JP6408195B2

JP6408195B2 - パワーアンプ

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Publication number: JP6408195B2
Application number: JP2012192094A
Authority: JP
Inventors: 秀幸佐藤
Original assignee: MegaChips Corp
Current assignee: MegaChips Corp
Priority date: 2012-08-31
Filing date: 2012-08-31
Publication date: 2018-10-17
Anticipated expiration: 2032-08-31
Also published as: JP2014049968A

Description

本発明は、高倍率での増幅を行うパワーアンプに関する。

ＩＱ変調を用いたＲＦ送信機は、図６に示すように、デジタルベースバンド生成回路５１で生成されたＩ信号とＱ信号を、Ｄ／Ａ変換器５２Ｉ，５２Ｑでアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ５３Ｉ，５３Ｑで不要高調波成分を除去してから、Ｉ信号にはローカル発振器５４で発振したローカル信号cosω_RFをミキサ５５Ｉで乗算し、Ｑ信号にはローカル信号cosω_RFに対してπ／２の位相差をもつローカル信号sinω_RFをミキサ５５Ｑで乗算して、両ミキサ５５Ｉ，５５Ｑで得られた変調信号を加算器５６で加算してから、線形パワーアンプ５７で増幅して、アンテナで送信していた。ここで、Ｉ信号、Ｑ信号を、
Ｉ(t)＝A(t)・cosφ(t) （１）
Ｑ(t)＝−A(t)・sinφ(t) （２）
とすると、送信される変調信号は、
ｙ(t)＝A(t)・cosφ(t)・cosω_RF−A(t)・sinφ(t)・sinω_RF （３）
となる。

ところが、図６のＲＦ送信機は、入出力の関係が線形で低効率の線形パワーアンプ５７を使用しなければならないので電池電源ではその消耗が激しく、また、Ｄ／Ａ変換器５２Ｉ，５２Ｑやミキサ５５Ｉ，５５Ｑが必要になって、その面積や消費電力の観点から不利であった。さらに、Ｉ，Ｑの位相が正確に９０°の位相差を形成するように制御することも必要であり、回路技術的にも様々な制約を要した。

このような問題点を解消するＲＦ送信機として、図７に示すような、ポーラ変調を用いたＲＦ送信機が提案されている（例えば、特許文献１）。このＲＦ送信機は、デジタルベースバンド生成回路５１で生成されたＩ信号とＱ信号をポーラデコーダ６１に取り込んで、そこで前記式（１）、（２）の振幅成分Ａ(t)との位相成分φ(t)を抽出し、位相成分φ(t)によってＲＦ発振器６２で生成されるＲＦ信号の位相を制御して飽和パワーアンプ６３にスイッチング信号として供給するとともに、振幅成分Ａ(t)によって飽和パワーアンプ６３の電圧を制御して、アンテナへのアナログ出力信号を生成するものである。

このポーラ変調に使用される飽和パワーアンプ６３としては、クラスＥのパワーアンプが代表的で、その線形化には図８に示すように、振幅情報Ａ(t)に比例した電圧ＶＤＤ１を生成する電圧レギュレータ７０を用いる方法が知られている（非特許文献１）。この電圧レギュレータ７０は、振幅情報Ａ(t)をもつ電圧を入力するオペアンプ７１と、オペアンプ７１で制御され振幅情報Ａ(t)に対応した電圧ＶＤＤ１を出力するＰＭＯＳトランジスタ７２で構成される。

このようなクラスＥのパワーアンプ６３を用いたポーラ変調では、電流セルとしてのトランジスタ８１に、位相情報φ(t)によって位相が変調されたＲＦ信号を入力し、そのトランジスタ８１の出力ノードＰ１をチョークコイル４２を介して電圧レギュレータ７０に接続し、出力ノードＰ１をマッチングネットワーク３０を通してＡＣ信号として負荷４１(アンテナ)に接続するよう構成される。クラスＥのパワーアンプ６３における出力パワーは、電圧レギュレータ７０で調整された電圧ＶＤＤ１の二乗に比例するため、電圧レギュレータ７０の出力電圧ＶＤＤ１を振幅情報Ａ(t)によって変調することで、負荷４１に供給される出力電力を線形化することが可能となる。

クラスＥのパワーアンプ６３の電圧レギュレータ７０の問題点としては、ダイナミックレンジとそのステップ幅（分解能）が考えられる。例えば、ＰＳＫなどのように振幅が一定、すなわち振幅制御を必要としない変調の場合では、無線通信でその平均出力パワーは、例えば１０〜−３０ｄＢｍのダイナミックレンジを持つ必要がある。この例では、パワー換算では４０ｄＢ、すなわち１００００倍程度、電圧換算では１００倍程度のレンジが必要となる。仮に、１０ｄＢｍに必要な電圧ＶＤＤ１を１Ｖとすると、−３０ｄＢｍを出力するための電圧ＶＤＤ１は１／１００の１０ｍＶとなり、これはそのまま電圧レギュレータ７０に求められるスペックとなり、ノイズを考慮しつつ、１０ｍＶのステップ幅で電圧を制御するのは負担が大きい。

さらに、ＯＦＤＭのように振幅変調の必要がある場合では、同じく平均出力パワーを１０〜−３０ｄＢｍのダイナミックレンジを持つと仮定し、振幅変調のため例えば８bitの分解能が必要な場合とすると、−３０ｄＢｍ平均出力パワーの際には、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）とマージンを無視した場合、１０ｍＶ/２⁸〜４０μＶ程度の電圧ステップを刻む必要があり、非常に困難となる。

なお、電圧レギュレータ７０を使用する方法とは別の方法として、図９に示すように、図８で説明した１個のトランジスタ８１をＮ個（８１<０>〜８１<Ｎ−１>）に分割して構成し、そのＮ個並列接続のトランジスタ８１<０>〜８１<Ｎ−１>を、振幅情報Ａ(t)から生成したＮビットのサーモデータ（温度計形式のデータ）Ｄ<０>〜Ｄ<Ｎ−１>が個別に入力し且つ位相変調されたＲＦ信号が共通に入力するＮ個並列接続のアンドゲート８２<０>〜８２<Ｎ−１>でＯＮ／ＯＦＦ制御して、そのトランジスタの並列接続個数を切り替えることで電流値を制御して、振幅変調を実現にする手法がある(非特許文献２)。しかし、この手法では、当該文献内でも述べられているように、平均出力パワーのレンジを広くするためには、トランジスタの数Ｎを増やし、サイズ比（Ｗ／Ｌ）にもバリエーションを持たせねばならず、回路面積や設計の手間などが増大する。また、トランジスタ８１＜０＞〜８１＜Ｎ−１＞の特性のバラツキにより、サーモデータによって選択されたトランジスタのそれぞれを流れる電流が同一にはならず、正確なパワー制御ができないという課題もある。

特開２０１１−２３４３４８号公報

Patrick Reynaert，Michiel S.J.Steyaert，"A l.75-GHz Polar Modulated CMOS RF Power Amplifier for GSM-EDGE"，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.40,NO.12，DECEMBER 2005． Amirpouya Kavousian,David K.,Mohammad Hekmat,Alireza Shirvani,and Bruce A.,"A Digitally Modulated Polar CMOS Power Amplifier With a 20-MHz Channel Bandwidth,"IEEE J. Solid-State Circuits,vol.43,no.10, pp2251-2258 Oct. 2008.

以上のように、クラスＥのパワーアンプにおいて振幅変調を行う場合に、電圧レギュレータを使用する手法は、要求されるダイナミックレンジと要求されるステップ数（分解能）を満足することが困難であった。また、分割したトランジスタの使用個数を振幅変調のデータに応じて切り替える手法は、平均出力パワーのレンジを広くするためには、トランジスタの数を増やし、サイズ比にもバリエーションを持たせねばならず、回路面積や設計の手間などが増大する問題があった。

図８に示す技術と、図９に示す技術とを組み合わせ、図９のパワーアンプに、電源電圧ＶＤＤに代えて、図８の電圧レギュレータが生成する電圧ＶＤＤ１を供給することも可能と考えられる。この構成では、電圧レギュレータ７０によるＶＤＤ１の変調と、トランジスタ８１<０>〜８１<Ｎ−１>の並列接続個数の切り替えとを組み合わせることにより、出力パワーのレンジと分解能を高めることが可能と考えられる。しかし、この構成でも、図９の構成と同様に、正確なパワー制御ができないという課題を有する。また、現実のアプリケーションにおいて、レギュレータによるパワー制御と並列接続個数によるパワー制御とを、どのように組み合わせて利用するかも明かではない。

本発明の目的は、要求された広ダイナミックレンジと高分解能の振幅変調を少ない数の電流セルで効率良く実現できるようにしたパワーアンプを提供することである。

上記目的を達成するために、本発明は、振幅成分に対応したＮビットのデータによって選択されることでＲＦ信号によってスイッチングされる電流セルを備えた電流セルユニットが複数個並列接続された電流セルユニットアレイと、該電流セルユニットアレイと第１の電源との間に接続したチョークコイルと、前記電流セルユニットアレイと前記チョークコイルとの間の第１のノードと負荷との間に接続され、選択された１又は２以上の電流セルユニットの前記電流セルの前記スイッチングにより生じる信号をＡＣ信号に変換して負荷に供給するマッチングネットワークと、前記選択された１又は２以上の電流セルユニットの前記電流セルに流れる電流値を、前記Ｎビットのデータとは別の平均パワー設定信号に応じて一括して設定する平均パワー設定回路と、を備え、前記各電流セルユニットは、前記電流セルとしての第１のトランジスタと、前記Ｎビットのデータと前記ＲＦ信号の組み合わせによってＯＮ／ＯＦＦし、ＯＮ時に前記平均パワー設定回路の出力を前記第１のトランジスタのゲートに供給する第１のスイッチと、前記第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦと逆にＯＮ／ＯＦＦし、前記第１のトランジスタのゲートと第２の電源との間に接続された第２のスイッチとを有し、前記平均パワー設定回路は、前記平均パワー設定信号で出力電流が設定される第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレイン電圧が入力され、その出力が前記平均パワー設定回路の出力となるボルテージホロワとを有し、前記各電流セルユニットでは、前記第１のスイッチがＯＮのとき、前記第２のトランジスタの出力電流が前記第１のトランジスタの出力電流に所定の比率でミラーされることを特徴とする。

本発明によれば、複数並列接続した電流セルユニットの内から１又は２以上の電流セルユニットの電流セルを、振幅情報をもったＮビットのデータで選択し、該選択した電流セルをＲＦ信号で駆動するとともに、該選択した１又は２以上の電流セルの電流値を平均パワーを示す信号によって設定するので、要求に応じた広いダイナミックレンジと高分解能の振幅変調を少ない数の電流セルで実現できるようになる。

本発明の１つの実施例のポーラ変調用パワーアンプの回路図である。図１のポーラ変調用パワーアンプの動作波形図である。電流セルユニットアレイを２個使用する例の説明図である。変形例の電流セルユニットを使用するポーラ変調用パワーアンプの回路図である。別の変形例の電流セルユニットを使用するポーラ変調用パワーアンプの回路図である。ＩＱ変調を用いた従来のＲＦ送信機のブロック図である。ポーラ変調を用いた従来のＲＦ送信機のブロック図である。ポーラ変調を用いた従来のＲＦ送信機の飽和パワーアンプの回路図である。ポーラ変調を用いた従来のＲＦ送信機の別の飽和パワーアンプの回路図である。

図１に本発明の実施例を示す。図１において、１０は電流セルユニットアレイであり、ノードＰ１に並列接続された同一パラメータのＮ個並列接続の電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>から構成されている。電流セルユニット１０<０>を代表して説明すると、この電流セルユニット１０<０>は、ノードＰ１にドレインが接続されＧＮＤにソースが接続されたＮＭＯＳトランジスタ（電流セル）１１と、そのトランジスタ１１にゲート電圧を印加するための第１のスイッチ１２と、そのトランジスタ１１のゲート電荷を放出するための第２のスイッチ１３と、スイッチ１２のＯＮ／ＯＦＦを制御するアンドゲート１４と、スイッチ１３のＯＮ／ＯＦＦを制御するナンドゲート１５とで構成される。

そして、アンドゲート１４とナンドゲート１５に、位相情報φ(t)によって位相変調された一定周波数の共通のＲＦ信号と、振幅情報Ａ(t)を示すＮビットのサーモデータのうちの１ビット分が入力することで、Ｎビットのサーモデータの対応するビットが「１」である場合には、当該電流セルユニットのスイッチ１２，１３のＯＮ／ＯＦＦがＲＦ信号に応じて変化し、トランジスタ１１がスイッチング動作する。対応するビットが「０」である場合には、当該電流セルユニットのスイッチ１２がＯＦＦでスイッチ１３がＯＮに固定され、トランジスタ１１はスイッチング動作しない。なお、振幅情報Ａ(ｔ)を示すＮビットのデータによって電流セルユニットアレイ１０の内の動作する電流セルユニットの合計数が決定される。

２０は平均パワー設定回路であり、受信機側から要求される平均パワーに応じて電流値が外部設定される電流源２１と、その電流源２１にダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタ２２と、そのトランジスタ２２のドレイン電圧を低インピーダンスに変換して各電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>のスイッチ１２に出力するボルテージホロワ２３とで構成され、トランジスタ２２は電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>のそれぞれのトランジスタ１１とカレントミラー接続の関係になっている。よって、電流源２１の電流値をある値に設定すると、平均パワー設定信号として、Ｎ個並列接続の電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>の内のスイッチ１２がＯＮしている電流セルユニットに供給され、当該の電流セルユニットのトランジスタ１１のドレイン電流が、一括してカレントミラー比に対応した互いに同じ電流値に制御される。本実施例では、図８に示された技術のように電圧レギュレータを利用するのではなく、カレントミラー接続の構成を利用する。これにより、並列に接続された電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>の特性ばらつきの影響を受けず、振幅情報Ａ（ｔ）による正確なパワー制御が可能である。

３０はマッチングネットワークであり、並列共振回路からなるハイパスフィルタ３２と、直列共振回路からなるローパスフィルタ３１と、カップリング容量３３とでバンドパスフィルタとして構成される。４１は負荷（アンテナ）であり、マッチングネットワーク３０で生成されたＡＣ電流が印加する。４２はＶＤＤの電源が電流セルユニットアレイ１０で生成される高周波成分の影響を受けないようにするための保護用チョークコイルである。

さて、アンテナに出力するＲＦ信号の振幅変調は、ＮビットのサーモデータＤ<０>〜Ｄ<Ｎ−１>によって決定される。ＮビットのデータＤ<０>〜Ｄ<Ｎ−１>の内の「１」のデータが、電流セルユニットのゲート１４，１５に入力し、当該電流セルユニットが有効な電流セルユニットとして選択される。そして、位相変調されたＲＦ信号がハイレベルになるとスイッチ１２がＯＮ、スイッチ１３がＯＦＦとなり、ロウレベルになるとスイッチ１２がＯＦＦ、スイッチ１３がＯＮとなる。スイッチ１２がＯＮのときに平均パワー設定回路２０の出力によりトランジスタ１１が導通して、そのドレイン電流が平均パワー設定回路２０の電流源２１の電流値に対応した電流値に設定される。位相変調されたＲＦ信号がロウイレベルのときは、トランジスタ１１はゲートがＧＮＤ電位に接続されＯＦＦされる。振幅が大きいときはデータＤ<０>〜Ｄ<Ｎ−１>によって選択される電流セルユニットの数が多くなり、振幅が小さいときはその数が少なくなることで、マッチングネットワーク３０に供給されるパワーが変化する。

本実施例では、ＯＦＤＭのように振幅変調の必要がある場合、振幅情報Ａ(ｔ)を示すＮビットのデータＤ<０>〜Ｄ<Ｎ−１>に従って、選択する電流セルユニットの個数を増減させる。電流セルユニットの選択によるパワー制御は、高速に行うことが可能であり、振幅変調に利用することができる。

一方、平均パワー設定回路２０による電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>のそれぞれを流れる電流の制御は、平均パワーの制御のために利用される。平均パワーは、例えば、不特定の受信機との通信を行う際に、送信機と受信機との間の距離等に応じて適切なパワーを利用するために、受信機側から要求されることで設定される。また、特定の送信機と受信機との間の通信を行う場合では、設置時に固定の平均パワーを設定する場合もある。カレントミラー接続を利用した各電流セルユニットの電流制御は、応答速度に限界がある。しかし、頻繁に変更されることがない平均パワーの制御には利用可能である。

なお、図１に示した実施例では、電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>のそれぞれの電流セルであるＭＯＳトランジスタ１１のゲートに、平均パワー設定回路２０からの電圧を印加する第１のスイッチ１２に加えて、そのトランジスタ１１のゲート電荷を放出するための第２のスイッチ１３を備えている。平均パワー設定回路２０による電流の制御は、スイッチ１２のみで可能であるが、スイッチ１３を備えることにより、高い周波数のＲＦ信号に応じた電流セルのスイッチングを可能にしている。ここで、スイッチ１３によるトランジスタ１１のゲート電荷の放出は、トランジスタ１１のゲートの電位がＧＮＤ電位に達するまで行う必要はない。トランジスタ１１のゲート・ソース間の電圧がしきい値電圧未満になるまで放出を行えば、ＲＦ信号に応じたスイッチングを行うことが可能である。ゲート電荷の放出をＧＮＤ電位に達しない範囲に制限することにより、消費電力の低減が可能である。

図２に動作時のＲＦ信号、トランジスタ１１のゲート電圧Ｖｇ、ノードＰ１の理想的な電流Ｉｓ、電圧Ｖｓ、出力電圧Ｖout、出力電流Ｉoutの波形を示す。ＲＦ信号がハイレベルとき、選択された１又は２以上の電流セルユニットのトランジスタ１１のゲート電圧はＶpkとなり、そこに流れる合計電流Ｉｓは一定値（Ｉpk）となる。この電流値Ｉpkは、選択された電流セルユニットの個数と平均パワー設定回路２０で設定される電流値（とミラー比）によって決まる。

電流値Ｉpkとトランジスタ１１のＯＮ抵抗によって、電圧ＶＤＤを中心として変化するノードＰ１における電圧Ｖｓが生成される。この電圧Ｖｓはマッチングネットワーク３０にてフィルタリングされ、０Ｖを中心にした正弦波の出力電圧Ｖoutに変換される。

つまり、出力電流Ｉoutは、出力側にあるマッチングネットワーク３０によって、電流Ｉsのファンダメンタル成分のみが負荷４１に流れるので、その出力電流Ｉoutの振幅Ｉmは、
Ｉm＝(２／π)×Ｉpk
であらわされる。また、出力パワーＰoutは、負荷４１の抵抗値をＲＬとすると、
Ｐout＝（ＲＬ×Ｉm²）／２
＝(２／π²）×ＲＬ×Ｉpk^２
であらわされる。このように、出力パワーＰoutはＩpk^２の関数になるので、これを振幅情報を示すデータによる電流セルユニットの選択と平均パワー設定回路２０による電流値の設定で決定することにより、所望の振幅変調の平均出力パワーを達成することができる。

なお、例えば最大で４０ｄＢの平均出力パワーのダイナミックレンジが必要な場合において、平均パワー設定回路２０と電流セルユニットアレイ１０との間のカレントミラー比を１つの値に固定して、所望の平均出力パワーダイナミックレンジを実現することが難しいとき、平均パワー設定回路２０に対するカレントミラー比を互いに異ならせた２以上の電流セルユニットアレイ１０を用意しておき、受信機側から要求される平均出力パワーに合わせて、使用するカレントミラー比の電流セルユニットアレイ１０を選択使用すればよい。

例えば、平均パワー設定回路２０の電流源２１の電流値の制御で２０ｄＢ分を稼ぐ場合ようにしたときは、図３に示すように、１０〜−１０ｄＢｍを変化できる第１の電流セルユニットアレイ１０Ａを用意するとともに、−１０〜−３０ｄＢｍを変化できる第２の電流セルユニットアレイ１０Ｂを用意しておいて、そのいずれか一方を選択使用することにより、残りの２０ｄＢを稼ぐことができる。この例では、電流セルユニットアレイ１０Ａの各トランジスタのサイズ比（Ｗ／Ｌ）が第２の電流セルユニットアレイ１０Ｂの各トランジスタのサイズ比に対して１０倍となる。

また、図１では、電流セルユニット１０<０>〜１０<Ｎ−１>のトランジスタ１１は１個であるが、図４に示すように、トランジスタ１１をカスコード接続の２個のトランジスタ１１Ａ，１１Ｂに置き換えることも可能である。このときは、トランジスタ１１Ａのゲートと平均パワー設定回路２０との間にスイッチ１２Ａを，ＧＮＤとの間にスイッチ１３Ａをそれぞれ接続し、トランジスタ１１Ｂのゲートと平均パワー設定回路２０との間にスイッチ１２Ｂを、ＧＮＤとの間にスイッチ１３Ｂそれぞれ接続する。そして、トランジスタ１２Ｂ，１３ＢをＲＦ信号とそれをインバータ１６Ｂで反転した信号により、一方がＯＮのときは他方がＯＦＦとなるようにＯＮ／ＯＦＦさせ、トランジスタ１２Ａ，１３ＡをデータＤ<０>の信号とそれをインバータ１６Ａで反転した信号により、一方がＯＮのときは他方がＯＦＦとなるようにＯＮ／ＯＦＦさせる。この例では、トランジスタ１１Ａ，１１Ｂは１個のトランジスタ１１と同様に機能する。

また、図１では、スイッチ１２をトランジスタ１１のゲートと平均パワー設定回路２０の出力側との間に接続して、平均パワー設定回路２０の出力のトランジスタ１１のゲートへの接続をＯＮ／ＯＦＦしているが、図５に示すように、アンドゲート１４で制御されるスイッチ１７を、トランジスタ１１のドレインとノードＰ１との間に接続してもよい。このとき、トランジスタ１１のゲートには平均パワー設定回路２０の出力を直接接続する。

また、電流セルユニットの選択にあたっては、サーモデータによって電流セルユニットアレイ１０の内の動作する電流セルユニットの合計数が決定されるようにする旨を説明したが、選択方法はこの限りではなく、例えば各電流セルユニットと平均パワー設定回路２０のカレントミラー比を互いに異ならせておけば、いずれかの電流セルユニットを常に１個だけ選択する回路方式として対応しても何ら問題はない。また選択のためのデータとして、サーモデータ以外の、さまざまな形式のデータを利用することができる。本願のパワーアンプは、ポーラ変調用のパワーアンプとして好適に利用できる。しかし、これに限られず、広いダイナミックレンジと高分解能の振幅変調を必要とするさまざまな用途に利用できる。

１０：電流セルユニットアレイ
１０<０>〜１０<Ｎ−１>：電流セルユニット、１１：ＮＭＯＳトランジスタ、１２：第１のスイッチ、１３：第２のスイッチ、１４，１５：アンドゲート
２０：平均パワー設定回路、２１：電流源、２２：ＮＭＯＳトランジスタ、２３：ボルテージホロワ
３０：マッチングネットワーク、３１：ローパスフィルタ、３２：ハイパスフィルタ、３３：カップリング容量
４１：負荷（アンテナ）、４２：チョークコイル

Claims

振幅成分に対応したＮビットのデータによって選択されることでＲＦ信号によってスイッチングされる電流セルを備えた電流セルユニットが複数個並列接続された電流セルユニットアレイと、
該電流セルユニットアレイと第１の電源との間に接続したチョークコイルと、
前記電流セルユニットアレイと前記チョークコイルとの間の第１のノードと負荷との間に接続され、選択された１又は２以上の電流セルユニットの前記電流セルの前記スイッチングにより生じる信号をＡＣ信号に変換して負荷に供給するマッチングネットワークと、
前記選択された１又は２以上の電流セルユニットの前記電流セルに流れる電流値を、前記Ｎビットのデータとは別の平均パワー設定信号に応じて一括して設定する平均パワー設定回路と、
を備え、
前記各電流セルユニットは、
前記電流セルとしての第１のトランジスタと、
前記Ｎビットのデータと前記ＲＦ信号の組み合わせによってＯＮ／ＯＦＦし、ＯＮ時に前記平均パワー設定回路の出力を前記第１のトランジスタのゲートに供給する第１のスイッチと、
前記第１のスイッチのＯＮ／ＯＦＦと逆にＯＮ／ＯＦＦし、前記第１のトランジスタのゲートと第２の電源との間に接続された第２のスイッチと
を有し、
前記平均パワー設定回路は、
前記平均パワー設定信号で出力電流が設定される第２のトランジスタと、
前記第２のトランジスタのドレイン電圧が入力され、その出力が前記平均パワー設定回路の出力となるボルテージホロワと
を有し、
前記各電流セルユニットでは、前記第１のスイッチがＯＮのとき、前記第２のトランジスタの出力電流が前記第１のトランジスタの出力電流に所定の比率でミラーされることを特徴とするパワーアンプ。
請求項１に記載のパワーアンプにおいて、
前記電流セルユニットアレイは、複数セットの電流セルユニットアレイの内から選択された１セットの電流セルユニットアレイであり、
前記複数セットの電流セルユニットアレイの間では、前記電流セルユニットの前記第１のトランジスタに流れる電流の前記ミラーの比率が異なることを特徴とするパワーアンプ。