JP6610116B2 - ターゲット情報測定装置及びターゲット情報測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、ターゲットとの距離や相対速度等のターゲット情報を測定するターゲット情報測定装置及びターゲット情報測定方法に関する。

車載レーダは、他車や障害物等のターゲットに向けて電波を照射し、このターゲットで反射された反射波を受信する。そして、受信波による受信信号を解析することで、当該ターゲットの存在、ターゲットとの距離（ターゲット距離）、ターゲットの相対速度を測定する。以下、ターゲットの存在、ターゲット距離、ターゲットの相対速度を総称してターゲット情報と記載する。

このような車載レーダは、衝突軽減（ブレーキ）システムや先行車追従システム等の自動車の走行安全性を向上させるシステムとして利用されている。このときターゲットの検出分解能を向上させることは、信頼性及び走行安全性を向上させるために重要である。

一般に、照射する電波の基として使用するＲＦ信号やベースバンド信号（ＢＢ信号）を広帯域化する事で、距離方向の検出分解能は向上する。しかしながら、検出分解能を向上しつつ、ＲＦ信号やベースバンド信号（ＢＢ信号）の帯域幅を狭くすることが望ましい。これは信号の帯域幅を狭くすることで、要求される検出分解能を備える回路設計が容易になり、またシステムコストが低減できるためである。さらに、狭いＲＦ信号の帯域幅で所望の検出分解能を得ることができれば、使用できるチャネル数が増えるため、車載レーダ間の電波干渉が抑制される利点もある。

このような車載レーダとして、ＦＭＣＷ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダ、パルスレーダ、パルス圧縮レーダが知られている。また、周波数を時間的に切り替える連続波（ＣＷ：Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）を用いる多周波ＣＷレーダ、多周波ＣＷレーダ方式とパルスレーダ方式を組み合わせた多周波ＩＣＷ（Ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｅｄ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）レーダ（非特許文献１参照）が提案されている。さらには、多周波ＣＷレーダ方式とパルス圧縮レーダ方式を組み合わせた多周波ＣＰＣ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｄｅ）レーダ方式（非特許文献２参照）が提案されている。

ここで、各種の車載レーダにおいて、必要されるＲＦ信号及びＢＢ信号の帯域幅について検討する。図５は、周波数ｆ_ｃが６０．５［ＧＨｚ］のＲＦ信号を用いて、ターゲットを所定の検出分解能で検出する際に必要なＲＦ信号及びＢＢ信号の帯域幅を纏めた図である。なお、ターゲットは車載レーダの前方に位置し、ターゲット距離ＲはＲ＝５０［ｍ］、速度ＶはＶ＝３０［ｋｍ／ｈ］であるとしている。そして、距離分解能ΔＲをΔＲ＝０．３［ｍ］、速度分解能ΔＶをΔＶ＝０．３［ｋｍ／ｓ］とする。

図５において、ＦＭ−ＣＷ方式、２周波ＣＷ方式、パルス方式、パルス圧縮方式の各方式における信号帯域幅は、各方式の下段の欄に示した公式（非特許文献３参照）から算出した。また、多周波ＣＰＣ方式における信号帯域幅の値は、非特許文献２における実測値を引用している。なお、２周波ＣＷ方式は、多周波ＣＷ方式において使用する周波数の数を２としたものである。

図５から、所望の距離分解能ΔＲを達成するために、ＲＦ信号及びＢＢ信号の帯域幅の両方を抑制できる２周波ＣＷ方式が有効であることが分かる。

なお、ＦＭ−ＣＷ方式とパルス／パルス圧縮方式とは、共にｃ／（２ΔＲ）で与えられる広帯域のＲＦ信号帯域幅が必要となる。ここで、ｃは光速、ΔＲは距離分解能である。また、多周波ＣＰＣ方式は、多周波ＣＷ方式とパルス圧縮方式の組み合わせた方式であるが、組み合わせに用いたパルス圧縮と同程度の広帯域のＲＦ信号帯域幅がやはり要求される。

２周波ＣＷ方式（又は多周波ＣＷ方式）は、ＲＦ信号及びＢＢ信号の帯域幅の両方が抑制できる利点がある。しかし、車載レーダと同じ速度のターゲットが複数存在する場合、各ターゲットを個別に認識できない（各ターゲットに対応したターゲット情報を取得できない）問題がある。

かかる２周波ＣＷ方式における問題を、図６に示した２周波ＣＷ方式における車載レーダのブロック図（非特許文献３参照）を参照して説明する。

先ず、ターゲット距離の算出原理を説明する。図６は、２周波ＣＷ方式の車載レーダのブロック図である。この車載レーダは、アンテナ１０１、アイソレータ１０２、ミキサ１０３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０４、発振器１０５、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０６、フーリエ変換ユニット１０７、演算器１０９、制御器１１０を少なくとも含んで構成されている。なお、フーリエ変換ユニット１０７は、フーリエ変換器１０８_１とフーリエ変換器１０８_２との２つを備える。

そして、発振器１０５は、図７で示すように、２つの発信周波数ｆ_１、ｆ_２のＲＦ信号（送信信号）を制御器１１０からの指示に従い切り替えて、アイソレータ１０２とミキサ１０３とに出力する。なお、図７においてＴｃは周期である。

発振器１０５からアイソレータ１０２に出力されたＲＦ信号は、アンテナ１０１を経由して送信波Ｗｔとして出力される。この送信波Ｗｔは、ターゲットＴにより反射されて、受信波Ｗｒとしてアンテナ１０１により受波はされる。

受信波Ｗｒの周波数は、相対速度ＶのターゲットＴによりドップラー効果を受けて、送信波Ｗｔの周波数に対してドップラー周波数ｆ_ｄ（＝２Ｖ／λ、λは送信波Ｗｔの波長）だけシフト（ドップラーシフト）する。

アンテナ１０１で受信された受信波Ｗｒは、アイソレータ１０２を経由してミキサ１０３に入力する。ミキサ１０３は、発振器１０５からの発信周波数ｆ_１，ｆ_２の送信信号と受信周波数ｆ_１＋ｆ_ｄ，ｆ_２＋ｆ_ｄの受信信号とをミキシングし、ＢＰＦ１０４を経由してＡ／Ｄ変換器１０６に出力する。なお、Ａ／Ｄ変換器１０６に入力する信号をビート信号と記載する。このビート信号の周波数が、ドップラー周波数ｆ_ｄとなる。

発振器１０５から出力されるＲＦ信号の発信周波数がｆ_１、ｆ_２の時のビート信号をＳ_ｆ１（ｔ）、Ｓ_ｆ２（ｔ）とし、車載レーダが持つ不定定数をφ_０とすると、ビート信号Ｓ_ｆ１（ｔ）、Ｓ_ｆ２（ｔ）は、
Ｓ_ｆ１（ｔ）∝ｃｏｓ［２πｆ_ｄｔ−４πｆ_１Ｒ／ｃ＋φ_０］ …（１）
Ｓ_ｆ２（ｔ）∝ｃｏｓ［２πｆ_ｄｔ−４πｆ_２Ｒ／ｃ＋φ_０］ …（２）
の式１，２で与えられる。

ビート信号は、Ａ／Ｄ変換器１０６でディジタル信号に変換されてフーリエ変換ユニット１０７に入力し、このフーリエ変換ユニット１０７でスペクトル位相が求められる。

なお、送信波Ｗｔの周波数がｆ_１である時、受信波Ｗｒのスペクトル位相φ_１（＝φ_０−４πｆ_１Ｒ／ｃ）は、フーリエ変換器１０８_１が算出する。また、送信波Ｗｔの周波数がｆ_２である時、受信波Ｗｒのスペクトル位相φ_２（＝φ_０−４πｆ_２Ｒ／ｃ）は、フーリエ変換器１０８_２が算出する。

スペクトル位相の算出に用いられるフーリエ変換器１０８_１、１０８_２の選定は、制御器１１０から発振器１０５に出力されるＲＦ信号（送信波Ｗｔ）の周波数の切替タイミング信号に同期して、フーリエ変換ユニット１０７に出力される指示に基づき行われる。

演算器１９は、ビート信号Ｓ_ｆ１（ｔ）、Ｓ_ｆ２（ｔ）のスペクトル位相φ_１，φ_２の差分Δφが、
Δφ＝φ_１−φ_２
で与えられるので、これを用いて、ターゲット距離Ｒを、
Ｒ＝ｃΔφ／４π（ｆ_２−ｆ_１） …（３）
の式３により算出する。

次に、このようなターゲット距離算出原理に基づき、図８で示すように２つのターゲットＴ_１、Ｔ_２を同時に検出する場合を考える。このとき、２つのターゲットＴ_１、Ｔ_２の相対速度を、それぞれＶ_１、Ｖ_２とする。

ＢＰＦ１０４から出力されるビート信号は、受信波Ｗｒｎｉ含まれるターゲットＴ_１によるビート信号Ｓ_１と、ターゲットＴ２によるビート信号Ｓ_２との重ね合わせとなる（Ｓ＝Ｓ_１＋Ｓ_２）。そして、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２の周波数は、それぞれドップラー周波数ｆ_ｄ１＝２Ｖ_１／λ、ｆ_ｄ２＝２Ｖ_２／λとなる。即ち、ターゲットＴ_１、Ｔ_２を同時に検出する場合、ビート信号のスペクトルは、図９で示すように、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２からなる２本のスペクトルが立った状態となる。

このとき、２つのターゲットＴ_１、Ｔ_２で速度Ｖ_１、Ｖ_２が異なる場合（Ｖ_１≠Ｖ_２）、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２のドップラー周波数ｆ_ｄ１＝２Ｖ_１／λ、ｆ_ｄ２＝２Ｖ_２／λも異なる値となる（ｆ_ｄ１≠ｆ_ｄ２）。従って、図９で示すように、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２のスペクトルは異なる周波数のスペクトルとして観測されるので、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２のスペクトル位相を、それぞれ分離して求めることができる。依って、検出したスペクトル位相と式３とから、ターゲットＴ_１、Ｔ_２のターゲット距離が、それぞれ個別に算出できるようになる。

一方、ターゲットＴ_１、Ｔ_２の速度Ｖ_１、Ｖ_２が同じ場合（Ｖ_１＝Ｖ_２）、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２の周波数ｆ_ｄ１＝２Ｖ_１／λ、ｆ_ｄ２＝２Ｖ_２／λも同じ値となる（ｆ_ｄ１＝ｆ_ｄ２）。従って、図１０で示すように、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２のスペクトルは同じ周波数となり、ビート信号Ｓ_１、Ｓ_２のスペクトル位相を、それぞれ分離して検出することができなくなる。依って、ターゲットＴ_１、Ｔ_２のターゲット距離が、それぞれ個別に算出できないという問題が発生する。

このような２周波ＣＷ方式の問題点を解決する方法として、特許文献１において多周波ＣＷ方式とパルス方式とを組み合わせた方式（多周波ＣＰＣ方式と同等）が提案されている。

特開２００９−２４４１３６号公報 特開２００３−１６７０４８号公報 特開２００９−４２０６１号公報

稲葉敬之、"多周波ステップＩＣＷレーダによる多目標分離法"，電子情報通信学会論文誌Ｂ， Ｖｏｌ．Ｊ８９−Ｂ， Ｎｏ．３， ｐｐ．３７３−３８３， ２００６ Ｍａｓａｔｏ Ｗａｔａｎａｂｅ， Ｍａｎａｂｕ Ａｋｉｔａ， Ｔａｋａｙｕｋｉ Ｉｎａｂａ， "Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅ Ｒａｄａｒ ｕｓｉｎｇ Ｓｔｅｐｐｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ" ， ＩＴＳ ＷＯＲＬＤ ＣＯＮＧＲＥＳＳ ＴＯＫＹＯ ２０１３， ２０１３ 桐本哲郎， "自動車レーダの基礎"ＭＷＥ２００７ Ｄｉｇｅｓｔ， ２００７

しかしながら、上述した特許文献１にかかる構成では、パルス信号を用いることによりＲＦ信号やＢＢ信号が広帯域となるため、回路設計が難しくなると共に、システムコストが増大する問題がある。

また、特許文献２は、送信波に通常の２周波ＣＷの波形を用いて受信波と高速な鋸波をミキシングすることで、同じ速度の複数ターゲットを分離して検出するので、ＲＦ信号（送信波）の帯域幅は狭帯域で済む利点がある。しかし、ＢＢ信号の帯域幅は鋸波の影響で広帯域になってしまうので、回路設計が難しくなると共に、システムコストが増大する問題がある。

また、特許文献３は、Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数と同期したタイミングで、送信電波の送信周波数を切り替えるが、この方式でもＲＦ信号が広帯域になるという問題がある。なお、特許文献３においてはＲＦ信号の帯域幅は、１［ＧＨｚ］としている。

そこで、本発明の主目的は、狭帯域なＲＦ信号及びＢＢ信号を用いて同じ速度の複数ターゲットを分離して検出できるターゲット情報測定装置及びターゲット情報測定方法を提供することである。

上記課題を解決するため、
複数のターゲットに所定周波数の送信波を照射した際の反射波に含まれるドップラー周波数を検出して、ターゲットとの距離を求めるターゲット情報測定装置にかかる発明は、ターゲットの数をＭ（Ｍは１以上の正の整数）としたとき、送信波が周波数の数Ｎ（Ｎは１以上の正の整数）がＮ≧Ｍ＋１の関係を満たすように当該周波数の数Ｍを設定したことを特徴とする。

また、複数のターゲットに所定周波数の送信波を照射した際の反射波に含まれるドップラー周波数を検出して、ターゲットとの距離を求めるターゲット情報測定方法にかかる発明は、ターゲットの数をＭ（Ｍは１以上の正の整数）としたとき、送信波が周波数の数Ｎ（Ｎは１以上の正の整数）がＮ≧Ｍ＋１の関係を満たすように当該周波数の数Ｍを設定したことを特徴とする。

本発明によれば、複雑な回路設計を行うことなく、安価に、狭帯域なＲＦ信号及びＢＢ信号を用いて同じ速度の複数ターゲットのターゲット距離が分離して検出できるようになる。

実施形態にかかるターゲット情報測定装置のブロック図である。 発振器における発信周波数を例示した図である。 仮定ターゲット数減少モードにおける実際のターゲット数を求める手順を示したフローチャートである。 仮定ターゲット数増加モードにおける実際のターゲット数を求める手順を示したフローチャートである。 関連技術の説明に適用されるターゲットを所定の検出分解能で検出する際に必要なＲＦ信号及びＢＢ信号の帯域幅を纏めた図である。 関連技術の説明に適用される２周波ＣＷ方式における車載レーダのブロック図である。 関連技術の説明に適用される２つの発信周波数のＲＦ信号を例示した図である。 関連技術の説明に適用される２つのターゲットを同時に検出する場合の車載レーダのブロック図である。 関連技術の説明に適用される異なる周波数の２つのスペクトルを例示した図である。 関連技術の説明に適用される同じ周波数の２つのスペクトルを例示した図である。

本発明の実施形態を説明する。図１は、実施形態にかかるターゲット情報測定装置２のブロック図である。ターゲット情報測定装置２は、少なくとも、アンテナ１１、アイソレータ１２、ミキサ部１３、発振器１５、フーリエ変換ユニット１７、演算器１９、制御器２０を備えている。また、ミキサ部１３は、ミキサ１３ａ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３ｂ、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１３ｃを含んでいる。

ターゲットＴはＭ個のターゲットＴ_１〜Ｔ_Ｍからなり、各ターゲットＴはそれぞれ同じ速度で運動しているとする。なお、図１には、ターゲットＴも併せて図示しているが、当該ターゲットＴはターゲット情報測定装置２を構成しないことを敢えて付言する。

そして、ターゲット情報測定装置２は複数のターゲットＴを識別して、各ターゲットのターゲット情報を取得する。なお、ターゲット情報は、ターゲットの存在、ターゲット距離、ターゲットの相対速度を総称する用語である。

このように複数のターゲットＴのターゲット情報を取得するために、フーリエ変換ユニット１７はＮ個のフーリエ変換器１８_１〜１８_Ｎにより構成されている。以下、各フーリエ変換器１８_１〜１８_Ｎは、処理対象とする信号の周波数が異なるだけなので、共通の説明に関してはフーリエ変換器１８又はフーリエ変換器１８_ｉのように記載することがある。

また、発振器１５は、Ｎ個の発信周波数ｆ_１〜ｆ_ＮのＲＦ信号（送信信号）Ｇ３を出力する。図２は、発振器１５における発信周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎを例示した図である。この場合も、発信周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎを発信周波数ｆ又は発信周波数ｆ_ｉと記載することがある。

なお、ターゲットＴの数Ｍ、及び、フーリエ変換器１８の数Ｎや発信周波数ｆの周波数の数Ｎは、１以上の正の整数であり後述するようにＮ≧Ｍ＋１の関係を満たすことが要求される。

制御器２０は、発振器１５に周波数切替指令Ｇ１を出力すると共に、この周波数切替指令Ｇ１に同期してＦＥＴ切替指令Ｇ２をフーリエ変換ユニット１７に出力する。これにより、発振器１５は周波数切替指令Ｇ１で指定された発信周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎの送信信号Ｇ３をアイソレータ１２とミキサ部１３とに出力する。また、フーリエ変換ユニット１７は、ＦＥＴ切替指令Ｇ２で指定された発信周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎに対応したフーリエ変換器１８_１〜１８_Ｎを選定し、当該選定されたフーリエ変換器１８_１〜１８_ＮがＦＦＴ変換処理を行う。

このような概略構成のターゲット情報測定装置２は、以下のように動作する。先ず、発振器１５からアイソレータ１２に出力された送信信号Ｇ３は、アンテナ１１から送信波ＷｔとしてターゲットＴに向けて照射される。照射された送信波Ｗｔは、ターゲットＴで反射されて受信波Ｗｒとしてアンテナ１１で受波される。

送信波ＷｔがターゲットＴで反射される際には、ドップラー効果による変調を受ける。即ち、速度Ｖ_１〜Ｖ_ＭのターゲットＴ_１〜Ｔ_Ｍにより、受信波Ｗｒの発信周波数は、送信波Ｗｔの周波数に対してドップラー周波数ｆ_ｄ１（＝２Ｖ_１／λ）〜ｆｆ_ｄＭ（＝２Ｖ_Ｍ／λ）だけドップラーシフトした周波数となる。

この受信波Ｗｒは、アンテナ１１で受波され、受信信号としてアイソレータ１２を経由してミキサ部１３に入力する。ミキサ部１３は、受信信号と送信信号とのミキシングを行い、ＢＰＦ１０４を経由してビート信号として、Ａ／Ｄ変換器１３ｃに出力する。

送信信号Ｇ３の周波数がｆ_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）の場合のビート信号Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）は、
Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）＝ΣＢ_ｊ …（４）
で与えられる。なお、Σはｊについて１〜Ｍ間での和を意味する。ここで、Ｂ_ｊは、
Ｂ_ｊ＝Ａ_ｊ・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｊｔ＋φ_０−４πｆ_ｉＲ_ｊ／ｃ］
である。Ｂ_ｊは、各ターゲットＴ_ｊで反射された受信波Ｗｒによる受信信号のビート信号である。即ち、式４のビート信号Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）は、各ターゲットＴからの受信信号に基づくビート信号の和である。また、Ｒ_ｊは各ターゲットＴ_ｊのターゲット距離、Ａ_ｊはターゲットＴ_ｊからの受信信号から求めたビート信号の振幅、φ_０は不定定数である。

そして、ビート信号は、Ａ／Ｄ変換器１３ｃによりディジタル信号に変換され、フーリエ変換ユニット１７でＦＦＴ変換処理が行われてスペクトル位相が算出される。このとき、制御器２０が、発振器１５に対して周波数切替指令Ｇ１によりｆ_ｉの発信周波数を出力するように指示したとすると、フーリエ変換ユニット１７に対しては発信周波数ｆ_ｉに対応したフーリエ変換器１８_ｉがＦＦＴ変換処理を行うように指示される。

演算器１９は、フーリエ変換器１８_ｉにより算出されたスペクトル位相を用いて、ターゲット距離Ｒ_ｉを算出する。

次に、ターゲット距離の算出手順を説明する。なお、説明を簡単にするため、速度が同じ２つのターゲットＴ_１、Ｔ_２を考える。

この場合、ターゲットＴ_１、Ｔ_２によるドップラー周波数は、ｆ_ｄ１、ｆ_ｄ２であり、これらはｆ_ｄ１＝ｆ_ｄ２（≡ｆ_ｄ）となる。従って、式４に示すビート信号Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）は、
Ｓ_２（ｔ，ｆ_ｉ）＝Ｂ_１＋Ｂ_２ …（５）
の式５で与えられる。ここで、Ｂ_１及びＢ_２は、
Ｂ_１＝Ａ_１・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋φ_０−４πｆ_ｉＲ_１／ｃ］
Ｂ_２＝Ａ_２・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋φ_０−４πｆ_ｉＲ_２／ｃ］
である。

このビート信号Ｓ_２（ｔ）を変形すると、
Ｓ_２（ｔ，ｆ_ｉ）＝Ａ_１２（ｆ_ｉ）・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋Φ_１２（ｆ_ｉ）］ …（６）
となる。ここで、｛Ａ_１２（ｆ_ｉ）｝^２及びΦ_１２（ｆ_ｉ）は、
｛Ａ_１２（ｆ_ｉ）｝^２＝Ａ_１ ^２＋Ａ_２ ^２＋２Ａ_１Ａ_２ｃｏｓ［Ｋ・ｆ_ｉ（Ｒ_２−Ｒ_１）］ …（７）
Φ_１２（ｆ_ｉ）≡φ_０−Ｋ・ｆ_ｉ・Ｒ_１＋ｔａｎ^−１［Ｘ（Ａ_１，Ａ_２，Ｒ_１，Ｒ_２，ｆ_ｉ）］ …（８）
である。

なお、Ｋは定数であり、
Ｋ≡４π／ｃ …（９）
で与えられ、また関数Ｘ（Ａ_１，Ａ_２，Ｒ_１，Ｒ_２，ｆ_ｉ）は、
Ｘ（Ａ_１，Ａ_２，Ｒ_１，Ｒ_２，ｆ_ｉ）≡Ａ_２・ｓｉｎ（Ｋ・ｆ_ｉ（Ｒ_２−Ｒ_１））／［Ａ_１＋Ａ_２・ｃｏｓ（Ｋ・ｆ_ｉ（Ｒ_２−Ｒ_１））］ …（１０）
で与えられる。

各ターゲットＴ_１、Ｔ_２が同じ速度の場合、式６から、ビート信号Ｓ_２（ｔ，ｆ_ｉ）は、単一のドップラー周波数ｆ_ｄのみを含むようになる。

式６〜式８で示したビート信号の振幅Ａ_１２（ｆ_ｉ）と位相Φ_１２（ｆ_ｉ）とは観測結果に基づく値であり、発振器１５から出力される送信信号Ｇ３の発信周波数ｆ_ｉを変えた場合に、それぞれ異なる値を取る。

Ｎ個の発信周波数ｆ_１〜ｆ_Ｎの場合には、式７と式８は、それぞれＮ個の式が成り立つ。従って、式の総数は２Ｎ個となる。そして、式７及び式８に含まれる未知数は、Ａ_１、Ａ_２、φ_０、Ｒ_１、Ｒ_２の計５個である。従って、周波数の数Ｎはターゲットの数Ｍ（＝２）より１多い数（Ｎ≧Ｍ＋１）であれば、方程式の数（＝２Ｎ≧２（Ｍ＋１）＝６）が未知数の数より多くなるので、式７と式８に含まれる未知数Ａ_１、Ａ_２、φ_０、Ｒ_１、Ｒ_２を決定することができる（即ち、式７と式８の連立方程式を解くことができる）。

これにより、同じ速度で運動する２つのターゲットＴ_１、Ｔ_２のターゲット距離Ｒ_１、Ｒ_２を分離（識別）して算出できるようになる。

次に、同じ速度のターゲットが複数ある場合について説明する。

ターゲットＴ_１〜Ｔ_Ｍが同じ速度の場合には、式４で示すビート信号に含まれるドップラー周波数は、全て等しい値となる（ｆ_ｄ１＝ｆ_ｄ２＝…＝ｆ_ｄＭ≡ｆ_ｄ）。

即ち、式４のビート信号は同じドップラー周波数ｆ_ｄを持つＭ個の成分の和となり、
Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）＝Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）］ …（１１）
で与えられる。

また、式４のビート信号は、
Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）＝Ｓ_{（Ｍ−１）}（ｔ，ｆ_ｉ）＋Ａ_Ｍ・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋φ_０−４πｆ_ｉＲ_Ｍ／ｃ］ …（１２）
Ｓ_{（Ｍ−１）}（ｔ，ｆ_ｉ）＝Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）・ｓｉｎ［２πｆ_ｄｔ＋Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）］ …（１３）
のように帰納的に表現することができる。

ターゲットＴが、Ｍ個存在する場合のビート信号Ｓ_Ｍ（ｔ，ｆ_ｉ）の振幅及び位相と、ターゲットＴが（Ｍ−１）個存在する場合のビート信号Ｓ_{（Ｍ−１）}（ｔ，ｆ_ｉ）の振幅及び位相との関係は、
｛Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）｝^２＝｛Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）｝^２＋
Ａ_Ｍ ^２＋２Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）・Ａ_Ｍｃｏｓ［α（Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０）］ …（１４）
Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）＝Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）＋ｔａｎ^−１［β（Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ａ_Ｍ，Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０）］ …（１５）
で与えられる。

ここで、
α（Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０）＝φ_０−４πｆ_ｉＲ_Ｍ／ｃ＋Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ） …（１６）
β（Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ａ_Ｍ，Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０）＝Ａ_Ｍ・ｓｉｎ（α（Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０））／［Ａ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ）＋Ａ_Ｍ・ｃｏｓ（α（Φ_{１２…（Ｍ−１）}（ｆ_ｉ），Ｒ_Ｍ，ｆ_ｉ，φ_０））］ …（１７）
である。

式１４〜式１７に対し、ターゲット数Ｍに関する帰納法を適用することで、ビート信号の振幅Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）及び位相Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）は、振幅Ａ_１〜Ａ_Ｍ、位相φ_０、及び、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_Ｍで表した連立方程式として表現できる。

ここで、ビート信号の振幅Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）及び位相Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）は、測定で得られる既知変数である。また、振幅Ａ_１〜Ａ_Ｍ、位相φ_０、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_Ｍは未知変数である。

発信周波数ｆ_ｉがＮ個の場合には、ビート信号の振幅Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）及び位相Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）は、振幅Ａ_１〜Ａ_Ｍ、位相φ_０、及び、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_Ｍで表現した総数２Ｎ個の方程式となる。

一方、未知変数は、振幅Ａ_１〜Ａ_Ｍ、位相φ_０、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_Ｍであり、その総数は２Ｍ＋１個である。

従って、発信周波数の数ＮをＭ＋１以上（Ｍはターゲット数）に設定すれば、２Ｎ個の連立方程式が解けて、所望のターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_Ｍを算出することが可能となる。

このように、測定に使用すべき発信周波数の数Ｎはターゲットの数Ｍに依存する。従って、ターゲット数を決定する必要がある。

ターゲット数Ｍを決定する方法として、ターゲット数Ｍを事前に仮定した上で測定を行い、測定結果に応じて仮定したターゲット数Ｍ_Ａを変えて測定を繰り返すという方法が挙げられる。

具体的には、ターゲット距離を算出する方程式として、式１４〜式１７を用い、２Ｍ_Ａ＋１個の未知変数［振幅Ａ_１〜Ａ_ＭＡ、位相φ_０、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_ＭＡ］を仮定した方程式を立てる。

そして、この方程式を解くために、Ｎ＝Ｍ_Ａ＋１個の発信周波数ｆ_ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）でビート信号の振幅Ａ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）及び位相Φ_１２…Ｍ（ｆ_ｉ）を求めて、ターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_ＭＡを算出する。

この場合、仮定したターゲット数Ｍ_Ａが、実際のターゲット数Ｍよりも大きい場合には、算出したターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_ＭＡのうちで同じ値を取るものが少なくとも２つ以上現れる。即ち、実際のターゲット数より多い数の方程式に基づきターゲット距離を算出したため、同じターゲットに対して複数の方程式を解いている場合が生じ、この重複した方程式の解（ターゲット距離）が、同じ値となるためである。

このように、仮定したターゲット数が、実際のターゲット数に一致しているか否かは、判断できない。
即ち、仮定したターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}と実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌとには、（ａ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≦Ｎ_ｒｅａｌ、（ｂ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≧Ｎ_ｒｅａｌの２つの場合が存在する。

そこで、「算出したターゲット距離Ｒ_１〜Ｒ_ＭＡで同じ値を取るものが２つ以上現れなくなったとき、仮定したターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}は実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌを示していると判断する処理を行う（適正ターゲット数判断処理）。

図３、図４は、適正ターゲット数判断処理を示すフローチャートである。この適正ターゲット数判断処理は、演算器１９が行う者とするが、図示しないシステム制御部が行っても良い。

適正ターゲット数判断処理の主な流れは、仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を仮定し、そのときの各ターゲットのターゲット距離を算出する算出サイクルを行う。そして、同じ値のターゲット距離が無くなるまで仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を変えて算出サイクルを繰り返し行う。これにより得られた仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌとする。

なお、算出サイクルを行うか否かの判断は、同じ値のターゲット距離が存在するか否かにより判断する。但し、同じ値のターゲット距離は、厳密に同じ値ではなく、距離分解能の範囲であれば同じ値とする。

このとき、（Ａ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≧Ｎ_ｒｅａｌの場合（仮定ターゲット数減少モード）と、（Ｂ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≦Ｎ_ｒｅａｌの場合（仮定ターゲット数増加モード）とで処理が異なる。図３は、仮定ターゲット数減少モードにおける実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌを求める手順を示し、図４は仮定ターゲット数増加モードにおける実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌを求める手順を示している。

（Ａ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≧Ｎ_ｒｅａｌの場合（仮定ターゲット数減少モード）
ステップＳＡ１，ＳＡ２： 先ず、ターゲット数を仮定して、これを仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}としてセットする。その後、セットされた仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を用いて上述した式に従い各ターゲット距離を算出する。

ステップＳＡ３： 次に、算出された各ターゲット距離に同じ値のものが存在するか否かを判断する。ターゲット距離に同じ値のものが存在する場合は、ステップＳＡ４に進み、ターゲット距離に同じ値のものが存在しない場合はステップＳＡ５に進む。

ステップＳＡ４： 算出された各ターゲット距離に同じ値のものが存在する場合は、仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を「１」減らしながら算出サイクルを繰り返す。
ステップＳＡ５： 算出サイクルを繰り返すことにより、仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}が実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌと等しくなるときがある。そこで、このときの仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌとする。

（Ｂ）Ｎ_{ａｓｓｕｍ}≦Ｎ_ｒｅａｌの場合（仮定ターゲット数増加モード）
ステップＳＢ１，ＳＢ２： 先ず、ターゲット数を仮定して、これを仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}としてセットする。その後、セットされた仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を用いて上述した式に従い各ターゲット距離を算出する。

ステップＳＢ３： 次に、算出された各ターゲット距離に同じ値のものが存在するか否かを判断する。ターゲット距離に同じ値のものが存在する場合は、ステップＳＢ４に進み、ターゲット距離に同じ値のものが存在しない場合はステップＳＢ５に進む。

ステップＳＢ４： 算出された各ターゲット距離に同じ値のものが存在しない場合は、仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}を「１」増加させながら算出サイクルを繰り返す。

ステップＳＢ５： 算出サイクルを繰り返すことにより、算出された各ターゲット距離に同じ値のものが存在する場合が起きる。この場合の仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}は、実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌより「１」多いので、仮定ターゲット数Ｎ_{ａｓｓｕｍ}−１を実際のターゲット数Ｎ_ｒｅａｌとする。

以上説明した構成により、使用する発振周波数がＮ個の場合、送信波Ｗｔの帯域幅は、公知技術における２周波ＣＷ方式場合のＮ倍となり、ターゲットの数は概ね数個になる。

図５で示した、旧来の２周波ＣＷの送信信号Ｇ３帯域幅（１．４ＭＨｚ）に対して、本実施形態にかかる方法では送信波Ｗｔの帯域幅は数ＭＨｚ程度と見積もられ、ベースバンド信号帯域幅も数ＭＨｚ程度と見積もられる。

一方で、特許文献１〜３にかかる方式では、送信信号Ｇ３の帯域幅やベースバンド信号の帯域幅は広帯域になる。
例えば、特許文献１において多周波ＣＷ方式とパルス方式を組み合わせた場合、時間波形をレーダに用いる方式（多周波ＣＰＣ方式と同等）では、図５で示したように送信信号やベースバンド信号の帯域幅は数百ＭＨｚと広帯域になる。
また、特許文献２にかかる方式は、送信波に通常の２周波ＣＷの波形を用い、受信部において受信波と高速な鋸波をミキシングするので、ＢＢ信号（受信部）の帯域幅は鋸波の影響で広帯域になる。

さらに、特許文献３にかかる方式では、Ａ／Ｄ変換のサンプル周波数と同期したタイミングで、送信電波の送信周波数を切り替えるので、送信信号の帯域幅は１ＧＨｚにまで広帯域となっている。

依って、本実施形態にかかる方式では、上述した公知の方式に比べて、狭帯域な送信信号及びベース信号で、同じ速度の複数ターゲットを分離検出できるようになる。

これにより、公知の方式に比べ回路設計が容易になると共にシステムコストが低減できて、かつ、公知の方式で問題になっていた送信信号の広帯域化に伴うスペクトル効率の低下や干渉の問題も回避できるという効果が享受できる。

以上、実施形態（及び実施例）を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態（及び実施例）に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

２ ターゲット情報測定装置
１１ アンテナ
１２ アイソレータ
１３ ミキサ部
１３ａ ミキサ
１３ｃ ディジタルＡ／Ｄ変換器
１５ 発振器
１７ フーリエ変換ユニット
１８（１８_１〜１８_Ｎ） フーリエ変換器
１９ 演算器
２０ 制御器

Claims (8)

1. 複数のターゲットに所定周波数の送信波を照射した際の反射波に含まれるドップラー周波数を検出して、前記ターゲットとの距離を求めるターゲット情報測定装置であって、
   前記ターゲットの数をＭ（Ｍは１以上の正の整数）としたとき、前記送信波が周波数の数Ｎ（Ｎは１以上の正の整数）がＮ≧Ｍ＋１の関係を満たすように当該周波数の数Ｎを設定し、
   周波数切替指令を受信し、当該周波数切替指令が指定する周波数の信号を発振し、これを送信信号として出力する発振器と、
   前記送信信号による前記送信波を前記ターゲットに照射すると共に、当該ターゲットからの反射波を受波し、これを受信信号とするアンテナと、
   前記送信信号と前記受信信号とを混合してディジタルのビート信号を出力するミキサと、
   Ｍ個のフーリエ変換器を含み、ＦＦＴ切替指令を受信して、当該ＦＦＴ切替指令が指示する周波数に対応した前記フーリエ変換器を選択して前記ビート信号のスペクトル位相を求めるフーリエ変換ユニットと、
   前記フーリエ変換ユニットからの前記スペクトル位相を用いて、少なくとも前記ターゲットとの相対距離を算出する演算器と、
   前記発振器に前記周波数切替指令を出力すると共に、該周波数切替指令に同期して前記フーリエ変換ユニットに前記ＦＦＴ切替指令を出力する制御器と、
   を備えることを特徴とするターゲット情報測定装置。
2. 請求項１に記載のターゲット情報測定装置であって、
   前記演算器は、前記ターゲットの数を仮定ターゲット数として仮定し、各ターゲットまでの距離をターゲット距離として算出する算出サイクルを行い、
   その際に算出された前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在する場合には、同じ値の前記ターゲット距離が存在しなくなるまで、前記仮定ターゲット数を１つ減らしながら前記算出サイクルを行い、
   前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在しなくなったときの前記仮定ターゲット数を実際の前記ターゲットの数とすることを特徴とするターゲット情報測定装置。
3. 請求項１に記載のターゲット情報測定装置であって、
   前記演算器は、前記ターゲットの数を仮定ターゲット数として仮定し、各ターゲットまでの距離をターゲット距離として算出する算出サイクルを行い、
   その際に算出された前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在しない場合には、同じ値の前記ターゲット距離が存在するようになるまで、前記仮定ターゲット数を１つ増加しながら前記算出サイクルを行い、
   前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在するようになったときの前記仮定ターゲット数から１つ引いた値を実際の前記ターゲットの数とすることを特徴とするターゲット情報測定装置。
4. 請求項１に記載のターゲット情報測定装置であって、
   前記演算器は、前記ターゲットを撮影した画像データを取り込み、該画像データを解析して前記ターゲットの数を計数して、当該ターゲットの数を算出することを特徴とするターゲット情報測定装置。
5. 複数のターゲットに所定周波数の送信波を照射した際の反射波に含まれるドップラー周波数を検出して、前記ターゲットとの距離を求めるターゲット情報測定方法であって、
   前記ターゲットの数をＭ（Ｍは１以上の正の整数）としたとき、前記送信波が周波数の数Ｎ（Ｎは１以上の正の整数）がＮ≧Ｍ＋１の関係を満たすように当該周波数の数Ｎを設定し、
   周波数切替指令を受信し、当該周波数切替指令が指定する周波数の信号を発振し、これを送信信号として出力し、
   前記送信信号による前記送信波を前記ターゲットに照射すると共に、当該ターゲットからの反射波を受波し、これを受信信号とし、
   前記送信信号と前記受信信号とを混合してディジタルのビート信号を出力し、
   Ｍ個のフーリエ変換器を含み、ＦＦＴ切替指令を受信して、当該ＦＦＴ切替指令が指示する周波数に対応した前記フーリエ変換器を選択して前記ビート信号のスペクトル位相を求め、
   前記スペクトル位相を用いて、少なくとも前記ターゲットとの相対距離を算出し、
   前記周波数切替指令を出力すると共に、該周波数切替指令に同期して前記ＦＦＴ切替指令を出力する、
   ことを特徴とするターゲット情報測定方法。
6. 請求項５に記載のターゲット情報測定方法であって、
   前記ターゲットの数を仮定ターゲット数として仮定し、各ターゲットまでの距離をターゲット距離として算出する算出サイクルを行い、
   その際に算出された前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在する場合には、同じ値の前記ターゲット距離が存在しなくなるまで、前記仮定ターゲット数を１つ減らしながら前記算出サイクルを行い、
   前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在しなくなったときの前記仮定ターゲット数を実際の前記ターゲットの数とすることを特徴とするターゲット情報測定方法。
7. 請求項５に記載のターゲット情報測定方法であって、
   前記ターゲットの数を仮定ターゲット数として仮定し、各ターゲットまでの距離をターゲット距離として算出する算出サイクルを行い、
   その際に算出された前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在しない場合には、同じ値の前記ターゲット距離が存在するようになるまで、前記仮定ターゲット数を１つ増加しながら前記算出サイクルを行い、
   前記ターゲット距離に同じ値の前記ターゲット距離が存在するようになったときの前記仮定ターゲット数から１つ引いた値を実際の前記ターゲットの数とすることを特徴とするターゲット情報測定方法。
8. 請求項５に記載のターゲット情報測定方法であって、
   前記ターゲットを撮影した画像データを取り込み、該画像データを解析して前記ターゲットの数を計数して、当該ターゲットの数を算出することを特徴とするターゲット情報測定方法。

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