JP2011166652A - 振幅抑圧回路 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイナミックレンジが小さいにも関わらず音としての品質に優れた再生音を得る。優れた難聴用機器や小出力でも比較的大きな音の出せる音響機器を製造する。
【解決手段】入力信号の振幅を圧縮する対数圧縮器４と、対数圧縮器４からの出力信号を外部に出力するOUTPUT回路と、対数圧縮器４の振幅抑圧量と出力電位を制御するバイアスコントロール回路２と、バイアスコントロール回路２にバイアス制御信号を入力する制御信号生成回路を備える。バイアス制御信号生成回路は、対数圧縮器４の出力を正出力回路に入力する演算増幅器５，６を備える。演算増幅器５の負入力回路には負帰還回路が接続される。演算増幅器６の負入力回路には演算増幅器５の出力が接続され、演算増幅器６の出力と入力回路からの出力信号がOUTPUT回路に接続される。演算増幅器６の出力と対数圧縮器４の出力は、これらを比較する減算器３に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、音声信号等の交流信号の振幅抑圧を行う回路に関するものである。

音声信号等の振幅抑圧技術としては、入力信号の大きさに応じて増幅器の利得が変化するAGC（オートマティックゲインコントロール）回路が知られている。しかし、音声信号の場合、AGC回路によって振幅抑圧された信号の再生音は、
(1) 大きな信号と小さな信号が同時に存在すると小さな信号は聞こえ難くなり易い。
(2) 再生音量が不安定に変動することがある。
(3) 衝撃音への反応が遅い。
等の欠点がある。

また、補聴器等でよく用いられるノンリニア増幅器による振幅抑圧は、AGCよりも安定な振幅抑圧が可能だが、小さな信号が聞こえ難い場合がある等の欠点を持っている。そのため、強い振幅抑圧が行われても品質劣化を感じさせない振幅抑圧回路が求められていた。

このような観点から、振幅抑圧回路に関する提案が、たとえば特許文献１〜３に示すように従来からなされている。

特開２００６-１９７５８０号公報 特開２００６-１９７５２５号公報 特開２００６-０２５３８２号公報

公知の通り、互いに逆方向で並列に接続されたダイオード回路に更にコンデンサを直列接続し、その両端に交流信号を加えるとダイオードの両端に振幅制限された信号を取り出すことができる。しかし、このような回路によって強い振幅制限が行われるとその出力信号には強い高調波信号が発生する。音声信号の場合、この高調波信号は不快な再生音の原因となる。このような回路で強い高調波信号が発生する原因は、振幅制限レベルにおいて急激な振幅制限が行われることである。

この高調波信号を除去するために、前記特許文献１〜３に記載の発明では、振幅抑圧によって発生した高い周波数の高調波成分を積分回路で除いている。確かに、再生音の品質向上の点からは、この従来技術でもかなりの効果が認められる。しかし、振幅抑圧時に高調波信号そのものの発生を防止するものではないため、高調波成分の除去にも限界があり、より効果的な手法の提案が望まれていた。

本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであって、その目的は、交流信号において強い振幅抑圧が行われても品質劣化が大変少ない、或いは品質劣化を感じさせない振幅抑圧回路を提供することにある。

前記の目的を達成するために、本発明の振幅抑圧回路は、入力信号の波高値がプラス方向に推移すると同一方向に振幅値変化量の対数圧縮が行われ、その圧縮された信号を出力し、入力信号波形の変化方向が反転して振幅値が下降に転ずるとそれまでの圧縮動作は解除され、圧縮動作停止時の出力波高値を起点として入力信号波形の続きが出力され、今度はマイナス方向への振幅変化量に対し対数圧縮を行う。このような動作を繰り返すことで交流信号の振幅抑圧を行うことを特徴とする。

従来技術では、振幅抑圧回路で発生する高調波成分を少なくするために、振幅抑圧によって発生した高い周波数の高調波成分を積分回路で除いているのに対し、本発明は対数圧縮によって高調波成分の発生そのものを抑えているので、滑らかに振幅制限動作が行われる。

すなわち、矩形派をスペクトル分析（フーリエ解析）すると一番低い周波数信号を基準にしてその倍数の周波数信号が無数に現れる。この場合、何倍の周波数であるかは矩形波のデユーティーで異なる。つまり完全な矩形波は無数のｆ〜∞ｆのサイン波形信号が加算されたものであると言える。そして、矩形波をハイカットフィルターを通して高い周波数成分を除くと、矩形波は角が丸い波形になる。つまり、角の丸い矩形波は高い周波数信号が含まれていない或いはそのレベルが小さいと言える。従来技術のように音声信号のレベルを急激に制限すると制限部分は矩形波の丸くない角と同じ状態になり、その信号には多くの高調波信号が含まれる。つまり、この角を丸く滑らかにしてやれば高調波信号の発生を防ぐ或いは軽減できる。そこで、本発明では振幅制限時における波形の角を丸くするために対数圧縮を用いて高調波信号の発生を防止、或いは軽減している。

本発明を音声信号の振幅抑圧に用いれば、ダイナミックレンジが小さいにもかかわらず音としての品質に優れ、しかも原音より聞こえ易い再生音を得ることができる。そのため優れた難聴用機器や小出力でも比較的大きな音の出せる音響機器を製造できる。

本発明の実施例１の構成を示すブロック図。 図１の回路の各部における波形を示す図。 本発明の実施例２の構成を示すブロック図。

以下、本発明の実施例１を図１に示すブロック回路図に従って説明する。この回路では、OUTPUT回路の電位が正の範囲では、入力信号の電位が上昇する時OUTPUT回路の電位は対数圧縮器４の出力電位変化に追従し、下降する時はOUTPUT回路電位の変化に対数圧縮器４の出力電位が追従する。反対にOUTPUT回路の電位が負の範囲では、入力信号の電位が降下する時OUTPUT回路の電位は対数圧縮器４出力の電位変化に追従し、上昇の時はOUTPUT回路の電位変化に対数圧縮器４の出力電位が追従する。

以下、図１の回路の構成並びに作用を説明する。
（１）INPUT回路に入力された信号は、緩衝増幅器１を経て対数圧縮器４に入力されると共に、コンデンサＣ１を経てOUTPUT回路にも伝達される。

（２）対数圧縮器４の出力信号は、演算増幅器５の正入力回路と減算器３の入力回路、更に演算増幅器６の正入力回路にそれぞれ加えられる。

（３）演算増幅器５はダイオードＤ１及びダイオードＤ２による負帰還回路が設けられた増幅器である。抵抗Ｒ１も負帰還回路の一部である。

（４）減算器３の入力回路の１つにはOUTPUT回路の電圧が、もう１つの入力回路には対数圧縮器４の出力電圧が加えられている。この２つの電圧は減算器３で減算され、その結果が減算器３から出力される。

（５）減算器３の出力信号はバイアスコントロール回路２に入力される。バイアスコントロール回路２は減算器３の出力信号（バイアス制御信号）を元に対数圧縮器４のバイアスを制御する。すなわち、減算器３の二つの入力信号のレベルが等しくなるように対数圧縮器４の出力電位は制御される。この演算器３、この演算器３に入力される信号をつくり出す演算増幅器５，６及びこれらに接続されたダイオードや抵抗などの各素子が、本発明におけるバイアス制御信号生成回路を構成する。

（６）前記対数圧縮器４からの出力信号は演算増幅器５の正入力回路に入力される、また、演算増幅器６の正入力回路には演算増幅器５の正入力回路と同じ信号が入力され、演算増幅器６の負入力回路には演算増幅器５の出力信号が抵抗Ｒ２を介して加えられる。そして、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の抵抗値は等しく設定されている。つまり、演算増幅器５の出力側から見た演算増幅器６は対数圧縮器４の出力をバイアス電位とする増幅率が−１の反転増幅器である。

（７）演算増幅器６の出力回路とOUTPUT回路は、互いに逆向きで並列に接続されたダイオードＤ３とダイオードＤ４によって結合されている。

（８）GND電位から始まり上昇に向かう信号がINPUT回路に入力されると、この信号は緩衝増幅１を経て対数圧縮器４に入力され、ここで対数圧縮される。

（９）対数圧縮された対数圧縮器４の出力信号は、演算増幅器５の正入力回路に加えられている。また、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ１は演算増幅器５の負帰還回路を形成している。そして、演算増幅器５の入力信号電位は正であるから、演算増幅器５の出力回路には入力信号電位（対数圧縮器４の出力電位）よりダイオードＤ２の順方向電圧分高い電位の信号が現れる。この信号は演算増幅器６で正入力回路の電位を基準にして反転されるので、演算増幅器６の出力回路には対数圧縮器４の出力電位よりダイオードＤ２の順方向電圧分低い電位が現れる。

（10）緩衝増幅器１の出力信号はコンデンサＣ１を介してOUTPUT回路に伝達されるので、OUTPUT回路の電位は緩衝増幅器１の出力信号と同様に変化しようとするが、ダイオードＤ４に電流が流れて対数圧縮器４の出力電位と同じに抑えられる。この場合、ダイオードＤ４の順方向電圧とダイオードＤ２の順方向電圧は同じものとする。その結果、コンデンサＣ１は充電されOUTPUT回路のバイアスは低い方へシフトされる。この動作は入力信号電圧波形の変化方向が下降に転ずるまで続く。

（11）入力信号の電位変化方向が上昇から下降に転ずると、OUTPUT回路の電位はINPUT回路と同量降下する。この時ダイオードＤ３、ダイオードＤ４両端の電圧はダイオードの順方向電圧より低いので、OUTPUT回路電位は演算増幅器６の出力電位による影響を受けない。その結果、対数圧縮器４のバイアスがコントロールされ対数圧縮器４の出力電位はOUTPUT回路電位に追従して同量降下する。この動作は入力信号電位の変化方向が反転するか又は演算増幅器４の出力電位が負になるまで続く。

（12）入力信号電位の降下が進んで対数圧縮器４の出力電位が負になると、演算増幅器６の出力電位は対数圧縮器４の出力電位よりダイオードＤ１の順方向電圧分高くなる。そのため、コンデンサＣ１を介してOUTPUT回路に伝達される信号によってOUTPUT回路の電位が対数圧縮器４の出力電位より低くなろうとしても、ダイオードＤ３に電流が流れ対数圧縮器４の出力電位と同量の降下に抑えられる。この時、コンデンサＣ１は放電され、OUTPUT回路のバイアス電位は高い方にシフトされる。この動作は入力信号の電位変化方向が上昇に転ずるまで続く。

（13）入力信号の電位変化が下降から上昇に転ずると、OUTPUT回路の電位はINPUT回路と同量上昇する。そのため、対数圧縮器４のバイアスがコントロールされ、対数圧縮器４の出力電位はOUTPUT回路電位の変化に追従して同量上昇する。この動作は入力信号電位の変化方向が反転するか又は演算増幅器４の出力電位が正になるまで続く。

（14）前記（８）〜（13）の動作が繰り返されて、OUTPUT回路には入力電圧信号が振幅抑圧された信号が現れる。尚、この回路では高い周波数信号ほど出力電圧が大きくなり易いが、回路の中で補正は可能である。

図２は、図１のブロック図に示した回路における各部の波形例である。図１の(a) 〜(d) で示した部分が、図２の同一文字の波形に対応する。

(a) は緩衝増幅器１の出力電圧波形であり、INPUT回路に入力された信号そのままの形である。

(b) は対数圧縮器４の出力電圧波形であり、(a) の波形が対数圧縮されたものである。圧縮のされ方は、(a) のT2からT3区間の波形が(b) のT2からT3区間の波形に圧縮され、(a) のT4からT5区間の波形が(b) のT4からT5区間波形に圧縮されている。T1からT2の区間やT3からT4の区間は、回路の都合で圧縮されないが、本発明の機能に害は無い。

(c) は演算増幅器６の出力波形であり、その電位は通常、(b) の波形電位が正の時はその電位よりダイオードＤ２の順方向電圧分低く、負の場合はダイオードＤ１の順方向電圧分高い。

(d) はOUTPUT回路の波形であり、(b) の波形と等価である。尚、入力信号の小振幅部分はT1からT2の区間、或いはそれに続く圧縮量が少ない区間に大部分が収まるので、あまり圧縮されることなくOUTPUT回路に現れる。

このような構成を有する実施例１の回路によれば、レベルが小さい入力信号は殆どそのままで出力し、入力信号が大きいと（プラスにもマイナスにも）対数圧縮によりレベル抑圧することが可能である。また、入力信号の波形値の絶対値が増大から減少に転ずるとそれまでの対数圧縮動作は解除され、転じた時の圧縮されたレベルを起点として続きの入力信号が、新たに圧縮を開始されると共に出力されるのが本発明回路による圧縮動作の特徴である。

特に、本発明では、対数圧縮回路のバイアスシフトを行い対数圧縮中に入力信号波形の変化方向が反転すると、必ずしも初期状態ではないが、変化方向が反転したレベルを起点として新たに対数圧縮を始める。これが行われない場合は、反転後、正常な圧縮動作ができなくなるが、本実施例では、出力回路の電圧と対数圧縮器の出力電圧とを比較して、OUTPUT回路の電位の変化と対数圧縮器の出力電圧とが同じ値になるように互いに制御することでレベルが不規則に変動する信号に対しいつも適切なバイアス値の変更を可能としている。

これにより、本実施例では、小さなレベル変化部分の波形は（その小さな変化部分が元の波形のどのレベル部分にあろうとも）バイアス変化は伴うものの殆どそのまま出力し、大きな信号は制限レベル以下に制限されて出力する。その結果、小さな信号では出力信号の歪みはミニマムで、大きな信号は歪んでも高い周波数の高調波が少ないので、その再生音に不快感が殆どないという優れた効果を発揮する。

一般に、振幅を抑圧すると信号は歪むが、本実施例において、図２の波形図中、T1-T2、T3-T4では振幅の圧縮が行われないのでこの部分では原則的に信号は歪まない。そのため、この回路では小レベル信号の波形歪みはミニマムであり、音声信号処理として好ましい結果が得られる。

図３は、本発明の実施例２の回路を示すブロック図である。この回路の基本動作は図１と同様であるが、信号分割回路１１、演算増幅器１２、演算増幅器１３及びその周辺回路は図１の場合と構成が異なる。ここでは図１と同じ部分は一部省略して説明する。

（１）信号分割回路１１は対数圧縮器１０の出力信号を正レベルの部分と負レベルの部分に分割して２つの出力回路にそれぞれ出力する。つまり、演算増幅器１２へは正の部分の信号を、演算増幅器１４へは負の部分の信号を出力する。尚、演算増幅器１２及び演算増幅器１３の双方の入力電位がGNDレベルだとこれらの増幅器は原理的にダイオードＤ７、ダイオードＤ８のどちらにも電流を流さないが、僅かの差が生じるのはあり得ることであり、演算増幅器１３の出力回路から演算増幅器１２の出力回路に向かって電流が流れる可能性がある。これを避けるには演算増幅器１２の正入力回路の電位は低くともGNDレベルより少し高く、演算増幅器１３の正入力回路の電位は高くともGNDレベルより少し低くなるように回路設計を行う等の配慮が必要である（ダイオードＤ７と演算増幅器１２の間及びダイオードＤ８と演算増幅器１３の間に抵抗を設けても良い）。また、この配慮はこの回路が起動出来るために必要な場合もある。

（２）演算増幅器１２の負入力回路とＢ＋電源回路は抵抗Ｒ４によって接続されているが、負入力回路の電位はダイオードＤ５を介し出力回路の電位によって正入力回路と同じ電位に引き下げられている。つまり出力回路の電位は正入力回路の電位よりダイオードＤ５の順方向電圧分低い。そのためコンデンサＣ２経路で伝達される緩衝増幅器７の出力信号によって出力回路の電位が正入力回路の電位より高くなろうとしても、ダイオードＤ７に電流が流れOUTPUT回路の電位上昇は正入力回路電位と同じに抑えられる。

（３）緩衝増幅器７の出力信号の電位変化方向が下降に転ずるとOUTPUT回路電位も同じだけ下降する。この時演算増幅器１２の出力電位とOUTPUT回路の電位差はダイオードＤ７の順方向電位より小さいので演算増幅器１２の出力信号はOUTPUT回路に影響を与えない。従って緩衝増幅器７の出力信号の変化がそのままOUTPUT回路に現れる。

（４）OUTPUT回路の電位が降下すると、対数圧縮器１０の出力電位も同様に降下する。
何故なら、そうなるように減算器９とバイアスコントロール回路８により対数圧縮器１０のバイアスがコントロールされるからである。

（５）信号の電位降下が進んで対数圧縮器１０の出力電位が負になるとOUTPUT回路電位変化は対数圧縮器１０の出力電位の変化に追従するようになる。つまり、コンデンサＣ２経路で伝達される緩衝増幅器７の出力信号によってOUTPUT回路の電位が正入力回路の電位より低くなろうとするとダイオードＤ８に電流が流れてOUTPUT回路電位の降下は正入力電位と同じに抑えられる。（演算増幅器１３の負入力回路とＢ−電源回路は抵抗Ｒ５によって接続されているが、負入力回路の電位はダイオードＤ６を介し出力回路電位によって正入力回路と同じ電位に引き上げられている。つまり出力回路の電位は正入力回路の電位よりダイオードＤ６の順方向電圧分高い。）この動作は信号電位の変化方向が上昇に転ずるまで続く。

（６）緩衝増幅器７の出力信号の電位変化方向が上昇に転ずるとOUTPUT回路電位も同じだけ上昇する。この時演算増幅器１３の出力電位とOUTPUT回路の電位差はダイオードＤ８の順方向電位より小さいので演算増幅器１３の出力電位はOUTPUT回路に影響を与えない。従って緩衝増幅器７の出力信号の変化がそのままOUTPUT回路に現れる。

（７）OUTPUT回路の電位が上昇すると、対数圧縮器１０の出力電位も同様に上昇する。
何故なら、そうなるように減算器９とバイアスコントロール回路８により対数圧縮器１０のバイアスがコントロールされるからである。

（８）（２）〜（７）が繰り返されてOUTPUT回路には振幅圧縮された信号が出力される。

この実施例２においても、前記実施例１と同様な作用効果が発揮される。但し、実施例１の回路では、ダイオードＤ１またはＤ２に流れる電流とダイオードＤ３またはＤ４に流れる電流を同じにはできないため、高い周波数ほど振幅制限値が大きくなり易い（周波数が高いほど影響が大きい）。また、緩衝増幅器６の出力信号は緩衝増幅器１の出力信号に比べ僅かに遅れ、これは出力信号に悪影響を及ぼすことがある。これらの欠点は、実施例１の回路に工夫を凝らすことで軽減することができるが、実施例２の回路では原理的にそのような現象は非常に少なく出来る利点がある。しかし、実施例１の回路の方が設計が容易である。

なお、本発明は、図示の回路に限定されるものではなく、他の実施例も採用することが出来る。例えば、入力信号波形をデジタル処理することで、入力信号波形のレベルの変化方向に応じて、対数圧縮やその解除を行わせることが可能である。

本発明は、深刻な難聴に聞こえ易い上に耳に負担が少ない補聴器類や電話機類、或いは小さな出力の増幅器で大きな音の出せる音響機器、近くの大きな音にあまり邪魔されないで遠くの音を収音できるマイクロホン、録音レベル調整が殆ど不要でAGCの欠点が無い録音機等に大きな利用価値がある。また、このような動作をする音信号振幅抑圧回路による商品開発は殆ど手つかずであり、非常に大きな市場が期待できる。

１…緩衝増幅器
２…バイアスコントロール回路
３…減算器
４…対数圧縮器
５…演算増幅器
６…演算増幅器
７…緩衝増幅器
８…バイアスコントロール回路
９…減算器
１０…対数圧縮器
１１…信号分割回路
１２…演算増幅器
１３…演算増幅器
Ｂ＋…プラス電源
Ｂ−…マイナス電源
Ｃ１〜Ｃ２…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ８…ダイオード
Ｒ１〜Ｒ５…抵抗
ＩＮＰＵＴ…入力回路
ＯＵＴＰＵＴ…出力回路
＋…正入力回路
−…負入力回路

Claims (5)

1. 入力信号波形をレベルの変化方向に対し対数圧縮して出力する手段と、
   入力信号波形レベルの変化方向が反転するとそれまでの対数圧縮動作を解除して反転後の振幅変化方向に対して対数圧縮を開始し、その圧縮された信号を出力する手段を備えることを特徴とする振幅抑圧回路。
2. 入力信号の振幅を圧縮する対数圧縮器と、この対数圧縮器からの信号を出力するアウトプット回路と、この対数圧縮器動作基準電位を制御するバイアスコントロール回路と、このバイアスコントロール回路にアウトプット回路からの出力信号の電位の変化に伴いバイアス制御信号を供給するバイアス制御信号生成回路とを有することを特徴とする振幅抑圧回路。
3. 入力信号の振幅を圧縮する対数圧縮器と、この対数圧縮器からの出力信号を外部に出力するアウトプット回路と、前記対数圧縮器の動作基準電位をバイアスシフトにより制御するバイアスコントロール回路と、このバイアスコントロール回路にバイアス制御信号を入力する制御信号生成回路を備え、
   前記バイアス制御信号生成回路は、アウトプット回路の出力信号の電位が正の範囲では、入力信号の電位が上昇する時はアウトプット回路の電位は対数圧縮器の出力電位変化に追従し、下降する時はアウトプット回路の電位の変化に対数圧縮器の出力電位が追従し、アウトプット回路の電位が負の範囲では、入力信号の電位が降下する時アウトプット回路の電位は対数圧縮器の出力の電位変化に追従し、上昇の時はアウトプット回路の電位変化に対数圧縮器の出力電位が追従するように、前記バイアスコントロール回路が前記対数圧縮器の振幅抑圧量を制御する信号を生成することを特徴とする振幅抑圧回路。
4. 前記バイアス制御信号生成回路が、対数圧縮器の出力を正出力回路に入力する２つの演算増幅器を備え、
   第１の演算増幅器の負入力回路には負帰還回路が接続され、第２の演算増幅器の負入力回路には第１の演算増幅器の出力が接続され、第２の演算増幅器の出力と、前記入力回路からの出力信号がアウトプット回路に接続され、
   前記第２の演算増幅器の出力と前記対数圧縮器の出力は、これらを比較する減算器に接続されていることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の振幅抑圧回路。
5. 前記バイアス制御信号生成回路が、対数圧縮器の出力を正レベル部分と負レベル部分に分割する信号分割回路と、この信号分割回路で分割された正レベルの信号を入力する第１の演算増幅器と負レベルの信号を入力する第２の演算増幅器とを備え、
   これら２つの演算増幅器の出力が前記入力信号と共にアウトプット回路に接続され、
   これら２つの演算増幅器の出力と前記対数圧縮器の出力は、これらを比較する減算器に接続されていることを特徴とする請求項２または請求項３に記載の振幅抑圧回路。

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