JP6552388B2 - 電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法に関し、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御により電流形電力変換装置を制御する制御装置及び制御方法に関する。

ブリッジ回路を利用して三相交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置においては、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子に対して、三相交流電力に同期する指令値と所定のキャリア信号（周期信号）とに基づいて生成されるＰＷＭ信号が供給される。各スイッチング素子がこのＰＷＭ信号に応じて高速でオンオフを繰り返すことの結果として、三相交流電力から直流電力の生成（力行）、又は、直流電力から三相交流電力の生成（回生）が行われる。

特許文献１及び非特許文献１には、上記電力変換装置のうち電流形と呼ばれるタイプのものが記載されている。電流形の電力変換装置は、直流側にインダクタを設けることで、直流側に流れる電流が一定時間内に一定となるように構成したもので、定電流源として動作する。特徴としては、直流側電流の方向を変えることなく力行と回生の両方を可能にした点が挙げられ、エレベータなど比較的大型の装置で使用されることが多くなっている。これに対し、直流側にインダクタではなくコンデンサを有する電圧形の電力変換装置も知られている。

特開２００１−００８４５８号公報

佐藤之彦著、「電流形ＰＷＭ整流回路の状態帰還制御による入力波形改善に関する研究」、東京工業大学博士論文、１９９５年

ところで、電力変換装置には、寄生インダクタンスが不可避的に生ずる。この寄生インダクタンスはスイッチング時にスパイク電圧が発生する原因となるが、こうして発生するスパイク電圧は電流の変化率が大きいほど大きくなるため、近年の電力変換装置の高速化に伴い、より大きなスパイク電圧が発生するようになっている。スパイク電圧が大きくなりすぎるとスイッチング素子を破壊するおそれが出てくるため、スパイク電圧の低減が課題となっている。

ここで、スパイク電圧を減らす技術のひとつに、キャパシタと抵抗素子を直列に接続してなるスナバ回路を用いるものがある。スナバ回路を用いればスパイク電圧を低減することが可能となるが、一方でスナバ回路は、装置体積の増大や回路全体の損失の増大といった別の問題の原因となる。以下、この点について詳しく説明する。

図７は、背景技術による電流形の電力変換装置１０１の構成例を示す図である。同図に示すように、電力変換装置１０１は、６つのスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ、６つのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ、３つのインダクタからなる交流リアクトルＡＣＬ、３つのキャパシタからなる入力キャパシタＣ、１つのインダクタからなる直流リアクトルＤＣＬ、及び、１２個のスナバ回路Ｓのそれぞれが、３相交流電源に接続される端子Ｕ，Ｖ，Ｗと、直流電力が取り出される端子Ｐ，Ｎとの間に、図示するように接続された構成を有している。

スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ及びダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄは電力変換装置１０１の上アーム（直流電力のプラス側）を構成し、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ及びダイオードＵｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄは、電力変換装置１０１の下アーム（直流電力のマイナス側）を構成する。スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎそれぞれのスイッチングは、図示しない制御回路からそれぞれのゲートに供給されるＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎによって制御される。ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄはそれぞれスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎと直列に接続されており、電流の逆流を防止する役割を果たす。

スナバ回路Ｓは、回路に生ずる過渡的な高電圧を吸収する機能を有している。したがって、上述したスパイク電圧も吸収するので、スナバ回路Ｓを有する電力変換装置１０１においては、スナバ回路Ｓを設けない場合に比べてスパイク電圧が低減されることになる。

しかしながら、図７にも示されるように、スパイク電圧を低減するためには、非常に多くのスナバ回路Ｓが必要となる。したがって、スナバ回路Ｓを設けることにより、装置全体の体積が大きくなってしまう。また、スナバ回路Ｓは抵抗素子を含むことから、スナバ回路Ｓを設けることにより、回路全体の損失が大きくなってしまうという問題も発生する。

したがって、本発明の目的のひとつは、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減できる電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。

また、上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。

本発明によれば、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。

上記制御装置において、前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第３の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とし、前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることとしてもよい。これによれば、好適に第１乃至第６のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。

上記制御装置においてさらに、前記キャリア信号は鋸波であることとしてもよい。これによれば、鋸波であるキャリア信号に基づいて、好適に第１乃至第６のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。

上記各制御装置に関して、前記電流形電力変換装置は、前記電流形電力変換装置は、前記第１乃至第６のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第１乃至第６のダイオードと、一端が前記第１の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備えることとしてもよい。

また、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備え、前記第１のスイッチング素子の一端と前記第４のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第２のスイッチング素子の一端と前記第５のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第３のスイッチング素子の一端と前記第６のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御装置であって、それぞれ前記第１相乃至第３相にかかる前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１のスイッチング素子をオン状態、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。

同様に、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、第１及び第２の直流側ノードと、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備え、前記第１のスイッチング素子の一端と前記第４のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第２のスイッチング素子の一端と前記第５のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第３のスイッチング素子の一端と前記第６のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御方法であって、それぞれ前記第１相乃至第３相にかかる前記第１乃至第３の交流電圧とそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値を生成し、前記第１のスイッチング素子をオン状態、前記第２及び第３のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第２の指令値の絶対値又は前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。

本発明の他の一側面によっても、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。

本発明によれば、第１及び第２の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。

本発明の好ましい実施の形態による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。 本発明の好ましい実施の形態によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。 図２から空間Ｃ，Ｄにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。 本発明の好ましい実施の形態の第１の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。 本発明の好ましい実施の形態の第２の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。 本発明の好ましい実施の形態の第３の変形例による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。 背景技術による電流形電力変換装置１０１を示す図である。 図７に示した電流形電力変換装置１０１からスナバ回路Ｓを除去した例を示す図である。 本発明の背景技術によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。 図９から空間ＩＩにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。以下では、初めに本発明の背景技術によるＰＷＭ制御とその課題について説明した後、本発明の実施の形態について説明する。

図９は、本発明の背景技術によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。このＰＷＭ制御は、図８に示した電流形電力変換装置１０１に対して実行されるものである。なお、図８に示した電流形電力変換装置１０１は、図７に示した電流形電力変換装置１０１からスナバ回路Ｓを除去したものとなっている。また、図９に示した波形は基本的にシミュレーション結果を示すものであるが、電圧Ｖｄｃに限りイメージ図となっている。この点は、後述する図１０、図２、図３でも同様である。

図９に示す交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ図８に示した端子Ｕ，Ｖ，Ｗに現れる電圧であり、三相交流を構成している。また、指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同じ位相を有する三相変調波指令値である。電流形電力変換装置１０１においては、これら指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊を操作することにより、直流側と交流側の間での電力授受が制御される。図９には、指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊それぞれの絶対値を図示している。

キャリア信号Ｃａは、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのオンオフ制御の周波数と同じ周波数を有する周期信号である。図９では、図示の都合でキャリア信号Ｃａの周波数を三相交流の周波数の３６倍としているが、実際のキャリア信号Ｃａは、三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号となる。キャリア信号Ｃａはいわゆる鋸波であり、その値は、各周期の始点で所定の最小値、終点で所定の最大値となり、その間を一定の上昇率で直線状に上昇するように変化する。なお、キャリア信号Ｃａを三角波によって構成することも可能である。これらの点は、後述する図２及び図３に示すキャリア信号Ｃａでも同様である。

電圧Ｖｄｃは、直流リアクトルＤＣＬの一端（両端のうち端子Ｐに接続されない方の端部）と、端子Ｎとの間に現れる電圧である。電流形電力変換装置１０１の用途が三相交流電力を直流電力に変換することにある場合、電圧Ｖｄｃは電流形電力変換装置１０１の出力電圧となる。

上記三相交流の一周期は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて、図９に示すように６つの空間Ｉ〜ＶＩに分けることができる。具体的には、交流電圧Ｖｕの位相が０°以上６０°未満である領域を空間Ｉ、６０°以上１２０°未満である領域を空間ＩＩ、１２０°以上１８０°未満である領域を空間ＩＩＩ、１８０°以上２４０°未満である領域を空間ＩＶ、２４０°以上３００°未満である領域を空間Ｖ、３００°以上３６０°未満である領域を空間ＶＩと定義する。ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間ＩＩを取り上げて説明する。

図１０は、図９から空間ＩＩにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。空間ＩＩでは、指令値ｄｕ^＊の絶対値｜ｄｕ^＊｜が指令値ｄｖ^＊の絶対値｜ｄｖ^＊｜及び指令値ｄｗ^＊の絶対値｜ｄｗ^＊｜より大きくなっている。なお、同図では、空間ＩＩに含まれるキャリア信号Ｃａの６つの周期のうち２つ目と５つ目にのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。

背景技術によれば、空間ＩＩにおいては、次の表１に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値が決定される。表中、「Ｈ」は各ＰＷＭ信号の値がハイであることを示し、「Ｌ」は各ＰＷＭ信号の値がローであることを示す。スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎはそれぞれ、ゲートに供給されるＰＷＭ信号の値がハイである場合にオンとなり、ローである場合にオフとなる。この点は、後述する電流形電力変換装置１１についても同様である。

表１に示す各ＰＷＭ信号の値によれば、まず上アームについては、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。

以上の制御の結果として、電圧Ｖｄｃは、図１０に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Ｕｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃはゼロとなる。一方、スイッチング素子Ｗｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｗを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｗとなり、スイッチング素子Ｖｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｖを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｖとなる。

表１及び図１０からも明らかなように、上記制御によれば、スイッチング素子Ｗｎは、スイッチング素子Ｕｎがオン状態となった後に続けてオン状態となる。その結果、スイッチング素子Ｗｎがオンとなるタイミング（すなわち、キャリア信号Ｃａの各周期の始期）でＵ相とＷ相の間に電圧Ｖｄｃ（Ｖｕ−Ｖｗ）がかかり、Ｕ相下アームの電流が減少し、Ｖ相下アームの電流が増大する。この間、電流の変化率が大きくなることと、電流形電力変換装置１０１内の交流側寄生インダクタンスとの影響により、図示したようなスパイク電圧Ｖｓｐ１が発生する。電流の変化率は電圧Ｖｄｃの変化（＝Ｖｕ−Ｖｗ）が大きいほど大きくなるので、スパイク電圧Ｖｓｐ１も値Ｖｕ−Ｖｗが大きいほど大きくなる。値Ｖｕ−Ｖｗは空間ＩＩの終期に近づくにつれて大きくなるため、図１０にも示すように、スパイク電圧Ｖｓｐ１も大きくなる。そして、特に空間ＩＩの後半では、スパイク電圧Ｖｓｐ１の大きさが、回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。

そこで背景技術では、スパイク電圧Ｖｓｐ１を低減するため、図７に示したようにスナバ回路Ｓが利用される。上述したようにスナバ回路Ｓは過渡的な高電圧を吸収する性質を有するので、スナバ回路Ｓを設けることにより、図１０の例に比べてスパイク電圧Ｖｓｐ１を低減することが可能になる。一方で、このようにスナバ回路Ｓを設けると電流形電力変換装置１０１の体積増大や回路全体の損失の増大といった別の問題が発生するという点は、上述したとおりである。

なお、上記制御によれば、少なくとも空間ＩＩの前半では、スイッチング素子Ｖｎがオンとなるタイミングでも電圧Ｖｄｃが急上昇する。そのため、図１０にも示すように、このタイミングでもスパイク電圧Ｖｓｐ２が発生する。しかしながら、この場合の電圧Ｖｄｃの上昇幅はさほど大きくないため、スパイク電圧Ｖｓｐ２もそれほど大きくはならない。

以上、空間ＩＩに着目したが、図９に示すように、他の空間でも同様にスパイク電圧Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２が発生し、特に各空間の後半において、スパイク電圧Ｖｓｐ１が回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。本発明によるＰＷＭ制御は、このような性質を有するスパイク電圧Ｖｓｐ１の低減を、スナバ回路Ｓによらずに実現するものである。以下、本発明の実施の形態について、詳しく説明する。

図１は、本実施の形態による電流形電力変換装置１１及びその制御装置１０を示す図である。

電流形電力変換装置１１は、図１に示すように、６つのスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ、６つのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ、３つのインダクタからなる交流リアクトルＡＣＬ、３つのキャパシタからなる入力キャパシタＣ、１つのインダクタからなる直流リアクトルＤＣＬ、及び、５つの端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｐ，Ｎを有して構成される。電流形電力変換装置１１は、三相交流電力を直流電力に変換する用途（力行）、直流電力を三相交流電力に変換する用途（回生）のいずれでも利用可能である。

スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ:Insulated Gate Bipolar Transistor）又はＭＯＳトランジスタによって構成される。図１では、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのそれぞれと並列に接続されたダイオードを図示しているが、これは構造上生ずるダイオードである。

スイッチング素子Ｕｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｕに接続され、他端はダイオードＵｐｄのアノードに接続される。また、スイッチング素子Ｖｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｖに接続され、他端はダイオードＶｐｄのアノードに接続される。さらに、スイッチング素子Ｗｐの一端は電流形電力変換装置１１内に設けられる交流側ノードＮｗに接続され、他端はダイオードＷｐｄのアノードに接続される。ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄそれぞれのカソードは、電流形電力変換装置１１内に設けられる直流側ノードＮｐに共通に接続される。直流側ノードＮｐは、直流リアクトルＤＣＬを介して端子Ｐに接続される。

同様に、スイッチング素子Ｕｎの一端は交流側ノードＮｕに接続され、他端はダイオードＵｎｄのカソードに接続される。また、スイッチング素子Ｖｎの一端は交流側ノードＮｖに接続され、他端はダイオードＶｎｄのカソードに接続される。さらに、スイッチング素子Ｗｎの一端は交流側ノードＮｗに接続され、他端はダイオードＷｎｄのカソードに接続される。ダイオードＵｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄそれぞれのアノードは、電流形電力変換装置１１内に設けられる直流側ノードＮｎに共通に接続される。直流側ノードＮｎは、端子Ｎに直接接続される。

交流リアクトルＡＣＬを構成する３つのインダクタは、一端が端子Ｕに接続され、他端がノードＮｕに接続されるインダクタと、一端が端子Ｖに接続され、他端がノードＮｖに接続されるインダクタと、一端が端子Ｗに接続され、他端がノードＮｗに接続されるインダクタとによって構成される。また、入力キャパシタＣを構成する３つのキャパシタはデルタ結線されており、その３つの接続点はそれぞれノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗに接続される。なお、図１には、入力キャパシタＣとノードＮｕ，Ｎｖ，Ｎｗの間にインダクタンスＬｐを図示しているが、これは電流形電力変換装置１１内の寄生インダクタンスを模式的に図示したものであって、この位置に素子としてのインダクタを挿入しているわけではない。交流リアクトルＡＣＬ及び入力キャパシタＣは、ＡＣフィルタを構成する。

端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、系統電源１２から、それぞれ三相交流のＵ相、Ｖ相、Ｗ相が供給される。図１に示した交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する電圧を示している。一方、端子Ｐ，Ｎの間には負荷１３が接続される。電流形電力変換装置１１の力行時の出力電圧Ｖｄｃは、直流側ノードＮｐ，Ｎｎ間の電位差によって表される。

なお、ここでは端子Ｕ，Ｖ，Ｗに系統電源１２が接続されることとしているが、例えば三相誘導モーターのような電源でない負荷を接続することも可能である。この場合の負荷１３は直流電源となり、電流形電力変換装置１１は、負荷１３から供給される直流電力を三相交流電力に変換して交流側の負荷（三相誘導モーターなど）に供給する役割を果たす。

制御装置１０は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同期するＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成し、それぞれをスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのゲートに供給することにより、電流形電力変換装置１１のＰＷＭ制御を行う装置である。より具体的に説明すると、制御装置１０は、まず端子Ｕ，Ｖ，Ｗに系統電源１２が接続されている場合には、系統電源１２から供給される交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの少なくとも一部に基づき、これらと同期するように上述した指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊を生成する。一方、端子Ｕ，Ｖ，Ｗに電源でない負荷が接続されている場合には、制御装置１０は、内蔵する第１のクロック回路（図示せず）が生成するクロック信号に同期するように、上述した指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊を生成する。なお、制御装置１０は、指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊の振幅を適宜制御することにより、出力の調整及び力行と回生の切り替えを行う機能も有している。また、制御装置１０は、内蔵する第２のクロック回路（図示せず）が生成するクロック信号に同期するように、キャリア信号Ｃａを生成する。そして制御装置１０は、こうして生成した指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊及びキャリア信号Ｃａに基づいて、ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成するよう構成される。以下、このＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの生成について、詳しく説明する。

図２は、本実施の形態によるＰＷＭ制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。同図に示すように、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、指令値ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊、及びキャリア信号Ｃａの波形は、図９に示した背景技術のものと同一である。

図９の例では、三相交流の一周期を、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて６つの空間Ｉ〜ＶＩに分けたが、本実施の形態では、図２に示すように、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相に応じて１２個の空間Ａ〜Ｌに分ける。具体的には、交流電圧Ｖｕの位相が０°以上３０°未満である領域を空間Ａ、３０°以上６０°未満である領域を空間Ｂ、６０°以上９０°未満である領域を空間Ｃ、９０°以上１２０°未満である領域を空間Ｄ、１２０°以上１５０°未満である領域を空間Ｅ、１５０°以上１８０°未満である領域を空間Ｆ、１８０°以上２１０°未満である領域を空間Ｇ、２１０°以上２４０°未満である領域を空間Ｈ、２４０°以上２７０°未満である領域を空間Ｉ、２７０°以上３００°未満である領域を空間Ｊ、３００°以上３３０°未満である領域を空間Ｋ、３３０°以上３６０°未満である領域を空間Ｌと定義する。ＰＷＭ信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間Ｃ，Ｄを取り上げて説明する。

図３は、図２から空間Ｃ，Ｄにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。同図と図１０を比較すると明らかなように、本実施の形態による空間Ｃ，Ｄは、背景技術による空間ＩＩの前半と後半にそれぞれ対応している。空間Ｃでは、指令値ｄｕ^＊の絶対値｜ｄｕ^＊｜が指令値ｄｖ^＊の絶対値｜ｄｖ^＊｜及び指令値ｄｗ^＊の絶対値｜ｄｗ^＊｜より大きく、かつ、絶対値｜ｄｖ^＊｜が絶対値｜ｄｗ^＊｜より大きくなっている。一方、空間Ｄでは、指令値ｄｕ^＊の絶対値｜ｄｕ^＊｜が指令値ｄｖ^＊の絶対値｜ｄｖ^＊｜及び指令値ｄｗ^＊の絶対値｜ｄｗ^＊｜より大きく、かつ、絶対値｜ｄｗ^＊｜が絶対値｜ｄｖ^＊｜より大きくなっている。なお、図３では、空間Ｃに含まれるキャリア信号Ｃａの３つの周期のうちの２つ目と、空間Ｄに含まれるキャリア信号Ｃａの３つの周期のうちの２つ目とにのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。

図１０を参照して説明したように、背景技術では空間ＩＩの全体にわたり、スイッチング素子Ｗｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｖｎをオン状態とする処理が行われていた。これに対し、制御装置１０は、空間Ｃ（背景技術による空間ＩＩの前半に相当）では背景技術と同様にスイッチング素子Ｗｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｖｎをオン状態とする一方、空間Ｄ（背景技術による空間ＩＩの後半に相当）ではその順序を逆にし、スイッチング素子Ｖｎをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Ｗｎをオン状態とする。制御装置１０がこのような処理を行うことにより、本実施の形態によれば、電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧の低減が実現される。以下、詳しく説明する。

制御装置１０は、まず空間Ｃにおいては、次の表２に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値を決定する。表２の内容は、上掲した表１と同一である。したがって、まず上アームについては、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。

一方、空間Ｄにおいては、制御装置１０は、次の表３に示す条件分岐によって各ＰＷＭ信号の値を決定する。これによれば、まず上アームについては、空間Ｃと同様、スイッチング素子Ｕｐがオンに固定され、スイッチング素子Ｖｐ，Ｗｎがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値｜ｄｕ^＊｜から絶対値｜ｄｗ^＊｜を減じてなる値｜ｄｕ^＊｜−｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｖｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｗｎがオフとなり、値｜ｄｕ^＊｜−｜ｄｗ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａ以上であればスイッチング素子Ｗｎがオン、スイッチング素子Ｕｎ，Ｖｎがオフとなり、絶対値｜ｄｕ^＊｜がキャリア信号Ｃａより小さければスイッチング素子Ｕｎがオン、スイッチング素子Ｖｎ，Ｗｎがオフとなる。

以上の制御の結果として、電圧Ｖｄｃは、図３に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Ｕｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃはゼロとなる。一方、スイッチング素子Ｗｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｗを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｗとなり、スイッチング素子Ｖｎがオンとなっている場合には、電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｕから交流電圧Ｖｖを減じてなる値Ｖｕ−Ｖｖとなる。

図３と図１０を比較すると理解されるように、本実施の形態によるＰＷＭ制御は、空間Ｃを経て空間Ｄ（背景技術による空間ＩＩの後半）に入ったときに、スイッチング素子Ｗｎ，Ｖｎのそれぞれをオンとする順序を入れ替えている点で、背景技術によるＰＷＭ制御と相違している。この違いの結果、本実施の形態による空間Ｄでは、電圧Ｖｄｃは、ゼロから上昇する際にまずＶｕ−Ｖｖだけ上昇し、次いでＶｕ−Ｖｗまで上昇することになる。Ｖｕ−Ｖｖは空間Ｄではそれほど大きな値とはならないので、図３に示すように、スパイク電圧Ｖｓｐ１もそれほど大きな値とはならない。また、Ｖｕ−Ｖｗまで上昇する際に発生するスパイク電圧Ｖｓｐ２についても、ゼロからではなくＶｕ−Ｖｖからの上昇となるため、それほど大きな値とはならない。したがって、本実施の形態によれば、空間Ｄにおいて電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧が低減されることになる。

ここまで空間Ｃ，Ｄに着目して説明したが、制御装置１０は、他の空間においても上記と同様の制御を行っている。以下、各空間において制御装置１０が行う制御について、一般化した説明を行う。以下の説明において登場する構成と、図１〜図３に示した本実施の形態との対応関係は、次の表４のとおりである。また、例えば「第１相にかかる第１の交流電圧」とは、第１相がＶ相である場合には電圧Ｖｖを意味する。

制御装置１０は、第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第２の交流電圧の絶対値が第３の交流電圧の絶対値より大きい場合（すなわち、空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋ）、第１のスイッチング素子をオン状態とし、第２及び第３のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第３の交流電圧と同期する第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとし、第３の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の交流電圧と同期する第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さければ第４のスイッチング素子をオン、第５及び第６のスイッチング素子をオフとするよう構成される。

また、制御装置１０は、第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第３の交流電圧の絶対値が第２の交流電圧の絶対値より大きい場合（すなわち、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌ）、第１のスイッチング素子をオン状態とし、第２及び第３のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第１の交流電圧と同期する第１の指令値の絶対値から第３の交流電圧と同期する第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さければ第４のスイッチング素子をオン、第５及び第６のスイッチング素子をオフとするよう構成される。

このように、制御装置１０は、空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋと、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌとで異なる処理により、各スイッチング素子のオンオフ制御を行っている。その結果、本実施の形態では、スナバ回路を利用していないにも関わらず、図２に示すように、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいて電圧Ｖｄｃに現れるスパイク電圧の低減が実現される。

以上説明したように、本実施の形態による制御装置１０及びＰＷＭ制御によれば、電流形電力変換装置１１で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減することが可能になる。別の言い方をすれば、本実施の形態による制御装置１０及びＰＷＭ制御によれば、背景技術における各空間の後半に相当する空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいても、前半に相当する空間Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ，Ｉ，Ｋと同様に、キャリア信号Ｃａの一周期に生ずるスパイク電圧が２つ（スパイク電圧Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２）に分散されている。したがって、スパイク電圧Ｖｓｐ１の大きさを低減することが実現されている。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記実施の形態による制御装置１０は、空間Ｂ，Ｄ，Ｆ，Ｈ，Ｊ，Ｌにおいて、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第１の指令値の絶対値から第３の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとしたが、第２の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第５のスイッチング素子をオン、第４及び第６のスイッチング素子をオフとし、第２の指令値の絶対値がキャリア信号Ｃａより小さく、かつ、第１の交流電圧の絶対値がキャリア信号Ｃａ以上であれば第６のスイッチング素子をオン、第４及び第５のスイッチング素子をオフとするように制御装置１０を構成することも可能である。この場合、例えば空間Ｄを例に取ると、制御装置１０は、前述した表３に代え、次の表５によりＰＷＭ制御を行うこととなる。

また、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎの具体的な構成は、図１に示したものに限定されない。例えば、図４に示すように、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは何らかのスイッチング素子であればよい。また、スイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎと、対応するダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄとは直列に接続されていればよく、例えば図５に示すように、スイッチング素子とダイオードの位置関係が図１とは逆になっていてもよい。さらに、ダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄを使わず、逆阻止機能を有するスイッチング素子Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのみを利用することも可能である。この場合、図６に示す例のように、素子としてのダイオードＵｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄは回路図に現れないことになる。

また、上記実施の形態による制御装置１０は、各指令値の絶対値とキャリア信号Ｃａとの比較を行う際、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行っていたが、例えばキャリア信号Ｃａの立ち上がり時点で各指令値の絶対値をホールドしておき、ホールドした値とキャリア信号Ｃａとを比較するようにしてもよい。実際のキャリア信号Ｃａは、上述したように三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号であるため、各指令値の絶対値は、キャリア信号Ｃａの一周期の間に変動しないとみなすことができる。したがって、上記のように、ホールドした各指令値の絶対値とキャリア信号Ｃａとを比較することとしても、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行う場合と同様の効果を得ることが可能である。

また、図１や図４〜図６に示した電流形電力変換装置１１にはスナバ回路Ｓを設けていないが、本発明を適用した制御装置１０を用いる場合であっても、電流形電力変換装置１１に図７と同様のスナバ回路Ｓを設けても構わない。その場合、本発明ではスナバ回路Ｓによらずにスパイク電圧が低減されているので、スナバ回路Ｓを構成するキャパシタ及び抵抗素子として、背景技術によるスナバ回路Ｓよりも小さなものを用いることができる。したがって、背景技術に比べ、装置体積を小さくし、回路全体の損失を低減することが可能になる。

１０ 制御装置
１１ 電流形電力変換装置
１２ 系統電源
１３ 負荷
ＡＣＬ 交流リアクトル
Ｃ 入力キャパシタ
Ｃａ キャリア信号
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｌｐ 寄生インダクタンス
Ｐ，Ｎ，Ｕ，Ｖ，Ｗ 端子
Ｎｐ，Ｎｎ 直流側ノード
Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ 交流側ノード
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ ＰＷＭ信号
Ｕｐｄ，Ｖｐｄ，Ｗｐｄ，Ｕｎｄ，Ｖｎｄ，Ｗｎｄ ダイオード
Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎ スイッチング素子
Ｖｄｃ 直流側ノードＮｐ，Ｎｎ間の電位差
Ｖｓｐ１，Ｖｓｐ２ スパイク電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 交流電圧
ｄｕ^＊，ｄｖ^＊，ｄｗ^＊ 指令値
｜ｄｕ^＊｜，｜ｄｖ^＊｜，｜ｄｗ^＊｜ 指令値の絶対値

Claims (4)

1. 三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、
   第１及び第２の直流側ノードと、
   それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、
   前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１乃至第３の交流電圧にそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値のうちの少なくとも２つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第４乃至第６のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
   前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、
   前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とする
   ことを特徴とする制御装置。
2. 前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第３の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第３の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とし、
   前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第２の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第５のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値から前記第３の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第２の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第６のスイッチング素子を、前記第１の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第４のスイッチング素子をそれぞれオン状態とする
   ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記電流形電力変換装置は、
   前記第１乃至第６のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第１乃至第６のダイオードと、
   一端が前記第１の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備える
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 三相交流の第１相乃至第３相にそれぞれ対応する第１乃至第３の交流側ノードと、
   第１及び第２の直流側ノードと、
   それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第１の直流側ノードとの間に接続される第１乃至第３のスイッチング素子と、
   それぞれ前記第１乃至第３の交流側ノードと前記第２の直流側ノードとの間に接続される第４乃至第６のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、
   前記第１相にかかる第１の交流電圧の絶対値が前記第２相にかかる第２の交流電圧の絶対値及び前記第３相にかかる第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第１乃至第３の交流電圧にそれぞれ同期する第１乃至第３の指令値のうちの少なくとも２つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第４乃至第６のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
   前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第２の交流電圧の絶対値が前記第３の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第６のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第５のスイッチング素子をオン状態とし、
   前記第１の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値及び前記第３の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第３の交流電圧の絶対値が前記第２の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第５のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第６のスイッチング素子をオン状態とする
   ことを特徴とする制御方法。

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