JP6459748B2 - 空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機に係わり、より詳細には、セミブリッジレスコンバータの負荷が小さい場合の力率改善に関する。

従来、セミブリッジレスコンバータとして例えば、図６に示す特許文献１の技術が開示されている。
図６のセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ ＬｉｎｅのＬ端子に直列に接続されるリアクタＬ１とＡＣ ＬｉｎｅのＮ端子に直列に接続されるリアクタＬ２と、リアクタＬ１の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｃとダイオードＤ１を備えている。

また、このセミブリッジレスコンバータは、リアクタＬ２の一端と他端とにそれぞれのアノード端子が接続され、それぞれのカソード端子が負荷Ｒｏの一端に接続されたダイオードＤｅとダイオードＤ２と、ダイオードＤｃのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤａと、ダイオードＤｅのアノード端子にカソード端子が接続されたダイオードＤｂと、ダイオードＤ１のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子がダイオードＤａとダイオードＤｂのアノード端子と負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ１と、ダイオードＤ２のアノード端子にドレイン端子が、また、ソース端子が負荷Ｒｏの他端に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴのＱ２と、負荷Ｒｏの両端に並列に接続された平滑コンデンサＣｏを備えている。

このセミブリッジレスコンバータは、ＡＣ Ｌｉｎｅ電圧（交流電圧）の正の半周期の間にＱ１を、負の半周期の間にＱ２をそれぞれオンオフすることにより、Ｌ１又はＬ２を介して交流電圧を短絡、開放して力率を改善すると共に負荷Ｒｏに印加される直流電圧を昇圧するようになっている。

交流電圧の正の半周期の間、つまり、Ｌ端子に正の電圧が印加されている場合、Ｑ１をオンにすると電流ｉ３がＬ端子、Ｌ１、Ｑ１、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れ、Ｌ１にエネルギーが蓄積される。そしてＱ１をオフにするとＬ１に蓄積されたエネルギーが電流ｉ１となって、ダイオードＤ１、負荷Ｒｏ、ダイオードＤｂ、Ｎ端子の順に流れる。

一方、交流電圧の負の半周期の間、つまり、Ｌ端子に負の電圧が印加されている場合、Ｑ２をオンにすると電流ｉ４がＮ端子、Ｌ２、Ｑ２、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れ、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。そしてＱ２をオフにするとＬ２に蓄積されたエネルギーが電流ｉ２となって、ダイオードＤ２、負荷Ｒｏ、ダイオードＤａ、Ｌ端子の順に流れる。

以上説明したように、交流電圧の正の半周期の間にダイオードＤｂに電流ｉ１又は電流ｉ３が流れ、交流電圧の負の半周期の間にダイオードＤａに電流ｉ２又は電流ｉ４が流れる。このためそれぞれのダイオードに電流が流れている時、各ダイオードの順方向電圧により電力損失が発生する。

このため、特許文献１ではダイオードＤｂの代わりにオン抵抗が小さいＭＯＳ−ＦＥＴのＱ５を、また、ダイオードＤａの代わりにＭＯＳ−ＦＥＴのＱ６を設け、交流電圧の正の半周期の間にＱ５をオン、Ｑ６をオフとし、交流電圧の負の半周期の間にＱ５をオフ、Ｑ６をオンとすることで、帰還電流が流れている時に各ダイオードの順方向電圧により発生していた電力損失をほぼなくすことでセミブリッジレスコンバータの電力変換効率を向上させるようにしている。

一方、一般的な空気調和機の運転においては、運転の立ち上がりやハイパワー運転などの空調負荷が重い運転期間よりも、設定された温度に到達した後にその温度を維持する空調負荷が軽い運転期間の方が長く、この空調負荷が軽い運転期間に発生するスイッチング損失が無駄となっていた。

例えばＱ５やＱ６のＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング周波数が一定のＰＷＭ方式でスイッチング制御した場合、高負荷でも低負荷でもスイッチング信号のパルス数は同じである。ＭＯＳ−ＦＥＴはオン抵抗が非常に小さいため、スイッチング損失の多くはスイッチング信号の立ち上がりと立ち下がりの変化期間で発生する。このため、昇圧や電源高調波電流対策のための力率改善が高負荷時に比較して必要性が小さい低負荷の場合はスイッチングを停止した方が電力変換効率がよくなる。
このような理由により、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、高負荷の場合はアクティブフィルタとして動作させ、低負荷の場合はスイッチング損失を防止するためアクティブフィルタとしての機能を停止させる方法が考えられる。

しかしながら、アクティブフィルタとしての機能を停止して機能させた場合、例えば特許文献１の構成では、帰還電流はＱ５またはＱ６を通過する。つまり、交流電圧の正の半周期と負の半周期において２つのリアクタのいずれにも帰還電流が流れない構成である。このため、力率の改善が行なわれないため電源高調波電流の規格を満足できない場合があった。

特開２０１３−９０３９０号公報（第１２−１３頁、図２４）

本発明は以上述べた問題点を解決し、セミブリッジレスコンバータを備えた空気調和機において、アクティブフィルタとしての機能を停止させた場合の力率を改善して電源高調波電流を低減させた空気調和機を提供することを目的とする。

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、セミブリッジレスコンバータと、同セミブリッジレスコンバータの出力に接続される正電圧入力端と負電圧入力端とを備えたインバータと、同インバータで駆動される圧縮機のモータと、前記インバータにインバータ駆動信号を出力する制御部とを備えた空気調和機であって、
前記セミブリッジレスコンバータは、
交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
前記第１入力端と前記第２入力端との間に接続され前記交流電源の電圧の位相を検出して前記第１入力端が正電圧となる正の半周期と前記第１入力端が負電圧となる負の半周期を識別する位相信号として出力する位相検出部と、
前記正電圧入力端と前記負電圧入力端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記第１リアクタの他端と前記第２入力端の間を接続／開放する第１スイッチング素子と、
前記第２リアクタの他端と前記第１入力端の間を接続／開放する第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタ動作を実行するコンバータ制御部と、
前記位相信号が入力され前記インバータで駆動する負荷が予め定めた所定負荷より小さい負荷の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させ、前記位相信号が正の半周期を示す期間内で前記第２スイッチング素子を閉にすると共に前記第１スイッチング素子を開にし、前記位相信号が負の半周期を示す期間内で前記第１スイッチング素子を閉にすると共に前記第２スイッチング素子を開にする動作切換手段とを備える。

以上の手段を用いることにより、本発明による空気調和機によれば、インバータで駆動する負荷が予め定めた所定負荷より小さい負荷となった時にアクティブフィルタ動作を停止するように切り換えた後、リアクタに電流が流れるようにスイッチング素子を制御する動作切換手段を備えたため、リアクタに電流を流さない従来の構成に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。

本発明による空気調和機の実施例を示すブロック図である。 本発明による動作切換手段を示す機能ブロック図である。 本発明によるセミブリッジレスコンバータの動作を説明する説明図である。 本発明によるセミブリッジレスコンバータの他の動作を説明する説明図である。 セミブリッジレスコンバータに流れる電流を説明する説明図である。 従来のセミブリッジレスコンバータを示す図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

図１は本発明による空気調和機１の実施例を示すブロック図である。なお、本発明に直接関係がない冷媒回路やファンモータなどの図示と説明を省略する。

空気調和機１は室内機２と通信接続された室外機３で構成され、室外機３は交流電源が接続される入力端２１ａ（第１入力端）、入力端２１ｂ（第２入力端）、及び直流電圧が出力される正出力端２２ａ、負出力端２２ｂを備えたセミブリッジレスコンバータ４と、正入力端３８ａが正出力端２２ａに、また、負入力端３８ｂが負出力端２２ｂにそれぞれ接続されるインバータ３８と、インバータ３８で駆動される図示しない圧縮機のモータ３９と、室外機３全体を制御すると共にインバータ３８へインバータ駆動信号を出力する室外機制御部６０を備えている。なお、室内機２はこの室外機制御部６０（制御部）と相互に通信するように構成されている。

セミブリッジレスコンバータ４は、図示しない交流電源の一端が接続される入力端２１ａに一端が接続されるリアクタ２９（第１リアクタ）と、交流電源の他端が接続される入力端２１ｂに一端が接続されるリアクタ３０（第２リアクタ）と、入力端２１ａと入力端２１ｂの間に接続され交流電源の電圧の位相を検出して位相信号として出力する位相検出部２３と、平滑コンデンサ３５を備えている。
位相検出部２３は入力端２１ａが正電圧の間は位相信号をハイレベルに、また、負電圧の間は位相信号をローレベルにして出力する。

また、セミブリッジレスコンバータ４は、リアクタ２９の一端にアノード端子が接続されたダイオード２５（第１ダイオード）と、リアクタ２９の他端にアノード端子が接続されカソード端子がダイオード２５のカソード端子と平滑コンデンサ３５の正極端子に接続されたダイオード２７（第２ダイオード）と、リアクタ３０の一端にアノード端子が接続されたダイオード２６（第３ダイオード）と、リアクタ３０の他端にアノード端子が接続されカソード端子がダイオード２６のカソード端子と平滑コンデンサ３５の正極端子に接続されたダイオード２８（第４ダイオード）と、リアクタ２９の一端にカソード端子が接続されたダイオード３３（第５ダイオード）と、リアクタ３０の一端にカソード端子が接続されアノード端子がダイオード３３のアノード端子と平滑コンデンサ３５の負極端子に接続されたダイオード３４（第６ダイオード）を備えている。

さらに、セミブリッジレスコンバータ４は、リアクタ２９の他端と平滑コンデンサ３５の負極端子の間に接続されたスイッチング素子３１（第１スイッチング素子）と、リアクタ３０の他端と平滑コンデンサ３５の負極端子の間に接続されたスイッチング素子３２（第２スイッチング素子）と、スイッチング素子３１とスイッチング素子３２にスイッチング信号を出力してアクティブフィルタ動作の制御を実行するコンバータ制御部５０を備えている。

また、セミブリッジレスコンバータ４は、入力端２１ｂとリアクタ３０の一端の間に直列に接続されて検出した入力電流を入力電流信号として出力する入力電流検出部２４と、正出力端２２ａと負出力端２２ｂの間に接続され検出した電圧をＤＣ電圧信号として出力するＤＣ電圧検出部３７と、平滑コンデンサ３５の負極端子と負出力端２２ｂの間に直列に接続され検出した直流電流をＤＣ電流信号として出力するＤＣ電流検出部３６とを備えている。なお、平滑コンデンサ３５の正極端子は正出力端２２ａに接続されている。

一方、セミブリッジレスコンバータ４は、ＤＣ電流信号と位相信号が入力され、インバータ３８で駆動する負荷（モータ３９）が予め定めた所定負荷より小さい負荷の時、具体的にはＤＣ電流信号が所定の閾値よりも小さい時にコンバータ制御部５０によるスイッチング信号の出力を停止させた後、位相信号に従ってスイッチング素子３１をスイッチング信号Ａ’で、また、スイッチング素子３２をスイッチング信号Ｂ’で、それぞれスイッチングする動作切換手段４０を備えている。

コンバータ制御部５０は位相検出部２３から位相信号が、入力電流検出部２４から入力電流信号が、ＤＣ電圧検出部３７からＤＣ電圧信号が、ＤＣ電流検出部３６からＤＣ電流信号が、それぞれ入力されている。また、コンバータ制御部５０は動作切換手段４０を介して、スイッチング素子３１を間接的にスイッチングするスイッチング信号Ａとスイッチング素子３２を間接的にスイッチングするスイッチング信号Ｂをそれぞれ出力している。

動作切換手段４０は位相信号とＤＣ電流信号とスイッチング信号Ａとスイッチング信号Ｂがそれぞれ入力され、ＤＣ電流信号により生成した負荷の大小を示す状態信号をコンバータ制御部５０へ、また、スイッチング信号Ａ’とスイッチング信号Ｂ’をそれぞれ出力している。

なお、動作切換手段４０はＤＣ電流信号を常に監視しており、ＤＣ電流信号が所定値未満になった時に、つまり負荷が所定値より小さくなった時、それまで各スイッチング素子に出力していたスイッチング信号Ａとスイッチング信号Ｂを停止させ、代わりに各スイッチング素子を所定のタイミングで開閉する信号を出力する。この動作切換手段４０の動作は後で詳細に説明する。

図２は動作切換手段４０の機能を説明する機能ブロック図である。
動作切換手段４０は、負荷状態判定手段４４と、状態信号生成手段４２と、信号切換手段４１と、ノット回路４３とを備えている。
負荷状態判定手段４４は、入力されたＤＣ電流信号によりＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値（６アンペア）未満となった時、状態信号生成手段４２へローレベル（低負荷信号）を出力する。ＤＣ電流が予め定められた状態切換電流閾値以上の場合はハイレベル（高負荷信号）を出力する。

状態信号生成手段４２は位相信号が入力されており、低負荷信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（セロクロス点）で状態信号をローレベル（低負荷）にして信号切換手段４１へ出力する。なお、状態信号がローレベルになるとコンバータ制御部５０はアクティブフィルタの動作を停止させ、スイッチング信号の出力を停止する。また、状態信号生成手段４２は負荷状態判定手段４４から高負荷信号が入力されてから最初の位相信号の変化タイミング（セロクロス点）で状態信号をハイレベル（高負荷）にして信号切換手段４１へ出力する。

一方、信号切換手段４１は入力されたスイッチング信号Ａとスイッチング信号Ｂ、もしくは、入力された位相信号がノット回路４３で反転された反転位相信号と入力された位相信号のそれぞれの組み合わせのいずれかが選択されてスイッチング信号Ａ’とスイッチング信号Ｂ’として出力される。信号切換手段４１は、入力された状態信号がハイレベル( 高負荷) の場合に入力されたスイッチング信号Ａとスイッチング信号Ｂが選択され、ローレベル( 低負荷) の場合に反転位相信号と入力された位相信号が選択される。

図３は図１のブロック図においてセミブリッジレスコンバータ４がアクティブフィルタとして動作している時の説明図である。
図３（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図３（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図３（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図３（４）は動作切換手段４０から出力されるスイッチング信号Ａ’、図３（５）は動作切換手段４０から出力されるスイッチング信号Ｂ’、図３（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図３（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号、をそれぞれ示している。

コンバータ制御部５０はスイッチング素子３１とスイッチング素子３２に対してアクティブフィルタ動作のスイッチング制御を行なうものであり、位相信号がハイレベル、つまり、交流電圧が正の半周期の場合は図３（４）に示すようにリアクタ２９に流れる電流をスイッチング素子３１でスイッチングするスイッチング信号Ａ’の基になるスイッチング信号Ａを出力する。また、位相信号がローレベル、つまり、交流電圧が負の半周期の場合は図３（５）に示すようにリアクタ３０に流れる電流をスイッチング素子３２でスイッチングするスイッチング信号Ｂ’の基になるスイッチング信号Ｂを出力する。

また、コンバータ制御部５０にはＤＣ電流信号とＤＣ電圧信号が入力されており、所定のＤＣ電圧を維持するようにセミブリッジレスコンバータ４をフィードバック制御する。また、コンバータ制御部５０は入力電流を正弦波に近づけるようにスイッチング信号Ａとスイッチング信号ＢのデューティーをＰＷＭ方式で制御している。

次に図５のセミブリッジレスコンバータに流れる電流を説明する説明図を用いて各リアクタに流れる電流の経路を説明する。図５（１）はスイッチング素子を閉としてリアクタを介して交流電源を短絡し、リアクタにエネルギーを蓄える場合を、図５（２）はスイッチング素子を開としてリアクタに蓄えられたエネルギーを平滑コンデンサ３５、及び負荷Ｒに供給する場合をそれぞれ示している。なお実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流をそれぞれ示している。

スイッチング素子３１が閉に、スイッチング素子３２が開になると、図５（１）に示すように電流ｉ１は入力端２１ａからリアクタ２９、スイッチング素子３１、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れてリアクタ２９にエネルギーを蓄積する。そしてスイッチング素子３１が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ２９に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ３となってダイオード２７、平滑コンデンサ３５、ダイオード３４、入力端２１ｂに順次流れる。

一方、スイッチング素子３２が閉、スイッチング素子３１が開になると、図５（１）に示すように電流ｉ２は入力端２１ｂからリアクタ３０、スイッチング素子３２、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れてリアクタ３０にエネルギーを蓄積する。そしてスイッチング素子３２が開になると、図５（２）に示すようにリアクタ３０に蓄積されていたエネルギーは電流ｉ４となってダイオード２８、平滑コンデンサ３５、ダイオード３３、入力端２１ａに順次流れる。

コンバータ制御部５０は前述したようにＰＷＭ制御したスイッチング信号を生成し、以上の動作を繰り返すと共に、図３（３）に示すように入力電流波形が正弦波に近づくように制御する。なお、入力電流波形を正弦波に近づけるためコンバータ制御部５０は、ゼロクロス点付近のスイッチング信号のオンデューティーを大きく、電流波形の頂点付近ではスイッチング信号のオンデューティーを小さくするように制御する。

一方、図３においては、図３（６）に示すようにＤＣ電流は１０アンペアであり、状態切換電流閾値（６アンペア）以上のため、動作切換手段４０は図３（７）に示すように状態信号をハイレベル（高負荷）で出力している。

次に、モータ３９の回転数が減少し、モータ３９（負荷）で消費するＤＣ電流が減少した場合を説明する。
図４はセミブリッジレスコンバータ４が高負荷時に選択されるアクティブフィルタ動作から、低負荷時に選択される本発明によるパッシブフィルタ動作へ切り換える場合を説明する説明図である。
図４（１）はセミブリッジレスコンバータ４に入力される交流電圧、図４（２）は位相検出部２３から出力される交流電圧の位相信号、図４（３）は入力電流検出部２４で検出される入力電流、図４（４）は動作切換手段４０から出力されるスイッチング信号Ａ’、図４（５）は動作切換手段４０から出力されるスイッチング信号Ｂ’、図４（６）はＤＣ電流検出部３６で検出されるＤＣ電流、図４（７）は動作切換手段４０から出力される状態信号、をそれぞれ示している。なお、ｔ１０〜ｔ１６は時刻である。

図４（６）に示すようにＤＣ電流はｔ１０における８アンペアから徐々に低下しているが、ｔ１３で状態切換電流閾値（６アンペア）未満になってもコンバータ制御部５０はアクティブフィルタ動作を実行している。一方、負荷状態判定手段４４はＤＣ電流がｔ１３で状態切換電流閾値未満になったため、ローレベル（低負荷信号）を出力する。これが入力された状態信号生成手段４２は次の位相信号の変化点（ここではハイレベルからローレベル）になった時、つまり、ｔ１４で状態信号をハイレベル（高負荷）からローレベル（低負荷）にして出力する。この状態信号が入力されたコンバータ制御部５０は、アクティブフィルタ動作を停止する。

一方、このローレベル（低負荷）の状態信号が入力された信号切換手段４１は、状態信号がハイレベル（高負荷）の時に出力していた各スイッチング信号に代替して、位相信号をスイッチング信号Ｂ’として、また、位相反転信号をスイッチング信号Ａ’としてそれぞれ出力する。

従ってセミブリッジレスコンバータ４はｔ１４からパッシブフィルタ動作に移行することになる。つまり、位相信号がローレベルのｔ１４〜ｔ１５の期間では動作切換手段４０がスイッチング信号Ａ’をハイレベルにしてスイッチング素子３１を閉にし、また、スイッチング信号Ｂ’をローレベルにしてスイッチング素子３２を開にする。

一方、位相信号がハイレベルのｔ１５〜ｔ１６の期間では動作切換手段４０がスイッチング信号Ａ’をローレベルにしてスイッチング素子３１を開にし、また、スイッチング信号Ｂ’をハイレベルにしてスイッチング素子３２を閉にする。

次にこの位相信号がハイレベルとローレベルの時に各リアクタに流れるパッシブフィルタ動作時の電流経路を図５（３）と図４（２）とを用いて説明する。なお、図５（３）の実線は入力端２１ａが正電圧となる交流電圧の正の半周期に流れる電流ｉ５を、破線は入力端２１ａが負電圧となる交流電圧の負の半周期に流れる電流ｉ６をそれぞれ示している。

図４（２）のｔ１４〜ｔ１５の期間は交流電圧の負の半周期であるため、図５（３）に示すように電流ｉ６は入力端２１ｂからダイオード２６、平滑コンデンサ３５、スイッチング素子３１、リアクタ２９、入力端２１ａを順次流れる。

一方、 図４（２）のｔ１５〜ｔ１６の期間は交流電圧の正の半周期であるため、電流ｉ５は入力端２１ａからダイオード２５、平滑コンデンサ３５、スイッチング素子３２、リアクタ３０、入力端２１ｂを順次流れる。

従って交流電圧の正と負の半周期にリアクタ２９又はリアクタ３０いずれかに電流が流れる。
このため、図４（３）のｔ１４以降に示すように、リアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかと平滑コンデンサ３５で構成されるローパスフィルタの動作により、各リアクタのいずれにも電流が流れていない場合の電流波形を示す点線に示す電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間よりも、実線で示すリアクタ２９又はリアクタ３０のいずれかに電流が流れる本願の場合の電流の立ち上がり／立ち下がりの変化時間の方が長くなり、電源高調波電流が低減されると共に力率が改善される。

また、ダイオード３３又はダイオード３４に流れていた帰還電流が、ダイオード３３又はダイオード３４経由と、スイッチング素子３１又はスイッチング素子３２経由とに分割されるため、各スイッチング素子をＭＯＳ−ＦＥＴなどのオン抵抗が小さい素子を用いることで、各ダイオードの順方向電圧による電力損失の一部を低減することができる。

本実施例では交流電圧が２００ボルト、ＤＣ電圧が２７３ボルト、ＤＣ電流が１．１４アンペア、インダクタンス値が定格で０．５ｍＨ（ミリヘンリー）のリアクタを採用している。また、スイッチング信号のスイッチング周波数は３０ＫＨｚ（キロヘルツ）である。この結果、セミブリッジレスコンバータ４の回路を使用してパッシブフィルタ動作させた時、一方のリアクタのみに電流を流す従来方式から両方のリアクタに電流を流す本発明の制御に変更したことにより、シュミレーション結果では力率を０．４８から０．５０に改善され、また、ダイオード３３とダイオード３４の順方向電圧による電力損失を２．０６ワットから１．４０ワットに低減できることを確認した。

以上説明したように、負荷（インバータ３８）が予め定めた所定負荷より小さい負荷となった時にアクティブフィルタ動作からパッシブフィルタ動作に切り換えて２つのリアクタの内一方に電流が流れるように各スイッチング素子を制御する動作切換手段４０を備えたため、リアクタに電流を流さない従来の場合に比べて力率を改善すると共に電源高調波電流を低減することができる。

一般的に鉄心（コア）を備えたインダクタ（リアクタ）は直流重畳特性があり、インダクタに流れる電流が小さくなるほどインダクタンス値は大きくなる。また、直流重畳特性はコアのギャップにより変更可能であり、コアのギャップが小さいほど電流の変化によるインダクタンスの値の変化幅が大きくなる特性となっている。
さらに、リアクタに巻かれている巻線の表皮効果によりスイッチング周波数が低くなるほどインダクタンス値は大きくなる特性がある。このため、リアクタのインダクタンス特性を調整することにより、今後はパッシブフィルタとして使用するリアクタと、スイッチング周波数が数キロヘルツ以上のアクティブフィルタで使用するリアクタのインダクタンス値を最適にしてパッシブフィルタ動作時の力率をさらに改善することができる。

なお、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作との切り換えとして説明しているが、これに限るものでなく、部分スイッチング方式のフィルタ動作とパッシブフィルタ動作とを切り換えるようにしてもよい。
また、本実施例ではアクティブフィルタ動作とパッシブフィルタ動作で使用するリアクタを兼用しているが、これに限るものでなく、それぞれのフィルタで最適なインダクタンス値となる専用のリアクタ設け、状態信号によりこの専用リアクタを切り換えて使用するようにしてもよい。

また、本実施例では、負荷状態判定手段４４としてＤＣ電流を監視しているが、これに限るものでなく、入力電流を監視して入力電流が所定電流以下になった時を低負荷と判断してもいいし、圧縮機用のモータ３９の回転数を監視して回転数が所定回転数以下になった時を低負荷と判断してもいい。また、インバータ駆動信号であるスイッチング信号のオンデューティーが所定デューティーよりも小さくなった時を低負荷と判断してもいいし、これら以外であっても、負荷の大小を判定できるものならどのような信号を用いても本願と同じ効果を得ることができる。

１ 空気調和機
２ 室内機
３ 室外機
４ セミブリッジレスコンバータ
２１ａ 入力端
２１ｂ 入力端
２２ａ 正出力端
２２ｂ 負出力端
２３ 位相検出部
２４ 入力電流検出部
２５ ダイオード（第１ダイオード）
２６ ダイオード（第３ダイオード）
２７ ダイオード（第２ダイオード）
２８ ダイオード（第４ダイオード）
２９、３０ リアクタ
３１、３２ スイッチング素子
３３ ダイオード（第５ダイオード）
３４ ダイオード（第６ダイオード）
３５ 平滑コンデンサ
３６ ＤＣ電流検出部
３７ ＤＣ電圧検出部
３８ インバータ
３８ａ 正入力端
３８ｂ 負入力端
３９ モータ
４０ 動作切換手段
４１ 信号切換手段
４２ 状態信号生成手段
４３ ノット回路
４４ 負荷状態判定手段
５０ コンバータ制御部
６０ 室外機制御部

Claims (1)

1. セミブリッジレスコンバータと、同セミブリッジレスコンバータの出力に接続される正電圧入力端と負電圧入力端とを備えたインバータと、同インバータで駆動される圧縮機のモータと、前記インバータにインバータ駆動信号を出力する制御部とを備えた空気調和機であって、
   前記セミブリッジレスコンバータは、
   交流電源の一端が接続される第１入力端に一端が接続される第１リアクタと、
   前記交流電源の他端が接続される第２入力端に一端が接続される第２リアクタと、
   前記第１入力端と前記第２入力端との間に接続され前記交流電源の電圧の位相を検出して前記第１入力端が正電圧となる正の半周期と前記第１入力端が負電圧となる負の半周期を識別する位相信号として出力する位相検出部と、
   前記正電圧入力端と前記負電圧入力端との間に接続された平滑コンデンサと、
   前記第１リアクタの他端と前記第２入力端の間を接続／開放する第１スイッチング素子と、
   前記第２リアクタの他端と前記第１入力端の間を接続／開放する第２スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とにスイッチング信号を出力してアクティブフィルタ動作を実行するコンバータ制御部と、
   前記位相信号が入力され前記インバータで駆動する負荷が予め定めた所定負荷より小さい負荷の時に前記コンバータ制御部による前記スイッチング信号の出力を停止させ、前記位相信号が正の半周期を示す期間内で前記第２スイッチング素子を閉にすると共に前記第１スイッチング素子を開にし、前記位相信号が負の半周期を示す期間内で前記第１スイッチング素子を閉にすると共に前記第２スイッチング素子を開にする動作切換手段とを備えたことを特徴とする空気調和機。

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