JP6645106B2 - 駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、スピーカーを駆動する駆動装置に関する。

小型スピーカーから低音を発生させる技術は、従来から種々提案されている。例えば図７は、ヘルムホルツ共鳴と負性駆動の技術を組み合わせたスピーカー駆動回路１００の一例を示す図であり、小型スピーカーを用いた場合でも、低音を効率よく発音することができるように構成したものである。図７のスピーカー駆動回路１００は、利得Ａの増幅器１０１を有しており、増幅器１０１の出力端と接地間にはスピーカーユニット４と抵抗Ｒｃが直列に接続されている。抵抗Ｒｃは、スピーカーユニット４に流れる電流を検出するためのものである。スピーカーユニット４と抵抗Ｒｃの接続点は、帰還増幅器１０２を介して加算器１０３に接続されている。帰還増幅器１０２は、スピーカーユニット４に流れる電流を検出し、その検出信号に対して予め設定された伝達利得β（固定値）を付与して加算器１０３へ出力する。入力信号Ｓｉは、加算器１０３によって帰還増幅器１０２の出力と加算された後、増幅器１０１に入力される。尚、このような駆動回路は、例えば特許文献１に開示されている。

図７に示す回路において、増幅器１０１側の出力インピーダンスＺｏは、
Ｚｏ＝Ｒsp＋Ｒｃ・（１−Ａβ） …（式１）
として表される。ただし、Ｒspは、スピーカーユニット４の抵抗である。

上記式１において増幅器１０１の利得Ａと帰還増幅器１０２の伝達利得βとの積Ａβを１よりも大きな値に設定すると、出力インピーダンスＺｏは、負性抵抗となることが分かる。ここで、スピーカーユニット４におけるボイスコイルの電気抵抗をＲＬとすると、この電気抵抗ＲＬは、スピーカーユニット４と、ヘルムホルツ共鳴を利用したキャビネットのモーショナルインピーダンスとの共通の制動抵抗となる。したがって、上記式１で表される出力インピーダンスＺｏがスピーカー１におけるボイスコイルの電気抵抗ＲＬをキャンセルする値、つまり、−ＲＬとなるように抵抗Ｒｃ、利得Ａ及び伝達利得βの値を設定することにより、スピーカーユニット４とキャビネットは別々に定電圧駆動されることになり、低音を効率よく発音することができる。

特開平１−３０２９９７号公報

ところで、上述した従来の駆動回路は、スピーカーユニット４に流れる電流を検出した検出信号に伝達利得βを付与して正帰還させる構成であるため、全高調波歪み率とノイズの特性であるＴＨＤ＋Ｎ特性が悪化する傾向にある。図８は、出力パワーに対するＴＨＤ＋Ｎ特性の例を示す図である。図８において、破線で表した特性曲線Ｌ１は上述した従来の駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性を示しており、一点鎖線で表した特性曲線Ｌ２は正帰還ループを有しない駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性を示している。図８から明らかなように正帰還ループを有する駆動回路は、正帰還ループを有しない駆動回路よりもＴＨＤ＋Ｎ特性が悪化する。このようなＴＨＤ＋Ｎ特性の悪化は、出力パワーが比較的大きいときにはそれほど気になるものではない。しかし、出力パワーが比較的小さいときにはＴＨＤ＋Ｎ特性の悪化が耳障りな低音ノイズとなって現れる。

出力パワーが比較的小さいときにＴＨＤ＋Ｎ特性を悪化させてしまう要因は、正帰還ループによって帰還増幅器１０２のノイズを増幅させてしまうことにある。そのため、従来の正帰還ループを有する駆動回路は、特に出力パワーが小さいとき、言い換えると、入力信号Ｓｉが存在しない無入力のとき、或いは、入力信号Ｓｉのレベルが比較的小さいときに、帰還増幅器１０２のノイズが増幅されることによって、聴感上目立ちやすい耳障りな低音ノイズを発生させてしまうという問題があった。

そこで本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、ノイズの増幅を抑制し、低音ノイズを低減できるようにした駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、第１に、本発明は、共鳴開口を有するキャビネットに配設されて音響を放射するとともに、前記共鳴開口とキャビネットとにより構成されるヘルムホルツ型共鳴器を駆動して前記共鳴開口より共鳴音響を放射させる振動器を駆動する駆動装置であって、入力信号を増幅して前記振動器に供給する増幅手段と、前記振動器に流れる駆動電流に応じた検出信号を出力する電流検出手段と、前記検出信号に基づく信号を前記増幅手段の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させて前記振動器の駆動状態を制御する駆動制御手段と、前記入力信号に基づいて、前記検出信号に基づく信号を前記増幅手段に正帰還させる際の伝達利得を調整する調整手段と、を備えることを特徴とする構成である。

この発明によれば、調整手段が検出信号に基づく信号を増幅手段に正帰還させる際の伝達利得を、入力信号に基づいて調整するため、入力信号のレベルが耳障りな低音ノイズを目立たせてしまうようなレベルであるときには、伝達利得を調整することによってノイズの増幅を抑制することができ、低音ノイズを低減することができるようになる。

第２に、本発明は、上記第１の構成を有する駆動装置において、前記調整手段は、前記伝達利得の出力段にローパスフィルタを備え、前記入力信号に基づいて前記伝達利得を決定し、前記ローパスフィルタを介して前記伝達利得を前記駆動制御手段へ出力することを特徴とする構成である。

この発明によれば、ローパスフィルタによって伝達利得が急激に変化することを抑制できるため、伝達利得の急激な変化による一時的な音質悪化を低減することができる。

第３に、本発明は、上記第１又は第２の構成を有する駆動装置において、前記調整手段は、前記入力信号の振幅が少なくとも０のときに前記伝達利得を０に調整し、前記入力信号の振幅が０又は０以上の第１の値よりも増加することに伴い、前記伝達利得を０から漸次上昇させることを特徴とする構成である。

この発明によれば、特に入力信号が存在しない無入力のとき、或いは、入力信号のレベルが比較的小さいときに、ノイズの増幅を抑制することができるため、聴感上目立ちやすい耳障りな低音ノイズを良好に低減することができる。

第４に、本発明は、上記第３の構成を有する駆動装置において、前記調整手段は、前記入力信号の振幅が前記第１の値よりも大きな第２の値以上であり、且つ、前記第２の値よりも大きな第３の値未満であるとき、前記伝達利得を所定の値に保持し、前記入力信号の振幅が前記第３の値を超えるとき、前記伝達利得を前記所定の値よりも低下させることを特徴とする構成である。

この発明によれば、クリップ現象が生じることを未然に防止することができるようになる。

本発明によれば、入力信号に基づいてノイズの増幅を抑制することができるため、低音ノイズを低減することが可能になる。

スピーカーを駆動する駆動装置の一構成例を示すブロック図である。 バスレフ形のスピーカーと駆動装置との電気等価回路を示す図である。 スピーカーユニット等価回路を示す図である。 振幅検知部の詳細な回路構成の一例を示すブロック図である。 伝達利得出力部の詳細な回路構成及び動作の一例を示すブロック図である。 本発明の駆動装置のＴＨＤ＋Ｎ特性の一例を示す図である。 従来のスピーカー駆動回路の一例を示す図である。 従来のスピーカー駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性の一例を示す図である。

以下、本発明に関する好ましい実施形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。尚、以下に説明する実施形態において互いに共通する部材には同一符号を付しており、それらについての重複する説明は省略する。

図１は、本発明におけるスピーカー１の駆動装置１０の一構成例を示すブロック図である。駆動装置１０は、アンプ１１と、電流検出部１２と、駆動制御部１３と、調整部１４とを備える構成である。アンプ１１は、駆動装置１０の入力信号Ｓｉを増幅してスピーカー１へ供給する増幅手段である。電流検出部１２は、スピーカーユニット４に流れる駆動電流ＩＲを検出し、その駆動電流ＩＲに応じた検出信号Ｖ１を出力する回路である。駆動制御部１３は、電流検出部１２から出力される検出信号Ｖ１に基づく信号を、アンプ１１の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させることにより、スピーカー１の駆動状態を制御する回路である。この駆動制御部１３は、ＡＤ変換器２１と、ローパスフィルタ２２と、ハイパスフィルタ２３と、乗算器２５と、加算器２６と、ＤＡ変換器２７とを備えている。また調整部１４は、駆動装置１０の入力信号Ｓｉに応じて、電流検出部１２から出力される検出信号Ｖ１に基づく信号をアンプ１１に正帰還させる際の伝達利得（正帰還率）を調整する回路である。この調整部１４は、振幅検知部３１と、伝達利得出力部３２と、ローパスフィルタ３３とを備えている。

スピーカー１は、バスレフ形のスピーカーであり、キャビネット６の前面に穴を空けて振動板２及び変換器３からなるスピーカーユニット４を取り付け、その下方にバスレフポート７を有する共鳴開口として機能する管ポート８を設け、この管ポート８を備えたキャビネット６によりヘルムホルツ共鳴器を形成したものである。変換器３は、抵抗Ｒ１のボイスコイルを備え、電気エネルギーを機械エネルギーに変換して、振動板２を振動させる振動器として機能する。

駆動装置１０は、入力信号Ｓｉに応じて、利得Ａのアンプ１１から出力される駆動信号Ｖｏをスピーカーユニット４に与える。電流検出部１２は、スピーカーユニット４における変換器３のボイスコイルに流れる駆動電流ＩＲを検出して、駆動電流ＩＲの大きさを示す検出信号Ｖ１を出力する。例えば電流検出部１２は、ボイスコイルと接地点との間に接続された抵抗Ｒｃに駆動電流ＩＲを流し、抵抗Ｒｃの一端又は両端の電圧を、図示省略のアンプを介して検出することにより、検出信号Ｖ１を出力する。駆動制御部１３は、その検出信号Ｖ１をデジタル信号に変換し、そのデジタル信号に対して調整部１４から出力される伝達利得βを付与し、アンプ１１に対して正帰還させることでスピーカー１を駆動する。

上記のような回路において、駆動装置１０の出力インピーダンスＺｏは、上述の式１と同様に、
Ｚｏ＝Ｒsp＋Ｒｃ・（１−Ａβ） …（式２）
として表される。ただし、Ｒspは、スピーカーユニット４の抵抗である。この式２において、Ａβ＞１とすればＺｏは開放安定型の負性インピーダンスとなる。

図２に、バスレフ形のスピーカー１と図１に示す負性インピーダンスを有する駆動装置１０との電気等価回路を示す。スピーカーユニット等価回路５０は、変換器３のボイスコイルの抵抗Ｒ１と、スピーカーユニット４の等価モーショナルインピーダンスによる並列共振回路とからなっている。キャビネット等価回路５１は、管ポート８を備えたキャビネット６により構成されるヘルムホルツ共鳴器の等価モーショナルインピーダンスによる並列共振回路となっている。

スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は、共振時にインダクタＬ１に掛かる電圧ＶＬと抵抗Ｒ１に掛かる電圧ＶＲの比であり、
Ｑ＝ＶＬ／ＶＲ …（式３）
として表すことができる。

共振時の角周波数をωとすると、インダクタＬ１に流れる電流をＩとして、インダクタＬ１に掛かる電圧ＶＬは、次式４で表すことができる。
ＶＬ＝Ｉ・ωＬ１ …（式４）

また抵抗Ｒ１にはインダクタＬ１と同電流Ｉが流れるため、抵抗Ｒ１に掛かる電圧ＶＲは、次式５で表すことができる。
ＶＲ＝Ｉ・Ｒ１ …（式５）

式４と式５とを式３に代入すると、Ｑ値は以下のようになる。
Ｑ＝ＶＬ／ＶＲ＝Ｉ・ωＬ１／（Ｉ・Ｒ１）＝ωＬ１／Ｒ１ …（式６）

また共振時の角周波数ωは以下のように表される。
ω＝１／（Ｌ１・Ｃ１）^1/2 …（式７）

式７を式６に代入すると、スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は以下のようになる。
Ｑ＝ωＬ１／Ｒ１＝（Ｌ１／Ｃ１）^1/2／Ｒ１ …（式８）

ここで、図３にスピーカーユニット等価回路５０だけを取り出し、駆動電圧をＥ、振動系の等価質量をＭ、振動系のスティフネスをＳ、変換器３の磁束密度をＢ、変換器３のボイスコイルの有効長をλとし、ボイスコイルに電流ｉが流れたとすると、磁束密度Ｂの中に置かれた有効長λのボイスコイルには電流ｉに比例した力Ｆが働く。この力Ｆは次式で与えられる。
Ｆ＝Ｂλｉ …（式９）

この力Ｆが振動系を動かす駆動力となる。この場合、駆動力と速度の比である機械インピーダンスＺｍは次式１０で表すことができる。尚、ｊは虚数単位である。
Ｚｍ＝ｊ（ωＭ−Ｓ／ω） …（式１０）

また共振時のボイスコイルのインピーダンスＺｅは次式１１で与えられる。
Ｚｅ＝Ｒ１ …（式１１）

振動系が速度ｖで動く時の力はＺｍｖであり、この力は式９で表されるボイスコイルの電流ｉによる力Ｆに等しい。
Ｆ＝Ｂλｉ＝Ｚｍｖ …（式１２）

ここで、ボイスコイルに電流ｉが流れると、ボイスコイル自身の電気インピーダンスによって電圧降下Ｚｅ・ｉが生じる。また振動系が電流ｉによって力をうけると、ボイスコイル内には逆起電力が発生する。つまり、駆動電圧Ｅは、電圧降下Ｚｅ・ｉと、逆起電力との和に等しくなる。逆起電力は、速度ｖに磁束密度Ｂとボイスコイルの有効長λを積算したものである。したがって、駆動電圧Ｅは、次式１３で表すことができる。
Ｅ＝Ｚｅ・ｉ＋Ｂλｖ …（式１３）

式１２により、速度ｖはＢλｉ／Ｚｍとなるので、これを式１３に代入すると、次式１４が得られる。
Ｅ＝Ｚｅ・ｉ＋（Ｂλ）² ｉ／Ｚｍ …（式１４）

したがって、図２に示すスピーカーユニット等価回路５０のインピーダンスＺは、次に示す式１５で表すことができる。
Ｚ＝Ｅ／ｉ＝Ｚｅ＋（Ｂλ）² ／Ｚｍ …（式１５）

式１０と式１１とを式１５に代入すると、以下のようになる。
Ｚ＝Ｒ１＋（Ｂλ）² ／ｊ（ωＭ−Ｓ／ω） …（式１６）

式１６を変形すると、式１７が得られる。
Ｚ＝Ｒ１＋ｊ［１／（（Ｓ／ω（Ｂλ）² ）−（ωＭ／（Ｂλ）² ））］…（式１７）

図２に示すスピーカーユニット等価回路５０のインピーダンスを、インダクタＬ１とキャパシタＣ１で表現すると、次式１８が得られる。
Ｚ＝Ｒ１＋ｊ［１／（（１／ωＬ１）−ωＣ１）］ …（式１８）

式１７と式１８とを比較すると、インダクタＬ１とキャパシタＣ１は以下のように表すことができる。
Ｌ１＝（Ｂλ）² ／Ｓ …（式１９）
Ｃ１＝Ｍ／（Ｂλ）² …（式２０）

この結果を、式８に代入すると、スピーカーユニット等価回路５０のＱ値は以下に示す式２１で表すことができる。
Ｑ＝（Ｂλ）² ／（Ｒ１・（ＭＳ）^1/2） …（式２１）

式２１は、Ｒ１を小さくすると、スピーカーユニット４のＱ値を大きくできることを示している。つまり、図２の等価回路において、出力インピーダンスＺｏが−Ｒ１の駆動装置１０により駆動すると、ボイスコイルの抵抗は見掛け上ゼロになり、駆動系の速度が入力電圧に比例する定速度動作とすることができる。また図２から明らかなように、抵抗Ｒ１は、スピーカーユニットとキャビネットのモーショナルインピーダンスの共通の制動抵抗となっている。したがって、駆動装置１０の負性インピーダンスによって抵抗Ｒ１をキャンセルすると、スピーカーユニット及びキャビネットのそれぞれを別々に定電圧駆動することができるため、低音を効率よく発音させることができるようになる。

そこで本実施形態では、式２で与えられる駆動装置１０の出力インピーダンスＺｏが−Ｒ１となるように駆動装置１０を動作させる。ただし、実際には駆動装置１０の負性インピーダンスによってボイスコイルの抵抗Ｒ１を完全にキャンセルすることは難しい。そのため、ボイスコイルの抵抗Ｒ１を完全に無効化するのではなく、ボイスコイルの抵抗Ｒ１を低減させることによって低音を効率よく発音させるようにしても良い。例えばボイスコイルの抵抗Ｒ１が８Ωである場合、６Ω程度の負性インピーダンスを生成すれば、低音を効率よく発音できることが確認されている。

そして本実施形態では、上記のような正帰還ループを有する駆動装置１０において、スピーカー１の出力パワーが比較的小さいときに、電流検出部１２のノイズが増幅されることによる低音ノイズを抑制するため、駆動電流ＩＲを検出した検出信号Ｖ１に基づく信号をアンプ１１に正帰還させるときの伝達利得βを調整するように構成される。以下、このような駆動装置１０について詳しく説明する。尚、図１に示す駆動装置１０は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって実現され、図１に示す各部はＤＳＰに実装される機能を表した機能ブロックである。

まず駆動制御部１３について説明する。ＡＤ変換器２１は、例えばΔΣ方式のＡＤ変換器であり、電流検出部１２の出力である、駆動電流ＩＲに対応した電圧（検出信号Ｖ１）を高速ＡＤ変換する。ＡＤ変換器２１によってデジタル信号に変換された検出信号は、ローパスフィルタ２２とハイパスフィルタ２３とが直列に接続されたバンドパスフィルタ２４に導かれ、正帰還させる所定周波数帯域の信号成分だけがバンドパスフィルタ２４を通過する。ローパスフィルタ２２及びハイパスフィルタ２３は、例えば遅延の少ないＩＩＲフィルタによって構成される。尚、図１では、ローパスフィルタ２２とハイパスフィルタ２３とを直列に接続したバンドパスフィルタ２４を例示しているが、これに限られるものではなく、例えばローパスフィルタ２２とハイパスフィルタ２３とを並列に接続し、その出力側でローパスフィルタ２２の出力とハイパスフィルタ２３の出力とを加算することにより、バンドパスフィルタ２４の代わりとしても良い。

バンドパスフィルタ２４の出力は、乗算器２５に導かれる。乗算器２５は、バンドパスフィルタ２４から出力される信号に対して調整部１４から出力される伝達利得βを乗算し、その乗算値（β・Ｖ１）を加算器２６へ出力する。加算器２６は、駆動装置１０の入力信号Ｓｉに対して乗算器２５から出力される信号（β・Ｖ１）を加算してＤＡ変換器２７へ出力する。ＤＡ変換器２７は、例えばΔΣ方式のＤＡ変換器であり、加算器２６から出力される信号（Ｓｉ＋β・Ｖ１）を高速ＤＡ変換してアンプ１１へ出力する。そしてアンプ１１において、ＤＡ変換器２７から出力される信号に利得Ａが付与された駆動信号Ｖｏが生成され、スピーカー１が駆動される。

次に調整部１４について説明する。振幅検知部３１は、駆動装置１０の入力信号Ｓｉの振幅を検知するものである。図４は、振幅検知部３１の詳細な回路構成の一例を示すブロック図である。振幅検知部３１は、ローパスフィルタ４１とハイパスフィルタ４２とを備えて構成されるバンドパスフィルタ４３と、絶対値回路４４と、最大値検出回路４５と、平均化回路４６とを有している。バンドパスフィルタ４３は、入力信号Ｓｉから、上述のバンドパスフィルタ２４と同様に所定周波数帯域の信号成分だけを抽出して出力する。ローパスフィルタ４１及びハイパスフィルタ４２は、例えば遅延の少ないＩＩＲフィルタによって構成される。尚、図４では、ローパスフィルタ４１とハイパスフィルタ４２とを直列に接続したバンドパスフィルタ４３を例示しているが、これに限られるものではなく、例えばローパスフィルタ４１とハイパスフィルタ４２とを並列に接続し、その出力側でローパスフィルタ４１の出力とハイパスフィルタ４２の出力とを加算することによってバンドパスフィルタ４３の代わりとしても良い。絶対値回路４４は、バンドパスフィルタ４３から出力される信号の絶対値を出力する回路である。最大値検出回路４５は、絶対値回路４４から出力される信号の最大値を検知し、その最大値を所定の時定数で保持しつつ出力する回路である。平均化回路４６は、最大値検出回路４５から出力される信号を可聴域よりも低い周波数で平均化することにより、入力信号Ｓｉの振幅に応じた振幅信号Ｓｇを出力する回路である。このような振幅検知部３１は、駆動装置１０に入力信号Ｓｉが入力すると、その入力信号Ｓｉの振幅に応じた振幅信号Ｓｇを出力する。これに対し、駆動装置１０に入力する入力信号Ｓｉがないとき（無入力のとき）、振幅検知部３１の出力である振幅信号Ｓｇはゼロとなる。

伝達利得出力部３２は、振幅検知部３１から出力される振幅信号Ｓｇに応じて正帰還ループの伝達利得βを決定するものである。図５は、伝達利得出力部３２の詳細な回路構成及び動作の一例を示すブロック図である。伝達利得出力部３２は、図５（ａ）に示すように伝達利得決定部４４と、伝達利得テーブル４５とを有している。伝達利得決定部４４は、振幅検知部３１から出力される振幅信号Ｓｇに基づいて伝達利得テーブル４５を参照し、振幅信号Ｓｇに応じた伝達利得βを決定して出力する。

図５（ｂ）は伝達利得テーブル４５に定められた振幅信号Ｓｇと伝達利得βとの関係の一例を示す図である。伝達利得決定部４４は、図５（ｂ）に示すような伝達利得テーブル４５に基づき、振幅信号Ｓｇに応じた伝達利得βを決定する。例えば、入力信号Ｓｉの振幅を検知した振幅信号Ｓｇが０のとき、伝達利得βは０として決定される。したがって、駆動装置１０に対する入力信号Ｓｉがない無入力状態のときには、伝達利得βは０となる。また図５（ｂ）の例では、振幅信号Ｓｇが０以上であり、且つ、予め定められた第１の値Ｘ０よりも小さいとき、伝達利得βは０として決定される。したがって、入力信号Ｓｉの振幅が第１の値Ｘ０よりも小さいときには、伝達利得βは０となる。そして振幅信号Ｓｇが第１の値Ｘ０よりも大きくなると、その増加に伴い、伝達利得決定部４４は、伝達利得βを０から漸次上昇させ、振幅信号Ｓｇが予め定められた第２の値Ｘ１になると、伝達利得βを予め定められた最大値Ｙ１に決定する。この最大値Ｙ１は、ボイスコイルの抵抗Ｒ１を無効化或いは低減させることができるように予め定められた値である。ここで、振幅信号Ｓｇが第１の値Ｘ０から第２の値Ｘ１まで増加するときの伝達利得βの増加率Ｋ１は、ＴＨＤ＋Ｎ特性をどのようなものにするかよって適宜設定可能であり、必ずしも振幅信号Ｓｇに比例して伝達利得βが増加するものに限られない。

そして図５（ｂ）の例では、振幅信号Ｓｇが第３の値Ｘ２よりも大きくなると、伝達利得βが低下しはじめ、振幅信号Ｓｇが第４の値Ｘ３を超えるとその後は伝達利得βが最大値Ｙ１よりも小さい一定の値Ｙ３を維持するようになる。このように振幅信号Ｓｇが第３の値Ｘ２を超えた場合に、伝達利得βを最大値Ｙ１よりも小さくすることにより、クリップ現象が生じることを未然に防止することができるようになる。また振幅信号Ｓｇが第３の値Ｘ２から第４の値Ｘ３まで減少するときの伝達利得βの減少率Ｋ２についても、ＴＨＤ＋Ｎ特性をどのようなものにするかよって適宜設定可能であり、必ずしも振幅信号Ｓｇに比例して伝達利得βを減少させるものに限られない。

図５（ｂ）では、振幅信号Ｓｇが第１の値Ｘ０よりも小さいときには伝達利得βを０に決定する場合を例示しているが、振幅信号Ｓｇが少なくとも０のときに伝達利得βが０になるものであれば良い。そのため、伝達利得テーブル４５は、振幅信号Ｓｇが０のときに伝達利得βを０にし、振幅信号Ｓｇが０よりも大きくなると、その増加に伴って伝達利得βを０から漸次上昇させるものであっても構わない。

伝達利得出力部３２の出力側には、ローパスフィルタ３３が設けられる。ローパスフィルタ３３は、駆動制御部１３に出力される伝達利得βが単位時間当たりで急激に変化することを防止するためのものである。すなわち、入力信号Ｓｉの振幅が単位時間当たりで急激に変化した場合に、伝達利得出力部３２がそれに追従して伝達利得βを急激に変化させてしまうと、スピーカー１から出力される音質が一時的に悪化してしまうことがある。ローパスフィルタ３３は、それを防止するために単位時間当たりの伝達利得βの急激な変化を抑制し、伝達利得βを緩やかに変化させるのである。

調整部１４は、上記のようにして入力信号Ｓｉの振幅に応じた伝達利得βを乗算器２５へ出力する。そして乗算器２５は、検出信号Ｖ１に基づく信号に対して調整部１４から出力される伝達利得βを乗算することにより、正帰還量が算出される。そして伝達利得βが０のときには正帰還量が０となるため、駆動装置１０の動作は、正帰還ループを有しない駆動装置と同様の動作となる。また伝達利得βが０よりも大きくなり、伝達利得βが上述した増加率Ｋ１で増加する過程のとき、駆動装置１０は、正帰還ループを機能させ、ノイズの増幅を抑制しつつ、低音の発音効率がなるべく良くなるようにスピーカー１を駆動する状態となる。そして入力信号Ｓｉの振幅が大きくなり、低音ノイズの目立たない出力パワーが得られるようになると、駆動装置１０は、伝達利得βを最大値Ｙ１に設定して正帰還ループを機能させることにより、低音の発音効率が最も良くなる状態でスピーカー１を駆動する。

図６は、駆動装置１０のＴＨＤ＋Ｎ特性の例を示す図である。図６において、破線の特性曲線Ｌ１は従来の正帰還ループを有する駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性を、一点鎖線の特性曲線Ｌ２は正帰還ループを有しない駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性を、太実線の特性曲線Ｌ３は本実施形態における駆動装置１０のＴＨＤ＋Ｎ特性を、それぞれ示している。また図６に示す領域Ｐ１は駆動装置１０が伝達利得βを０に設定して動作する領域であり、領域Ｐ２は駆動装置１０が入力信号Ｓｉに応じて伝達利得βを０から最大値Ｙ１の範囲内で変化させる領域であり、領域Ｐ３は駆動装置１０が伝達利得βを最大値Ｙ１に設定して動作する領域である。

図６から明らかなように、本実施形態の駆動装置１０は、従来の正帰還ループを有する駆動回路と比較すると、出力パワーが比較的小さい領域Ｐ１，Ｐ２でのＴＨＤ＋Ｎ特性が改善されている。特に出力パワーの小さい領域Ｐ１では、正帰還ループを有しない駆動回路と同等のＴＨＤ＋Ｎ特性であることが分かる。したがって、本実施形態の駆動装置１０は、入力信号Ｓｉの信号レベルが比較的小さいときに耳障りな低音ノイズの発生を抑制することができるのである。また入力信号Ｓｉの信号レベルが大きくなって伝達利得βが最大値Ｙ１になるときには、駆動装置１０のＴＨＤ＋Ｎ特性が従来の正帰還ループを有する駆動回路のＴＨＤ＋Ｎ特性と同程度まで悪化するものの、そのときには電流検出部１２のノイズによる低音ノイズは目立たない状態となっているため、聴覚上低音ノイズが問題となることはない。それ故、本実施形態の駆動装置１０によれば、出力パワーが比較的小さいときにはノイズの増幅を抑制して低音ノイズを低減できると共に、出力パワーが比較的大きいときには低音を効率良く発音させることができるのである。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述したものに限定されるものではなく、種々の変形が適用可能である。例えば上記実施形態では、駆動装置１０がＤＳＰによって実現され、上述した制御をデジタル回路で行う場合を説明した。しかし、本発明は、そのような例に限定されるものではなく、上述した駆動装置１０をアナログ回路で実現するようにしても良い。ただし、駆動装置１０をアナログ回路で実現すると、素子のばらつき等によって発振するおそれがある。そのため、発振を防止するためには、上述のように駆動装置１０をデジタル回路で実現することが好ましい。

また上記実施形態では、電流検出部１２が駆動電流ＩＲを検出するために、抵抗Ｒｃに駆動電流ＩＲを流し、その抵抗Ｒｃの一端又は両端の電圧を測定する構成例について説明したが、本発明はそのような構成例に限定されるものではない。例えば、電流検出部１２は、ＧＭＲやホール素子等の磁気センサを用いて駆動電流ＩＲが流れることによる誘導磁場を測定して駆動電流ＩＲを検出するようにしても良いし、またアンプ１１の出力トランジスタのオン抵抗を用いて駆動電流ＩＲを検出するようにしても良い。

１…スピーカー、３…変換器（振動器）、６…キャビネット、８…管ポート（共鳴開口）、１０…駆動装置、１１…アンプ（増幅手段）、１２…電流検出部（電流検出手段）、１３…駆動制御部（駆動制御手段）、１４…調整部（調整手段）、３１…振幅検知部、３２…伝達利得出力部、３３…ローパスフィルタ。

Claims (3)

1. 共鳴開口を有するキャビネットに配設されて音響を放射するとともに、前記共鳴開口とキャビネットとにより構成されるヘルムホルツ型共鳴器を駆動して前記共鳴開口より共鳴音響を放射させる振動器を駆動する駆動装置であって、
   入力信号を増幅して前記振動器に供給する増幅手段と、
   前記振動器に流れる駆動電流に応じた検出信号を出力する電流検出手段と、
   前記検出信号に基づく信号を前記増幅手段の入力側に正帰還して等価的に負性インピーダンスを発生させて前記振動器の駆動状態を制御する駆動制御手段と、
   前記入力信号に基づいて、前記検出信号に基づく信号を前記増幅手段に正帰還させる際の伝達利得を調整する調整手段と、
   を備え、
   前記調整手段は、前記入力信号の振幅が少なくとも０のときに前記伝達利得を０に調整し、前記入力信号の振幅が０又は０以上の第１の値よりも増加することに伴い、前記伝達利得を０から漸次上昇させ、前記入力信号の振幅が前記第１の値よりも大きな第３の値を超えるとき、前記伝達利得を低下させることを特徴とする駆動装置。
2. 前記調整手段は、前記伝達利得の出力段にローパスフィルタを備え、前記入力信号に基づいて前記伝達利得を決定し、前記ローパスフィルタを介して前記伝達利得を前記駆動制御手段へ出力することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記調整手段は、前記入力信号の振幅が前記第１の値と前記第３の値との間の第２の値以上であり、且つ、前記第３の値未満であるとき、前記伝達利得を所定の値に保持することを特徴とする請求項１又は２に記載の駆動装置。

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