JP6708480B2

JP6708480B2 - 電源装置

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Publication number: JP6708480B2
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Inventors: 智貴大中; 正康大嵜
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Priority date: 2016-05-30
Filing date: 2016-05-30
Publication date: 2020-06-10
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Description

本発明は、電源装置に関する。

安定した電力を供給するための安定化電源は、一般的にシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータとに大別される。シリーズレギュレータは、回路面積が小さく低ノイズであり、低価格であるというメリットが挙げられる。一方、スイッチングレギュレータは、電力変換効率が高く、出力電圧の安定化が容易であるというメリットが挙げられる。

例えば特許文献１に開示された先行技術では、スイッチング方式のＤＣ−ＡＣインバータとして、４つのスイッチング素子で構成されたブリッジ回路により直流電力を交流電力に変換し、ＬＣフィルタにより高周波ノイズを除去して出力している。このＤＣ−ＡＣインバータは、ブリッジ回路を制御する制御回路に対してＤＣ−ＡＣインバータの出力電圧をフィードバックし、その出力電圧に基づいてブリッジ回路を制御することにより出力電圧を安定させている。ここでもし仮にＤＣ−ＡＣインバータがフィードバック制御を行わない場合には、例えば負荷に供給する出力電流が増加したときに、出力側のインダクタの抵抗成分や出力端までのライン抵抗によってＤＣ−ＡＣインバータの出力電圧が低下することになる。しかしＤＣ−ＡＣインバータがフィードバック制御を行うことによって、制御回路は、出力電圧の低下を検出してブリッジ回路を制御することにより出力電圧を昇圧させて電圧降下を抑制する。

このように負荷の変動に対して出力電圧を安定させる特性は、負荷安定度（ロードレギュレーション）と呼ばれ、電源装置の性能を示す１つの指標とされている。上記のようなスイッチング素子の制御により出力電圧を安定させるスイッチングレギュレータでは、出力電圧のフィードバック制御により、比較的容易に負荷安定度を向上させることができる。

特開平６−３５１２５６号公報

ところで三端子レギュレータやシャントレギュレータに代表されるリニアレギュレータは、上記のようにスイッチングに伴うノイズが発生せず、一般的に安価である。そのため電源装置は、リニアレギュレータによって電圧を安定化することにより、上記のようなスイッチングレギュレータと比較して安価に構成することができる。

しかしながらリニアレギュレータは、上記のスイッチング方式のように出力電圧をブリッジ回路にフィードバックする構成ではないため、スイッチングレギュレータのように容易に負荷安定度を向上させることができなくなってしまう。そのため電源装置は、出力電圧の精度が要求される場合には、スイッチングレギュレータを採用せざるを得ず、安価に構成することができない虞が生ずる。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、出力電圧の変動が抑制される電源装置を低コストで提供することにある。

＜本発明の第１の態様＞
本発明の第１の態様は、直流電源が出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路が出力する交流電圧を整流して直流電圧を得る整流回路と、前記直流電源が出力する直流電圧を分圧する第１分圧回路と、前記整流回路が出力する直流電圧を分圧する分圧回路であり、その分圧点が前記第１分圧回路の分圧点に接続されている第２分圧回路と、前記第１分圧回路の分圧点の電圧に基づいて、前記インバータ回路が出力する交流電圧が定格電圧に維持されるように前記直流電源が出力する直流電圧を制御する電圧制御回路と、を備える電源装置である。

電源装置は、直流電源が出力する直流電圧を電圧制御回路を介してインバータ回路に出力し、インバータ回路がその直流電圧を交流電圧に変換することによって、ＤＣ−ＡＣインバータとして交流電圧を出力する。ここで第１分圧回路は、直流電源が出力する直流電圧を分圧することにより、直流電源が出力する直流電圧に比例した電圧を電圧制御回路に出力する。そして電圧制御回路は、第１分圧回路の分圧点の電圧に基づいて直流電源が出力する直流電圧を制御する。それにより電圧制御回路は、例えば直流電源が出力する直流電圧が変動した場合であっても、その変動に応じた制御によりインバータ回路に出力する直流電圧の変動を抑制することができる。したがって電源装置は、直流電源が出力する直流電圧が変動した場合であってもその影響を抑制し、出力する交流電圧を定格電圧に維持することができる。

また整流回路は、インバータ回路が出力する交流電圧を直流電圧に変換し第２分圧回路に出力する。そして第２分圧回路は、整流回路が出力する直流電圧を分圧し、その分圧した電圧を第１分圧回路の分圧点に出力する。すなわち第２分圧回路は、インバータ回路が出力する交流電圧に比例した電圧の直流電圧を第１分圧回路の分圧点に出力することになる。ここで例えば電源装置の出力負荷が変動した場合、第１分圧回路の分圧点の電圧は、整流回路及び第２分圧回路を介してフィードバックされる電圧によって変動することになる。しかし電圧制御回路は、上記のように第１分圧回路の分圧点の電圧に基づいて直流電源が出力する直流電圧を制御するため、やはりその変動に応じた制御によりインバータ回路に出力する直流電圧の変動を抑制することができる。したがって電源装置は、出力側の負荷が変動した場合であってもその影響を抑制し、出力する交流電圧を定格電圧に維持することができる。

以上のように電圧制御回路は、電源装置に入力される直流電圧を第１分圧回路によって分圧した電圧と、電源装置から出力する交流電圧を直流電圧に変換して第２分圧回路によって分圧した電圧とに基づいてインバータ回路に出力する直流電圧を制御する。それによって電源装置は、単一の電圧制御回路によって入力変動に対する安定性（ラインレギュレーション特性）だけでなくロードレギュレーション特性も向上することができる。また電源装置は、インバータ回路から第１分圧回路へ電圧をフィードバックする回路を、抵抗、ダイオード等の比較的安価な部品によって構成することができる。

これにより本発明の第１の態様によれば、電源装置の入力電圧と負荷との両方の変動を比較的安価な部品によって取得し、単一の電圧制御回路がその変動を抑制する制御を行うため、出力変動が抑制される電源装置を低コストで提供することができるという作用効果が得られる。

＜本発明の第２の態様＞
本発明の第２の態様は、前述した本発明の第１の態様において、前記電圧制御回路は、前記直流電源が出力する直流電圧を降圧するとともに、前記第１分圧回路の分圧点の電圧に応じて出力電圧が変化する可変電圧レギュレータを含む、電源装置である。

電圧制御回路に含まれる可変電圧レギュレータは、第１分圧回路の分圧点の電圧を参照電圧として、その参照電圧に応じて直流電源が出力する直流電圧を降圧してインバータ回路に出力する。つまり可変電圧レギュレータは、直流電源が出力する直流電圧を降圧するときに、その降圧幅を制御することによってインバータ回路に出力する電圧を制御する。すなわち可変電圧レギュレータは、入力される電圧を参照電圧に応じて降圧するだけの従来の素子であり、それ自体は安価である。そして電圧制御回路は、可変電圧レギュレータを採用することにより、簡単な回路構成で上記の電圧制御を行うことができる。それによって電源装置は、電圧制御回路を安価な部品によって構成することができ、製造コストの上昇を抑制することができる。

これにより本発明の第２の態様によれば、前述した本発明の第１の態様による作用効果に加え、電圧制御回路を安価で簡単な回路構成にすることができ、さらに安価な電源装置を提供することができるという作用効果が得られる。

＜本発明の第３の態様＞
本発明の第３の態様は、前述した本発明の第１又は２の態様において、前記整流回路が出力する直流電圧を分圧する第３分圧回路と、前記第３分圧回路の分圧点の電圧が閾値電圧以上であるときにＯＮするスイッチと、をさらに備え、前記スイッチがＯＮしている状態では、前記整流回路が出力する直流電圧が前記第２分圧回路で分圧されて前記第１分圧回路の分圧点に印加され、前記スイッチがＯＦＦしている状態では、前記整流回路が出力する直流電圧が前記第２分圧回路で分圧されずに前記第１分圧回路の分圧点に印加される、電源装置である。

第３分圧回路は、整流回路が出力する直流電圧を分圧することにより、インバータ回路が出力する電圧に比例した電圧をその分圧点に出力する。またスイッチは、第３分圧回路の分圧点の電圧が閾値電圧以上であるときにＯＮする。そしてこのとき第２分圧回路は、上記のように整流回路が出力する直流電圧を分圧して第１分圧回路の分圧点に出力する。それによって電圧制御回路は、スイッチがＯＮであるときは、直流電源が出力する直流電圧を降圧してインバータ回路の出力電圧を定格電圧に設定する。しかし第２分圧回路は、例えば電源装置の起動時において、インバータ回路の出力電圧が低い段階で電圧制御回路の参照電圧を上昇させると、インバータ回路へ出力する直流電圧の立ち上がりを遅らせてしまうことになる。そのため第３分圧回路は、整流回路の出力電圧を分圧した電圧が閾値電圧に達するまではスイッチをＯＦＦにして、整流回路の出力電圧を第２分圧回路で分圧しないようにする。それにより第２分圧回路は、直流電源が出力する直流電圧に対して電圧制御回路が降圧を開始するタイミングを起動時から遅延させることができる。したがってインバータ回路は、電源装置の起動時においてスムーズに定格電圧を出力することができる。

これにより本発明の第３の態様によれば、前述した本発明の第１又は２の態様による作用効果に加え、起動時において出力電圧がスムーズに立ち上がる電源装置を提供することができるという作用効果が得られる。

本発明に係る電源装置の回路図である。本発明に係る電圧制御回路の一実施例である。本発明に係る電圧制御を説明するための説明図である。本発明に係る電圧制御を説明するための説明図である。本発明に係る電源装置の起動時におけるタイミングチャートである。本発明に係る電源装置の負荷変動時におけるタイミングチャートである。本発明に係る電源装置の標準出力時の電圧を示す波形である。本発明に係る電源装置の負荷上昇時の電圧を示す波形である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明に係る電源装置１の回路図である。電源装置１は、本実施例では絶縁型ＤＣ−ＡＣインバータ電源であり、外部電源から直流の入力電圧Ｖｉｎが入力されることにより、交流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。そして電源装置１は、以下に説明するように出力電圧Ｖｏｕｔを所定の定格電圧Ｖｒに維持する安定化電源である。尚、図１において、回路の主要な点をＡ、Ｂ、Ｃ、Ｐ、Ｑで示し、以下それらの点における電圧をそれぞれＶ_A、Ｖ_B、Ｖ_C、Ｖ_P、Ｖ_Q、として説明する。

電源装置１は、直流電源１０、電圧制御回路２０、第１分圧回路３０、インバータ回路４０、出力フィルタ５０、整流回路６０、第２分圧回路７０、第３分圧回路８０、第７抵抗Ｒ７、第５ダイオードＤ５、「スイッチ」としての第６スイッチＱ６を備える。

直流電源１０は、トランスＴ１、第１スイッチＱ１、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第１コイルＬ１を含む。トランスＴ１は、電源装置１に入力される直流の入力電圧Ｖｉｎを昇圧する。第１スイッチＱ１は、本実施例ではＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、入力電圧ＶｉｎとトランスＴ１の一次側巻線とによって形成される閉回路上に設けられることで、トランスＴ１に印加される電圧を制御する。第１ダイオードＤ１は、アノードがトランスＴ１の二次側巻線の巻き始め端に接続され、カソードがコイルＬ１の一端側に接続されている。第２ダイオードＤ２は、アノードがトランスＴ１の二次側巻線の巻き終わり端に接続され、カソードが第１コイルＬ１の一端側に接続されている。そしてトランスＴ１の二次側巻線に出力される電圧は、第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、及び第１コイルＬ１によって整流、平滑される。ここでトランスＴ１の二次側巻線の巻き終わり端と第２ダイオードＤ２のアノードとの接続点は、接地ラインに接続されている。これにより直流電源１０は、入力された直流の入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、整流、平滑した後、電圧制御回路２０に出力する。

電圧制御回路２０は、第１分圧回路３０の分圧点の電圧に基づいて、インバータ回路４０が出力する交流電圧が定格電圧Ｖｒに維持されるように直流電源１０が出力する直流電圧を制御する。電圧制御回路２０のより具体的な構成例、及び電圧制御の方法については後述する。

第１分圧回路３０は、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２を含む。第１抵抗Ｒ１は、一端側が点Ａを介して電圧制御回路２０の高電位側の出力端に接続され、他端側が第２抵抗Ｒ２の一端側に接続されている。第２抵抗Ｒ２は、他端側が電圧制御回路２０の低電位側の出力端、すなわち接地ラインに接続されている。これにより第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は、直流電源１０が電圧制御回路２０を介して出力する直流電圧を分圧する。また第１分圧回路３０は、その分圧点が電圧制御回路２０に接続されている。

インバータ回路４０は、公知のフルブリッジインバータ回路であり、直流電源１０が電圧制御回路２０及び第１分圧回路３０を介して出力する直流電圧を交流電圧に変換して出力フィルタ５０に出力する。インバータ回路４０が含む第２スイッチＱ２、第３スイッチＱ３、第４スイッチＱ４、第５スイッチＱ５は、本実施例では絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）である。第２スイッチＱ２は、コレクタが第１抵抗Ｒ１の一端側及び第３スイッチＱ３のコレクタに接続され、エミッタが第４スイッチＱ４のコレクタ及び出力フィルタ５０の一端側に接続されている。第５スイッチＱ５は、コレクタが第３スイッチＱ３のエミッタ及び出力フィルタ５０の他端側に接続され、エミッタが第４スイッチＱ４のエミッタ及び第２抵抗Ｒ２の他端側に接続されている。そして第２スイッチＱ２〜第５スイッチＱ５は、各ゲートに接続されたゲートドライバ（図示せず）によって同時にＯＮ／ＯＦＦされ、第２スイッチＱ２及び第５スイッチＱ５に対して第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４が逆位相となるようにＯＮ／ＯＦＦされる。

出力フィルタ５０は、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、第２コイルＬ２を含む。第１コンデンサＣ１は、一端側が出力フィルタ５０の入力端の一端側に接続され、他端側が出力フィルタ５０の入力端の他端側に接続されている。第２コンデンサＣ２は、一端側が第２コイルＬ２を介して第１コンデンサＣ１の一端側に接続され、他端側が第１コンデンサＣ１の他端側に接続されている。そして出力フィルタ５０は、インバータ回路４０から出力される交流電圧の高周波成分を除去することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを正弦波交流として出力する。

整流回路６０は、第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、第３コンデンサＣ３を含む。第３ダイオードＤ３は、アノードが電源装置１の出力端の一端側に接続され、カソードが第３コンデンサＣ３の一端側に接続されている。第４ダイオードＤ４は、アノードが電源装置１の出力端の他端側に接続され、カソードが第３コンデンサＣ３の一端側に接続されている。第３コンデンサＣ３の他端側は、接地ラインに接続されている。これにより整流回路６０は、正弦波交流である出力電圧Ｖｏｕｔを全波整流及び平滑することにより、直流電圧に変換して点Ｂに出力する。

第２分圧回路７０は、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４を含む。第３抵抗Ｒ３は、一端側が点Ｂを介して第３コンデンサＣ３の一端側に接続され、他端側が第４抵抗Ｒ４の一端側に接続されている。そして第２分圧回路７０は、整流回路６０が点Ｂに出力する直流電圧を分圧し、その分圧点である点Ｑに出力する。ここで第４抵抗Ｒ４は、本実施例では可変抵抗である。これは例えば、電源装置１が備える一部の構成要素が規定の性能から僅かに外れている場合に、電源装置１の製造段階で出力電圧Ｖｏｕｔと定格電圧Ｖｒとの誤差を縮小するチューニングのために利用され、可変抵抗であること自体は本発明に必須の要素ではない。

第７抵抗Ｒ７は、一端側が第２分圧回路７０の分圧点である点Ｑに接続され、他端側が第５ダイオードＤ５のアノードに接続されている。また第５ダイオードＤ５は、カソードが第１分圧回路３０の分圧点である点Ｐに接続されている。これにより第２分圧回路７０によって分圧された電圧は、第７抵抗Ｒ７及び第５ダイオードＤ５を介して点Ｐに出力される。ここで第７抵抗Ｒ７は、点Ｑから点Ｐへ流れる電流の大きさを制限する。また第５ダイオードＤ５は、電流が点Ｐから点Ｑへ逆流することを防止する。

第３分圧回路８０は、第５抵抗Ｒ５、第６抵抗Ｒ６を含む。第５抵抗Ｒ５は、一端側が点Ｂを介して第３コンデンサＣ３の一端側に接続され、他端側が第６抵抗Ｒ６の一端側に接続されている。また第６抵抗Ｒ６は、他端側が第３コンデンサＣ３の他端側に接続されている。そして第３分圧回路８０は、整流回路６０が点Ｂに出力する直流電圧を分圧し、その分圧点である点Ｃに出力する。

第６スイッチＱ６は、本実施例ではＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが第４抵抗Ｒ４の他端側に接続され、ゲートが第３分圧回路８０の分圧点である点Ｃに接続され、ソースが第６抵抗Ｒ６の他端側及び第２抵抗Ｒ２の他端側に接続されている。第６スイッチＱ６は、第３分圧回路８０の分圧点である点Ｃからゲートに入力される電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上であるときにＯＮする。すなわち第６スイッチＱ６は、例えば電源装置１の起動時において、出力Ｖｏｕｔがある程度高く整流回路６０及び第３分圧回路８０を介してゲートに入力される電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上になったときにＯＦＦからＯＮに切り替わる。そして第６スイッチＱ６は、ＯＮしている状態では、第４抵抗Ｒ４と第６抵抗Ｒ６の他端側及び第２抵抗Ｒ２の他端側とを導通させる。これにより第２分圧回路７０は、第６スイッチＱ６がＯＮしている状態では、点Ｂの電圧を第３抵抗Ｒ３及び第４抵抗Ｒ４により分圧し、第７抵抗Ｒ７及び第５ダイオードＤ５を介して点Ｐに出力する。一方、第６スイッチＱ６がＯＦＦの状態では第４抵抗Ｒ４に流れる電流が遮断されるため、点Ｂの電圧は、第２分圧回路７０により分圧されることなく、第３抵抗Ｒ３、第７抵抗Ｒ７及び第５ダイオードＤ５を介して点Ｐに出力される。

次に電圧制御回路２０の具体的な構成を説明する。図２は、本発明に係る電圧制御回路２０の一実施例である。より具体的には図２は、電圧制御回路２０が含む「可変電圧レギュレータ」として可変シャントレギュレータ２１を採用した場合の電圧制御回路２０の構成例である。

可変シャントレギュレータ２１は、参照電圧を入力するための端子が第１分圧回路の分圧点Ｐに接続され、一端側が接地ラインに接続されている。また電圧降下用の第８抵抗Ｒ８は、一端側が電圧制御回路２０の高電位側の入力端に接続されている。そして第８抵抗Ｒ８の他端側は、点Ｄにおいて電圧制御回路２０の他端側と接続され、点Ａにおいて第１抵抗Ｒ１の一端側に接続されている。

可変シャントレギュレータ２１は、第１分圧回路の分圧点Ｐの電圧を参照電圧として取得し、参照電圧が可変シャントレギュレータ２１の内部に設定された内部基準電圧Ｖ_REFよりも高い場合には、点Ｄから接地ラインに流れる電流をその電圧の差に応じて増加させる。一方、参照電圧が内部基準電圧Ｖ_REFよりも低い場合には、可変シャントレギュレータ２１は、点Ｄから接地ラインに流れる電流をその電圧の差に応じて減少させる。つまり可変シャントレギュレータ２１は、点Ｐに入力される参照電圧に基づいて、点Ｄから接地ラインに流れる電流を増減調整することで降圧幅を調整し、それによって電圧制御回路２０が点Ａに出力する電圧を制御する。

次に電源装置１における電圧制御回路２０の電圧制御方法について説明する。図３は、本発明に係る電圧制御を説明するための説明図である。より具体的には図３は、電源装置１に接続された負荷が高くない標準状態において、電圧制御回路２０の参照電圧と内部基準電圧Ｖ_REFとの関係を説明する説明図である。また図４は、電源装置１に接続された負荷が上昇した負荷上昇時において、電圧制御回路２０の参照電圧と内部基準電圧Ｖ_REFとの関係を説明する説明図である。

ここで電源装置１が出力電圧Ｖｏｕｔとして定格電圧Ｖｒを出力しているときの第１分圧回路３０の分圧点Ｐの電圧を定格出力用電圧と定義する。そして図３のように、電圧制御回路２０の内部基準電圧Ｖ_REFが定格出力用電圧より所定の電位差αだけ高くなるように、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値が設定される。つまり電圧制御回路２０は、仮に第２分圧回路７０から点Ｐに電圧が出力されないとした場合には、電源装置１が出力電圧Ｖｏｕｔとして定格電圧Ｖｒ以上の電圧を出力するように設定されている。

ここで第２分圧回路７０は、分圧点Ｑにおける電圧Ｖ_Qを第７抵抗Ｒ７及び第５ダイオードＤ５を介して第１分圧回路の分圧点Ｐにフィードバックする。このフィードバック電圧は、電源装置１が出力電圧Ｖｏｕｔとして定格電圧Ｖｒを出力しているときには、第２分圧回路７０によって内部基準電圧Ｖ_REFよりも上記の所定の電位差αだけ高い電圧に設定される。このとき電圧制御回路２０は、参照電圧として電圧Ｖ_Qが入力されることになり、電圧Ｖ_Qと内部基準電圧Ｖ_REFとの電位差αだけ点Ｐの電圧Ｖ_Pを降圧させるように点Ａの電圧Ｖ_Aを降圧させる制御を行う。それによって第１分圧回路３０の分圧点Ｐにおける電圧Ｖ_Pは、内部基準電圧Ｖ_REFから電位差αだけ降圧され、定格出力用電圧まで降圧されることになる。したがって電源装置１は、直流電源１０が出力する直流電源を電圧制御回路２０が適度に降圧することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを定格電圧Ｖｒに設定することができる。

つづいて負荷が上昇することにより電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔが増加した場合について、参照電圧と内部基準電圧Ｖ_REFとの関係を図４を参照しながら説明する。整流回路６０は、電源装置１の負荷が上昇することにより、点Ｂに出力する電圧を低下させることになる。このとき第２分圧回路７０の分圧点Ｑにおける電圧Ｖ_Qは、点Ｂの電圧Ｖ_Bの低下に伴って低下する。それによって電圧制御回路２０に参照電圧として入力される電圧Ｖ_Qは、図４に示すように上記の図３の状態よりも低下することになる。このとき電圧制御回路２０は、参照電圧と内部基準電圧Ｖ_REFとの電位差が上記の所定の電位差αよりも小さい電位差βになることにより、第１分圧回路の分圧点Ｐにおける電圧Ｖ_Pに対する降圧を上記の図３の状態よりも緩和する。このとき第１分圧回路の分圧点Ｐにおける電圧Ｖ_Pは、内部基準電圧Ｖ_REFよりも電位差βだけ低い電圧になり、そのときの電圧の上昇幅が負荷の上昇に応じて適応的に変化する。それによって電圧制御回路２０は、電源装置１の負荷が上昇した場合であっても、直流電源１０が出力する直流電圧に対する降圧幅を負荷に応じて変化させて、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｒから低下しないように維持することができる。

次に電源装置１の主要点における電圧の変化について説明する。
図５は、本発明に係る電源装置１の起動時におけるタイミングチャートである。

電源装置１は、タイミングｔ０において直流電源１０に入力電圧Ｖｉｎが入力されることにより動作を開始する。電源装置１が起動する時点では、出力電圧Ｖｏｕｔが低く、それに伴って点Ｂ及び点Ｃにおける電圧も低いため、第６スイッチＱ６はＯＦＦの状態である。

直流電源１０の電圧が上昇するにつれ、点Ａの電圧Ｖ_Aが上昇し、また点Ｐの電圧Ｖ_Pが内部基準電圧Ｖ_REFに向かって上昇する。またそれに伴って出力電圧Ｖｏｕｔも上昇するため、点Ｂの電圧Ｖ_B及び点Ｃの電圧Ｖ_Cも上昇する。タイミングｔ０からタイミングｔ１までの期間においては第６スイッチＱ６がＯＦＦの状態であるため、点Ｂの電圧Ｖ_Bは、第２分圧回路によって分圧されない。またこのときの点Ｑの電圧Ｖ_Qは、第３抵抗Ｒ３及び第７抵抗Ｒ７の抵抗値が適切に選択されることにより、点Ｐの電圧Ｖ_Pと一致するように設定される。

タイミングｔ１において点Ｃの電圧Ｖ_Cが閾値電圧Ｖ_Thに達すると、第６スイッチＱ６がＯＦＦからＯＮに切り替わる。このとき点Ｂの電圧Ｖ_Bは、第２分圧回路７０によって分圧されて第１分圧回路３０の分圧点Ｐにフィードバックされる。このフィードバック電圧は、上記のように電圧制御回路２０が点Ｐの電圧Ｖ_P及び点Ａの電圧Ｖ_Aを降圧させるように作用する。しかしこのフィードバック電圧は、タイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間においては、電圧制御回路２０の内部基準電圧Ｖ_REFと点Ｐの電圧Ｖ_Pとの電位差に対して低い電圧である。そのため点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧は、フィードバック電圧による降圧の作用を受けながらも、緩やかに上昇していくことになる。

タイミングｔ２において点Ｑの電圧Ｖ_Qと内部基準電圧Ｖ_REFとの電位差が、点Ｐの電圧Ｖ_Pと内部基準電圧Ｖ_REFとの電位差と釣り合うことによって、点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧の上昇が停止する。それによって電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔは、定格電圧Ｖｒに達した状態で維持されることになる。

ここで第６スイッチＱ６は、点Ｂの電圧Ｖ_Bがどの程度まで上昇した場合にＯＦＦからＯＮに切り替わるかを、第５抵抗Ｒ５及び第６抵抗Ｒ６の抵抗値によって設定されることになる。点Ｂの電圧Ｖ_Bが極端に低い段階で第６スイッチＱ６がＯＦＦからＯＮに切り替わる場合には、電源装置１の起動直後に第６スイッチＱ６がＯＮし、点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧の上昇速度が低下して出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｒに達するまでに時間がかかってしまうことになる。そのため第５抵抗Ｒ５及び第６抵抗Ｒ６の抵抗値は、電源装置１の起動時において点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧が適度に上昇した後に第６スイッチＱ６がＯＮするように設定されるのが好ましい。

また点Ｂの電圧Ｖ_Bが極端に上昇した段階で第６スイッチＱ６がＯＦＦからＯＮに切り替わる場合には、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｒに達した後に第６スイッチＱ６がＯＦＦからＯＮに切り替わることが起こり得る。すなわちこの場合、図５のタイミングチャートにおいてタイミングｔ１がタイミングｔ２の後になり、タイミングｔ２からタイミングｔ１までの期間に亘って電源装置１が定格電圧Ｖｒ以上の電圧を出力してしまうことになる。そのため第５抵抗Ｒ５及び第６抵抗Ｒ６の抵抗値は、電源装置１の起動時において出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧Ｖｒに達する前に第６スイッチＱ６がＯＮするように設定されるのが好ましい。

次に電源装置１の負荷が変動したときの主要点における電圧の変化について説明する。図６は、本発明に係る電源装置１の負荷変動時におけるタイミングチャートである。より具体的には図６は、電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔがタイミングｔ４からタイミングｔ５までの期間に徐々に上昇し、タイミングｔ６からタイミングｔ７までの期間に徐々に下降して元の電流値に戻る場合の主要点における電圧の変化を示している。

タイミングｔ４において電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔが上昇を始めると、それに伴って整流回路６０が点Ｂに出力する電圧Ｖ_Bが低下し始める。このとき点Ｑの電圧Ｖ_Qについても、点Ｂの電圧Ｖ_Bに伴って低下し始める。ここで点Ｐの電圧Ｖ_P及び点Ａの電圧Ｖ_Aは、上記説明したように点Ｑの電圧Ｖ_Qが低下することにより、その低下の程度に応じて電圧制御回路２０の作用によって電圧が上昇する。そしてタイミングｔ５において電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔの上昇が停止すると、点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧は、タイミングｔ６において出力電流Ｉｏｕｔが下降を始めるまでは、そのときの電圧を維持する。

タイミングｔ６において電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔが下降を始めると、それに伴って整流回路６０が点Ｂに出力する電圧Ｖ_Bが上昇し始める。このとき点Ｑの電圧Ｖ_Qについても、点Ｂの電圧Ｖ_Bに伴って上昇し始める。ここで点Ｐの電圧Ｖ_P及び点Ａの電圧Ｖ_Aは、上記説明したように点Ｑの電圧Ｖ_Qが上昇することにより、その上昇の程度に応じて電圧制御回路２０の作用によって電圧が下降する。そしてタイミングｔ７において電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔが元の電流値に戻ると、点Ａ、点Ｂ、点Ｐ、点Ｑの各電圧は、タイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間における各電圧に戻る。

上記のように電源装置１の出力電流Ｉｏｕｔが変化した場合であっても、その変化に応じて連続的に点Ａの電圧Ｖ_Aを制御することにより、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔは、定格電圧Ｖｒから変動することなく安定することになる。

つづいて本発明の効果について図７及び図８を参照しながら説明する。
図７は、本発明に係る電源装置１の標準出力時の電圧を示す波形である。具体的には図７は、点Ａにおける電圧Ｖ_A、点Ｂにおける電圧Ｖ_B及び出力電圧Ｖｏｕｔの波形であり、例えば図６におけるタイミングｔ３からタイミングｔ４までの期間の状態に相当する。

図７において電源装置１は、出力電流Ｉｏｕｔが高くない標準の状態である。このとき電圧制御回路２０は、直流電源１０が出力する直流電圧を降圧することにより、点Ａに１５３Ｖの電圧を出力している（図７のＶ_A）。またこのとき電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔは、実効値として１０１Ｖの交流電圧を出力している（図７の電圧Ｖｏｕｔ）。そして整流回路６０は、この出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧を直流電圧に変換し、点Ｂに１４３Ｖの電圧を出力している（図７のＶ_B）。

図８は、本発明に係る電源装置１の負荷上昇時の電圧を示す波形である。具体的には図８は、点Ａにおける電圧Ｖ_A、点Ｂにおける電圧Ｖ_B及び出力電圧Ｖｏｕｔの波形であり、例えば図６におけるタイミングｔ５からタイミングｔ６までの期間の状態に相当する。

図８においては電源装置１は、出力電流Ｉｏｕｔが上記の図７の状態と比較して高い状態である。このとき電圧制御回路２０は、直流電源１０が出力する直流電圧を降圧することにより、点Ａに１５７Ｖの電圧を出力している（図８のＶ_A）。またこのとき電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔは、実効値として１０２Ｖの交流電圧を出力している（図８の電圧Ｖｏｕｔ）。そして整流回路６０は、この出力電圧Ｖｏｕｔの交流電圧を直流電圧に変換し、点Ｂに１４０Ｖの電圧を出力している（図８のＶ_B）。

図７の状態と図８の状態とを比較すると、点Ｂの電圧Ｖ_Bは、１４３Ｖから１４０Ｖに低下している。また点Ａの電圧Ｖ_Aは、１５３Ｖから１５７Ｖに上昇している。そして電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電流Ｉｏｕｔの上昇前後において実効値がそれぞれ１０１Ｖ、１０２Ｖとほとんど変化しておらず、本実施例における定格電圧Ｖｒである１００Ｖから低下していない。したがって電源装置１は、負荷が変動した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させることなく定格電圧Ｖｒに維持することができる。

上記説明したように本発明に係る電源装置１は、直流電源１０が出力する直流電圧を第１分圧回路３０で分圧し、電圧制御回路２０がその分圧した電圧に基づいて直流電源１０が出力する直流電圧を所望の電圧とは異なる電圧に制御する。そして電源装置１は、負荷に出力する出力電圧Ｖｏｕｔを第２分圧回路７０で分圧して第１分圧回路３０の分圧点Ｐにフィードバックする。このときフィードバックされる電圧は、直流電源１０が出力する直流電圧を所望の電圧に引き戻すような参照電圧として電圧制御回路２０の制御を修正させる。それによって直流電源１０が出力する直流電圧は、負荷が変動した場合であっても電圧制御回路２０によりその変動に応じて制御される。したがって電源装置１は、入力変動に加え、負荷が変動した場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔとして定格電圧Ｖｒを維持して安定した交流電力を出力することができる。また電源装置１は、上記のように出力電圧の低下を抑制する回路を安価な部品によって構成することができ、製造コストの上昇を抑制することができる。

１電源装置
１０直流電源
２０電圧制御回路
３０第１分圧回路
４０インバータ回路
５０出力フィルタ
６０整流回路
７０第２分圧回路
８０第３分圧回路
２１可変シャントレギュレータ
Ｔ１トランス
Ｑ１〜Ｑ６第１〜第６スイッチ
Ｄ１〜Ｄ５第１〜第５ダイオード
Ｌ１〜Ｌ２第１〜第２コイル
Ｒ１〜Ｒ８第１〜第８抵抗
Ｃ１〜Ｃ３第１〜第３コンデンサ

Claims

直流電源が出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路が出力する交流電圧を整流して直流電圧を得る整流回路と、
前記直流電源が出力する直流電圧を分圧する第１分圧回路と、
前記整流回路が出力する直流電圧を分圧する分圧回路であり、その分圧点が前記第１分圧回路の分圧点に接続されている第２分圧回路と、
リニアレギュレータを含み、前記第１分圧回路の分圧点の電圧に基づいて、前記インバータ回路が出力する交流電圧が定格電圧に維持されるように前記直流電源が出力する直流電圧を制御する電圧制御回路と、
前記整流回路が出力する直流電圧を分圧する第３分圧回路と、
前記第３分圧回路の分圧点の電圧が閾値電圧以上であるときにＯＮするスイッチと、を備え、
前記スイッチがＯＮしている状態では、前記整流回路が出力する直流電圧が前記第２分圧回路で分圧されて前記第１分圧回路の分圧点に印加され、前記スイッチがＯＦＦしている状態では、前記整流回路が出力する直流電圧が前記第２分圧回路で分圧されずに前記第１分圧回路の分圧点に印加される、電源装置。
請求項１に記載の電源装置において、前記電圧制御回路は、前記直流電源が出力する直流電圧を降圧するとともに、前記第１分圧回路の分圧点の電圧に応じて出力電圧が変化する可変電圧レギュレータを含む、電源装置。