JP6552388B2 - Control apparatus and control method of current source power converter - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 29
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 5
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 4
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法に関し、特に、パルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)制御により電流形電力変換装置を制御する制御装置及び制御方法に関する。 The present invention relates to a control device and control method for a current source power conversion device, and more particularly to a control device and control method for controlling a current source power conversion device by pulse width modulation (PWM) control.
ブリッジ回路を利用して三相交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置においては、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子に対して、三相交流電力に同期する指令値と所定のキャリア信号(周期信号)とに基づいて生成されるPWM信号が供給される。各スイッチング素子がこのPWM信号に応じて高速でオンオフを繰り返すことの結果として、三相交流電力から直流電力の生成(力行)、又は、直流電力から三相交流電力の生成(回生)が行われる。 There is known a power converter that mutually converts three-phase AC power and DC power using a bridge circuit. In this type of power conversion device, a PWM signal generated based on a command value synchronized with three-phase AC power and a predetermined carrier signal (periodic signal) for a plurality of switching elements forming a bridge circuit is used. Supplied. As a result of each switching element repeatedly turning on and off at a high speed according to the PWM signal, generation of DC power from three-phase AC power (powering) or generation of three-phase AC power from DC power (regeneration) is performed .
特許文献1及び非特許文献1には、上記電力変換装置のうち電流形と呼ばれるタイプのものが記載されている。電流形の電力変換装置は、直流側にインダクタを設けることで、直流側に流れる電流が一定時間内に一定となるように構成したもので、定電流源として動作する。特徴としては、直流側電流の方向を変えることなく力行と回生の両方を可能にした点が挙げられ、エレベータなど比較的大型の装置で使用されることが多くなっている。これに対し、直流側にインダクタではなくコンデンサを有する電圧形の電力変換装置も知られている。 Patent Document 1 and Non-Patent Document 1 describe types of the power conversion devices referred to as current type. The power conversion device of the current type is configured such that the current flowing to the direct current side becomes constant within a predetermined time by providing the inductor on the direct current side, and operates as a constant current source. As a feature, it is possible to perform both power running and regeneration without changing the direction of the direct current, and it is often used in a relatively large apparatus such as an elevator. On the other hand, a voltage-type power converter having a capacitor instead of an inductor on the DC side is also known.
ところで、電力変換装置には、寄生インダクタンスが不可避的に生ずる。この寄生インダクタンスはスイッチング時にスパイク電圧が発生する原因となるが、こうして発生するスパイク電圧は電流の変化率が大きいほど大きくなるため、近年の電力変換装置の高速化に伴い、より大きなスパイク電圧が発生するようになっている。スパイク電圧が大きくなりすぎるとスイッチング素子を破壊するおそれが出てくるため、スパイク電圧の低減が課題となっている。 By the way, parasitic inductance inevitably occurs in the power converter. This parasitic inductance causes spike voltage generation during switching, but the spike voltage generated in this way becomes larger as the rate of change of current increases, so a larger spike voltage is generated as the speed of the power conversion device in recent years increases. It is supposed to be. If the spike voltage becomes too large, the switching element may be destroyed, so the reduction of the spike voltage is an issue.
ここで、スパイク電圧を減らす技術のひとつに、キャパシタと抵抗素子を直列に接続してなるスナバ回路を用いるものがある。スナバ回路を用いればスパイク電圧を低減することが可能となるが、一方でスナバ回路は、装置体積の増大や回路全体の損失の増大といった別の問題の原因となる。以下、この点について詳しく説明する。 Here, one technique for reducing the spike voltage is to use a snubber circuit in which a capacitor and a resistance element are connected in series. While using a snubber circuit makes it possible to reduce the spike voltage, the snubber circuit causes another problem such as an increase in device volume and an increase in loss of the entire circuit. Hereinafter, this point will be described in detail.
図7は、背景技術による電流形の電力変換装置101の構成例を示す図である。同図に示すように、電力変換装置101は、6つのスイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wn、6つのダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wnd、3つのインダクタからなる交流リアクトルACL、3つのキャパシタからなる入力キャパシタC、1つのインダクタからなる直流リアクトルDCL、及び、12個のスナバ回路Sのそれぞれが、3相交流電源に接続される端子U,V,Wと、直流電力が取り出される端子P,Nとの間に、図示するように接続された構成を有している。
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a current-type
スイッチング素子Up,Vp,Wp及びダイオードUpd,Vpd,Wpdは電力変換装置101の上アーム(直流電力のプラス側)を構成し、スイッチング素子Un,Vn,Wn及びダイオードUnd,Vnd,Wndは、電力変換装置101の下アーム(直流電力のマイナス側)を構成する。スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnそれぞれのスイッチングは、図示しない制御回路からそれぞれのゲートに供給されるPWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnによって制御される。ダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wndはそれぞれスイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnと直列に接続されており、電流の逆流を防止する役割を果たす。
The switching elements Up, Vp, Wp and the diodes Upd, Vpd, Wpd constitute the upper arm (plus side of DC power) of the
スナバ回路Sは、回路に生ずる過渡的な高電圧を吸収する機能を有している。したがって、上述したスパイク電圧も吸収するので、スナバ回路Sを有する電力変換装置101においては、スナバ回路Sを設けない場合に比べてスパイク電圧が低減されることになる。
The snubber circuit S has a function of absorbing a transient high voltage generated in the circuit. Therefore, since the spike voltage described above is also absorbed, in the
しかしながら、図7にも示されるように、スパイク電圧を低減するためには、非常に多くのスナバ回路Sが必要となる。したがって、スナバ回路Sを設けることにより、装置全体の体積が大きくなってしまう。また、スナバ回路Sは抵抗素子を含むことから、スナバ回路Sを設けることにより、回路全体の損失が大きくなってしまうという問題も発生する。 However, as also shown in FIG. 7, a very large number of snubber circuits S are required to reduce the spike voltage. Accordingly, the provision of the snubber circuit S increases the volume of the entire device. In addition, since the snubber circuit S includes a resistive element, the provision of the snubber circuit S causes a problem that the loss of the entire circuit is increased.
したがって、本発明の目的のひとつは、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減できる電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法を提供することにある。 Therefore, an object of the present invention is to provide a control device and control method of a current source power converter capable of reducing the spike voltage generated in the current source power converter without using a snubber circuit.
上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第1相乃至第3相にそれぞれ対応する第1乃至第3の交流側ノードと、第1及び第2の直流側ノードと、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、前記第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が前記第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び前記第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第2の交流電圧の絶対値が前記第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第6のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第5のスイッチング素子をオン状態とし、前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第5のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第6のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a control device of a current source power converter according to the present invention comprises first to third alternating current side nodes respectively corresponding to first to third phases of three-phase alternating current, Two DC-side nodes, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. A control device for a current source power converter including: fourth to sixth switching elements connected between the alternating current side node and the second direct current side node, the first phase related to the first phase The absolute value of the second AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, and the absolute value of the second AC voltage. Is larger than the absolute value of the third AC voltage, the sixth After the switching element is turned on, the fifth switching element is turned on, and the absolute value of the first alternating voltage is the absolute value of the second alternating voltage and the absolute value of the third alternating voltage. And when the absolute value of the third AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage, the sixth switching element is turned on after the fifth switching element is turned on. It is characterized by being in a state.
また、上記目的を達成するための本発明による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第1相乃至第3相にそれぞれ対応する第1乃至第3の交流側ノードと、第1及び第2の直流側ノードと、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、前記第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が前記第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び前記第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第2の交流電圧の絶対値が前記第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第6のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第5のスイッチング素子をオン状態とし、前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第5のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第6のスイッチング素子をオン状態とすることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a control method of a current source power converter according to the present invention includes first to third AC-side nodes corresponding to first to third phases of a three-phase AC, respectively, And the second DC side nodes, the first to third switching elements connected between the first to third AC side nodes and the first DC side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. A control method of a current source power converter including a fourth to sixth switching elements connected between a third AC side node and the second DC side node, the method being applied to the first phase. The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, and the second AC voltage If the absolute value is greater than the absolute value of the third AC voltage, After the sixth switching element is turned on, the fifth switching element is turned on, and the absolute value of the first alternating voltage is the absolute value of the second alternating voltage and the third alternating voltage. And when the absolute value of the third AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage, the sixth switching element is turned on after the fifth switching element is turned on. It is characterized in that the element is turned on.
本発明によれば、第1及び第2の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.
上記制御装置において、前記第1乃至第3の交流電圧とそれぞれ同期する第1乃至第3の指令値を生成し、前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第2の交流電圧の絶対値が前記第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第1のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第3の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号以上であれば前記第6のスイッチング素子を、前記第3の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第5のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第4のスイッチング素子をそれぞれオン状態とし、前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第1のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第5のスイッチング素子を、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第6のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第4のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることとしてもよい。これによれば、好適に第1乃至第6のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。 In the control device, first to third command values that are respectively synchronized with the first to third AC voltages are generated, and an absolute value of the first AC voltage is an absolute value of the second AC voltage and When the absolute value of the third AC voltage is larger than the absolute value of the third AC voltage, the first switching element is turned on. If the absolute value of the third command value is greater than or equal to the carrier signal that is a periodic signal, the sixth switching element is configured such that the absolute value of the third command value is smaller than the carrier signal and the first If the absolute value of the command value is greater than or equal to the carrier signal, the fifth switching element is turned on, and if the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal, the fourth switching element is turned on. The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is equal to the second AC voltage. If larger than the absolute value, the first switching element is turned on, and the absolute value of the third command value is subtracted from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. Is equal to or greater than the carrier signal, the fifth switching element is subtracted from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value, and the absolute value of the third command value is subtracted. Is smaller than the carrier signal, and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the sixth switching element, and the absolute value of the first command value is the carrier signal If it is smaller, the fourth switch Element may be used as to respectively turned on. According to this, it is possible to suitably control the first to sixth switching elements.
上記制御装置においてさらに、前記キャリア信号は鋸波であることとしてもよい。これによれば、鋸波であるキャリア信号に基づいて、好適に第1乃至第6のスイッチング素子の制御を行うことが可能になる。 In the control apparatus, the carrier signal may be a sawtooth wave. According to this, it is possible to preferably control the first to sixth switching elements based on the carrier signal which is a sawtooth wave.
上記各制御装置に関して、前記電流形電力変換装置は、前記電流形電力変換装置は、前記第1乃至第6のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第1乃至第6のダイオードと、一端が前記第1の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備えることとしてもよい。 With regard to each of the above control devices, the current source power conversion device includes the first to sixth diodes connected in series with the first to sixth switching elements, respectively, and one end of the current source power conversion device. It is good also as providing the reactor connected to the 1st DC side node.
また、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御装置は、三相交流の第1相乃至第3相にそれぞれ対応する第1乃至第3の交流側ノードと、第1及び第2の直流側ノードと、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備え、前記第1のスイッチング素子の一端と前記第4のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第2のスイッチング素子の一端と前記第5のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第3のスイッチング素子の一端と前記第6のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御装置であって、それぞれ前記第1相乃至第3相にかかる前記第1乃至第3の交流電圧とそれぞれ同期する第1乃至第3の指令値を生成し、前記第1のスイッチング素子をオン状態、前記第2及び第3のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第5のスイッチング素子を、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第6のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第4のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。 According to another aspect of the present invention, there is provided a control device for a current source power conversion device including first to third AC side nodes respectively corresponding to first to third phases of a three-phase AC, first and third phases. Two DC-side nodes, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively, and the first to third switching elements, respectively. 4th to 6th switching elements connected between the AC side node and the second DC side node, and one end of the first switching element and one end of the fourth switching element are They are mutually connected, one end of the second switching element and one end of the fifth switching element are mutually connected, and one end of the third switching element and one end of the sixth switching element are mutually connected Connected current source A control device of a conversion device, which generates first to third command values respectively synchronized with the first to third AC voltages applied to the first to third phases, respectively, and the first switching The element is turned on, the second and third switching elements are turned off, and the absolute value of the third command value is calculated from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. Is the absolute value of the second command value or the absolute value of the third command value from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value When the absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the absolute value of the first command value is If smaller than the carrier signal Characterized by fourth switching elements respectively turned on.
同様に、本発明の他の一側面による電流形電力変換装置の制御方法は、三相交流の第1相乃至第3相にそれぞれ対応する第1乃至第3の交流側ノードと、第1及び第2の直流側ノードと、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備え、前記第1のスイッチング素子の一端と前記第4のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第2のスイッチング素子の一端と前記第5のスイッチング素子の一端とは相互に接続され、前記第3のスイッチング素子の一端と前記第6のスイッチング素子の一端とは相互に接続される電流形電力変換装置の制御方法であって、それぞれ前記第1相乃至第3相にかかる前記第1乃至第3の交流電圧とそれぞれ同期する第1乃至第3の指令値を生成し、前記第1のスイッチング素子をオン状態、前記第2及び第3のスイッチング素子をオフ状態とするとともに、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号以上であれば前記第5のスイッチング素子を、前記第2の指令値の絶対値又は前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第6のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第4のスイッチング素子をそれぞれオン状態とすることを特徴とする。 Similarly, a control method for a current source power converter according to another aspect of the present invention includes first to third AC-side nodes corresponding to first to third phases of three-phase AC, respectively, A second DC-side node, first to third switching elements connected between the first to third AC-side nodes and the first DC-side node, respectively; 4 to 6 switching elements connected between three AC side nodes and the second DC side node, and one end of the first switching element and one end of the fourth switching element, Are mutually connected, one end of the second switching element and one end of the fifth switching element are mutually connected, and one end of the third switching element and one end of the sixth switching element are mutually connected Current type connected to A control method for a force converter, wherein first to third command values are generated that are respectively synchronized with the first to third AC voltages applied to the first to third phases, respectively, and the first to third command values are generated. The switching element is turned on, the second and third switching elements are turned off, and the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value is absolute of the third command value. If the value obtained by subtracting the value is equal to or more than the carrier signal, the fifth switching element is selected from the absolute value of the second command value or the absolute value of the first command value. If the value obtained by subtracting the value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the absolute value of the first command value is set to the sixth switching element. Previous if smaller than the carrier signal Characterized by a fourth, respectively turning on the switching element.
本発明の他の一側面によっても、第1及び第2の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。 According to another aspect of the present invention, it is also possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.
本発明によれば、第1及び第2の直流側ノードの間に現れる電圧の急激な上昇を抑制することができる。したがって、電流形電力変換装置で生ずるスパイク電圧を、スナバ回路によらずに低減することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to suppress a sharp rise in voltage appearing between the first and second DC side nodes. Therefore, it is possible to reduce the spike voltage generated in the current source power converter without using the snubber circuit.
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。以下では、初めに本発明の背景技術によるPWM制御とその課題について説明した後、本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the following, first, PWM control according to the background art of the present invention and its problems will be described, and then an embodiment of the present invention will be described.
図9は、本発明の背景技術によるPWM制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。このPWM制御は、図8に示した電流形電力変換装置101に対して実行されるものである。なお、図8に示した電流形電力変換装置101は、図7に示した電流形電力変換装置101からスナバ回路Sを除去したものとなっている。また、図9に示した波形は基本的にシミュレーション結果を示すものであるが、電圧Vdcに限りイメージ図となっている。この点は、後述する図10、図2、図3でも同様である。
FIG. 9 is a signal waveform diagram showing waveforms of signals related to PWM control according to the background art of the present invention. This PWM control is executed for the current
図9に示す交流電圧Vu,Vv,Vwはそれぞれ図8に示した端子U,V,Wに現れる電圧であり、三相交流を構成している。また、指令値du*,dv*,dw*は、交流電圧Vu,Vv,Vwと同じ位相を有する三相変調波指令値である。電流形電力変換装置101においては、これら指令値du*,dv*,dw*を操作することにより、直流側と交流側の間での電力授受が制御される。図9には、指令値du*,dv*,dw*それぞれの絶対値を図示している。
AC voltages Vu, Vv, and Vw shown in FIG. 9 are voltages that appear at terminals U, V, and W shown in FIG. 8, respectively, and constitute a three-phase AC. The command values du * , dv * and dw * are three-phase modulation wave command values having the same phase as the AC voltages Vu, Vv and Vw. In the current
キャリア信号Caは、スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnのオンオフ制御の周波数と同じ周波数を有する周期信号である。図9では、図示の都合でキャリア信号Caの周波数を三相交流の周波数の36倍としているが、実際のキャリア信号Caは、三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号となる。キャリア信号Caはいわゆる鋸波であり、その値は、各周期の始点で所定の最小値、終点で所定の最大値となり、その間を一定の上昇率で直線状に上昇するように変化する。なお、キャリア信号Caを三角波によって構成することも可能である。これらの点は、後述する図2及び図3に示すキャリア信号Caでも同様である。 The carrier signal Ca is a periodic signal having the same frequency as the on / off control frequency of the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn. In FIG. 9, for convenience of illustration, the frequency of the carrier signal Ca is set to 36 times the frequency of the three-phase AC, but the actual carrier signal Ca has a frequency that is several tens to several thousand times the frequency of the three-phase AC. It becomes a high frequency signal. The carrier signal Ca is a so-called sawtooth wave, and its value becomes a predetermined minimum value at the start point of each cycle, a predetermined maximum value at the end point, and changes so as to linearly increase at a constant rate during that period. The carrier signal Ca can also be configured by a triangular wave. These points also apply to the carrier signal Ca shown in FIGS. 2 and 3 described later.
電圧Vdcは、直流リアクトルDCLの一端(両端のうち端子Pに接続されない方の端部)と、端子Nとの間に現れる電圧である。電流形電力変換装置101の用途が三相交流電力を直流電力に変換することにある場合、電圧Vdcは電流形電力変換装置101の出力電圧となる。
The voltage Vdc is a voltage that appears between one end (the end not connected to the terminal P of the two ends) of the direct current reactor DCL and the terminal N. When the application of the current source
上記三相交流の一周期は、交流電圧Vu,Vv,Vwの位相に応じて、図9に示すように6つの空間I〜VIに分けることができる。具体的には、交流電圧Vuの位相が0°以上60°未満である領域を空間I、60°以上120°未満である領域を空間II、120°以上180°未満である領域を空間III、180°以上240°未満である領域を空間IV、240°以上300°未満である領域を空間V、300°以上360°未満である領域を空間VIと定義する。PWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間IIを取り上げて説明する。 One cycle of the three-phase alternating current can be divided into six spaces I to VI as shown in FIG. 9 according to the phases of the alternating voltages Vu, Vv and Vw. Specifically, a region where the phase of the AC voltage Vu is 0 ° or more and less than 60 ° is space I, a region which is 60 ° or more and less than 120 ° is space II, a region which is 120 ° or more and less than 180 ° is space III, A region of 180 ° or more and less than 240 ° is defined as space IV, a region of 240 ° or more and less than 300 ° is defined as space V, and a region of 300 ° or more and less than 360 ° is defined as space VI. The PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn are generated by different processing for each space defined in this way. Hereinafter, the space II will be described as an example.
図10は、図9から空間IIにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。空間IIでは、指令値du*の絶対値|du*|が指令値dv*の絶対値|dv*|及び指令値dw*の絶対値|dw*|より大きくなっている。なお、同図では、空間IIに含まれるキャリア信号Caの6つの周期のうち2つ目と5つ目にのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。 FIG. 10 is a signal waveform diagram shown by extracting a portion related to the space II from FIG. In space II, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | becomes larger. In the figure, only the second and fifth of the six periods of the carrier signal Ca included in the space II are provided with explanatory symbols, but the same applies to other periods.
背景技術によれば、空間IIにおいては、次の表1に示す条件分岐によって各PWM信号の値が決定される。表中、「H」は各PWM信号の値がハイであることを示し、「L」は各PWM信号の値がローであることを示す。スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnはそれぞれ、ゲートに供給されるPWM信号の値がハイである場合にオンとなり、ローである場合にオフとなる。この点は、後述する電流形電力変換装置11についても同様である。
According to the background art, in space II, the value of each PWM signal is determined by the conditional branch shown in Table 1 below. In the table, "H" indicates that the value of each PWM signal is high, and "L" indicates that the value of each PWM signal is low. The switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are turned on when the value of the PWM signal supplied to the gate is high, and turned off when the value is low. This also applies to the current
表1に示す各PWM信号の値によれば、まず上アームについては、スイッチング素子Upがオンに固定され、スイッチング素子Vp,Wnがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値|dw*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Wnがオン、スイッチング素子Un,Vnがオフとなり、絶対値|dw*|がキャリア信号Caより小さく、かつ、絶対値|du*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Vnがオン、スイッチング素子Un,Wnがオフとなり、絶対値|du*|がキャリア信号Caより小さければスイッチング素子Unがオン、スイッチング素子Vn,Wnがオフとなる。 According to the value of each PWM signal shown in Table 1, for the upper arm, first, the switching element Up is fixed on, and the switching elements Vp, Wn are fixed off. On the other hand, for the lower arm, if the absolute value | dw * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Wn is turned on, the switching elements Un and Vn are turned off, and the absolute value | dw * | If the absolute value | du * | is greater than or equal to the carrier signal Ca, the switching element Vn is turned on and the switching elements Un and Wn are turned off. If the absolute value | du * | is smaller than the carrier signal Ca, the switching element Un is turned on and switched. The elements Vn and Wn are turned off.
以上の制御の結果として、電圧Vdcは、図10に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Unがオンとなっている場合には、電圧Vdcはゼロとなる。一方、スイッチング素子Wnがオンとなっている場合には、電圧Vdcは交流電圧Vuから交流電圧Vwを減じてなる値Vu−Vwとなり、スイッチング素子Vnがオンとなっている場合には、電圧Vdcは交流電圧Vuから交流電圧Vvを減じてなる値Vu−Vvとなる。 As a result of the above control, the voltage Vdc shows a change as shown in FIG. That is, first, when the switching element Un is turned on, the voltage Vdc becomes zero. On the other hand, when switching element Wn is on, voltage Vdc becomes a value Vu−Vw obtained by subtracting AC voltage Vw from AC voltage Vu, and when switching element Vn is on, voltage Vdc is Vdc. Becomes a value Vu−Vv obtained by subtracting the AC voltage Vv from the AC voltage Vu.
表1及び図10からも明らかなように、上記制御によれば、スイッチング素子Wnは、スイッチング素子Unがオン状態となった後に続けてオン状態となる。その結果、スイッチング素子Wnがオンとなるタイミング(すなわち、キャリア信号Caの各周期の始期)でU相とW相の間に電圧Vdc(Vu−Vw)がかかり、U相下アームの電流が減少し、V相下アームの電流が増大する。この間、電流の変化率が大きくなることと、電流形電力変換装置101内の交流側寄生インダクタンスとの影響により、図示したようなスパイク電圧Vsp1が発生する。電流の変化率は電圧Vdcの変化(=Vu−Vw)が大きいほど大きくなるので、スパイク電圧Vsp1も値Vu−Vwが大きいほど大きくなる。値Vu−Vwは空間IIの終期に近づくにつれて大きくなるため、図10にも示すように、スパイク電圧Vsp1も大きくなる。そして、特に空間IIの後半では、スパイク電圧Vsp1の大きさが、回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。
As apparent from Table 1 and FIG. 10, according to the above control, the switching element Wn is continuously turned on after the switching element Un is turned on. As a result, voltage Vdc (Vu-Vw) is applied between the U phase and the W phase at the timing when the switching element Wn is turned on (that is, at the beginning of each cycle of the carrier signal Ca), and the current of the U phase lower arm decreases And the current in the V-phase lower arm increases. During this time, the spike voltage Vsp1 as shown in the figure is generated due to the influence of the current change rate and the AC side parasitic inductance in the current
そこで背景技術では、スパイク電圧Vsp1を低減するため、図7に示したようにスナバ回路Sが利用される。上述したようにスナバ回路Sは過渡的な高電圧を吸収する性質を有するので、スナバ回路Sを設けることにより、図10の例に比べてスパイク電圧Vsp1を低減することが可能になる。一方で、このようにスナバ回路Sを設けると電流形電力変換装置101の体積増大や回路全体の損失の増大といった別の問題が発生するという点は、上述したとおりである。
Therefore, in the background art, in order to reduce the spike voltage Vsp1, a snubber circuit S is used as shown in FIG. As described above, since the snubber circuit S has the property of absorbing a transient high voltage, the provision of the snubber circuit S makes it possible to reduce the spike voltage Vsp1 compared to the example of FIG. On the other hand, as described above, provision of the snubber circuit S in this manner causes another problem such as an increase in the volume of the current
なお、上記制御によれば、少なくとも空間IIの前半では、スイッチング素子Vnがオンとなるタイミングでも電圧Vdcが急上昇する。そのため、図10にも示すように、このタイミングでもスパイク電圧Vsp2が発生する。しかしながら、この場合の電圧Vdcの上昇幅はさほど大きくないため、スパイク電圧Vsp2もそれほど大きくはならない。 Note that according to the above control, at least in the first half of the space II, the voltage Vdc rapidly rises also at the timing when the switching element Vn is turned on. Therefore, as also shown in FIG. 10, the spike voltage Vsp2 is generated also at this timing. However, since the rise width of the voltage Vdc in this case is not so large, the spike voltage Vsp2 also does not become so large.
以上、空間IIに着目したが、図9に示すように、他の空間でも同様にスパイク電圧Vsp1,Vsp2が発生し、特に各空間の後半において、スパイク電圧Vsp1が回路内の半導体素子に悪影響を及ぼすレベルに達する可能性がある。本発明によるPWM制御は、このような性質を有するスパイク電圧Vsp1の低減を、スナバ回路Sによらずに実現するものである。以下、本発明の実施の形態について、詳しく説明する。 As mentioned above, although attention was paid to the space II, as shown in FIG. 9, spike voltages Vsp1 and Vsp2 are similarly generated in other spaces, and in the latter half of each space, the spike voltage Vsp1 adversely affects semiconductor elements in the circuit. There is a possibility of reaching the impact level. The PWM control according to the present invention realizes reduction of the spike voltage Vsp1 having such a property without using the snubber circuit S. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
図1は、本実施の形態による電流形電力変換装置11及びその制御装置10を示す図である。
FIG. 1 is a diagram showing a current source
電流形電力変換装置11は、図1に示すように、6つのスイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wn、6つのダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wnd、3つのインダクタからなる交流リアクトルACL、3つのキャパシタからなる入力キャパシタC、1つのインダクタからなる直流リアクトルDCL、及び、5つの端子U,V,W,P,Nを有して構成される。電流形電力変換装置11は、三相交流電力を直流電力に変換する用途(力行)、直流電力を三相交流電力に変換する用途(回生)のいずれでも利用可能である。
As shown in FIG. 1, the current source
スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor)又はMOSトランジスタによって構成される。図1では、スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnのそれぞれと並列に接続されたダイオードを図示しているが、これは構造上生ずるダイオードである。 The switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are each formed of an insulated gate bipolar transistor (IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOS transistor. In FIG. 1, the diodes connected in parallel with the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, and Wn are illustrated, but these are diodes that occur structurally.
スイッチング素子Upの一端は電流形電力変換装置11内に設けられる交流側ノードNuに接続され、他端はダイオードUpdのアノードに接続される。また、スイッチング素子Vpの一端は電流形電力変換装置11内に設けられる交流側ノードNvに接続され、他端はダイオードVpdのアノードに接続される。さらに、スイッチング素子Wpの一端は電流形電力変換装置11内に設けられる交流側ノードNwに接続され、他端はダイオードWpdのアノードに接続される。ダイオードUpd,Vpd,Wpdそれぞれのカソードは、電流形電力変換装置11内に設けられる直流側ノードNpに共通に接続される。直流側ノードNpは、直流リアクトルDCLを介して端子Pに接続される。
One end of the switching element Up is connected to an AC side node Nu provided in the current source
同様に、スイッチング素子Unの一端は交流側ノードNuに接続され、他端はダイオードUndのカソードに接続される。また、スイッチング素子Vnの一端は交流側ノードNvに接続され、他端はダイオードVndのカソードに接続される。さらに、スイッチング素子Wnの一端は交流側ノードNwに接続され、他端はダイオードWndのカソードに接続される。ダイオードUnd,Vnd,Wndそれぞれのアノードは、電流形電力変換装置11内に設けられる直流側ノードNnに共通に接続される。直流側ノードNnは、端子Nに直接接続される。
Similarly, one end of the switching element Un is connected to the AC side node Nu, and the other end is connected to the cathode of the diode Und. Further, one end of the switching element Vn is connected to the AC node Nv, and the other end is connected to the cathode of the diode Vnd. Furthermore, one end of the switching element Wn is connected to the AC node Nw, and the other end is connected to the cathode of the diode Wnd. The anodes of the diodes Und, Vnd, and Wnd are commonly connected to a DC side node Nn provided in the current source
交流リアクトルACLを構成する3つのインダクタは、一端が端子Uに接続され、他端がノードNuに接続されるインダクタと、一端が端子Vに接続され、他端がノードNvに接続されるインダクタと、一端が端子Wに接続され、他端がノードNwに接続されるインダクタとによって構成される。また、入力キャパシタCを構成する3つのキャパシタはデルタ結線されており、その3つの接続点はそれぞれノードNu,Nv,Nwに接続される。なお、図1には、入力キャパシタCとノードNu,Nv,Nwの間にインダクタンスLpを図示しているが、これは電流形電力変換装置11内の寄生インダクタンスを模式的に図示したものであって、この位置に素子としてのインダクタを挿入しているわけではない。交流リアクトルACL及び入力キャパシタCは、ACフィルタを構成する。
The three inductors constituting the AC reactor ACL have one end connected to the terminal U and the other end connected to the node Nu, the other end connected to the terminal V, and the other end connected to the node Nv And an inductor whose one end is connected to the terminal W and whose other end is connected to the node Nw. The three capacitors forming the input capacitor C are delta-connected, and the three connection points are respectively connected to the nodes Nu, Nv and Nw. In FIG. 1, an inductance Lp is illustrated between the input capacitor C and the nodes Nu, Nv, and Nw, which schematically illustrates a parasitic inductance in the current source
端子U,V,Wには、系統電源12から、それぞれ三相交流のU相、V相、W相が供給される。図1に示した交流電圧Vu,Vv,Vwはそれぞれ、U相、V相、W相に対応する電圧を示している。一方、端子P,Nの間には負荷13が接続される。電流形電力変換装置11の力行時の出力電圧Vdcは、直流側ノードNp,Nn間の電位差によって表される。
The U-phase, V-phase, and W-phase of three-phase alternating current are supplied from the
なお、ここでは端子U,V,Wに系統電源12が接続されることとしているが、例えば三相誘導モーターのような電源でない負荷を接続することも可能である。この場合の負荷13は直流電源となり、電流形電力変換装置11は、負荷13から供給される直流電力を三相交流電力に変換して交流側の負荷(三相誘導モーターなど)に供給する役割を果たす。
Here, although it is supposed that the
制御装置10は、交流電圧Vu,Vv,Vwと同期するPWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnを生成し、それぞれをスイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnのゲートに供給することにより、電流形電力変換装置11のPWM制御を行う装置である。より具体的に説明すると、制御装置10は、まず端子U,V,Wに系統電源12が接続されている場合には、系統電源12から供給される交流電圧Vu,Vv,Vwの少なくとも一部に基づき、これらと同期するように上述した指令値du*,dv*,dw*を生成する。一方、端子U,V,Wに電源でない負荷が接続されている場合には、制御装置10は、内蔵する第1のクロック回路(図示せず)が生成するクロック信号に同期するように、上述した指令値du*,dv*,dw*を生成する。なお、制御装置10は、指令値du*,dv*,dw*の振幅を適宜制御することにより、出力の調整及び力行と回生の切り替えを行う機能も有している。また、制御装置10は、内蔵する第2のクロック回路(図示せず)が生成するクロック信号に同期するように、キャリア信号Caを生成する。そして制御装置10は、こうして生成した指令値du*,dv*,dw*及びキャリア信号Caに基づいて、PWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnを生成するよう構成される。以下、このPWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnの生成について、詳しく説明する。
図2は、本実施の形態によるPWM制御に関する信号の波形を示す信号波形図である。同図に示すように、交流電圧Vu,Vv,Vw、指令値du*,dv*,dw*、及びキャリア信号Caの波形は、図9に示した背景技術のものと同一である。 FIG. 2 is a signal waveform diagram showing waveforms of signals related to PWM control according to the present embodiment. As shown in the figure, the waveforms of the AC voltages Vu, Vv, Vw, the command values du * , dv * , dw * , and the carrier signal Ca are the same as those of the background art shown in FIG.
図9の例では、三相交流の一周期を、交流電圧Vu,Vv,Vwの位相に応じて6つの空間I〜VIに分けたが、本実施の形態では、図2に示すように、交流電圧Vu,Vv,Vwの位相に応じて12個の空間A〜Lに分ける。具体的には、交流電圧Vuの位相が0°以上30°未満である領域を空間A、30°以上60°未満である領域を空間B、60°以上90°未満である領域を空間C、90°以上120°未満である領域を空間D、120°以上150°未満である領域を空間E、150°以上180°未満である領域を空間F、180°以上210°未満である領域を空間G、210°以上240°未満である領域を空間H、240°以上270°未満である領域を空間I、270°以上300°未満である領域を空間J、300°以上330°未満である領域を空間K、330°以上360°未満である領域を空間Lと定義する。PWM信号Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swnは、こうして定義される空間ごとに異なる処理によって生成される。以下、一例として空間C,Dを取り上げて説明する。
In the example of FIG. 9, one cycle of the three-phase AC is divided into six spaces I to VI according to the phases of the AC voltages Vu, Vv and Vw, but in the present embodiment, as shown in FIG. The space is divided into 12 spaces A to L according to the phases of the AC voltages Vu, Vv and Vw. Specifically, a region where the phase of the AC voltage Vu is 0 ° or more and less than 30 ° is a space A, a region where the phase is 30 ° or more and less than 60 ° is a space B, a region where the phase is 60 ° or more and less than 90 ° is a space C, A region that is 90 ° or more and less than 120 ° is a space D, a region that is 120 ° or more and less than 150 ° is a space E, a region that is 150 ° or more and less than 180 ° is a space F, and a region that is 180 ° or more and less than 210 ° is a space. G, an area that is 210 ° or more and less than 240 ° is a space H, an area that is 240 ° or more and less than 270 ° is a space I, an area that is 270 ° or more and less than 300 ° is a space J, and an area that is 300 ° or more and less than 330 ° A space K is defined as a space L which is 330 ° or more and less than 360 °. The PWM signals Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn are generated by different processing for each space defined in this way. Hereinafter, the spaces C and D will be described as an example.
図3は、図2から空間C,Dにかかる部分を抜き出して示す信号波形図である。同図と図10を比較すると明らかなように、本実施の形態による空間C,Dは、背景技術による空間IIの前半と後半にそれぞれ対応している。空間Cでは、指令値du*の絶対値|du*|が指令値dv*の絶対値|dv*|及び指令値dw*の絶対値|dw*|より大きく、かつ、絶対値|dv*|が絶対値|dw*|より大きくなっている。一方、空間Dでは、指令値du*の絶対値|du*|が指令値dv*の絶対値|dv*|及び指令値dw*の絶対値|dw*|より大きく、かつ、絶対値|dw*|が絶対値|dv*|より大きくなっている。なお、図3では、空間Cに含まれるキャリア信号Caの3つの周期のうちの2つ目と、空間Dに含まれるキャリア信号Caの3つの周期のうちの2つ目とにのみ説明用の符号を付しているが、他の周期についても同様である。 FIG. 3 is a signal waveform diagram showing a portion of the space C and D in FIG. As is clear from comparison between FIG. 10 and FIG. 10, the spaces C and D according to the present embodiment correspond to the first half and the second half of the space II according to the background art. In space C, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | larger and the absolute value | dv * | Is larger than the absolute value | dw * |. On the other hand, the space D, the command value du * of the absolute value | du * | is the command value dv * of the absolute value | dv * | and the command value dw * of the absolute value | dw * | larger and the absolute value | dw * Is larger than the absolute value | dv * | In FIG. 3, only the second of the three periods of the carrier signal Ca included in the space C and the second of the three periods of the carrier signal Ca included in the space D are for illustrative purposes. Although the reference numerals are attached, the same applies to other periods.
図10を参照して説明したように、背景技術では空間IIの全体にわたり、スイッチング素子Wnをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Vnをオン状態とする処理が行われていた。これに対し、制御装置10は、空間C(背景技術による空間IIの前半に相当)では背景技術と同様にスイッチング素子Wnをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Vnをオン状態とする一方、空間D(背景技術による空間IIの後半に相当)ではその順序を逆にし、スイッチング素子Vnをオン状態とした後に続けてスイッチング素子Wnをオン状態とする。制御装置10がこのような処理を行うことにより、本実施の形態によれば、電圧Vdcに現れるスパイク電圧の低減が実現される。以下、詳しく説明する。
As described with reference to FIG. 10, in the background art, processing for turning on the switching element Vn is performed continuously after turning on the switching element Wn throughout the space II. On the other hand, in the space C (corresponding to the first half of the space II according to the background art), the
制御装置10は、まず空間Cにおいては、次の表2に示す条件分岐によって各PWM信号の値を決定する。表2の内容は、上掲した表1と同一である。したがって、まず上アームについては、スイッチング素子Upがオンに固定され、スイッチング素子Vp,Wnがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値|dw*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Wnがオン、スイッチング素子Un,Vnがオフとなり、絶対値|dw*|がキャリア信号Caより小さく、かつ、絶対値|du*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Vnがオン、スイッチング素子Un,Wnがオフとなり、絶対値|du*|がキャリア信号Caより小さければスイッチング素子Unがオン、スイッチング素子Vn,Wnがオフとなる。
First, in space C,
一方、空間Dにおいては、制御装置10は、次の表3に示す条件分岐によって各PWM信号の値を決定する。これによれば、まず上アームについては、空間Cと同様、スイッチング素子Upがオンに固定され、スイッチング素子Vp,Wnがオフに固定される。一方、下アームについては、絶対値|du*|から絶対値|dw*|を減じてなる値|du*|−|dw*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Vnがオン、スイッチング素子Un,Wnがオフとなり、値|du*|−|dw*|がキャリア信号Caより小さく、かつ、絶対値|du*|がキャリア信号Ca以上であればスイッチング素子Wnがオン、スイッチング素子Un,Vnがオフとなり、絶対値|du*|がキャリア信号Caより小さければスイッチング素子Unがオン、スイッチング素子Vn,Wnがオフとなる。
On the other hand, in space D,
以上の制御の結果として、電圧Vdcは、図3に示したような変化を見せる。すなわち、まずスイッチング素子Unがオンとなっている場合には、電圧Vdcはゼロとなる。一方、スイッチング素子Wnがオンとなっている場合には、電圧Vdcは交流電圧Vuから交流電圧Vwを減じてなる値Vu−Vwとなり、スイッチング素子Vnがオンとなっている場合には、電圧Vdcは交流電圧Vuから交流電圧Vvを減じてなる値Vu−Vvとなる。 As a result of the above control, the voltage Vdc shows a change as shown in FIG. That is, when the switching element Un is turned on, the voltage Vdc is zero. On the other hand, when switching element Wn is on, voltage Vdc becomes a value Vu−Vw obtained by subtracting AC voltage Vw from AC voltage Vu, and when switching element Vn is on, voltage Vdc is Vdc. Becomes a value Vu−Vv obtained by subtracting the AC voltage Vv from the AC voltage Vu.
図3と図10を比較すると理解されるように、本実施の形態によるPWM制御は、空間Cを経て空間D(背景技術による空間IIの後半)に入ったときに、スイッチング素子Wn,Vnのそれぞれをオンとする順序を入れ替えている点で、背景技術によるPWM制御と相違している。この違いの結果、本実施の形態による空間Dでは、電圧Vdcは、ゼロから上昇する際にまずVu−Vvだけ上昇し、次いでVu−Vwまで上昇することになる。Vu−Vvは空間Dではそれほど大きな値とはならないので、図3に示すように、スパイク電圧Vsp1もそれほど大きな値とはならない。また、Vu−Vwまで上昇する際に発生するスパイク電圧Vsp2についても、ゼロからではなくVu−Vvからの上昇となるため、それほど大きな値とはならない。したがって、本実施の形態によれば、空間Dにおいて電圧Vdcに現れるスパイク電圧が低減されることになる。 As understood from comparison between FIG. 3 and FIG. 10, the PWM control according to the present embodiment allows the switching elements Wn and Vn to be switched when entering space D (the second half of space II according to the background art) via space C. This is different from the PWM control according to the background art in that the order of turning each on is changed. As a result of this difference, in the space D according to the present embodiment, when the voltage Vdc rises from zero, it first rises by Vu−Vv and then rises to Vu−Vw. Since Vu-Vv does not have a large value in the space D, as shown in FIG. 3, the spike voltage Vsp1 also does not have a large value. In addition, the spike voltage Vsp2 generated when the voltage rises to Vu−Vw also does not increase from Vu−Vv, not from zero, and is not so large. Therefore, according to the present embodiment, the spike voltage appearing in voltage Vdc in space D is reduced.
ここまで空間C,Dに着目して説明したが、制御装置10は、他の空間においても上記と同様の制御を行っている。以下、各空間において制御装置10が行う制御について、一般化した説明を行う。以下の説明において登場する構成と、図1〜図3に示した本実施の形態との対応関係は、次の表4のとおりである。また、例えば「第1相にかかる第1の交流電圧」とは、第1相がV相である場合には電圧Vvを意味する。
Although the description has been given focusing on the spaces C and D so far, the
制御装置10は、第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第2の交流電圧の絶対値が第3の交流電圧の絶対値より大きい場合(すなわち、空間A,C,E,G,I,K)、第1のスイッチング素子をオン状態とし、第2及び第3のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第3の交流電圧と同期する第3の指令値の絶対値が周期信号であるキャリア信号Ca以上であれば第6のスイッチング素子をオン、第4及び第5のスイッチング素子をオフとし、第3の指令値の絶対値がキャリア信号Caより小さく、かつ、第1の交流電圧と同期する第1の指令値の絶対値がキャリア信号Ca以上であれば第5のスイッチング素子をオン、第4及び第6のスイッチング素子をオフとし、第1の指令値の絶対値がキャリア信号Caより小さければ第4のスイッチング素子をオン、第5及び第6のスイッチング素子をオフとするよう構成される。
The
また、制御装置10は、第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、第3の交流電圧の絶対値が第2の交流電圧の絶対値より大きい場合(すなわち、空間B,D,F,H,J,L)、第1のスイッチング素子をオン状態とし、第2及び第3のスイッチング素子をオフとするよう構成される。そして、第1の交流電圧と同期する第1の指令値の絶対値から第3の交流電圧と同期する第3の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ca以上であれば第5のスイッチング素子をオン、第4及び第6のスイッチング素子をオフとし、第1の指令値の絶対値から第3の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Caより小さく、かつ、第1の指令値の絶対値がキャリア信号Ca以上であれば第6のスイッチング素子をオン、第4及び第5のスイッチング素子をオフとし、第1の指令値の絶対値がキャリア信号Caより小さければ第4のスイッチング素子をオン、第5及び第6のスイッチング素子をオフとするよう構成される。
Further, in the
このように、制御装置10は、空間A,C,E,G,I,Kと、空間B,D,F,H,J,Lとで異なる処理により、各スイッチング素子のオンオフ制御を行っている。その結果、本実施の形態では、スナバ回路を利用していないにも関わらず、図2に示すように、空間B,D,F,H,J,Lにおいて電圧Vdcに現れるスパイク電圧の低減が実現される。
As described above, the
以上説明したように、本実施の形態による制御装置10及びPWM制御によれば、電流形電力変換装置11で生ずるスパイク電圧をスナバ回路によらずに低減することが可能になる。別の言い方をすれば、本実施の形態による制御装置10及びPWM制御によれば、背景技術における各空間の後半に相当する空間B,D,F,H,J,Lにおいても、前半に相当する空間A,C,E,G,I,Kと同様に、キャリア信号Caの一周期に生ずるスパイク電圧が2つ(スパイク電圧Vsp1,Vsp2)に分散されている。したがって、スパイク電圧Vsp1の大きさを低減することが実現されている。
As described above, according to the
以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。 The preferred embodiments of the present invention have been described above, but the present invention is not limited to these embodiments in any way, and the present invention can be implemented in various aspects without departing from the scope of the present invention. Of course.
例えば、上記実施の形態による制御装置10は、空間B,D,F,H,J,Lにおいて、第1の指令値の絶対値から第3の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Ca以上であれば第5のスイッチング素子をオン、第4及び第6のスイッチング素子をオフとし、第1の指令値の絶対値から第3の指令値の絶対値を減じてなる値がキャリア信号Caより小さく、かつ、第1の指令値の絶対値がキャリア信号Ca以上であれば第6のスイッチング素子をオン、第4及び第5のスイッチング素子をオフとしたが、第2の指令値の絶対値がキャリア信号Ca以上であれば第5のスイッチング素子をオン、第4及び第6のスイッチング素子をオフとし、第2の指令値の絶対値がキャリア信号Caより小さく、かつ、第1の交流電圧の絶対値がキャリア信号Ca以上であれば第6のスイッチング素子をオン、第4及び第5のスイッチング素子をオフとするように制御装置10を構成することも可能である。この場合、例えば空間Dを例に取ると、制御装置10は、前述した表3に代え、次の表5によりPWM制御を行うこととなる。
For example, in the spaces B, D, F, H, J, and L, the
また、スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnの具体的な構成は、図1に示したものに限定されない。例えば、図4に示すように、スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnは何らかのスイッチング素子であればよい。また、スイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnと、対応するダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wndとは直列に接続されていればよく、例えば図5に示すように、スイッチング素子とダイオードの位置関係が図1とは逆になっていてもよい。さらに、ダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wndを使わず、逆阻止機能を有するスイッチング素子Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wnのみを利用することも可能である。この場合、図6に示す例のように、素子としてのダイオードUpd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wndは回路図に現れないことになる。 Further, specific configurations of the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn and Wn are not limited to those shown in FIG. For example, as shown in FIG. 4, the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn and Wn may be any switching elements. Further, switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn and corresponding diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd may be connected in series, for example, as shown in FIG. The positional relationship between the switching element and the diode may be opposite to that in FIG. Furthermore, it is also possible to use only the switching elements Up, Vp, Wp, Un, Vn, Wn having reverse blocking function without using the diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, Wnd. In this case, like the example shown in FIG. 6, the diodes Upd, Vpd, Wpd, Und, Vnd, and Wnd as elements do not appear in the circuit diagram.
また、上記実施の形態による制御装置10は、各指令値の絶対値とキャリア信号Caとの比較を行う際、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行っていたが、例えばキャリア信号Caの立ち上がり時点で各指令値の絶対値をホールドしておき、ホールドした値とキャリア信号Caとを比較するようにしてもよい。実際のキャリア信号Caは、上述したように三相交流の周波数の数十倍〜数千倍の周波数を有する高周波信号であるため、各指令値の絶対値は、キャリア信号Caの一周期の間に変動しないとみなすことができる。したがって、上記のように、ホールドした各指令値の絶対値とキャリア信号Caとを比較することとしても、比較時点での各指令値の絶対値を利用して比較を行う場合と同様の効果を得ることが可能である。
Further, when comparing the absolute value of each command value with the carrier signal Ca, the
また、図1や図4〜図6に示した電流形電力変換装置11にはスナバ回路Sを設けていないが、本発明を適用した制御装置10を用いる場合であっても、電流形電力変換装置11に図7と同様のスナバ回路Sを設けても構わない。その場合、本発明ではスナバ回路Sによらずにスパイク電圧が低減されているので、スナバ回路Sを構成するキャパシタ及び抵抗素子として、背景技術によるスナバ回路Sよりも小さなものを用いることができる。したがって、背景技術に比べ、装置体積を小さくし、回路全体の損失を低減することが可能になる。
Moreover, although the snubber circuit S is not provided in the current
10 制御装置
11 電流形電力変換装置
12 系統電源
13 負荷
ACL 交流リアクトル
C 入力キャパシタ
Ca キャリア信号
DCL 直流リアクトル
Lp 寄生インダクタンス
P,N,U,V,W 端子
Np,Nn 直流側ノード
Nu,Nv,Nw 交流側ノード
Sup,Svp,Swp,Sun,Svn,Swn PWM信号
Upd,Vpd,Wpd,Und,Vnd,Wnd ダイオード
Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wn スイッチング素子
Vdc 直流側ノードNp,Nn間の電位差
Vsp1,Vsp2 スパイク電圧
Vu,Vv,Vw 交流電圧
du*,dv*,dw* 指令値
|du*|,|dv*|,|dw*| 指令値の絶対値
DESCRIPTION OF
Claims (4)
第1及び第2の直流側ノードと、
それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、
それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御装置であって、
前記第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が前記第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び前記第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第1乃至第3の交流電圧にそれぞれ同期する第1乃至第3の指令値のうちの少なくとも2つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第4乃至第6のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第2の交流電圧の絶対値が前記第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第6のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第5のスイッチング素子をオン状態とし、
前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第5のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第6のスイッチング素子をオン状態とする
ことを特徴とする制御装置。 First to third AC side nodes respectively corresponding to the first to third phases of three-phase AC;
First and second DC side nodes;
First to third switching elements respectively connected between the first to third AC side nodes and the first DC side node;
A control device for a current source power converter comprising fourth to sixth switching elements respectively connected between the first to third AC side nodes and the second DC side node,
When the absolute value of the first AC voltage applied to the first phase is larger than the absolute value of the second AC voltage applied to the second phase and the absolute value of the third AC voltage applied to the third phase, The fourth to sixth switching elements based on a comparison result between at least two absolute values of the first to third command values synchronized with the first to third AC voltages, respectively, and a carrier signal that is a sawtooth wave. Configured to control the on / off state of the
Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the prior SL third AC voltage absolute value before Symbol second AC voltage of the first AC voltage, and the absolute value of said second alternating voltage third If the absolute value of the AC voltage is larger than the absolute value of the alternating current voltage, the fifth switching element is subsequently turned on after the sixth switching element is turned on,
The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage. The controller is characterized in that the sixth switching element is subsequently turned on after the fifth switching element is turned on if the absolute value of the first switching element is larger than the absolute value of the second switching element.
前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第1のスイッチング素子をオン状態とするとともに、前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第2の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第5のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値から前記第3の指令値の絶対値を減じてなる値又は前記第2の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さく、かつ、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号以上であれば前記第6のスイッチング素子を、前記第1の指令値の絶対値が前記キャリア信号より小さければ前記第4のスイッチング素子をそれぞれオン状態とする
ことを特徴とする請求項1に記載の制御装置。 Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the third AC voltage of the absolute value of the second alternating voltage of the first AC voltage, and the absolute value of the third alternating current of the second alternating voltage If the absolute value of the voltage is larger, the first switching element is turned on, and if the absolute value of the third command value is greater than or equal to a carrier signal that is a periodic signal, the sixth switching element is If the absolute value of the third command value is smaller than the carrier signal and the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal, the fifth switching element is set to the absolute value of the first command value. If the value is smaller than the carrier signal, the fourth switching element is turned on.
The absolute value of the first AC voltage is greater than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage. of greater than the absolute value, while the first switching element on, before Symbol first absolute value from the composed by subtracting the absolute value value or the second of the third command value of the command value the absolute value of the switching elements of the fifth long the carrier signal over the command value, consisting of pre-Symbol absolute value of the first command value by subtracting the absolute value of the third command value value or the second The absolute value of the first command value is smaller than the carrier signal, and the absolute value of the first command value is the sixth switching element if the absolute value of the first command value is greater than or equal to the carrier signal. The fourth switch if smaller than the carrier signal Control device according to claim 1, characterized in that the the grayed elements each turned on.
前記第1乃至第6のスイッチング素子とそれぞれ直列に接続された第1乃至第6のダイオードと、
一端が前記第1の直流側ノードに接続されたリアクトルとを備える
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の制御装置。 The current source power converter is
First to sixth diodes connected in series to the first to sixth switching elements,
The control device according to claim 1 or 2 , further comprising: a reactor whose one end is connected to the first DC side node.
第1及び第2の直流側ノードと、
それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第1の直流側ノードとの間に接続される第1乃至第3のスイッチング素子と、
それぞれ前記第1乃至第3の交流側ノードと前記第2の直流側ノードとの間に接続される第4乃至第6のスイッチング素子とを備える電流形電力変換装置の制御方法であって、
前記第1相にかかる第1の交流電圧の絶対値が前記第2相にかかる第2の交流電圧の絶対値及び前記第3相にかかる第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第1乃至第3の交流電圧にそれぞれ同期する第1乃至第3の指令値のうちの少なくとも2つの絶対値と鋸波であるキャリア信号との比較結果に基づいて前記第4乃至第6のスイッチング素子のオンオフ状態を制御するよう構成され、
前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第2の交流電圧の絶対値が前記第3の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第6のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第5のスイッチング素子をオン状態とし、
前記第1の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値及び前記第3の交流電圧の絶対値より大きく、かつ、前記第3の交流電圧の絶対値が前記第2の交流電圧の絶対値より大きい場合、前記第5のスイッチング素子をオン状態とした後に続けて前記第6のスイッチング素子をオン状態とする
ことを特徴とする制御方法。 First to third AC side nodes respectively corresponding to the first to third phases of the three-phase AC;
First and second DC side nodes;
First to third switching elements respectively connected between the first to third AC nodes and the first DC node;
A control method of a current source power conversion device, comprising: fourth to sixth switching elements connected between the first to third AC side nodes and the second DC side node, respectively.
When the absolute value of the first alternating voltage applied to the first phase is larger than the absolute value of the second alternating voltage applied to the second phase and the absolute value of a third alternating voltage applied to the third phase, the first The fourth to sixth switching elements based on a comparison result of at least two absolute values of first to third command values synchronized with the first to third AC voltages and a carrier signal which is a sawtooth wave. Configured to control the on / off state of the
Before Symbol greater than the absolute value of the absolute value and the prior SL third AC voltage absolute value before Symbol second AC voltage of the first AC voltage, and the absolute value of said second alternating voltage third Is greater than the absolute value of the AC voltage, the fifth switching element is subsequently turned on after the sixth switching element is turned on,
The absolute value of the first AC voltage is larger than the absolute value of the second AC voltage and the absolute value of the third AC voltage, and the absolute value of the third AC voltage is the second AC voltage And controlling the sixth switching element to be in the on state subsequently to turning on the fifth switching element.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015220931A JP6552388B2 (en) | 2015-11-11 | 2015-11-11 | Control apparatus and control method of current source power converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017093169A JP2017093169A (en) | 2017-05-25 |
JP6552388B2 true JP6552388B2 (en) | 2019-07-31 |
Family
ID=58771006
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015220931A Active JP6552388B2 (en) | 2015-11-11 | 2015-11-11 | Control apparatus and control method of current source power converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6552388B2 (en) |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2531682B2 (en) * | 1987-06-09 | 1996-09-04 | 株式会社東芝 | Controller for current source PWM converter |
JPH05252752A (en) * | 1992-03-05 | 1993-09-28 | Fuji Electric Co Ltd | Control of pwm control current-type power converter |
JP4362565B2 (en) * | 1999-06-16 | 2009-11-11 | 独立行政法人 日本原子力研究開発機構 | Pulse pattern generation method for three-phase current source converter circuit. |
JP3704006B2 (en) * | 1999-09-01 | 2005-10-05 | 高周波熱錬株式会社 | PWM controlled converter |
-
2015
- 2015-11-11 JP JP2015220931A patent/JP6552388B2/en active Active
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2017093169A (en) | 2017-05-25 |
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