JP6436174B2 - 電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法 - Google Patents

Description

本発明は、電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法に関する。

モバイルブロードバンド通信の通信方式として、上りと下りの通信で同一周波数帯を使用し、上りと下りの通信を高速に切り替えるＴＤＤ（Time Domain Duplexing：時分割複信）方式がある。例えば、高速通信規格であるＬＴＥ（Long Term Evolution）においては、基地局の送信／受信の切り替え時間が規定されている。この規定によれば、基地局は、送信／受信の切り替えを１７μ秒以下に高速化する必要がある（非特許文献１）。

また、ＴＤＤ方式の通信装置においては、受信系統の受信感度を向上するために、受信期間に送信系統から受信系統に回り込むノイズを抑制する必要がある。そのため、受信期間中に、送信系統の増幅器への電源供給を遮断するよう制御する場合がある。また、ＬＴＥの通信装置のうち、特に、複雑な多値デジタル変調波を扱う通信装置においては、信号のエンベロープが広帯域な周波数成分を有することから、増幅器等のバイアス回路がゆすられないよう電圧を安定化する必要がある。そのため、ＤＣ帯域から数１００ＭＨｚ帯域にわたる広帯域（一般的にビデオ帯と呼ばれることが多い）でバイアス回路のデカップリングが行われるのが一般的である。例えば、基地局の送信系統の増幅器においては、増幅用トランジスタやバイアス回路の近傍に、デカップリングを目的として、容量がμＦ級（0.1μＦ〜50μＦ程度）のデカップリングキャパシタが接続される。なお、増幅用トランジスタは、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）等で構成される。したがって、送信系統の増幅器の増幅用トランジスタへの電源供給を制御する場合には、デカップリングキャパシタへの充放電が必要になる。例えば、増幅用トランジスタのゲート端子付近にデカップリングキャパシタを設けた場合、デカップリングキャパシタと並列に放電用抵抗を接続することが考えられる。しかし、放電用抵抗は、数ｋΩ程度の抵抗値であるため、増幅用トランジスタへのゲート電圧をオフする場合に、放電用抵抗だけではデカップリングキャパシタの電荷を高速に放電することはできない。こうした理由のために、デカップリングキャパシタへの充放電時間は長くなり、例えば、μ秒やそれを超える時間となってしまうことがある。そのため、デカップリングキャパシタが近傍に接続されるトランジスタは、トランジスタの高速なオン・オフが要求される用途への適用が困難な場合が多かった。

トランジスタの高速なオン・オフを実現する技術としては特許文献１が挙げられる。特許文献１においては、増幅用トランジスタのゲート端子の直近に設けたキャパシタ（特許文献１の明細書中の例では、０．１μＦ）と、そのキャパシタと並列に設けた放電用抵抗と、によって放電時に時定数を有する回路を形成し、そのキャパシタの電荷を高速に放電するために、スイッチ素子を有する構成が開示されている。特許文献１においては、増幅用トランジスタのゲート端子の直近に設けた比較的容量が大きなキャパシタに対して、スイッチ素子を通過する電荷で充放電を行うことにより、増幅用トランジスタのオン・オフを切り替えている。そのため、放電用抵抗による放電の時定数よりも、増幅用トランジスタのオン・オフの高速化を図ることは可能である。しかし、本質的には容量が大きなキャパシタの充放電を行う構成になっているため、さらなる高速化を図るのが困難であるという問題があった。

また、トランジスタのゲートバイアスをスイッチで制御する技術としては特許文献２が挙げられる。特許文献２においては、ソース接地型増幅器とゲート接地型増幅器とがカスコード接続された可変利得増幅器が開示されている。特許文献２の可変利得増幅器は、増幅器全体利得を可変とするため、初段に備えた複数のソース接地型増幅器のゲートバイアスを選択的にオン・オフすることにより、後段のゲート接地型増幅器の動作点を変更している。また、特許文献２には、初段の複数のソース接地増幅器や後段の複数のゲート接地型増幅器のゲートバイアスを選択的にオン・オフするスイッチの構成の一例と、選択的に利得を可変しつつ、その際に生じる出力インピーダンスや負荷変動を抑圧する技術が記載されている。しかし、特許文献２には、ゲートバイアスの切り替えを高速に動作させるための構成に関して具体的な記載や示唆はされていない。

また、特許文献３においては、増幅用トランジスタのバイアス回路において、スイッチ回路を並列運転することで、単位時間当たりの供給電流能力や放電電流能力を拡大し、増幅用トランジスタのオン・オフの切り替え時間を短縮する技術が開示されている。しかし、特許文献３においては、スイッチ回路がｎ個の場合には、切り替え時間はほぼ１／ｎの時間まで高速化できるものの、回路規模がｎ倍に大きくなってしまうという問題があった。

国際公開第２０１１／００２０９９号 特開２０１１−９７６３８号公報 特開２０１２−４９６７６号公報

３ＧＰＰ ＴＳ ３６．１０４ Ｖ１２．５．０（２０１４−０９）

上述したように、特許文献１においては、トランジスタのオン・オフのさらなる高速化を図ることは困難であるという問題があった。また、特許文献２においては、トランジスタへのゲートバイアスの切り替えを高速に行う構成は記載も示唆もされていなかった。また、特許文献３においては、トランジスタのオン・オフの高速化を図るためには、回路規模が大きくなってしまうという問題があった。

そこで本発明の目的の１つは、上述した課題を解決し、回路規模を大きくすることなく、トランジスタのオン・オフのさらなる高速化を図ることができる電源供給回路、増幅器、通信装置、基地局、電源供給方法を提供することにある。

一態様において、電源供給回路は、互いに異なる電源電圧を発生する複数の第１電源と、前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を切り替えて出力するスイッチ回路と、前記スイッチ回路から出力された電源電圧を外部に出力する電圧出力端子と、前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に設けられ、第１キャパシタを含むＲＦ（Radio Frequency）チョーク回路と、前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に設けられ、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタと、を備える。

一態様において、増幅器は、前記電源供給回路と、増幅用トランジスタと、を備え、前記電源供給回路の前記電圧出力端子は、前記増幅用トランジスタのゲート端子又はベース端子に接続される。

一態様において、通信装置は、前記増幅器を備え、前記増幅用トランジスタは、送信信号又は受信信号を増幅する。

一態様において、基地局は、ＴＤＤ（Time Domain Duplexing）方式の基地局である。前記基地局は、互いに異なる電源電圧を発生する複数の第１電源と、前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を切り替えて出力するスイッチ回路と、前記スイッチ回路の出力端子に接続される第１キャパシタを含むＲＦチョーク回路と、前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に設けられ、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタと、前記ＲＦチョーク回路から出力される電源電圧で動作する増幅用トランジスタと、を備える。前記基地局は、送信時に、前記増幅用トランジスタにて信号を増幅し、増幅した信号を送信する。

一態様において、電源供給方法は、複数の第１電源にて互いに異なる電源電圧を発生し、前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を、スイッチ回路にて切り替えて、電圧出力端子から外部に出力し、前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に、第１キャパシタを含むＲＦチョーク回路を設け、前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタを設ける。

上述した態様によれば、回路規模を大きくすることなく、トランジスタのオン・オフのさらなる高速化を図ることができるという効果が得られる。

実施形態１に係る電源供給回路の構成例を示す図である。 実施形態２に係る高周波増幅器の構成例を示す図である。 実施形態２に係る高周波増幅器におけるゲートバイアス回路の等価回路の例を示す図である。 関連技術に係る高周波増幅器におけるゲートバイアス回路の等価回路の例を示す図である。 実施形態２及び関連技術に係る高周波増幅器における第２ゲート電圧から第１ゲート電圧への切り替え時間の例を示す図である。 実施形態２及び関連技術に係る高周波増幅器における第１ゲート電圧から第２ゲート電圧への切り替え時間の例を示す図である。 実施形態３に係る高周波増幅器の構成例を示す図である。 実施形態４に係る高周波増幅器の構成例を示す図である。 実施形態５に係る高周波増幅器の構成例を示す図である。 実施形態６に係る電源供給回路の構成例を示す図である。 実施形態７に係る電源供給回路の構成例を示す図である。 実施形態８に係る電源供給回路の構成例を示す図である。 実施形態９に係る基地局の構成例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
（１）実施形態１
図１に、実施形態１に係る電源供給回路の構成例を示す。図１に示される電源供給回路１０は、２個の電源（第１電源）１１−１，１１−２と、２個のμＦ級キャパシタ（第２キャパシタ）１２−１，１２−２と、ＳＰＤＴ（Single-Pole Double-Throw：単極双投）型のスイッチ回路１４と、ＲＦ（Radio Frequency）チョーク回路１５と、電圧出力端子１６と、を備える。なお、図１は、２個の電源１１−１，１１−２を用いた例であるが、電源の個数は２個に限定されず、３個以上であっても良い。

電源１１−１，１１−２は、互いに異なる電源電圧を発生する。
スイッチ回路１４は、２個の電源１１−１，１１−２にて発生した電源電圧が入力され、これらの電源電圧を切り替えて出力する、２：１のＳＰＤＴ型スイッチである。具体的には、スイッチ回路１４は、２個の電源１１−１，１１−２の各々に接続される２個の入力端子と、２個の入力端子のいずれかに接続される出力端子と、を含み、スイッチ切替信号に応じて、出力端子の接続先を２個の入力端子のいずれかに切り替える。

電圧出力端子１６は、スイッチ回路１４から出力された電源電圧を外部に出力する。
ＲＦチョーク回路１５は、スイッチ回路１４と電圧出力端子１６との間に設けられており、電圧出力端子１６側から見たインピーダンスが高周波数信号の周波数帯域で高インピーダンスとなる。また、ＲＦチョーク回路１５は、容量が１ｐＦ〜１００ｐＦ程度の高周波接地用キャパシタ（第１キャパシタ）を含んでいる。

μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２は、電源１１−１，１１−２に対応して設けられており、対応する電源とスイッチ回路１４との間に並列に接続されている。μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２は、容量は０．１μＦ〜５０μＦ程度である。なお、μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２は、ＲＦチョーク回路１５内の高周波接地用キャパシタよりも大きな容量であれば良く、望ましくは１０倍以上の容量であれば良い。

上述したように本実施形態においては、スイッチ回路１４よりも電源１１−１，１１−２側にμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２を設け、スイッチ回路１４よりも電圧出力端子１６側にＲＦチョーク回路１５を設けている。そのため、スイッチ回路１４とＲＦチョーク回路１５とで構成されるＲＣ遅延回路の時定数は、大容量のμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２の影響を受けない。これにより、上記のＲＣ遅延回路の時定数を小さくすることができ、その結果、電源電圧の切り替えの高速化を図ることができる。また、本実施形態に係る電源供給回路１０をトランジスタにゲート電圧を供給するゲートバイアス回路として適用した場合、ゲート電圧の切り替えの高速化を図れることから、トランジスタのオン・オフの高速化を図ることができる。また、スイッチ回路１４も１つで良く、回路規模は大きくならない。以上のことから、本実施形態は、回路規模を大きくすることなく、トランジスタのオン・オフのさらなる高速化を図ることができるという効果が得られる。なお、この効果が得られる原理については、以降の実施形態２でさらに詳細に説明する。

（２）実施形態２
本実施形態は、実施形態１に係る電源供給回路１０を、通信装置の内部に設けられる高周波増幅器に適用した例である。本実施形態に係る高周波増幅器は、増幅用トランジスタ（ＦＥＴ）のゲート端子にゲート電圧を供給するゲートバイアス回路として、実施形態１に係る電源供給回路１０を適用している。図２に、本実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す。図２に示される高周波増幅器は、高周波信号入力端子２０１と、入力整合回路２０２と、キャパシタ２０３と、増幅用トランジスタ２０４と、ゲート抵抗２０５と、キャパシタ２０６と、出力整合回路２０７と、高周波信号出力端子２０８と、ドレインバイアス回路２０９と、電源２１０と、を備える。また、図２に示される高周波増幅器は、実施形態１に係る電源供給回路１０をゲートバイアス回路として備えており、図１の電圧出力端子１６を増幅用トランジスタ２０４のゲート抵抗２０５に接続している。ただし、図１のＲＦチョーク回路１５を、スイッチ回路１４と電圧出力端子１６との間に直列に接続されるλ／４伝送線路１５２と、スイッチ回路１４とλ／４伝送線路１５２との間に並列に接続される高周波接地用キャパシタ１５１と、で構成している。また、スイッチ切替信号入力端子１３を追加している。なお、図２では、スイッチ回路１４と電圧出力端子１６との間の伝送線路としてλ／４伝送線路１５２を用いているが、この伝送線路は、増幅用トランジスタ２０４にて増幅する信号の波長に応じた線路長の伝送線路を用いれば良い。また、ＲＦチョーク回路１５として電圧出力端子１６側から見たインピーダンスが高周波数信号の周波数帯域で所望の高インピーダンスとなればよいので、この伝送線路の線路長は必ずしも増幅する信号波長のλ／４でなくともよい。以下では、電源１１−１にて発生する電源電圧を第１ゲート電圧と称し、電源１１−２にて発生する電源電圧を第２ゲート電圧と称する。第１ゲート電圧は、高周波信号が高周波信号出力端子２０８から出力されている場合（オンの場合）に増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に印加されるべき電圧とする。また、第２ゲート電圧は、高周波信号が高周波信号出力端子２０８から出力されていない場合（オフの場合）に増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に印加されるべき電圧とする。一例として増幅用トランジスタ２０４がデプレッション型のＦＥＴの場合、第１及び第２ゲート電圧はいずれも負の極性であり、絶対値は第２ゲート電圧の方が第１ゲート電圧および増幅用トランジスタ２０４のピンチオフ電圧よりも大きい。また、電源２１０にて発生する電源電圧をドレイン電圧と称する。

以下に、本実施形態に係る高周波増幅器の動作について説明する。まず、高周波信号が出力されている場合（オンの場合）の動作について説明する。この場合、スイッチ回路１４においては、出力端子が電源１１−１側の入力端子に接続されている。そのため、電源１１−１にて発生した第１ゲート電圧は、スイッチ回路１４、λ／４伝送線路１５２、及びゲート抵抗２０５を介して増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に印加される。ゲート抵抗２０５は、増幅用トランジスタ２０４のゲート電流が流れても、ゲート抵抗２０５による電圧降下が第１ゲート電圧に比べて無視できる程度の電圧となるような抵抗値を有し、通常は数Ω〜数１０Ω程度である。スイッチ回路１４とλ／４伝送線路１５２との間に並列に接続された高周波接地用キャパシタ１５１によって高周波信号はＧＮＤに接地されるため、λ／４伝送線路１５２によって高周波信号の位相が回転する。そのため、増幅用トランジスタ２０４のゲート端子から見たゲートバイアス回路は、高周波信号の高周波周波数帯で高インピーダンスに見え、高周波信号の特性に影響しない。電源２１０にて発生したドレイン電圧は、ドレインバイアス回路２０９を介して増幅用トランジスタ２０４のドレイン端子に印加される。ここでは、増幅用トランジスタ２０４のドレイン端子から見たドレインバイアス回路２０９も高インピーダンスに見え、高周波信号の特性に影響しないものとする。以上のように増幅用トランジスタ２０４にドレイン電圧及び第１ゲート電圧が印加されている状態において、高周波信号入力端子２０１から入力された高周波信号は、入力整合回路２０２及びキャパシタ２０３を介して増幅用トランジスタ２０４に入力され、増幅用トランジスタ２０４で増幅された後、キャパシタ２０６及び出力整合回路２０７を介して高周波信号出力端子２０８から出力される。

次に、高周波信号が出力されていない場合（オフの場合）の動作について説明する。この場合、スイッチ回路１４においては、出力端子が電源１１−２側の入力端子に接続されている。そのため、電源１１−２にて発生した第２ゲート電圧は、上述のオンの場合と同様にして、増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に印加される。この時、増幅用トランジスタ２０４はピンチオフされており高周波信号が入力されても増幅しない。また、この場合には高周波信号の入力自体がなくても良い。

次に、高周波信号のオン・オフが切り替わる場合の動作について説明する。以下では、高周波数信号がオンの状態からオフの状態に切り替わる時の動作について述べるが、逆の場合も同様である。スイッチ切替信号入力端子１３から、スイッチ回路１４の接続状態をオンの状態（スイッチ回路１４の出力端子が電源１１−１側の入力端子に接続されている状態）からオフの状態（スイッチ回路１４の出力端子が電源１１−２側の入力端子に接続されている状態）に切り替えるためのスイッチ切替信号がスイッチ回路１４に入力される。すると、スイッチ回路１４においては、出力端子の接続先が電源１１−２側の入力端子に切り替わる。これにより、スイッチ回路１４の出力端子の電圧は第１ゲート電圧から第２ゲート電圧に切り替わる。

この時のゲートバイアス回路の等価回路を図３に示す。本実施形態は、スイッチ回路１４よりも電源１１−２側にμＦ級キャパシタ１２−２を設けているため、等価回路は図３のようになる。この時、増幅用トランジスタ２０４のゲート電圧も第１ゲート電圧から第２ゲート電圧に切り替わる。ゲート電圧が切り替わる際の過渡応答においては、スイッチ回路１４の接触抵抗及びゲート配線の寄生抵抗（図３では１４０で表記）と、高周波接地用キャパシタ１５１と、から構成されるＲＣ遅延回路の影響や、ゲート電圧を供給する電源からの突入（瞬時）電流の供給能力や放電能力の影響を受けて、ゲート電圧の切り替わりに時間がかかる。ここで、スイッチ回路１４の接触抵抗やゲート配線の寄生抵抗を、電源の瞬時電流の供給能力や放電能力などを考慮して、等価的に１Ω程度と見積もる。本実施形態は、高周波信号の周波数が数百ＭＨｚ以上になると、その接地のための高周波接地用キャパシタ１５１の容量が１ｐＦ〜１００ｐＦ程度であるため、ＲＣ遅延回路の時定数はＲ＊Ｃ＝数ｐ秒〜０．１ｎ秒程度となる。

ここで、スイッチ回路１４よりも増幅用トランジスタ２０４（電圧出力端子１６）側にμＦ級キャパシタ１２−２を設けた構成とした関連技術を考える。この関連技術のゲートバイアス回路の等価回路を図４に示す。ゲート電圧が切り替わる際の過渡応答においては、スイッチ回路１４の接触抵抗及びゲート配線の寄生抵抗（図４では１４０で表記）と、μＦ級キャパシタ１２−２及び高周波接地用キャパシタ１５１と、から構成されるＲＣ遅延回路の影響を受けて、ＲＣ遅延回路の時定数分遅れてゲート電圧が切り替わることとなる。この時、μＦ級キャパシタ１２−２は０．１μＦ〜５０μＦ程度の大容量であるため、ＲＣ遅延回路の時定数は１μ秒以上で、１００μ秒程度にもなってしまう場合がある。

以上の通り、本実施形態は、スイッチ回路１４よりも電源１１−１，１１−２側にμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２を設けているため、上述のように増幅用トランジスタ２０４のゲート電圧の切り替わり速度を高速化できる。図５に、第２ゲート電圧から第１ゲート電圧への切り替え時間を示す。図６に、第１ゲート電圧から第２ゲート電圧への切り替え時間を示す。図５及び図６からわかるように、本実施形態は、関連技術と比較して、ゲート電圧の切り替え時間はほぼ１／１０^５の時間まで高速化できている。

ここで、本実施形態の構成によりゲート電圧の切り替え時間の高速化が達成できる理由としては、さらに補足すると、時定数が大きく、時間を要する大容量のμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２の高速充放電という動作を使わないという理由が挙げられる。スイッチ回路１４を移動する電荷は、ＲＦデカップリング用としての高周波接地用キャパシタ１５１（容量が１ｐＦ〜１００ｐＦ程度）を充放電するための電荷であり、高周波接地用キャパシタ１５１は、ビデオ帯デカップリング用としてのμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２と比べると、容量が１桁以上は小さい。本実施形態の構成では、大容量のμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２は、その先に配置されているスイッチ回路１４の状態にかかわらず、常に所望電位近傍に充電されている。そのため、わずかに行われる高周波接地用キャパシタ１５１と増幅用トランジスタへのゲート電流（この電流は小さい）による充放電にかかわる電荷の移動によって、μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２の電位は変動する。しかし、μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２の容量として、例えば、高周波接地用キャパシタ１５１とは２桁異なる容量を用いる場合は、電位の変動も１／１００程度のオーダーとなるため、電位の変動の影響は極小で、無視できる程度のものとなる。ＲＦデカップリング用としての高周波接地用キャパシタ１５１とその先の増幅用トランジスタ２０４のゲート端子までを所望の電位に充放電するために要する、スイッチ回路１４を通過する電荷は、μＦ級キャパシタ１２−１，１２−２を所望の電位に充放電するための電荷と比べれば極少量で済む。さらには大容量のμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２は主にビデオ帯デカップリング用として用いられているので、その効果を発揮するために増幅用トランジスタ２０４やスイッチ回路１４近傍に配置されることから回路間接続の配線長を短くできることが期待できる。これらのため、スイッチ回路１４やゲート配線に抵抗が発生していてもその抵抗による時定数の劣化や影響は小さい。さらにＲＦデカップリングやビデオ帯デカップリング、あるいは必要なゲート抵抗２０５の大きさ程度まで、時定数を緩和することも可能であるため、安価な部品や回路構成が適用できる。

上述したように本実施形態においては、ゲートバイアス回路において、スイッチ回路１４よりも電源１１−１，１１−２側にμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２を設け、スイッチ回路１４よりも増幅用トランジスタ２０４側に高周波接地用キャパシタ１５１を設けている。そのため、ゲート電圧の切り替えの高速化を図れることから、トランジスタのオン・オフの高速化を図ることができる。また、スイッチ回路１４も１つで良く、また、時定数を緩和することも可能であることから、回路規模は大きくならない。以上のことから、回路規模を大きくすることなく、トランジスタのオン・オフのさらなる高速化を図ることができるという効果が得られる。

なお、本実施形態においては、図２に示されるように、増幅用トランジスタ２０４のドレイン端子側ではなく、ゲート端子側にスイッチ回路１４を設けている。その理由は、ゲート抵抗２０５の数Ω〜数十Ωに比して、スイッチ回路１４の抵抗は数１００ミリΩ程度で実現可能であるためである。また、増幅用トランジスタ２０４のゲート端子からゲートバイアス回路を見ても、もともとゲート抵抗２０５が存在する構成であれば、スイッチ回路１４を設けても抵抗増にはならないからである。また、ゲート抵抗２０５が存在しない構成でも、スイッチ回路１４を設けたことによる抵抗の増加量は小さく、スイッチ回路１４を設ける影響はほとんどないからである。また、ゲート端子側では、ゲート抵抗２０５（周波数にほとんど依存せず抵抗として作用する）及びＲＦチョーク回路１５（直流はほぼ抵抗ゼロで通過し、さらにビデオ帯でのインピーダンスは小さい）を介して、増幅用トランジスタ２０４の近傍にてゲートバイアス回路でビデオ帯のデカップリングできていることに変わりはないからである。また、スイッチ回路１４の抵抗は数１００ミリΩ程度と小さいため、スイッチ回路１４を設ける影響はほとんどないと考えられるからである。

（３）実施形態３
本実施形態は、実施形態２のＲＦチョーク回路１５の構成を変更した例である。図７に、本実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す。図７に示される高周波増幅器は、実施形態２と比較して、λ／４伝送線路１５２の代わりに、チョークコイル１５３を設けた点が異なる。すなわち、実施形態２においては、ＲＦチョーク回路１５を、高周波接地用キャパシタ１５１とλ／４伝送線路１５２とで構成していたのに対して、本実施形態においては、ＲＦチョーク回路１５を、高周波接地用キャパシタ１５１とチョークコイル１５３とで構成している。この場合、ゲート電圧の切り替わりの際に起電力が発生し増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に高い電圧が印加される可能性がある。これを避けるために、チョークコイル１５３とゲート抵抗２０５（電圧出力端子１６）との間に並列に、電圧制限素子１５４を配置している。電圧制限素子１５４としては、ツェナーダイオードやアンチパラレルダイオード等を用いることが考えられる。電圧制限素子１５４は制限したい電圧値や電圧の極性に応じて適宜極性や電圧制限値を選定することが可能である。また、チョークコイル１５３と並列に電圧制限素子１５４を接続してもよく、増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に望ましくない電圧が印加されることを防止できる。

（４）実施形態４
図８に、本実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す。図８に示される高周波増幅器は、実施形態２と比較して、スイッチ回路１４の出力端子に一端が接続された保護抵抗１７と、保護抵抗１７の他端に接続された電源（第２電源）１８と、を追加した点が異なる。以下では、電源１８にて発生する電源電圧を第３ゲート電圧と称する。スイッチ回路１４の接続状態が切り替わる際には、スイッチ回路１４内で出力端子が２個の入力端子のいずれにも接続されていない状態が存在する。この時、増幅用トランジスタ２０４のゲート電圧が不定となって増幅用トランジスタ２０４が故障する場合がある。これを避けるために、増幅用トランジスタ２０４のゲート端子に保護抵抗１７を介して電源１８を接続し、第３ゲート電圧を印加する。これにより、増幅用トランジスタ２０４のゲート電圧が不定となることを回避できる。なお、第３ゲート電圧は、第１ゲート電圧又は第２ゲート電圧と同じ電圧でも良いし、異なる電圧でも良い。異なる電圧にする場合には、第３ゲート電圧は、第１ゲート電圧と第２ゲート電圧との間の範囲内でも良いし、範囲外でも良い。

（５）実施形態５
本実施形態は、実施形態４の第３ゲート電圧を、第１ゲート電圧と同じ電源１１−１から取った例である。図９に、本実施形態に係る高周波増幅器の構成例を示す。図９に示される高周波増幅器は、実施形態４と比較して、保護抵抗１７の他端を電源１１−１に接続した点と、電源１８を除去した点と、が異なる。このように、第３ゲート電圧を、第１ゲート電圧と同じ電源１１−１から取ることで、電源の数を削減できる。なお、本実施形態は、第３ゲート電圧を、電源１１−１から取った例であるが、電源１１−２から取ることも可能である。

（６）実施形態６
実施形態１は、互いに電源電圧が異なる２個の電源１１−１，１１−２を設けていた。これに対して、本実施形態は、互いに電源電圧が異なるＮ（Ｎは３以上の自然数）個の電源を設けた例である。図１０に、本実施形態に係る電源供給回路１０の構成例を示す。図１０に示される電源供給回路１０は、実施形態１と比較して、Ｎ個の電源１１−１〜１１−Ｎを設けた点と、Ｎ個のμＦ級キャパシタ１２−１〜１２−Ｎを設けた点と、が異なる。スイッチ回路１４は、電源１１−１〜１１−Ｎにて発生した電源電圧が入力され、スイッチ切替信号入力端子１３からのスイッチ切替信号に応じて、これらの電源電圧を切り替えて出力する、Ｎ：１のスイッチである。本実施形態のスイッチ回路１４は、入力端子の個数がＮ個になるものの、これ以外の構成及び動作は実施形態１と同様である。μＦ級キャパシタ１２−１〜１２−Ｎは、Ｎ個の電源１１−１〜１１−Ｎに対応して設けられ、対応する電源とスイッチ回路１４との間に並列に接続されている。

（７）実施形態７
本実施形態は、実施形態６のスイッチ回路１４を複数のスイッチ素子で構成した例である。図１１に、本実施形態に係る電源供給回路１０の構成例を示す。図１１に示される電源供給回路１０は、実施形態６と比較して、スイッチ回路１４を３個のスイッチ素子１４−１〜１４−３で構成した点が異なる。なお、図１１は、Ｎが４以上となる例である。

電源１１−１〜１１−Ｎは、発生する電源電圧を基に、複数のグループにグループ分けされている。ここでは、電源電圧が近い電源同士が同じグループに属するようにグループ分けがされているとする。その結果、ｉ個の電源１１−１〜１１−ｉ（ｉは２以上でかつＮ未満の自然数）からなるグループ（以下、グループ＃１と称す）と、（Ｎ−ｉ）個の電源１１−（ｉ＋１）〜１１−Ｎからなるグループ（以下、グループ＃２と称す）と、の２つのグループにグループ分けがなされたとする。スイッチ素子（第１スイッチ素子）１４−１は、グループ＃１に対応して設けられており、対応するグループ＃１に属する電源１１−１〜１１−ｉにて発生した電源電圧が入力され、スイッチ切替信号に応じて、これらの電源電圧を切り替えて出力する。スイッチ素子（第１スイッチ素子）１４−２は、グループ＃２に対応して設けられており、対応するグループ＃２に属する電源１１−（ｉ＋１）〜１１−Ｎにて発生した電源電圧が入力され、スイッチ切替信号に応じて、これらの電源電圧を切り替えて出力する。スイッチ素子（第２スイッチ素子）１４−３は、スイッチ素子１４−１，１４−２から出力された電源電圧が入力され、スイッチ切替信号に応じて、これらの電源電圧を切り替えて出力する。なお、スイッチ素子１４−１〜１４−３は、入力端子の個数が入力される電源電圧に応じた数になるものの（スイッチ素子１４−１がｉ個、スイッチ素子１４−２が（Ｎ−ｉ）個、スイッチ素子１４−３が２個）、これ以外の構成及び動作は実施形態１のスイッチ回路１４と同様である。

本実施形態は、電源１１−１〜１１−Ｎを２つのグループに分けしているが、３つ以上のグループに分けても良い。すなわち、グループ数はＭ（Ｍは２以上でかつＮ／２以下の自然数）とすれば良い。この場合、３つ以上のグループの各々に対応して第１スイッチ素子を設け、その後段に第２スイッチ素子を設ければ良い。ここで、本実施形態は、スイッチ回路を複数のスイッチ素子で構成しているため、回路規模は大きくなる。しかし、実施形態２で説明したように、関連技術と比較して、ゲート電圧の切り替え時間がほぼ１／１０^５の時間まで高速化できることから、回路規模の増大を十分に補えるような効果を得ることができる。

（８）実施形態８
実施形態７は、Ｎ個の電源１１−１〜１１−Ｎに対応して、Ｎ個のμＦ級キャパシタ１２−１〜１２−Ｎを設けていた。これに対して本実施形態は、μＦ級キャパシタの個数を削減した例である。図１２に、本実施形態に係る電源供給回路１０の構成例を示す。図１２に示される電源供給回路１０は、実施形態７と比較して、２個のμＦ級キャパシタ１２−１，１２−２のみを設けた点が異なる。μＦ級キャパシタ１２−１は、スイッチ素子１４−１に対応して設けられており、対応するスイッチ素子１４−１とスイッチ素子１４−３との間に並列に接続されている。また、μＦ級キャパシタ１２−２は、スイッチ素子１４−２に対応して設けられており、対応するスイッチ素子１４−２とスイッチ素子１４−３との間に並列に接続されている。この場合、スイッチ素子１４−１の接触抵抗や配線抵抗とμＦ級キャパシタ１２−１とで構成されるＲＣ遅延回路による遅延が問題となり得る。しかし、本実施形態においては、電源１１−１〜１１−ｉ同士は、同じグループに属しており、発生する電源電圧が近いため、ＲＣ遅延回路による遅延の影響は小さくなる。

本実施形態は、電源１１−１〜１１−Ｎを２つのグループに分けしているが、３つ以上のグループに分けても良い。この場合、３つ以上のグループの各々に対応して第１スイッチ素子を設け、第１スイッチ素子の各々に対応してμＦ級キャパシタを設ければ良い。

（９）実施形態９
本実施形態は、実施形態２〜５に係る高周波増幅器を基地局に適用した例である。本実施形態に係る基地局は、ＴＤＤ方式の基地局であり、送信増幅器（ＴＸ）として、実施形態２〜５に係る高周波増幅器を適用している。図１３に、本実施形態に係る基地局の構成例を示す。図２に示される基地局は、ベースバンド（ＢＢ：Base Band）処理部３０１と、周波数変換部３０２と、送信増幅器（ＴＸ）３０３と、受信増幅器（ＲＸ）３０４と、ＴＸ／ＲＸ切替スイッチ３０５と、制御部３０６と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）３０７と、アンテナ３０８と、を備える。なお、実施形態２〜５に係る高周波増幅器を送信増幅器（ＴＸ）３０３に適用するに際しては、高周波信号入力端子２０１を周波数変換部３０２に接続し、高周波信号出力端子２０８をＴＸ／ＲＸ切替スイッチ３０５に接続し、スイッチ切替信号入力端子１３を制御部３０６に接続する。

制御部３０６は、スイッチ切替信号をＴＸ／ＲＸ切替スイッチ３０５及び送信増幅器（ＴＸ）３０３に出力し、送信／受信の切り替えを行う。ＴＸ／ＲＸ切替スイッチ３０５は、送信時には送信増幅器（ＴＸ）３０３に接続され、受信時には受信増幅器（ＲＸ）３０４に接続される。送信時には、制御部３０６からのスイッチ切替信号により、送信増幅器３０３がＯＮし、送信信号は、ベースバンド処理部３０１にてベースバンド信号として生成され、周波数変換部３０２にてＩＦ（Intermediate Frequency）帯からＲＦ帯に変換され、送信増幅器（ＴＸ）３０３にて増幅され、バンドパスフィルタ３０７にて不要な周波数成分が抑圧された後、アンテナ３０８から送信される。受信時には、制御部３０６からのスイッチ切替信号により、送信増幅器（ＴＸ）３０３はＯＦＦして送信増幅器（ＴＸ）３０３から不要な信号やノイズが受信側に回り込んだりアンテナ３０８から出力されたりすることを防止するとともに、受信信号は、アンテナ３０８にて受信され、バンドパスフィルタ３０７にて不要な周波数成分が抑圧され、受信増幅器（ＲＸ）３０４にて増幅され、周波数変換部３０２にてＲＦ帯からＩＦ帯に変換された後、ベースバンド処理部３０１にてベースバンド信号として処理される。

なお、本実施形態は、実施形態２〜５に係る高周波増幅器を送信増幅器（ＴＸ）３０３にのみ適用しているが、送信増幅器（ＴＸ）３０３及び受信増幅器（ＲＸ）３０４の双方に適用しても良い。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
例えば、上記実施形態においては、電源供給回路１０を高周波増幅器に適用した例を説明したが、電源供給回路１０は、複数の電源電圧を離散的に切り替えて使用する高周波用電子回路（例えば、電圧可変型マイクロ波発振器や高周波信号の切り替えスイッチ回路）に適用しても良い。さらに高周波接地用キャパシタとして集中定数回路で構成される場合を説明しているが、オープンスタブ等の分布定数線路やあるいはこれらの組み合わせで構成されていてもよい。

また、上記実施形態においては、増幅用トランジスタ２０４をＦＥＴとした例を説明した。ＦＥＴとしては、望ましくは、トランジスタのゲート容量が大きなＳｉ−ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型ＦＥＴよりも、ゲート容量が比較的小さな化合物半導体ＦＥＴが良い。ただし、増幅用トランジスタ２０４は、ＦＥＴに限らず、バイポーラ型トランジスタでも良い。その場合は、ゲートをベースに読み替える等、適宜対応する名称を読み替えて本発明を適用すれば良い。

また、上記実施形態においては、増幅用トランジスタ２０４がデプレッション型のＦＥＴであるものとして、電源の極性を負とした例を説明したが、電源の極性や電源電圧は、使用する素子やオン・オフ設定するバイアス電圧に応じて適宜選択すればよい。
また、上記実施形態においては、通信装置の内部に設けた高周波増幅器の例を説明した。高周波増幅器は、通信装置の内部において、高周波の送信信号を増幅するものとして送信系統に設けても良いし、高周波の受信信号を増幅するものとして受信系統に設けても良い。

この出願は、２０１５年２月６日に出願された日本出願特願２０１５−０２２１４１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１１−１〜１１−Ｎ 電源
１２−１〜１２−Ｎ μＦ級キャパシタ
１３ スイッチ切替信号入力端子
１４ スイッチ回路
１４−１〜１４−３ スイッチ素子
１５ ＲＦチョーク回路
１５１ 高周波接地用キャパシタ
１５２ λ／４伝送線路
１５３ チョークコイル
１５４ 電圧制限素子（保護用ダイオード）
１６ 電圧出力端子
１７ 保護抵抗
１８ 電源
２０１ 高周波信号入力端子
２０２ 入力整合回路
２０３ キャパシタ
２０４ 増幅用トランジスタ
２０５ ゲート抵抗
２０６ キャパシタ
２０７ 出力整合回路
２０８ 高周波信号出力端子
２０９ ドレインバイアス回路
２１０ 電源
３０１ ベースバンド処理部
３０２ 周波数変換部
３０３ 送信増幅器
３０４ 受信増幅器
３０５ ＴＸ／ＲＸ切替スイッチ
３０６ 制御部
３０７ バンドパスフィルタ
３０８ アンテナ

Claims (15)

1. 互いに異なる電源電圧を発生する複数の第１電源と、
   前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を切り替えて出力するスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路から出力された電源電圧を外部に出力する電圧出力端子と、
   前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に設けられ、第１キャパシタを含むＲＦ（Radio Frequency）チョーク回路と、
   前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に設けられ、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタと、を備える電源供給回路。
2. 前記ＲＦチョーク回路は、
   前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に直列に接続されたチョークコイルと、
   前記スイッチ回路と前記チョークコイルとの間に並列に接続された前記第１キャパシタと、を含む、請求項１に記載の電源供給回路。
3. 前記ＲＦチョーク回路は、前記チョークコイルと前記電圧出力端子との間に並列に接続された電圧制限素子をさらに含む、請求項２に記載の電源供給回路。
4. 請求項１に記載の電源供給回路を備えた増幅器であって、
   前記電源供給回路の前記電圧出力端子から出力される電源電圧で動作する増幅用トランジスタをさらに備える、増幅器。
5. 請求項４に記載の増幅器を備えた通信装置であって、
   前記増幅用トランジスタは、送信信号又は受信信号を増幅する、通信装置。
6. 前記ＲＦチョーク回路は、
   前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に直列に接続され、前記増幅用トランジスタにて増幅する送信信号又は受信信号の波長に応じた線路長の伝送線路と、
   前記スイッチ回路と前記伝送線路との間に並列に接続された前記第１キャパシタと、を含む、請求項５に記載の通信装置。
7. 一端が前記スイッチ回路の出力端子に接続される保護抵抗と、
   前記保護抵抗の他端に接続される第２電源と、をさらに備える、請求項５または６に記載の通信装置。
8. 一端が前記スイッチ回路の出力端子に接続され、他端が前記複数の第１電源のうちの１つに接続される保護抵抗をさらに備える、請求項５または６に記載の通信装置。
9. 前記複数の第１電源は複数のグループにグループ分けされており、
   前記スイッチ回路は、
   前記複数のグループの各々に対応して設けられ、対応するグループに属する前記第１電源にて発生した電源電圧を切り替えて出力する複数の第１スイッチ素子と、
   前記複数の第１スイッチ素子から出力された電源電圧を切り替えて出力する第２スイッチ素子と、を含む、請求項５から８のいずれか１項に記載の通信装置。
10. 前記複数の第１電源は、前記複数の第１電源の各々が発生する電源電圧に応じてグループ分けされている、請求項９に記載の通信装置。
11. 前記第２キャパシタは、前記複数の第１電源の各々に対応して複数設けられており、対応する前記第１電源と前記スイッチ回路との間に並列に接続される、請求項５から１０のいずれか１項に記載の通信装置。
12. 前記第２キャパシタは、前記複数の第１スイッチ素子の各々に対応して複数設けられており、対応する前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との間に並列に接続される、請求項９又は１０に記載の通信装置。
13. 前記複数の第１電源のうちの１つは、前記増幅用トランジスタをピンチオフさせる電源電圧を発生する、請求項５から１２のいずれか１項に記載の通信装置。
14. ＴＤＤ（Time Domain Duplexing）方式の基地局であって、
    互いに異なる電源電圧を発生する複数の第１電源と、
    前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を切り替えて出力するスイッチ回路と、
    前記スイッチ回路の出力端子に接続される第１キャパシタを含むＲＦチョーク回路と、
    前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に設けられ、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタと、
    前記ＲＦチョーク回路から出力される電源電圧で動作する増幅用トランジスタと、
    を備え、
    送信時に、前記増幅用トランジスタにて信号を増幅し、増幅した信号を送信する、基地局。
15. 複数の第１電源にて互いに異なる電源電圧を発生し、
    前記複数の第１電源にて発生した電源電圧を、スイッチ回路にて切り替えて、電圧出力端子から外部に出力し、
    前記スイッチ回路と前記電圧出力端子との間に、第１キャパシタを含むＲＦチョーク回路を設け、
    前記複数の第１電源と前記スイッチ回路との間に、前記第１キャパシタよりも容量が大きな第２キャパシタを設ける、電源供給方法。

Images