JP6635289B2 - 無線受信装置および受信データ復元装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線受信装置および受信データ復元装置に関し、特に、ＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）方式によってマルチキャリア伝送を行う無線通信システムに用いられる無線受信装置および受信データ復元装置に関する。

マルチキャリア伝送を行う無線通信システムにおいて、送信機および受信機双方の局部発振回路により生成されるキャリア周波数は、理想的には同一として設計されるが、実環境では異なる。同様に、送信機および受信機において、Ｄ／ＡコンバータやＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数も、実環境では異なる。すなわち、受信機側で処理される受信信号には、これらの周波数オフセットが含まれる。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、直交周波数分割多重）方式を用いた無線通信では、受信信号の周波数オフセットに起因してサブキャリア間の直交性が崩れるため、それに伴いキャリア間干渉が生じる。そのため、従来から、ＯＦＤＭ受信装置において、周波数オフセットを補正する技術が提案されている。

たとえば、国際公開第２００７／０９１３２０号公報（特許文献１）には、ＧＩ（ガードインターバル）法を用いてシンボルの位相回転量を推定し、位相回転量から得られるキャリア周波数のオフセット量に応じて、ＲＦ部に出力する発振信号の発振周波数をアナログ補正することが開示されている。

また、特開２０００−２２４１３４号公報（特許文献２）には、キャリアの周波数誤差とガードインターバル期間とに起因するシンボルの位相誤差をデジタル補正することが開示されている。

さらに、特開２００６−１０８７６３号公報（特許文献３）には、送受信機間におけるサンプリング周波数のずれにより生ずるＯＦＤＭシンボルの位相変化をデジタル補正することが開示されている。

国際公開第２００７／０９１３２０号公報 特開２０００−２２４１３４号公報 特開２００６−１０８７６３号公報

送信アンテナおよび受信アンテナが１対１である、いわゆるＳＩＳＯ（Single Input Single Output）方式を採用した無線通信システムにおいては、周波数オフセットを固定値とみなし、粗く補正するだけでも、サブキャリア間の干渉が低減される。たとえば５ＧＨｚ帯のキャリア周波数を生成する装置では、５ｐｐｍ程度まで補正すれば、十分な復元精度を得られることが知られている。

一方で、ＭＩＭＯ方式を採用した無線通信システムにおいては、多重ストリームによる複雑なチャネル推定と高精度なＭＩＭＯデコーディングが必要であるため、従来の周波数オフセット補正では十分な復元精度が得られない。特に、ストリーム数が多い場合には、周波数オフセットの状況やその補正精度が、ＭＩＭＯデコーディングに影響を及ぼすからである。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ストリーム数が多い場合であっても、受信データの復元率を高めることのできる無線受信装置、および、受信データ復元装置を提供することである。

この発明のある局面に従う無線受信装置は、ＭＩＭＯ方式によってマルチキャリア伝送を行う無線通信システムに用いられる受信装置であって、複数ストリームの送信信号を受信する複数の受信アンテナと、各受信アンテナにおいて受信されたＲＦ帯域の信号を復調し、ベースバンド帯域の信号を出力する復調手段と、ストリーム単位で、ベースバンド帯域の伝送信号をデジタル処理することによって、受信データを復元するデジタル処理手段とを備える。デジタル処理手段は、抽出手段と、推定手段と、補正手段と、変換手段とを含む。抽出手段は、伝送信号を構成するシンボルごとに、冗長部の信号を除去してデータ部の信号を抽出する。推定手段は、シンボルごとに、冗長部の信号を用いて算出されたシンボル全体の位相回転の変化量を線形近似することによって、データ部の時間単位の位相回転量を推定する。補正手段は、推定手段により推定された時間単位の位相回転量に基づいて、データ部の信号を信号ごとに個々に補正して、パケット単位で、１シンボル内および複数シンボルに亘りデータ部の信号を追従補正する。変換手段は、補正手段により補正されたデータ部の信号を、サブキャリア信号に変換する。

好ましくは、補正手段は、各シンボルにおいて、時間単位の位相回転量に前のシンボルの位相回転量を加算することによって、データ部の各信号の位相ずれ補償量を算出する。補正手段は、算出した位相ずれ補償量分だけ、データ部の各信号に逆回転をかけることによって、データ部の信号を補正することが望ましい。

好ましくは、デジタル処理手段は、複数のストリームそれぞれに対し冗長部の信号を用いて算出される回転量の平均値として、シンボル全体の位相回転の変化量を算出する手段をさらに含む。

好ましくは、デジタル処理手段は、ＭＩＭＯ処理手段と、線形近似手段と、サブキャリア補正手段とをさらに含む。ＭＩＭＯ処理手段は、変換手段から得られるサブキャリア信号をストリームごとに分離して、分離後サブキャリア信号に変換する。線形近似手段は、周波数領域シンボルごとに、分離後サブキャリア信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づき位相回転の変化量を線形近似し、一次式を算出する。サブキャリア補正手段は、線形近似手段により算出された一次式に基づいて、周波数領域シンボルごとの、分離後サブキャリア信号に含まれるデータサブキャリアそれぞれの位相ずれを算出し、位相ずれ分、データサブキャリアをそれぞれ逆回転させる。

線形近似手段は、パイロットサブキャリアそれぞれについて複数のストリームの平均値を用いて、周波数領域シンボルごとの一次式を算出することが望ましい。

この発明の他の局面に従う受信データ復元装置は、ストリーム単位で、ベースバンド帯域の伝送信号をデジタル処理することによって、受信データを復元する装置であって、抽出手段と、推定手段と、補正手段と、変換手段とを備える。抽出手段は、伝送信号を構成するシンボルごとに、冗長部の信号を除去してデータ部の信号を抽出する。推定手段は、シンボルごとに、冗長部の信号を用いて算出されたシンボル全体の位相回転の変化量を線形近似することによって、データ部の時間単位の位相回転量を推定する。補正手段は、推定手段により推定された時間単位の位相回転量に基づいて、データ部の信号を信号ごとに個々に補正して、パケット単位で、１シンボル内および複数シンボルに亘りデータ部の信号を追従補正する。変換手段は、補正手段により補正されたデータ部の信号を、サブキャリア信号に変換する。

本発明によれば、ストリーム数が多い場合であっても、受信データの復元率を高めることができる。

本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムの概要を示す図である。 本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、キャリア周波数がＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置のキャリア周波数と異なる場合に、受信信号が受ける影響を説明するための図である。 本発明の実施の形態１に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の回路構成を示すブロック図である。 図３に示す復元処理回路の機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１において、同期部から出力されるＯＦＤＭ信号のデータ構造を示す図である。 本発明の実施の形態１において、シンボル全体の位相回転の変化量の算出方法を説明するための図である。 本発明の実施の形態１において、シンボルごとに算出されるデータ部の信号の位相ずれを説明するための図である。 本発明の実施の形態１において、シンボルごとに行われるデータ部の信号の補正方法を示す図である。 本発明の実施の形態１において、あるパケットに対して、解析により算出された位相回転の変化を示すグラフである。 本発明の実施の形態１における受信データ復元処理を示すフローチャートである。 キャリア周波数のオフセットがない場合とある場合とにおける、デマッピング部の出力の違いを示す図である。 本発明の実施の形態２に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、復元処理回路の機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、サンプリング周波数がＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置のサンプリング周波数と異なる場合に、受信信号が受ける影響を説明するための図である。 本発明の実施の形態２において実行される、周波数領域補正処理を示すフローチャートである。 図１４のステップＳ３４の処理を模式的に示す図である。 サンプリング周波数のオフセットがある場合における、デマッピング部の出力例を示す図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

＜実施の形態１＞
はじめに、本実施の形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の概要について説明する。

図１を参照して、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置（以下「ＯＦＤＭ受信装置」と略す）１０は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信装置（以下「ＯＦＤＭ送信装置」と略す）９０から無線送信された信号を受信する。ＯＦＤＭ送信装置９０およびＯＦＤＭ受信装置１０はいずれも複数本のアンテナを有しており、ＭＩＭＯ方式によって映像データなどのデータ伝送が行われる。本実施の形態の無線通信システムは、たとえば８×８ＭＩＭＯ方式を採用し、サブキャリア単位でアンテナを割り当ててストリーム伝送を行う。

この場合、ＯＦＤＭ送信装置９０が８本のアンテナ９１（９１ａ〜９１ｈ）を備え、ＯＦＤＭ受信装置１０が８本のアンテナ１１（１１ａ〜１１ｈ）を備える。ＯＦＤＭ送信装置９０は、送信データを複数のストリームに分割し、アンテナ９１ａ〜９１ｈから異なるストリームを同時送信する。ＯＦＤＭ受信装置１０のアンテナ１１ａ〜１１ｈは、ＯＦＤＭ送信装置９０の各アンテナ９１から送信されたストリームの信号列を、同時受信する。ＯＦＤＭ受信装置１０は、各アンテナ１１が受信した信号を復調し、復調後の受信信号から混ざり合ったストリームデータを分離して取り出す。

ＯＦＤＭ受信装置１０およびＯＦＤＭ送信装置９０は、直角位相振幅変調方式を採用し、たとえば２５６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫのうちのいずれか１つの変調方式が選択的または固定的に用いられる。

ＯＦＤＭ受信装置１０は、復調後の受信信号をデジタル処理することによってデータを復元する。そのため、デジタル回路に入力される受信信号に歪みがあると、正しいデータを取り出すことができない。このことについて、図２を参照しながら説明する。なお、図２においては、理解の容易のためにアンテナ数（ストリーム数）が１対１の場合のデータ伝送を例にしている。

図２を参照して、ＯＦＤＭ送信装置９０のアンテナ９１からＲＦ帯域の信号（以下「ＲＦ信号」という）ｒ（ｔ）が送信される。ＲＦ信号ｒ（ｔ）は、キャリアＣＷ_１をベースバンド帯域の信号ｘ（ｔ）で変調することによって生成される。具体的には、ＲＦ信号ｒ（ｔ）は、キャリアＣＷ_１に信号ｘ（ｔ）を乗算することで得られる。

ＯＦＤＭ受信装置１０は、アンテナ１１において受信したＲＦ信号ｒ（ｔ）を復調してベースバンド帯域の受信信号ｙ（ｔ）を取り出す。受信信号ｙ（ｔ）は、ＲＦ信号ｒ（ｔ）にキャリアＣＷ_２を乗算することで得られる。

理想的には、送信側のキャリア周波数ｆｃ_１と受信側のキャリア周波数ｆｃ_２とが同じ値ｆｃであるため、送信側のキャリアＣＷ_１および受信側のキャリアＣＷ_２は、
として表される。

この場合、次式（１）で表わされるように、受信信号ｙ（ｔ）は送信信号ｘ（ｔ）と同じである。

しかしながら、実環境においては、送信機側のキャリア周波数ｆｃ_１と受信機側のキャリア周波数ｆｃ_２とが同じ値ｆｃとならず、送信機側のキャリアＣＷ_１および受信機側のキャリアＣＷ_２は、
として表される。

この場合、受信信号ｙ（ｔ）は送信信号ｘ（ｔ）と同じにならず、次式（２）で表わされるように、受信信号ｙ（ｔ）には、送信機側のキャリア周波数ｆｃ_１と受信機側のキャリア周波数ｆｃ_２との差、すなわちオフセットΔｆの誤差が乗ってしまう。つまり、受信信号ｙ（ｔ）は位相回転する。

そこで、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０は、キャリア周波数オフセットΔｆに起因する位相回転を補償する機能を有している。以下に、このような機能を有するＯＦＤＭ受信装置１０の構成および動作について、詳細に説明する。

（構成について）
図３は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０の回路構成を概略的に示すブロック図である。なお、図３には、８本のアンテナ１１ａ〜１１ｈのうち２本のアンテナ１１ａ，１１ｂが受信するＲＦ信号から受信データ１，２をそれぞれ復元するのに必要な構成が、代表的に示されている。

図３を参照して、ＯＦＤＭ受信装置１０は、各受信アンテナ１１で受信したＲＦ信号を増幅するローノイズアンプ（ＬＮＡ）１２（１２ａ，１２ｂ，・・・）と、キャリアを生成する局部発振回路１４と、キャリアを元にＲＦ信号を復調し、アナログＯＦＤＭ信号を取り出す直交復調器１３（１３ａ，１３ｂ，・・・）とを備える。本実施の形態では、各チャネルに生じる周波数の揺らぎを一様にするため、アナログＲＦ回路には、局部発振回路１４が１つだけ設けられている。ＯＦＤＭ送信装置９０においても同様に、１つの局部発振回路のみが設けられている。局部発振回路１４は、水晶発振器（ＯＳＣ）２１、位相同期回路（ＰＬＬ）２２、および電圧制御発振器（ＶＣＯ）２３で構成される。

ＯＦＤＭ受信装置１０は、さらに、アナログＯＦＤＭ信号をデジタルＯＦＤＭ信号に変換する一対のＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１５（１５ａ，１５ｂ，・・・）と、変換したデジタルＯＦＤＭ信号をデジタル処理することによって受信データを取り出す復元処理回路３０（３０ａ，３０ｂ，・・・）とを備える。アンテナ１１の個数（ストリーム数）分の復元処理回路３０は、デジタル処理手段としてのデジタル受信回路１６に搭載される。デジタル受信回路１６には、各Ａ／Ｄコンバータ１５に対し、サンプリングクロックを与える発振回路２４が１つ含まれる。

復元処理回路３０の詳細な機能構成は、図４に示されている。図４を参照して、各復元処理回路３０は、同期部３１と、ＧＩ除去部３２と、位相回転補償部３３と、ＦＦＴ部３４と、ＭＩＭＯ処理部３５と、デマッピング部３６と、デインターリーブ部３７と、ビタビ復号部３８と、デスクランブル部３９とを含む。

同期部３１は、Ａ／Ｄコンバータ１５からデジタルＯＦＤＭ信号（伝送信号）を受信する。同期部３１は、ＯＦＤＭ送信装置９０とＯＦＤＭ受信装置１０との間でデータの同期を取って、デジタルＯＦＤＭ信号に含まれるシンボルの位置を決定する。ＯＦＤＭ信号は、図５に示されるように、プリアンブル５１と、複数個（たとえば２０個）のシンボル５２とで構成されている。各シンボル５２は、冗長部としてのＧＩ（ガードインターバル）部６１と、データ部６２とで構成されている。ＧＩ部６１の信号は、データ部６２の後端部６２０の信号が複写されることによって生成された冗長信号である。

ＧＩ除去部３２は、シンボル５２からＧＩ部６１を除去し、データ部６２の信号（有効ＯＦＤＭ信号）を抽出する。ＦＦＴ部３４は、有効ＯＦＤＭ信号を、フーリエ変換でデータ列に変換する。つまり、各シンボル５２の有効ＯＦＤＭ信号を、サブキャリア信号に変換し、チャネル等化する。なお、ＧＩ除去部３２およびＦＦＴ部３４の機能は、共通の回路によって実現されてもよい。

ＭＩＭＯ処理部３５は、ＭＩＭＯ検出およびＭＩＭＯ等化を行う。具体的には、ＦＦＴ部３４から得られるサブキャリア信号に基づき、公知のＭＩＭＯ検出により伝搬路の推定を行い、ウェイト行列を算出する。また、算出したウェイト行列の逆行列をデータ信号に乗算して、必要な信号（送信信号）のみを分離して取り出す。つまり、ＭＩＭＯ処理部３５によって、サブキャリア信号が、ストリームごとに分離される。この分離後のサブキャリア信号を、ここでは「分離後サブキャリア信号」という。なお、ＭＩＭＯ処理部３５は、デジタル受信回路１６に含まれる複数の復元処理回路３０に跨って配置される。

デマッピング部３６は、複素平面上の信号点の配置、すなわち分離後サブキャリア信号の位相と振幅の情報を、デジタルビット列に変換する。デインターリーブ部３７は、通信時に発生したデータの誤りを訂正する。ビタビ復号部３８は、送信時に符号化されたデータをビタビアルゴリズムに基づいて復号する。デスクランブル部３９は、送信時にランダムに変換されたデータ列を元に戻し、受信データを取り出す。デスクランブル部３９で取り出された受信データが、各復元処理回路３０から出力される。

本実施の形態では、上述のように、復元処理回路３０は位相回転補償部３３を含んでいる。位相回転補償部３３は、同期部３１とＦＦＴ部３４との間に配置されており、時間領域において、有効ＯＦＤＭ信号の位相回転を補償する。つまり、図２に示した受信信号ｙ（ｔ）を補正する。

図１１は、キャリア周波数のオフセットΔｆがない場合とある場合とにおけるデマッピング部３６の出力の違いを示す図である。

図１１（Ａ）にはオフセットΔｆがない場合の理想的な出力例が示され、図１１（Ｂ）にはオフセットΔｆがある場合の出力例が示されている。図１１では、８×８ＭＩＭＯ方式で１パケットのデータをＱＰＳＫ伝送したときの、全ての分離後サブキャリア信号におけるデータ値がプロットされている。受信１〜受信８はそれぞれ、アンテナ１１ａ〜１１ｈで受信するストリームの伝送データを表わしている。１パケットにたとえば２０シンボル含まれる場合、伝送時系列としては、受信１〜受信８は同時に、シンボル１のデータ、シンボル２のデータ、・・・、シンボル２０のデータを順に受信する。

図１１（Ａ）の理想的な出力例では、どの伝送データにおいてもプロット値は一定であるのに対し、キャリア周波数オフセットΔｆがあると、有効ＯＦＤＭ信号の位相回転の影響を受けるため、図１１（Ｂ）の出力例に示すようにプロット値が変化する。図１１（Ｂ）のような出力値のままデータを復元すると、正しい受信データが取り出せない。なお、図１１（Ｂ）の出力例においては、アナログＲＦ回路の雑音の影響により、プロット点にばらつきが生じている。

本実施の形態では、局部発振回路１４の水晶発振器２１として、市販されている水晶発振器の中でも比較的高性能のものが搭載されており、キャリア周波数の精度は０．５ｐｐｍ程度まで向上されている。アナログＲＦ回路での周波数オフセットΔｆを０．５ｐｐｍ程度まで向上させると、デバイスの安定性に起因した、僅かな周波数揺らぎが顕在化する。

このような僅かな周波数揺らぎは、アナログＲＦ回路において調整可能な最小ステップ以下の揺らぎであり、ＳＩＳＯ方式では問題とならないが、ＭＩＭＯ方式においてはデータ復元率に影響する。たとえば８×８ＭＩＭＯ方式では、アナログＲＦ回路で向上させた周波数オフセットΔｆの１／１０程度（０．０５ｐｐｍ）にまで補正することが求められる。

本実施の形態の位相回転補償部３３は、送受信機間のこのような僅かな周波数揺らぎ（以下「動的周波数オフセット」ともいう）の影響を低減させるため、次のような処理を行う。

位相回転補償部３３は、まず、シンボル５２ごとに、ＧＩ部６１の信号を用いてシンボル５２全体の位相回転の変化量θ_Ｔを算出する。この算出方法については、図６を参照して説明する。

図６に示されるように、各シンボル５２において、ＧＩ部６１は、Ｔ_ＧＩポイント分のガードインターバルデータを含み、データ部６２は、Ｔ_ｓｙｍポイント分の有効データを含んでいる。一例として、データ部６２の全ポイント数が１６０であり、Ｔ_ＧＩポイントが３２ポイント、Ｔ_ｓｙｍポイントが１２８ポイントであると仮定する。Ｔ_ｓｙｍポイント分の有効データのうちの後端部６２０のＴ_ＧＩポイントにも、ガードインターバルデータと同じデータが含まれるため、ＧＩ部６１のあるデータｙ_ＧＩ（ｔ）と、そのデータよりＴ_ｓｙｍポイント後のデータｙ_ｄａｔａ（ｔ）とは同じである。そのため、これらのデータｙ_ＧＩ（ｔ）とデータｙ_ｄａｔａ（ｔ）とを比較することによって、シンボル５２ごとに、Ｔ_ｓｙｍポイント単位（つまり全体）の有効ＯＦＤＭ信号の位相回転の変化量θ_Ｔが算出可能である。

具体的には、ＧＩ部６１の比較データｙ_ＧＩ（ｔ）をｓ（ｔ）とすると、Ｔ_ＳＹＭポイント分離れたデータ部の比較データｙ_ｄａｔａ（ｔ）は、位相回転の影響を受けるため、次式（３）で表わされる。

比較データｙ_ＧＩ（ｔ）およびｙ_ｄａｔａ（ｔ）は複素数であり、比較データｙ_ＧＩ（ｔ）と、その複素共役ｙ_ＧＩ（ｔ）^＊とを乗算すると、乗算後の信号ｄ（ｔ）は、次式（４）で表わされ、複素平面上での信号の回転が得られる。

シンボル５２ごとのＴ_ｓｙｍ当たりの位相回転の変化量θ_Ｔは、ストリーム１〜８の回転量ｄ（ｔ）の平均値として求められる。すなわち、１シンボル全体の位相回転の変化量θ_Ｔは、次式（５）によって表わされる。この式（５）より、キャリア周波数オフセットΔｆは、θ_Ｔ／２πＴ_ｓｙｍとして表すことができる。

なお、ガードインターバルデータはマルチパスフェージングによるシンボル５２間の干渉の影響を抑えるために挿入されるデータであることから、シンボル５２の端のデータ、すなわち連続するシンボル５２の境界付近のデータは、信頼性が低い。したがって、ＧＩ部６１およびデータ部６２の後端部６２０のいずれにおいても、中央部のデータのみを比較データとして用いる。中央部のデータとは、各部の両端１ポイント分以上のデータをそれぞれ除いたデータであって、たとえば、両端の８ポイント分のデータをそれぞれ除いたデータである。この場合、ＧＩ部６１のポイント９〜２４のデータが、それぞれＧＩ部６１の比較データｙ_ＧＩ（ｔ）となり、データ部６２の後端部６２０のポイント１３７〜１５２のデータが、それぞれデータ部６２の比較データｙ_ｄａｔａ（ｔ）となる。比較に用いるデータは、ＧＩ部６１およびデータ部６２の後端部６２０共に、１ポイント分のデータであってもよい。

次に、位相回転補償部３３は、シンボル５２全体の位相回転の変化量θ_Ｔを線形近似することによって、図７に示すデータ部６２の各信号ｙ（ｔ）の位相ずれθ（ｔ）´を算出する。上述のように、アナログＲＦ回路でのキャリア周波数オフセットを０．５ｐｐｍ程度まで向上させると、１シンボル５２内での周波数オフセットの変化が緩やかになるため、１シンボル５２内における１ｔ当たりの位相回転量を、θ_Ｔ／Ｔ_ｓｙｍとみなすことができる（Ｔ_ｓｙｍ＝１２８）。したがって、１シンボル５２内において、データ部６２の各信号ｙ（ｔ）の位相ずれθ（ｔ）´は、次式（６）で表わされる。

１つのシンボル５２のみに注目した場合、データ部６２の各受信信号ｙ（ｔ）を、位相ずれθ（ｔ）´分だけ逆回転をかけることで、補正後の受信信号（以下「補正信号」という）ｙ＾（ｔ）が得られる。つまり、データ部６２の受信信号ｙ（１）〜ｙ（１２８）は、一例として、次のように、信号ごとに個々に補正される。

しかしながら、本実施の形態のようにＭＩＭＯ方式の無線通信の場合、シンボル５２内の位相ずれθ（ｔ）´だけを用いて受信信号ｙ（ｔ）の補正を行うだけでは不十分である。動的周波数オフセットは、複数のシンボル５２に亘って影響しているためである。

そのため、本実施の形態の位相回転補償部３３は、各シンボル５２において算出した信号ごとの位相ずれθ（ｔ）´に基づいて、１シンボル５２内および複数シンボル５２に亘り受信信号ｙ（ｔ）を追従補正することとしている。つまり、パケットを１単位として、前のシンボル５２の受信信号ｙ（ｔ）の補正に追従して、次のシンボル５２における受信信号ｙ（ｔ）の補正を行う。

この場合、ｎ番目のシンボル５２の各受信信号ｙ_ｎ（ｔ）の補正に用いる位相ずれθ_ｎ（ｔ）は、ｎ番目のシンボル５２の時間単位の位相回転量θ_Ｔｎ／Ｔ_ｓｙｍに、それよりも前（１番目〜ｎ−１番目）のシンボル５２の位相回転量を加算した値とする。このような、前のシンボル５２の位相回転量を加算して得られる位相ずれθ_ｎ（ｔ）を、ここでは「位相ずれ補償量θ_ｎ（ｔ）」という。

このような受信信号ｙ（ｔ）の追従補正について、図８を参照して具体的に説明する。ＧＩ法によって算出されたシンボル１，２，３，…の全体（１２８ｔ当たり）の位相回転の変化量を、それぞれ、θ_Ｔ１，θ_Ｔ２，θ_Ｔ３，・・・とする。この場合、各パケットにおいて、最初のシンボル１の位相ずれ補償量θ_１（ｔ）は、上記式（６）と同様に、シンボル１の１ｔ当たりの位相回転量（θ_Ｔ１／Ｔ_ｓｙｍ）・ｔのみに基づいて算出される。つまり、シンボル１の位相ずれ補償量θ_１（ｔ）は、
として表される。したがって、あるパケットにおいて最初のシンボル１の有効ＯＦＤＭ信号の各データの補正は、シンボル１内においてのみ行われる。

一方、シンボル１の次のシンボル２の位相ずれ補償量θ_２（ｔ）は、シンボル２の１ｔ当たりの位相回転量（（θ_Ｔ２／Ｔ_ｓｙｍ）・ｔ）に、その前のシンボル１の位相回転量（（θ_Ｔ１／Ｔ_ｓｙｍ）・１２８）を加算して算出される。したがって、シンボル２の位相ずれ補償量θ_２（ｔ）は、
として表され、シンボル２内の位相ずれθ_２（ｔ）´に、１つ前のシンボル１全体の位相ずれ補償量θ_１（１２８）を乗算することで算出される。

同様に、シンボル２の次のシンボル３の位相ずれ補償量θ_３（ｔ）は、シンボル３の１ｔ当たりの位相回転量（（θ_Ｔ３／Ｔ_ｓｙｍ）・ｔ）に、その前のシンボル１，２の位相回転量（（θ_Ｔ１／Ｔ_ｓｙｍ）・１２８），（θ_Ｔ２／Ｔ_ｓｙｍ）・１２８））を加算して算出される。したがって、シンボル３の位相ずれ補償量θ_３（ｔ）は、
として表され、シンボル３内の位相ずれθ_３（ｔ）´に、１つ前のシンボル２全体の位相ずれ補償量θ_２（１２８）を乗算することで算出される。

以上より、シンボルｎにおいて、ｔ＝１〜Ｔ_ｓｙｍのデータ（受信信号）を補正する場合、位相ずれ補償量θｎ（ｔ）は、次式（７）により表わされ、各データの補正信号ｙ_ｎ（ｔ）＾は、次式（８）により表わされる。このようにして得られる各データの補正信号ｙ_ｎ（ｔ）＾は、理想的には、ＯＦＤＭ送信装置９０から送信された元の送信信号ｘ_ｎ（ｔ）に相当または近似する。

なお、式（７）の算出式は、シンボルｎにおけるキャリア周波数オフセットΔｆ_ｎを用いた次式（９）と同義である。

図９のグラフには、あるパケットにおいて、解析により算出した位相回転の変化が時間軸に沿って示されている。このグラフの傾きの変化から、１シンボル５２内および複数のシンボル５２に亘ってキャリア周波数オフセットΔｆが動的に変化していることが分かる。

このように、本実施の形態によれば、シンボルごとに算出される、１シンボル内および複数シンボルに亘る位相ずれ補償量θ（ｔ）を用いて、データ部の信号が個々に補正される。これにより、パケットごとに、最初のシンボル１を基準として、複数シンボルの位相回転が統制的に補償される。したがって、キャリア周波数の僅かな揺らぎに起因した受信信号の歪みを低減することができる。その結果、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の復元率を向上させることができる。

また、シンボル５２全体の位相回転の変化量θ_Ｔとして、複数ストリームの回転量ｄ（ｔ）の平均値が用いられるため、ストリームごとに位相回転の変化量を算出して各ストリームの受信信号を補正するよりも、回路規模を小さくすることができる。

（動作について）
本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０の動作について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態１においてＯＦＤＭ受信装置１０のデジタル受信回路１６が実行する受信データ復元処理を示すフローチャートである。

図１０を参照して、同期部３１は、タイミング同期により、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるシンボルの位置を決定する（ステップＳ（以下「Ｓ」と略す）２）。具体的には、ＯＦＤＭ信号に含まれる複数のシンボル５２が順に切出される。

位相回転補償部３３は、シンボル５２ごとに、ＧＩ部６１の信号（一部）とコピー元であるデータ部６２の後端部６２０の信号（一部）とを抽出する（Ｓ４）。

位相回転補償部３３は、Ｓ４で抽出した２つの信号から、上記した式（４）および式（５）に基づいて、シンボル５２ごとにその全体の位相回転の変化量θ_Ｔｎを算出する（Ｓ５）。また、シンボル５２ごとに、全体の位相回転の変化量θ_Ｔｎを線形近似することによって、シンボル５２内における時間単位の位相ずれθ_ｎ（ｔ）´を推定（算出）する（Ｓ６）。

その後、位相回転補償部３３は、１番目のシンボル５２から順に、上記した式（７）によってシンボル５２間に亘る位相ずれ補償量θ_ｎ（ｔ）を算出する（Ｓ７）。すなわち、Ｓ６で算出した、シンボル５２内の位相ずれθ_ｎ（ｔ）´に、１つ前のシンボル５２の位相ずれ補償量θ_ｎ−１（Ｔ_ｓｙｍ）を乗算することによって、データ部６２の各信号の、シンボル内およびシンボル間に亘る位相ずれ補償量θ_ｎ（ｔ）が算出される。

位相回転補償部３３のこれらの処理と並行して、または直列的に、ＧＩ除去部３２が、シンボル５２内のＧＩ部６１を除去し、データ部６２の有効ＯＦＤＭ信号のみを抽出する（Ｓ８）。

続いて、位相回転補償部３３は、シンボル５２ごとに、式（８）に基づいて、Ｓ７で算出した位相ずれ補償量θ_ｎ（ｔ）分、Ｓ８で抽出されたデータ部６２の各信号に逆回転をかけることによって、有効ＯＦＤＭ信号を補正する（Ｓ１０）。これにより、パケット単位で、時間単位の位相回転量に応じて、データ部６２の信号が、１シンボル内および複数シンボルに亘り追従補正される。

次に、ＦＦＴ部３４は、補正後のデータ部６２の信号に対しフーリエ変換を行うことで、有効ＯＦＤＭ信号をサブキャリア信号（ストリーム分離前のサブキャリア信号）に変換してチャネル等化する（Ｓ１２）。

ＭＩＭＯ処理部３５は、ＭＩＭＯ検出により伝搬路を推定した後（Ｓ１４）、ＭＩＭＯ等化を行う（Ｓ１６）。つまり、受信信号から必要な信号（送信信号）のみが分離して取り出される。

デマッピング部３６は、ＭＩＭＯ処理部３５から出力される分離後サブキャリア信号の複素平面上の信号点配置をデジタルビット列に変換する（Ｓ１８）。

その後、デインターリーブ部３７、ビタビ復号部３８、およびデスクランブル部３９による後処理が実行されることで（Ｓ２０）、受信データが出力される。

以上説明したように、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０では、位相回転補償部３３によって動的キャリア周波数オフセットの影響が低減されるため、最終的に取り出される受信データの復元率を高めることができる。

＜実施の形態２＞
本発明の実施の形態２に係るＯＦＤＭ受信装置は、受信信号の位相回転を、時間領域だけでなく周波数領域においても補償する機能を有している。以下に、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置について、実施の形態１と異なる点のみ詳細に説明する。

図１２は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１０のデジタル受信回路１６に含まれる復元処理回路３０Ａの回路構成例を示すブロック図である。復元処理回路３０Ａは、図４に示した構成に加え、もう１つ位相回転補償部４０を含んでいる。位相回転補償部４０は、ＭＩＭＯ処理部３５とデマッピング部３６との間に配置され、位相回転補償部３３による時間領域補正では対応できない（または対応できなかった）受信信号の位相回転を、周波数領域において補償する。すなわち、位相回転補償部４０は、少なくとも送受信機間のサンプリング周波数のオフセットの影響を受けた受信信号の位相回転を、周波数領域において補償する。

位相回転補償部４０の詳細な機能の説明に先立ち、サンプリング周波数オフセットおよびその影響について説明する。図３に示したように、ＯＦＤＭ受信装置１０は、Ａ／Ｄコンバータ１５にサンプリングクロックを与える発振回路２４を含んでいる。ＯＦＤＭ送信装置９０（図１）にも、ＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）後の信号をＤ／Ａ変換する際にサンプリングクロックを与える発振回路（図示せず）が含まれている。双方の発振回路はよほど高性能なものでない限り、サンプリング周波数にオフセットが生じる。サンプリング周波数のオフセットは、ＦＦＴ後の受信信号に影響を及ぼす。

具体的には、サンプリング周波数のオフセットが存在すると、ｉ）切出したＯＦＤＭシンボル長が伸縮する、ｉｉ）パケットの後半になるにつれ、ＯＦＤＭシンボルの切出し位置がずれる、という２つの影響が現れる。

ｉ）の影響は、キャリア周波数のオフセットΔｆと同じく、キャリア間干渉を発生させる。その影響は、オフセット周波数をベースバンド帯域幅で除した値が大きいほど大きくなる。しかし、一般にベースバンド帯域幅はサブキャリア周波数間隔に比べて大きいため、サンプリング周波数オフセットの影響は、キャリア周波数オフセットの影響よりも小さいため無視できる。

一方、ｉｉ）の影響は、特にＩＥＥＥ８０２．１１規格のように、パケット先頭のプリアンブルでチャネル等化を行うシステムにおいて、長いパケットを伝送する場合に影響が大きくなる。シンボル数が増加するにつれて切出し位置のずれが大きくなるためである。

図１３に示されるように、あるシンボル５２ｙにおいて本来のシンボル５２ｘの開始点からΔｔだけ時間ずれが発生したとき、ＦＦＴの時間シフトが発生し、シンボル長に差異Δｔが生じる。すなわち、ＦＦＴ後の受信信号Ｙ（ｆ）は、元の送信信号Ｘ（ｆ）より以下のように位相回転を受ける。

この場合、ＭＩＭＯ処理によって得られる各分離後サブキャリア信号に、位相回転が加わる。そうすると、複素平面上の信号点の配置に誤差が生じる。サンプリング周波数オフセット（Δｔ）がある場合、各ストリーム（受信１〜８）には、誤った位相回転が加わる。図１６では、サンプリング周波数オフセットがある場合の分離後サブキャリア信号のプロット値の典型例が示されている。図１６に示されるように、受信１〜８の全てのストリームにおいて周波数オフセットの影響を受けるため、全てのストリームにおいて、誤った位相回転が加わる。

ＭＩＭＯ処理後に得られる分離後サブキャリア信号の位相回転は、キャリア周波数の残留オフセットがある場合にも生じる。時間領域で補正しきれていないキャリア周波数のオフセットが残っている場合、複素平面上の信号点配置に、残留位相差による収束点の偏移が現れるためである。

したがって、受信データの復元率を向上させるためには、実施の形態１で示したキャリア周波数の補正のみでは限界がある。そこで、本実施の形態では、位相回転補償部４０によって、サンプリング周波数オフセットおよびキャリア周波数の残留オフセットについてもデジタル補正することとしている。

位相回転補償部４０は、各シンボルに埋め込まれた既知信号であるパイロットサブキャリアに基づき、周波数領域において、シンボル５２ｙごとに、位相回転の変化量を線形近似（一次近似）し、その一次式に基づいてデータサブキャリアを補正する。なお、周波数領域におけるシンボル５２ｙは、時間領域におけるシンボル５２と区別して、「周波数領域シンボル」ともいう。位相回転補償部４０の具体的な処理例については、図１４のフローチャートを参照しながら説明する。

図１４は、本実施の形態において実行される周波数領域補正処理を示すフローチャートである。この補正処理は、図１０に示した受信データ復元処理におけるＭＩＭＯ等化処理（Ｓ１６）とデマッピング処理（Ｓ１８）との間に挿入されるものとする。

図１４を参照して、位相回転補償部４０は、ＭＩＭＯ処理部３５から出力される分離後サブキャリア信号を、データサブキャリア（データ信号）とパイロットサブキャリア（パイロット信号）とに分割する（Ｓ３２）。ここでは、たとえば、ＭＩＭＯ処理部３５から出力される分離後サブキャリア信号が１シンボル５２ｙ当たり１１４個であり、１０８個のデータサブキャリアと６個のパイロットサブキャリアとに分割されるものとする。一例として、６，３４，４８，６７，８１，１０９番目のサブキャリアにパイロット信号が埋め込まれている。なお、パイロットサブキャリアの数は伝送帯域幅によって異なる。

次に、位相回転補償部４０は、各ストリームの６個のパイロットサブキャリアから、周波数領域シンボル５２ｙごとに、位相回転の変化量（平均）を一次近似で算出する（Ｓ３４）。具体的には、まず、パイロットサブキャリアそれぞれについて、ストリーム１〜８の平均をとる。すなわち、記号ｋ（＝１，２，３，４，５，６）をパイロット番号、記号ｎ（＝１，２，３，４，５，６，７，８）をストリーム番号、記号Ｐ_ｎ（ｋ）を受信パイロット信号とすると、ｋ番目の受信パイロット信号の平均Ｐ_ＡＶＧ（ｋ）は、次式（１０）で表わされる。

次に、ｋ番目の受信パイロット信号のストリーム平均と既知のパイロット信号とを比較して、誤差を算出する。言い換えると、次式（１１）に示されるように、ｋ番目の受信パイロット信号のストリーム平均と既知のパイロット信号の複素共役Ｐ_ＲＥＦ（ｋ）^＊とを乗算して、位相回転した信号Ｐ_ｄ（ｋ）を算出する。

この場合、平均の位相回転の変化量θ（ｋ）は、算出した信号Ｐ_ｄ（ｋ）の偏角として、次式（１２）として表される。

位相回転補償部４０は、図１５に示されるように、６個のパイロット信号の位相回転量（平均）から、シンボル単位の位相回転の変化量を線形近似する。線形近似された一次式の傾きは、あるシンボルにおけるサンプリング周波数オフセットΔｔによる影響を表わしている。

このようにしてシンボル単位で一次式が算出されると、位相回転補償部４０は、各ストリームにおいて、周波数領域シンボル５２ｙごとの、データサブキャリアｙ（ｆ）の位相ずれθ（ｆ）をそれぞれ算出する（Ｓ３５）。記号ｆ（＝１，２，・・・１０８）はデータサブキャリア番号を示す。その後、位相回転補償部４０は、各ストリームにおいて、算出された位相ずれθ（ｆ）に応じて、データサブキャリアｙ（ｆ）をそれぞれ補正する（Ｓ３６）。具体的には、次式（１３）によって、全てのデータサブキャリアｙ（ｆ）に対して、算出された位相ずれθ（ｆ）分だけ逆回転を行う。

このように、位相回転補償部４０は、周波数領域シンボル５２ｙ単位で、全ストリームに共通の一次式を作成した後、その一次式と各データサブキャリアとの位相差（位相ずれ）を算出する。そして、１シンボル内において、算出された位相差によってデータサブキャリアの追従補正を行う。したがって、周波数領域シンボル５２ｙごとに最適な位相逆回転が行われるため、動的に変化するサンプリング周波数オフセット、および、キャリア周波数の残留オフセットを、適切にデジタル補正することができる。

また、周波数領域においても、シンボル５２ｙの位相回転の変化量θ（ｋ）として、複数ストリームの回転量の平均値が用いられるため、ストリームごとに位相回転の変化量を算出して各ストリームの受信信号を補正するよりも、回路規模を小さくすることができる。

以上説明したように、本実施の形態では、時間領域だけでなく、周波数領域においても受信信号の位相回転を補償するため、デマッピング部のプロット値の変化を最大限抑えることができる。したがって、受信データを正しく取り出すことができる。

なお、各実施の形態では、ストリーム数が８個である例を示したが、それより多い場合であっても（たとえば、１６×１６ＭＩＭＯ方式）、受信データの劣化を最小限に抑えることができる。

また、各実施の形態では、ＯＦＤＭ受信装置１０を例に説明したが、受信する伝送信号が冗長部とデータ部とで構成されたシンボルを伝送単位とし、時間領域において、冗長部の信号を用いてシンボル全体の位相回転の変化量が算出できる装置であれば、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア伝送方式の無線受信装置であってもよい。

また、各実施の形態に示したＯＦＤＭ受信装置１０のうち、受信データを復元する受信データ復元装置として、デジタル受信回路１６の機能だけを提供してもよい。このような受信データ復元装置は、ストリーム単位で、ベースバンド帯域の伝送信号をデジタル処理することによって、受信データを復元する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ ＯＦＤＭ受信装置（無線受信装置）、１１（１１ａ〜１１ｈ） 受信アンテナ、１３ 直交復調器、１４ 局部発振回路、１５ Ａ／Ｄコンバータ、１６ デジタル受信回路（受信データ復元装置）、２１ 水晶発振器、２２ 位相同期回路、２３ 電圧制御発振器、２４ 発振回路、３０，３０Ａ 復元処理回路、３１ 同期部、３２ ＧＩ除去部、３３，４０ 位相回転補償部、３４ ＦＦＴ部、３５ ＭＩＭＯ処理部、３６ デマッピング部、３７ デインターリーブ部、３８ ビタビ復号部、３９ デスクランブル部、９０ ＯＦＤＭ送信装置、９１（９１ａ〜９１ｈ） 送信アンテナ。

Claims (6)

1. ＭＩＭＯ方式によってマルチキャリア伝送を行う無線通信システムに用いられる受信装置であって、
   複数ストリームの送信信号を受信する複数の受信アンテナと、
   前記各受信アンテナにおいて受信されたＲＦ帯域の信号を復調し、ベースバンド帯域の信号を出力する復調手段と、
   前記ストリーム単位で、前記ベースバンド帯域の伝送信号をデジタル処理することによって、受信データを復元するデジタル処理手段とを備え、
   前記デジタル処理手段は、
   前記伝送信号を構成するシンボルごとに、冗長部の信号を除去してデータ部の信号を抽出する抽出手段と、
   前記シンボルごとに、前記冗長部の信号を用いて算出された前記シンボル全体の位相回転の変化量を線形近似することによって、前記データ部の時間単位の位相回転量を推定する推定手段と、
   前記推定手段により推定された時間単位の位相回転量に基づいて、前記データ部の信号を信号ごとに個々に補正して、パケット単位で、１シンボル内および複数シンボルに亘り前記データ部の信号を追従補正する補正手段と、
   前記補正手段により補正された前記データ部の信号を、サブキャリア信号に変換する変換手段とを含み、
   前記補正手段は、各シンボルにおいて、前記時間単位の位相回転量に前のシンボルの位相回転量を加算することによって、前記データ部の各信号の位相ずれ補償量を算出し、算出した前記位相ずれ補償量分だけ、前記データ部の各信号に逆回転をかけることによって、前記データ部の信号を補正する、無線受信装置。
2. シンボルｎにおける位相ずれ補償量θｎ（ｔ）は、
   として算出される、請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記デジタル処理手段は、前記複数のストリームそれぞれに対し前記冗長部の信号を用いて算出される回転量の平均値として、前記シンボル全体の位相回転の変化量を算出する手段をさらに含む、請求項１または２に記載の無線受信装置。
4. 前記デジタル処理手段は、
   前記変換手段から得られるサブキャリア信号をストリームごとに分離して、分離後サブキャリア信号に変換するＭＩＭＯ処理手段と、
   周波数領域シンボルごとに、前記分離後サブキャリア信号に含まれるパイロットサブキャリアに基づき位相回転の変化量を線形近似し、一次式を算出する線形近似手段と、
   前記線形近似手段により算出された一次式に基づいて、前記周波数領域シンボルごとの、前記分離後サブキャリア信号に含まれるデータサブキャリアそれぞれの位相ずれを算出し、前記位相ずれ分、前記データサブキャリアをそれぞれ逆回転させるサブキャリア補正手段とをさらに含む、請求項１〜３のいずれかに記載の無線受信装置。
5. 前記線形近似手段は、前記パイロットサブキャリアそれぞれについて前記複数のストリームの平均値を用いて、前記周波数領域シンボルごとの一次式を算出する、請求項４に記載の無線受信装置。
6. ストリーム単位で、ベースバンド帯域の伝送信号をデジタル処理することによって、受信データを復元する装置であって、
   前記伝送信号を構成するシンボルごとに、冗長部の信号を除去してデータ部の信号を抽出する抽出手段と、
   前記シンボルごとに、前記冗長部の信号を用いて算出された前記シンボル全体の位相回転の変化量を線形近似することによって、前記データ部の時間単位の位相回転量を推定する推定手段と、
   前記推定手段により推定された時間単位の位相回転量に基づいて、前記データ部の信号を信号ごとに個々に補正して、パケット単位で、１シンボル内および複数シンボルに亘り前記データ部の信号を追従補正する補正手段と、
   前記補正手段により補正された前記データ部の信号を、サブキャリア信号に変換する変換手段とを備え、
   前記補正手段は、各シンボルにおいて、前記時間単位の位相回転量に前のシンボルの位相回転量を加算することによって、前記データ部の各信号の位相ずれ補償量を算出し、算出した前記位相ずれ補償量分だけ、前記データ部の各信号に逆回転をかけることによって、前記データ部の信号を補正する、受信データ復元装置。