JP6539143B2

JP6539143B2 - 車両の補機負荷電圧制御回路

Info

Publication number: JP6539143B2
Application number: JP2015151635A
Authority: JP
Inventors: 雷太中西; 晋也吉田; 裕乾
Original assignee: Daihatsu Motor Co Ltd
Current assignee: Daihatsu Motor Co Ltd
Priority date: 2015-07-31
Filing date: 2015-07-31
Publication date: 2019-07-03
Anticipated expiration: 2035-07-31
Also published as: JP2017030484A

Description

この発明は、車両の補機負荷電圧制御回路に関し、特に、補機バッテリによって駆動される補機負荷の端子電圧を制御する、補機負荷電圧制御回路に関する。

通常、車両のオルタ発電制御では、減速時に回生電力を大きく設定して補機バッテリを充電することで、燃費を向上させている。また、大電力を回生するには、補機バッテリの内部抵抗による電圧降下を想定して回生時の目標電圧を高く設定する必要があり、走行中には補機バッテリが頻繁に上下する。

この状態で補機負荷（ブロワファン，ワイパモータ，ヘッドランプ等）を駆動すると、補機バッテリ電圧の変動に起因して補機負荷の動作（ブロワファンの風量／音，ワイパモータの動作スピード，ヘッドランプの光量等）が変動し、乗員に不快感を与えてしまう。これを抑制するため、特許文献１では、補機負荷電圧をモニタリングして指令値を適宜補正するようにしている。

特表２００９−５３２７８７号公報

補機バッテリ電圧の変動に追従して補機負荷電圧を一定制御するには、補機負荷電圧をモニタリングする時間と、マイコン内部で目標指令値を減算して出力する時間と、駆動回路において目標指令値を補機の出力に反映させる時間とを必要とするが、これは応答特性の遅延を招く。

なお、必要出力に応じて補機負荷電圧を制御する手段としては、通常、ポート出力加算回路が使用されるが、切り替え段数に相当する数のポート（たとえば３２段階の切り替えの場合は５ポート）を設ける必要があり、切り替え段数に応じて車種毎のチューニングが必要となる。

それゆえに、この発明の主たる目的は、補機バッテリ電圧の変動に起因する補機負荷電圧の変動を抑制するための補正制御を高速かつ高精度で実行することができる、補機負荷電圧制御回路を提供することである。

この発明に係る補機負荷電圧制御回路は、パルス電圧が印加される一方端を有する第１抵抗と、補機負荷の正側電圧が印加される一方端を有する第２抵抗と、第１抵抗および第２抵抗の各々の他方端に接続された一方端およびアースに接続された他方端を有する第３抵抗とを含む第１抵抗回路、基準電圧が印加される一方端を有する第４抵抗と、補機負荷の負側電圧が印加される一方端を有する第５抵抗と、第４抵抗および第５抵抗の各々の他方端に接続された一方端およびアースに接続された他方端を有する第６抵抗とを含む第２抵抗回路、および第３抵抗の端子電圧と第６抵抗の端子電圧とに基づいて補機負荷の負側電圧を制御する電圧制御回路を備え、第１抵抗の一方端および第４抵抗の一方端がアースに接続されていると仮定して、第１抵抗、第２抵抗および第３抵抗の合成抵抗に対する第１抵抗および第３抵抗の合成抵抗の比率は、第４抵抗、第５抵抗および第６抵抗の合成抵抗に対する第４抵抗および第６抵抗の合成抵抗の比率と一致する。

好ましくは、第４抵抗に対する第５抵抗の比率に基準電圧を掛け算した値は、正側電圧および負側電圧の差分の最大値と一致する。

補機負荷の負側電圧は第３抵抗の端子電圧に基づいて制御されるところ、第３抵抗の端子電圧は、パルス電圧および補機負荷の正側電圧の両方によって規定される。この結果、補機負荷の負側電圧は、補機負荷の正側電圧の変動に追従して速やかに補正される。

また、補機負荷の負側電圧を制御するにあたっては第２抵抗回路に設けられた第６抵抗の端子電圧も参照されるところ、第２抵抗回路を形成する第４抵抗，第５抵抗および第６抵抗の接続関係は、第１抵抗回路を形成する第１抵抗，第２抵抗および第３抵抗の接続関係と共通する。

これを踏まえて、第１抵抗の一方端および第４抵抗の一方端がアースに接続されていると仮定したとき、第１抵抗，第２抵抗および第３抵抗の合成抵抗に対する第１抵抗および第３抵抗の合成抵抗の比率は、第４抵抗，第５抵抗および第６抵抗の合成抵抗に対する第４抵抗および第６抵抗の合成抵抗の比率と一致する。

この結果、補機負荷の負側電圧は補機負荷の正側電圧の影響を受けることなく補正され、補機負荷の負側電圧の補正精度が向上する。

この発明の上述の目的，その他の目的，特徴および利点は、図面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明らかとなろう。

この実施例の補機負荷電圧制御回路の構成を示す回路図である。ＰＷＭパルスのデューティ比と補機負荷電圧との関係の一例を示すグラフである。他の実施例の補機負荷電圧制御回路の構成を示す回路図である。

図１を参照して、この実施例の補機負荷電圧制御回路１０は、補機負荷１２を含む。補機負荷１２のプラス端子（正側端子）は図示しない補機バッテリと接続され、補機負荷１２のマイナス端子（負側端子）は電界効果型のトランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と言う。）Ｑ３のドレインと接続される。トランジスタＱ３のソースは、アースと接続される。この結果、補機負荷１２のプラス端子にはバッテリ電圧Ｖｂａｔが印加され、補機負荷１２のマイナス端子にはトランジスタＱ３のドレイン・ソース間電圧（＝帰還電圧Ｖｆｂ）が印加される。

なお、補機負荷１２のプラス端子およびマイナス端子はそれぞれ、Ｖｂａｔ端子２２およびＶｆｂ端子２４にも接続される。また、トランジスタＱ３のゲートは、Ｖｂｌｗ端子２６に接続される。

Ｖｂａｔ端子２２は、第１抵抗回路１４を形成しかつ互いに直列接続された抵抗Ｒ２およびＲ３を介して、アースと接続される。抵抗Ｒ１の一方端はトランジスタＱ１およびＱ２の各々のドレインと接続され、抵抗Ｒ１の他方端は抵抗Ｒ２およびＲ３の接続点に接続される。トランジスタＱ１のソースは、基準電圧Ｖｄｄを出力する基準電圧源（図示せず）と接続され、トランジスタＱ２のソースはアースと接続される。

ここで、トランジスタＱ１はＰ型である一方、トランジスタＱ２はＮ型であり、トランジスタＱ１およびＱ２はマイコン（図示せず）によって相補的にオン／オフされる。この結果、トランジスタＱ１のオン／オフ比に相当するデューティ比と、基準電圧Ｖｄｄに相当するＨレベル電圧と、アース電圧に相当するＬレベル電圧とを有するＰＷＭパルスが、抵抗Ｒ１の一方端に印加される。

抵抗Ｒ２およびＲ３の接続点はまた、平滑回路１６を形成する抵抗Ｒ７の一方端と接続される。抵抗Ｒ７の他方端は、キャパシタＣ１を介してアースと接続され、さらに電圧制御回路１８を形成するレギュレータ（オペアンプ）ＲＧ１のマイナス入力端子と直接的に接続される。レギュレータＲＧ１のプラス入力端子の接続先については、後述する。レギュレータＲＧ１の出力端子からは、プラス入力端子に印加された電圧とマイナス入力端子に印加された電圧との差分に相当する電圧が出力される。この出力電圧は、Ｖｂｌｗ端子２６を介して、トランジスタＱ３のゲートに印加される。

Ｖｆｂ端子２４は、第２抵抗回路２０を形成する抵抗Ｒ５の一方端と接続される。抵抗Ｒ５の他方端は、抵抗Ｒ６およびキャパシタＣ２の各々を介してアースと接続され、直接的にレギュレータＲＧ１のプラス入力端子と接続される。抵抗Ｒ５の他方端はまた、抵抗Ｒ４を介して、基準電圧Ｖｃｃを出力する基準電圧源（図示せず）と接続される。

第１抵抗回路１４を形成する抵抗Ｒ３の端子電圧つまり平滑回路１６の入力電圧は、ＰＷＭパルスおよびバッテリ電圧Ｖｂａｔの両方に基づいて規定される。このとき、平滑回路１６の入力電圧に対するＰＷＭパルスおよびバッテリ電圧Ｖｂａｔの各々の寄与度は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値に依存する。

また、平滑回路１６の出力電圧はレギュレータＲＧ１のマイナス入力端子に与えられるため、ＰＷＭパルスのデューティ比が大きいほど、トランジスタＱ２のゲート電圧が低下する。ゲート電圧の低下は、トランジスタＱ２のドレイン電流量の減少（つまり帰還電圧Ｖｆｂの増大）を引き起こす。

さらに、Ｖｆｂ端子２４は、帰還制御系を司る重要な端子であり、一度ノイズが重畳すると、レギュレータＲＧ１が発振する懸念がある。抵抗Ｒ６およびキャパシタＣ２の値は、Ｖｆｂ端子２４から流入したノイズ成分を抵抗Ｒ５およびＲ６で分電圧し、かつキャパシタＣ２でフィルタリングした後にアースへ排除できるような位相余裕およびゲイン余裕を持たせて調整される。

このような構成を有する補機負荷電圧制御回路１０に重ね合わせの原理を適用すると、レギュレータＲＧ１のプラス入力端子に印加される電圧ＲＧ（＋）は数１によって表現され、レギュレータＲＧ１のマイナス入力端子に印加される電圧ＲＧ（−）は数２によって表現される。なお、数２に現れる“Ｄ＿ＯＮ”は、ＰＷＭパルスのデューティ比を示す。

レギュレータＲＧ１のプラス入力端子およびマイナス入力端子が仮想的にショートするとして帰還電圧Ｖｆｂを整理すると、帰還電圧Ｖｆｂは数３によって表現できる。

数３の一部の項を数４〜数６に示す要領で定義すると、数３は数７に変換される。

さらに、数７は、定数Ｂを“１”に設定することで、数８に変換される。

ここで、補機負荷１２の端子電圧ＶＬはバッテリ電圧Ｖｂａｔと帰還電圧Ｖｆｂとの差分“Ｖｂａｔ−Ｖｆｂ”に等しいため、数８は数９に変換される。

これより、定数Ｂが“１”を示すように抵抗Ｒ１〜Ｒ６の値を調整すれば、バッテリ電圧Ｖｂａｔの変動に起因して補機負荷１２の端子電圧ＶＬが変動する懸念が排除され、端子電圧ＶＬをマイコンによって高精度に制御できることが分かる。

また、帰還電圧Ｖｆｂは、ＰＷＭパルスのデューティ比が小さいほど低下し、デューティ比が０％のときに０Ｖとなるところ、数９によれば、補機負荷１２の端子電圧ＶＬは、デューティ比が０％のとき定数Ｃにのみ依存する。したがって、定数Ｃが端子電圧ＶＬの最大値と一致するように抵抗Ｒ４およびＲ５の値を調整すれば、補機負荷１２から最大出力が得られることが分かる。

さらに、補機負荷１２の端子電圧ＶＬはＰＷＭパルスのデューティ比が１００％のときに最低値を示すところ、抵抗Ｒ４およびＲ５の値を上述の要領で調整した上で、定数Ａが定数Ｃと一致するように抵抗Ｒ１〜Ｒ６の値を調整すれば、端子電圧ＶＬの可変範囲が最大化されることが分かる。

これを踏まえて、この実施例では、定数Ｂが“１”を示すように抵抗Ｒ１〜Ｒ６の値が調整され、定数Ｃが補機負荷１２の端子電圧ＶＬの最大値と一致するように抵抗Ｒ４およびＲ５の値が調整され、そして定数Ａが定数Ｃと一致するように抵抗Ｒ１〜Ｒ６が調整される。

この結果、補機負荷１２の端子電圧ＶＬは、ＰＷＭパルスのデューティ比に対して図２に示す要領で変化する。つまり、補機負荷１２の端子電圧ＶＬは、補機負荷１２が最大出力を発揮できるように、最大可変範囲において高精度で制御される。

さらに、この実施例では、バッテリ電圧Ｖｂａｔは、第１抵抗回路１４においてＰＷＭパルスの電圧に直接的に加算される。帰還電圧Ｖｆｂはバッテリ電圧Ｖｂａｔの変動に速やかに追従し、これによって補機負荷１２の端子電圧ＶＬの安定性が向上する。

また、この実施例では、マイコンによって制御されたデューティ比を有するＰＷＭパルスが抵抗Ｒ１の一方端に印加されるため、回路構成つまりハードウェアを変更することなく、車種毎のチューニングに対応することができる。

なお、この実施例では、抵抗Ｒ１の他方端に印加される電圧をパルス状に変化させるために、トランジスタＱ１およびＱ２を相補的にオン／オフするようにしている。しかし、抵抗Ｒ１の一方端に印加される電圧は、図３に示すようにトランジスタＱ１を省略した構成によっても、パルス状に変化させることができる。

また、抵抗Ｒ３は（抵抗Ｒ７とキャパシタＣ１による）フィルタリング信号の放電抵抗を兼ねており、（Ｒ３＋Ｒ７）×Ｃ７の時定数を、ＰＷＭパルス周期に対して、充分に長く設定しておく必要がある。

さらに、抵抗Ｒ５およびＲ６は補機負荷１２側からの流入したノイズ成分を低減し、抵抗Ｒ６を通じてアース側へ除去する機能を有しており、補機負荷１２側からの外来ノイズ影響を抑制した安定性の高い補機負荷電圧制御回路を実現することができる。

１０ …補機負荷電圧制御回路
１２ …補機負荷
１４ …第１抵抗回路
１６ …平滑回路
１８ …電圧制御回路
２０ …第２抵抗回路

Claims

パルス電圧が印加される一方端を有する第１抵抗と、補機負荷の正側電圧が印加される一方端を有する第２抵抗と、前記第１抵抗および前記第２抵抗の各々の他方端に接続された一方端およびアースに接続された他方端を有する第３抵抗とを含む第１抵抗回路、
基準電圧が印加される一方端を有する第４抵抗と、前記補機負荷の負側電圧が印加される一方端を有する第５抵抗と、前記第４抵抗および前記第５抵抗の各々の他方端に接続された一方端および前記アースに接続された他方端を有する第６抵抗とを含む第２抵抗回路、および
前記第３抵抗の端子電圧と前記第６抵抗の端子電圧とに基づいて前記補機負荷の負側電圧を制御する電圧制御回路を備え、
前記第１抵抗の一方端および前記第４抵抗の一方端が前記アースに接続されていると仮定して、前記第１抵抗、前記第２抵抗および前記第３抵抗の合成抵抗に対する前記第１抵抗および前記第３抵抗の合成抵抗の比率は、前記第４抵抗、前記第５抵抗および前記第６抵抗の合成抵抗に対する前記第４抵抗および前記第６抵抗の合成抵抗の比率と一致する、補機負荷電圧制御回路。