the voltage generated across the inductance 8 becomes small and the input to the comparator 12 becomes small. When the input of the comparator 12 becomes lower than the reference voltage Vref, the output of the comparator 12 becomes low level (time t4).
コンパレータ１２の出力がローレベルとなると、切替スイッチ１４が切り替わり、第１抵抗器６を介して、パルス発生装置５の出力端子とＩＧＢＴ３のゲートとが接続する。したがって、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗が小さくなり、ＩＧＢＴ３のスイッチング速度が速くなる。 When the output of the comparator 12 becomes low level, the changeover switch 14 is switched, and the output terminal of the pulse generator 5 and the gate of the IGBT 3 are connected via the first resistor 6. Therefore, the gate resistance of the IGBT 3 becomes smaller, and the switching speed of the IGBT 3 becomes faster.
上記のように、本実施形態のゲート駆動回路１Ｃによれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができ、更に、ＩＧＢＴ３のコレクタ‐エミッタ間電圧Ｖｃｅの過電圧判別を行い、ＩＧＢＴ３のゲートに電流を注入することによってサージ電圧を抑制し、かつ、ターンオフ損失を低減することができる。すなわち、本実施形態によれば、スイッチング素子の保護を図るとともに、スイッチング素子のターンオフ損失を抑制するゲート駆動回路を提供することができる。 As described above, according to the gate drive circuit 1C of the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and further, the overvoltage determination of the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 is performed to determine the gate of the IGBT 3. The surge voltage can be suppressed and the turn-off loss can be reduced by injecting current into the circuit. That is, according to the present embodiment, it is possible to provide a gate drive circuit that protects the switching element and suppresses the turn-off loss of the switching element.
定電圧ダイオード３１では、ＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが所定の閾値を超えたか否かにより過電圧の判別を行っている。例えば、ＩＧＢＴ３が接続する主回路の直流電圧が低いときはサージ電圧も低いため、定電圧ダイオード３１からＩＧＢＴ３のゲートへ電流を注入せず、時間変化率ｄＩｃ／ｄｔに応じてゲート抵抗を切り替えることのみによって過剰なサージ電圧保護によるターンオフ損失の増加を防ぐことができる。ＩＧＢＴ３が接続する主回路の直流電圧が高いときはサージ電圧も高いため、定電圧ダイオード３１からＩＧＢＴ３のゲートへ電流を注入し、かつ、時間変化率ｄＩｃ／ｄｔに応じてゲート抵抗を切り替えることによって、サージ電圧の抑制とターンオフ損失の低減を両立することができる。 In the constant voltage diode 31, the overvoltage is determined by whether or not the collector-emitter voltage Vce of the IGBT 3 exceeds a predetermined threshold value. For example, when the DC voltage of the main circuit connected to the IGBT 3 is low, the surge voltage is also low. Therefore, the current is not injected from the constant voltage diode 31 to the gate of the IGBT 3, and the gate resistance is switched according to the time change rate dIc/dt. Only by this, it is possible to prevent an increase in turn-off loss due to excessive surge voltage protection. When the DC voltage of the main circuit connected to the IGBT 3 is high, the surge voltage is also high. Therefore, by injecting a current from the constant voltage diode 31 to the gate of the IGBT 3 and switching the gate resistance according to the time change rate dIc/dt. It is possible to achieve both suppression of surge voltage and reduction of turn-off loss.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although some embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the spirit of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the invention described in the claims and the scope of equivalents thereof.
１Ａ〜１Ｃ…ゲート駆動回路、２…還流ダイオード、３…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、４…ゲート電源、５…パルス発生装置、６…第１抵抗器、７…第２抵抗器、８…インダクタンス、９…ダイオード、１０…第３抵抗器、１１…第４抵抗器、１２…コンパレータ、１３…参照電圧入力電源、１４…切替スイッチ、２１…第５抵抗器、２２…第２ダイオード、３１…定電圧ダイオード、３２…第６抵抗器。 1A to 1C... Gate drive circuit, 2... Reflux diode, 3... IGBT (switching element), 4... Gate power supply, 5... Pulse generator, 6... First resistor, 7... Second resistor, 8... Inductance, 9... Diode, 10... Third resistor, 11... Fourth resistor, 12... Comparator, 13... Reference voltage input power source, 14... Changeover switch, 21... Fifth resistor, 22... Second diode, 31... Constant Voltage diode, 32... Sixth resistor.
Claims (3)
前記スイッチング素子のゲート電圧を制御するパルスを出力するパルス発生装置と、
前記パルス発生装置の出力端子と前記ゲート出力端子との間に接続した第１抵抗器と、
前記パルス発生装置の出力端子と前記ゲート出力端子との間において、前記第１抵抗器と並列に接続した第２抵抗器と、
前記第１抵抗器と前記第２抵抗器との一方を前記パルス発生装置の出力端子と接続する切替スイッチと、
入力端子に供給された信号と参照電圧とを比較して前記切替スイッチを切替える信号を出力するコンパレータと、
一端が前記スイッチング素子の前記エミッタと接続し、他端がダイオードと分圧抵抗器とを介して前記コンパレータの入力端子と接続したインダクタンスと、を備え、
前記ダイオードは、前記インダクタンスの前記他端と接続されたアノードと、前記分圧抵抗器を介して前記コンパレータの入力端子と接続したカソードと、を備えるゲート駆動回路。 A gate output terminal connected to the gate of the switching element grounded at the emitter ,
A pulse generator that outputs a pulse that controls the gate voltage of the switching element;
A first resistor connected between the output terminal of the pulse generator and the gate output terminal;
A second resistor connected in parallel with the first resistor between the output terminal of the pulse generator and the gate output terminal;
A changeover switch connecting one of the first resistor and the second resistor to an output terminal of the pulse generator,
A comparator that compares the signal supplied to the input terminal with a reference voltage and outputs a signal that switches the changeover switch;
One end connected to the emitter of the switching element, comprising an inductance connected to the input terminal of the comparator and the other end through a diode and a voltage dividing resistor, and
The said diode is a gate drive circuit provided with the anode connected to the said other end of the said inductance, and the cathode connected to the input terminal of the said comparator via the said voltage divider resistor .
前記ダイオードのカソードと前記ゲート出力端子との間において、前記ダイオードと直列に接続した第５抵抗器と、
を更に備えた請求項１記載のゲート駆動回路。 A second diode connected between the gate output terminal and the other end of the inductance,
A fifth resistor connected in series with the diode between the cathode of the diode and the gate output terminal;
The gate drive circuit according to claim 1, further comprising:
前記定電圧ダイオードのアノードと前記ゲート出力端子との間において、前記定電圧ダイオードと直列に接続した第６抵抗器と、を更に備えた請求項１記載のゲート駆動回路。 A constant voltage diode connected between the gate output terminal and the collector of the switching element, and flowing a current in the direction from the cathode to the anode when the collector-emitter voltage of the switching element exceeds a predetermined threshold value; ,
The gate drive circuit according to claim 1, further comprising a sixth resistor connected in series with the constant voltage diode between the anode of the constant voltage diode and the gate output terminal.
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