JP6478647B2

JP6478647B2 - 信号伝送装置

Info

Publication number: JP6478647B2
Application number: JP2015005472A
Authority: JP
Inventors: 佐藤　勇; 勇佐藤
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2015-01-15
Filing date: 2015-01-15
Publication date: 2019-03-06
Anticipated expiration: 2035-01-15
Also published as: JP2016130701A

Description

本発明は、信号伝送装置に関し、詳しくは、たとえばオシロスコープなどの接地型測定器のプローブで使用される絶縁型アンプにおける広帯域化とアイソレーションモード除去比（ＩＭＲＲ；Isolation Mode Rejection Ratio）の改善に関するものである。

一般に、接地型測定器を用いてフローティング回路を測定するのにあたっては、差動プローブ装置や絶縁回路を備えた絶縁型測定器が用いられる。最近の高電圧測定では、電圧だけではなく、その帯域（高周波）も求められる。

高帯域の被測定対象に対しては、差動プローブを用いて測定することもできるが、差動プローブの弱い部分でもある高域のコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）の影響が見えてしまい、被測定対象の波形以外の部分も重畳されて正確な波形再生ができなくなってしまう。

ところで、絶縁型測定器は、差動プローブのＣＭＲＲに相当するＩＭＲＲは良好ではあるものの広帯域化は困難であり、高電圧で広帯域という面では不利である。波形再生の観点からみると、高域部分の波形再生は苦手といえる。

図１１は、従来から用いられている複合型伝送方式の絶縁回路の一例を示す回路図である。この回路は、フローティング（Ｆ）側からの信号を、直流／ＤＣから低域／数ｋＨｚまでのＬＦ領域をリニア特性の良好なフォトカプラＰＣで伝送して、低域／数ｋＨｚから高域／数ＭＨまでのＨＦ領域をたとえばトロイダルコアを使用した高周波トランスＲＦＴで伝送し、これらＬＦ領域とＨＦ領域を接地（Ｓ）側で演算増幅器ＯＰにより加算する複合アンプ形式を用いた絶縁方式である。

これらＬＦ領域とＨＦ領域をＳ側で加算するのにあたっては、フォトカプラＰＣの領域と高周波トランスＲＦＴの領域を重ね合わせるが、このとき、カットオフ部の周波数特性が最終的にフラットになるように調整する必要がある。

図１２は、このような加算を行うように構成された特許文献１に記載されている電圧絶縁回路の一例を示す回路図である。この回路では、ＬＦの信号をＨＦにゲインを合わせてフィードバックさせることで、ＬＦとＨＦでクロスオーバーする部分がフラットになるように補正している。

接地型の測定器に使用するプローブ装置は、できるだけ小型で消費電力の小さいものが求められる。複合型伝送方式の絶縁回路はアナログで信号伝達を行うことができ、接地型測定器のプローブ装置として用いることができる。

図１３は絶縁回路と差動回路の帯域およびリジェクションの特性比較図であり、（Ａ）は絶縁回路の特性例を示し、（Ｂ）は差動回路の特性例を示している。近年求められている「高電圧＋広帯域（＞数十ＭＨｚ）＋リジェクション特性」に対して、絶縁回路と差動回路は一長一短がある。

（Ａ）に示す絶縁回路では、高電圧＋リジェクション特性（ＩＭＲＲ）は実現できるものの、広帯域化は困難である。

これに対し、（Ｂ）に示す差動回路では、高電圧＋広帯域は実現できるが、高帯域までのリジェクション特性（ＣＭＲＲ）を確保することは困難である。

なお、測定信号をＦ側でＡ／Ｄ変換を行って２値化し、デジタル信号として伝送することも可能であるが、Ｓ側の回路との同期や相当の電力も必要になるなど、付加すべき回路が大きくなってしまい、プローブ装置に適用することは困難である。

特開平１０−３１９０５３号公報

すなわち、従来の複合型伝送方式には、以下のような問題点がある。
１）広帯域化が簡単ではない
２）リジェクション特性（ＩＭＲＲ）を高域まで確保することは困難である

これらの問題点はどちらか一方だけを解決すればよいわけではなく、それぞれの特性を組み合わせて解決しなければならない。

複合型伝送では、前述のように周波数帯域をＬＦ側とＨＦ側との２つの領域に分けて伝送している。ＬＦ側はフォトカプラＰＣの特性に依存するものの、リニア特性およびリジェクション特性の優れたものを使用すればよいが、ＨＦ側は使用する高周波トランスＲＦＴの特性に依存することになる。

Ｆ側とＳ側の高域におけるリジェクション特性を良くするためには、高周波トランスＲＦＴの結合容量をできるだけ小さくすればよい。図１４は、高周波トランスＲＦＴのコアに巻きつけるコイルの巻数と通過帯域の関係を示す特性例図である。破線で示す特性Ａのように、コイルの巻数を少なくすれば結合容量を小さくできるものの、通過帯域が比較的高域側に制限されてしまう。これに対し、実線で示す特性Ｂのように、コイルの巻数を多くすれば結合容量を上げることはできるものの、通過帯域が比較的低域側に制限されてしまう。

元の波形を再現するためには、高周波トランスＲＦＴのＨＦ帯域とフォトカプラＰＣのＬＦ帯域をクロスさせなければならず、ＨＦ帯域とＬＦ帯域を確保しつつリジェクション特性（ＩＭＲＲ）を高域まで良く保つように、バランスをとりながら高周波トランスＲＦＴを設計する必要がある。

図１５は元の波形を再現する回路に必要な各種の特性例図であり、実線は周波数帯域を示し、破線は目標とするＩＭＲＲを示し、一点鎖線は差動回路のＣＭＲＲを示している。図１５に示す周波数帯域は、差動回路と同等の帯域を有している。目標とするＩＭＲＲの平坦周波数領域は、差動回路のＣＭＲＲの平坦周波数領域に比べると、より高域まで延びている。

本発明は、これらの問題を解決するものであり、その目的は、できるだけ広帯域の周波数通過帯域特性を確保しつつ、良好なリジェクション特性が得られる信号伝送装置を提供することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
フローティング側と接地側との間で信号伝送を行う信号伝送装置において、
低域周波数領域の信号はフォトカプラを介して信号を伝送し、高域周波数領域の信号は高周波トランスを介して信号を伝送し、
前記フォトカプラは擬似的な差動変換を行い、
前記高周波トランスは差動伝送を行い、
前記接地側には、前記フォトカプラを介して伝送される差動信号と前記高周波トランスを介して伝送される差動信号を加算する差動回路の加算手段を設けたことを特徴とする。

請求項２記載の発明は、請求項１に記載の信号伝送装置において、
前記高周波トランスは巻数比が２：１に構成されていることを特徴とする。

これらにより、広帯域で高電圧の信号をＩＭＲＲ特性が良好な状態で安定に測定でき、アナログ信号による伝送が行える。

本発明に基づく信号伝送装置の構成ブロック図である。シングル伝送の説明図である。差動伝送の説明図である。Ｓ側で演算増幅器ＯＰ３により構成される差動回路の説明図である。フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２の説明図である。Ｆ側に設けられているフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２のフィードバックの回路図である。本発明に基づく信号伝送装置をオシロスコープＯＳのプローブ装置ＰＢに適用した測定システムの構成説明図である。本発明に基づく信号伝送装置をオシロスコープＯＳのプローブ装置ＰＢに適用した他の測定システムの構成説明図である。差動プローブ装置の先端リード長と帯域周波数の関係を示す説明図である。本発明に基づく絶縁回路ユニットＩＵの前にパッシブプローブＰＰＢが取り付けられた差動プローブ装置の具体例図である。従来から用いられている複合型伝送方式の絶縁回路の一例を示す回路図である。加算を行うように構成された電圧絶縁回路の一例を示す回路図である。絶縁回路と差動回路の帯域およびリジェクションの特性比較図である。高周波トランスＲＦＴのコアに巻きつけるコイルの巻数と通過帯域の関係を示す特性例図である。元の波形を再現する回路に必要な各種の特性例図である。

以下、本発明について、図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明に基づく信号伝送装置の構成ブロック図であり、基本構成は図１１と同様な複合アンプ形式を用いた絶縁方式である。フローティング側（Ｆ側）から接地側（Ｓ側）への信号伝送は、直流／ＤＣから低域／数ｋＨｚまでのＬＦ領域の信号と、低域／数ｋＨｚから高域／数ＭＨまでのＨＦ領域の信号に分けて行う。

ＬＦ領域の信号はリニア特性の良好なフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２で伝送し、ＨＦ領域の信号はたとえばトロイダルコアを使用した高周波トランスＲＦＴで伝送し、これらＬＦ領域の信号とＨＦ領域の信号を接地側（Ｓ側）で差動回路ＤＦＡとして機能する演算増幅器ＯＰ３により加算する。

図１において、高周波トランスＲＦＴの巻線はフローティング側（Ｆ側）がシングルで接地側（Ｓ側）は差動であり、巻数比は２：１に設定されている。高周波トランスＲＦＴは、フローティング側（Ｆ側）からの信号の直流分をカットして交流成分のみを接地側（Ｓ側）の演算増幅器ＯＰ３に印加する。

フォトカプラＰＣ１の出力信号は演算増幅器ＯＰ１を介して接地側（Ｓ側）の演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子に入力され、フォトカプラＰＣ２の出力信号は演算増幅器ＯＰ２を介して演算増幅器ＯＰ３の非反転入力端子に入力されて、疑似的に差動化される。

差動回路ＤＦＡとして機能する演算増幅器ＯＰ３は、高周波トランスＲＦＴの出力信号とフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２の出力信号を加算する。

フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２としては、たとえばＡＶＡＧＯ社製の型名ＨＣＮＲ２０１のような広帯域で発光ダイオードと特性の揃った一対のフォトダイオードＰＤ１ｓとＰＤ１ｆ、ＰＤ２ｓとＰＤ２ｆが内蔵されたものを用いる。なお、フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２は演算増幅器ＯＰ４〜ＯＰ７で構成されるフィードバック回路により駆動されるが、フィードバック回路の具体的な動作は後述する。

図２は、シングル伝送の説明図である。図２において、Ｆ側のコモンモード電圧Ｖcomは破線で示すように高周波トランスＲＦＴを介してＳ側に伝送され、実線で示す信号電圧ＶｓをＳ側で受信する演算増幅器ＯＰ３の基準電位（ＧＮＤ）を揺らすことになる。

この基準電位の揺れは演算増幅器ＯＰ３の出力信号を揺らすこととなり、伝送された信号Ｖｓに重畳されてコモンモードがノーマルモードに変化する。ノーマルモードに変化した信号はフィルターなどで取り除くことはできず、最終的にはリジェクションが悪いという見え方になってしまう。なお、高周波トランスＲＦＴからＦ側には、一点鎖線で示すようにリターン電流Ｉrtnが流れる。

図３は、差動伝送の説明図である。図３において、伝送信号が高周波トランスＲＦＴでシングル−差動変換されることにより、基本的に基準電位（ＧＮＤ）と切り離すことができ、Ｆ側から伝送されるコモンモード電圧の影響を抑制できる。ただし、演算増幅器ＯＰ３の動作はいずれかの基準電位の上に成り立っているので、演算増幅器ＯＰ３自体のＰＳＲＲやＣＭＲＲなどの特性が優れたものを選択する必要はある。

図４はＳ側で演算増幅器ＯＰ３により構成される差動回路の説明図であり、（Ａ）は差動回路の回路図、（Ｂ）は差動回路の抵抗精度依存性の説明図である。図４（Ａ）において、Ｆ側からの信号は、高周波トランスＲＦＴを介してＳ側に伝送される。

高周波トランスＲＦＴの通過帯域特性は、図１４に示したように高周波トランスＲＦＴの巻数によって異なる。すなわち、巻数を少なくすると、特性曲線Ａに示すように通過帯域は狭くなるものの帯域周波数は高くなる。一方、特性曲線Ｂに示すようにできるだけ広い通過帯域を持たせたい場合は、巻数を増やすことで対応できるが、帯域周波数を犠牲にしてしまうことになる。

また、巻数を増やすと１次（Ｆ側）：２次間（Ｓ側）の結合容量も増えてしまい、リジェクションを悪化させてしまう。そこで、本発明で用いる高周波トランスＲＦＴは、２次側（Ｓ側）の差動伝送化を図るとともに結合容量を減らす目的で、巻数比を２：１としている。さらに、２次巻線にセンタータップを設けてＳ側の基準電位（ＧＮＤ）と接続することで、差動伝送路の正負の信号基準としている。

高周波トランスＲＦＴで差動化された信号は、演算増幅器ＯＰ３で構成される差動回路でシングル変換される。ここで求められるのは、差動回路で使用される抵抗の相対精度である。

仮に、差動回路の入力が
Ｖ⁺in＝Ｖ⁻in
という同相成分しか存在しないとした場合の出力は、
Ｖout＝[{Ｒ２/(Ｒ１＋Ｒ２)}・{(Ｒ３＋Ｒ４)/Ｒ３}−Ｒ４/Ｒ３]Ｖ^＋in （１）
と表せる。

抵抗Ｒ１〜Ｒ４の一つの抵抗値が０．１％ずれて、たとえばＲ１＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ、Ｒ２＝０．９９９Ｒとした場合、
Ｖout＝{(0.999R/1.999R)・(2R/R)-R/R}V^＋in＝0.0005V^＋in （２）
となる。

この値を利得で表すと、図４（Ｂ）に一点鎖線で示すように−６６．０ｄＢとなる。１％のずれがあれば同じように計算すると破線で示すように−４５．９ｄＢとなり、使用する抵抗Ｒ１〜Ｒ４の相対精度が重要になることが明らかである。もちろん、実線で示す差動回路で使用する演算増幅器そのもののＣＭＲＲも重要なパラメータとなる。

図５はフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２の説明図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は帯域特性図、（Ｃ）はゲイン特性図である。図５（Ａ）において、演算増幅器ＯＰ７から出力される正の信号はフォトカプラＰＣ１のＳ側に割り当てられたフォトダイオードＰＤ１ｓで検出されて電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ１として機能する演算増幅器ＯＰ１に入力され、負の信号はフォトカプラＰＣ２のＳ側に割り当てられたフォトダイオードＰＤ２ｓで検出されて電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ２として機能する演算増幅器ＯＰ２に入力され、疑似差動状態で後段に伝送される。

前述のように、差動伝送にすることでコモンモード電圧の影響を抑制する効果が得られる。この効果を狙い、図５に示すフォトカプラＣ１、ＰＣ２の回路も疑似差動伝送の形に構成している。フォトカプラＰＣ１、ＰＣ２の内部にそれぞれの設けられている２個のフォトダイオードＰＤ１ｓとＰＤ１ｆ、ＰＤ２ｓとＰＤ２ｆのペア特性は優れているが、図５（Ｂ）の帯域特性図や（Ｃ）のゲイン特性図に示すようにこれら２個の特性が完全に一致することはない。

そこで、フォトカプラＰＣ１の出力電流を電圧に変換する第１の電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ１とフォトカプラＰＣ２の出力電流を電圧に変換する第２の電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ２を設け、第１の電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ１のゲインを設定する抵抗値Ｒを調整することにより、両者の特性を揃えるようにしている。また、高域での特性も揃えるために、第１の電流電圧変換回路Ｉ−Ｖ１のコンデンサＣも調整できるように構成している。

図６は、Ｆ側に設けられているフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２のフィードバックの回路図である。演算増幅器ＯＰ４とＯＰ５で構成される疑似差動化部分の構成および動作は図５で説明した通りであるが、この部分は高周波トランスＲＦＴへの入力信号を直流成分がカットされた交流成分のみにする役割を担っている。

トランス全般において、交流信号は巻数比に相当する変圧比で１次側から２次側に伝送できるが、直流信号は交流信号のような変圧比で伝送されることはない。また、直流を流し続けるとトランスに徐々に直流電流が流れてある一定の値に落ち着くが、その流れた直流電流は伝送抵抗分で熱となってしまう。

そこで、本発明では、高周波トランスＲＦＴの安定動作を確保するとともに高周波トランスＲＦＴの発熱を抑えるために、演算増幅器ＯＰ４とフォトカプラＰＣ１のＦ側に割り当てられたフォトダイオードＰＤ１ｆおよびＯＰ５とフォトカプラＰＣ２のＦ側に割り当てられたフォトダイオードＰＤ２ｆで疑似差動化部を構成して演算増幅器ＯＰ６とＯＰ７により構成されるフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２の駆動部にフィードバックさせて、高周波トランスＲＦＴへの入力信号を直流成分がカットされた交流成分のみにしている。また、直流分を加算する部分についても、疑似差動化部を構成することによりＦ側のコモンモード電圧の影響を抑制している。

図１に示したように、ＬＦ側を２個のフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２を使用した疑似差動回路とし、ＨＦ側も高周波トランスＲＦＴでシングル−差動変換して差動回路として動作させることで、コモンモード電圧の影響を抑制する構成となっている。

これにより、図１１に示した従来の複合型伝送方式や、図１２に記載されている電圧絶縁回路などと比較すると、ＩＭＲＲ特性の良い絶縁回路を構成できる。また、使用する演算増幅器の個数も最小限にすることにより電力も抑えることができ、本来の目的であるプローブ装置としても好適である。

図７は、本発明に基づく信号伝送装置をオシロスコープＯＳのプローブ装置ＰＢに適用した測定システムの構成説明図である。高電圧高周波の測定対象ＤＵＴは、絶縁ケーブルや絶縁プローブなどの信号線Ｌ１および絶縁されたＢＮＣコネクタＣＮ１を介してプローブ装置ＰＢに接続され、プローブ装置ＰＢはＢＮＣコネクタＣＮ２およびアナログ信号を伝送する信号線Ｌ２を介して接地機器としてのオシロスコープＯＳに接続されている。

本発明に基づくプローブ装置ＰＢをオシロスコープＯＳと組み合わせることで、信号は伝送されるが接地ラインは切れていることになり、接地型の測定器を絶縁測定に使用することが可能となる。

従来から用いられている差動プローブ装置でも高帯域の波形測定は可能であるが、差動プローブの弱点である高域におけるＣＭＲＲにより正確な波形再生ができなくなってしまう。特に高電圧で帯域成分の高い波形測定を行う場合、ＣＭＲＲの影響が顕著に表れてしまうが、図７のようにプローブ装置ＰＢとしてオシロスコープＯＳと組み合わせて測定することで、正確な波形再生が実現できる。

また、本発明に基づく絶縁回路を用いることで、図１５の特性図に示すように差動プローブ装置よりもリジェクション特性（ＩＭＲＲ）が改善でき、高電圧・高周波の測定が可能となる。

さらに、絶縁回路の消費電力を抑えることで、オシロスコープ側に設けられているプローブ用電源を利用することができ、専用インターフェースでの電源供給も可能となる。

図８は本発明に基づく信号伝送装置をオシロスコープＯＳのプローブ装置ＰＢに適用した他の測定システムの構成説明図であり、図７と共通する部分には同一の符号を付けている。図示しない高電圧の測定対象に対応するために、プローブ装置ＰＢ内にたとえば１００：１などの高減衰回路を組み込むこともできるが、入力電圧に応じた沿面や空間距離が必要となってしまう。

そこで、図８に示すように、プローブ装置ＰＢの入力端子に１０：１や１００：１などのユーザーの必要に応じた所定の減衰率を有するパッシブプローブＰＰＢを外付けして組み合わせる。なお、プローブ装置ＰＢには、オシロスコープＯＳに設けられている図示しないプローブ用電源から所定の電源ケーブルＬ３を介して駆動用電源が供給されている。

この結果、測定信号はパッシブプローブＰＰＢで減衰されるのでプローブ装置ＰＢ内の減衰量を小さく設定でき、プローブ装置ＰＢの全体形状も小さくできる。

図９は、差動プローブ装置の先端リード長と帯域周波数の関係を示す説明図である。図９において、円で囲まれた領域Ａは高電圧測定用の差動プローブを示していて、帯域周波数が高くなると先端リード長は短くなる。楕円で囲まれた領域Bは低電圧測定用の高速差動プローブを示していて、リードなしの測定に応じたピンが使用される。

一般的に広帯域になると、先端リード長は短くなる傾向にある。差動プローブ装置のヘッドの大きさが小さければ先端リード長が短くてもあまり気にならないが、高電圧に対応するために内部回路の沿面や空間距離はそれなりに確保しなければならず、必然的にヘッドの大きさが大きくなってしまう。

図１０は、本発明に基づく絶縁回路ユニットＩＵの前にパッシブプローブＰＰＢが取り付けられたプローブ装置の具体例図である。図１０に示すように絶縁回路ユニットＩＵの前にパッシブプローブＰＰＢが取り付けられると、測定するときに絶縁回路ユニットＩＵの大きさを気にすることなく、測定に集中できる。一般的に使用されているパッシブプローブＰＰＢの長さは１２００ｍｍ〜１５００ｍｍであり、帯域周波数をある程度犠牲にすればもっと長くすることが可能となる。この観点からも、図８の構成は実用的で有効であるといえる。

なお、上記実施例では、接地型測定器としてのオシロスコープで用いられるプローブの例について説明したが、これに限るものではなく、他の接地型測定器で用いられるプローブなどの信号伝送装置であってもよい。

以上詳しく説明したように、本発明によれば、広帯域で高電圧の信号をＩＭＲＲ特性が良好な状態で安定に測定してアナログ信号による伝送が行える信号伝送装置を提供することができ、たとえばオシロスコープのプローブなどに好適である。

Ｆフローティング側（Ｆ側）
Ｓ接地側（Ｓ側）
ＲＦＴ高周波トランス
ＯＰ演算増幅器
ＤＦＡ差動回路
ＰＣフォトカプラ
ＰＤフォトダイオード
ＩＵ絶縁回路ユニット
ＰＰＢパッシブプローブ
Ｉ−Ｖ電流電圧変換回路
ＣＮＢＮＣコネクタ
ＯＳオシロスコープ
ＰＢプローブ装置

Claims

フローティング側と接地側との間で信号伝送を行う信号伝送装置において、
低域周波数領域の信号はフォトカプラを介して信号を伝送し、高域周波数領域の信号は高周波トランスを介して信号を伝送し、
前記フォトカプラは擬似的な差動変換を行い、
前記高周波トランスは差動伝送を行い、
前記接地側には、前記フォトカプラを介して伝送される差動信号と前記高周波トランスを介して伝送される差動信号を加算する差動回路の加算手段を設けたことを特徴とする信号伝送装置。
前記高周波トランスは巻数比が２：１に構成されていることを特徴とする請求項１に記載の信号伝送装置。