JP6510031B2

JP6510031B2 - 増幅器

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Publication number: JP6510031B2
Application number: JP2017505796A
Authority: JP
Inventors: ミミス、コンスタンティノス; ワトキンス、ギャビン
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2015-05-27
Filing date: 2015-05-27
Publication date: 2019-05-08
Anticipated expiration: 2035-05-27
Also published as: US10277169B2; WO2016189263A1; US20180123521A1; JP2017526270A

Description

本明細書に記載される実施形態は、一般に、負荷変調および電源変調を有する増幅器回路に関する。

ロングタームエボリューション（ＬＴＥ（登録商標））データ通信、デジタルテレビジョン（ＤＴＶ）伝送およびＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ通信伝送などの通信信号は、大きいピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を有する。そのことにより、電力増幅器（ＰＡ）の効率が非常に低くなる。電力消費を減少させるために、ＰＡ効率を高めることは、モバイルデバイスおよび固定基地局の送信器の両方にとって非常に重要である。

以下では、実施形態が図面を参照して説明されることになる。
増幅器回路を示す図。図１に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す図。電源変調される増幅器回路を示す図。図３に示される電源変調される増幅器回路の動作領域を示す図。図３に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す図。図３に示される増幅器回路についての正規化電源電圧を示す図。動的負荷変調を有する増幅器回路を示す図。図７に示される電源変調される増幅器回路の動作領域を示す図。図７に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す図。図７に示される増幅器回路についての負荷制御信号を示す図。実施形態にしたがう増幅器回路を示す図。図１１に示される電源変調される増幅器回路の動作領域を示す図。図１１に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す図。図１１に示される増幅器回路についての正規化電源電圧および負荷制御信号を示す図。実施形態にしたがう増幅器回路を示す図。図１５に示される増幅器回路の動作領域を示す図。図１６に示される動作領域で作動させた、図１５に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す図。図１６に関して記載されるような別個の領域における動的負荷変調と電源変調を使用する、図１５に示される増幅器回路についての正規化電源電圧および負荷制御信号を示す図。一実施形態において電荷ポンプ変調器として実装された電源変調器を示す図。一実施形態において電荷ポンプ変調器として実装された電源変調器を示す図。

一実施形態では、増幅器回路が開示される。増幅器回路は、無線周波数信号を増幅するように構成される増幅デバイス、増幅デバイスは、出力ダイナミックレンジを有する、と、増幅デバイスの出力が出力ダイナミックレンジの第１の領域内であるときに増幅デバイスに供給される電源電圧を変調するように構成される電源変調器と、増幅デバイスの出力に結合された同調可能整合ネットワークと、増幅デバイスの出力が出力ダイナミックレンジの第２の領域内であるとき、同調可能整合ネットワークを制御し、それによって、増幅デバイスの出力が加えられる負荷を変調するように構成される負荷制御器とを備える。

一実施形態では、電源変調器は、電荷ポンプ回路を備える。

一実施形態では、第１の領域と第２の領域とは重複しない。

一実施形態では、第１の領域は、第２の領域よりも高い出力電力を備える。

一実施形態では、増幅器回路は、電源変調器を選択的にバイパスするように構成される電源変調器バイパス回路をさらに備える。

一実施形態では、電源変調器バイパス回路は、無線周波数信号のピーク対平均電力比が閾値より下であるときに電源変調器をバイパスするように構成される。

一実施形態では、電源変調器バイパス回路は、電源変調器が動作できないときに電源変調器をバイパスするように構成される。

一実施形態では、増幅器回路は、負荷制御器を選択的にバイパスするように構成される負荷制御器バイパス回路をさらに備える。

一実施形態では、負荷制御器バイパス回路は、無線周波数信号のピーク対平均電力比が閾値より下であるときに負荷制御器をバイパスするように構成される。

一実施形態では、負荷制御器バイパス回路は、負荷制御器が動作できないときに負荷制御器をバイパスするように構成される。

図１は、増幅器回路１００を示す。増幅器回路１００は、ベースバンド処理モジュール１１０と無線周波数電力増幅器（ＲＦＰＡ）１２０とを備える。ベースバンド処理モジュール１１０は、局部発振器（ＬＯ）１１６を使用してアップコンバージョンモジュール１１４によってアップコンバートされるベースバンド信号１１２を出力する。アップコンバートされた信号が、ＲＦＰＡ１２０により増幅される無線周波数（ＲＦ）信号１１８である。ＲＦＰＡ１２０は、増幅要素１２２を備える。増幅要素１２２は、固定電源電圧１２４により供給される。整合ネットワーク（ＭＮ）１２６が増幅要素１２２の出力間に接続される。ＲＦＰＡ１２０の出力が、増幅されたＲＦ信号１３０である。カプラ１３２が、増幅されたＲＦ信号１３０へのフィードバック経路を結合する。フィードバック経路は、ＲＦフィードバック信号１３４を搬送する。ＲＦフィードバック信号１３４は、ＬＯ１１６を使用してダウンコンバージョンモジュール１３６によってダウンコンバートされる。これが、ベースバンド処理モジュール１１０へと送られるベースバンドフィードバック信号１３８を提供する。

図２は、図１に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す。図２に示されるように、利得は、−２０ｄＢの正規化出力電力についての約５ｄＢから、−１０ｄＢの正規化出力電力についての約１５ｄＢに増える。利得は、次に、−１０ｄＢと−２ｄＢの間の正規化出力電力について約１５ｄＢで横ばいになる。利得は、０ｄＢの正規化出力電力について約１０ｄＢに下がる。効率は、−２０ｄＢの正規化出力電力についての約２％から、−１０ｄＢの正規化出力電力についての２０％に増える。効率は、次に、出力電力とともにより急激に増加し、−１ｄＢの正規化出力電力について６０％のピークに到達する。

図２に示されるように、図１に示されるものなどの増幅器は低い効率を有する。デジタルプレディストーション（digital pre-distortion）と組み合わせても、増幅し、ＯＦＤＭタイプの信号のとき、もたらす平均効率は依然として３０％未満になる。このことは、８ｄＢのピーク対平均電力比を有する信号の下で増幅器の効率が３０％をゆうに下回ることが予想される図２に示される。

図３は、電源変調される増幅器回路３００を示す。図１にも示される要素には、共通の参照数字が使用される。電源変調される増幅器回路３００は、ベースバンド信号１１２を提供することに加えて電源変調器制御信号３４２をも提供するベースバンド処理モジュール３１０を備える。電源変調器３４０は、電源変調器制御信号３４２を使用して、増幅デバイス１２２に供給される電源電圧３２４を変調する。電源変調される増幅器回路３００の残りの特徴は、図１を参照して上に記載されたとおりである。

図４は、図３に示される電源変調される増幅器回路の動作領域を示す。図４に示されるように、電源変調は、高い出力電力のために実装される。しかし、低い出力電力については、デバイス利得は低下する。

図５は、図３に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す。図５に示されるように、効率は、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約１０％であり、これは、−６ｄＢの正規化出力電力に対して約６２％に増え、次に−４ｄＢ〜−１ｄＢの範囲の正規化出力電力に対して約６０％に下がる。利得は、正規化出力電力で、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約７ｄＢから、−２ｄＢの正規化出力電力に対して約１２ｄに増える。

図６は、図３に示される増幅器回路についての正規化電源電圧を示す。図５および図６中の曲線は、図３に示される回路のプロトタイプ上で実施された測定に由来する。出力電力効率と利得とを測定する際に、入力電力Ｐｉｎと電源電圧との全ての組合せが適用された。図中の利得、入力電力および電源電圧についてプロットされた単線は、各出力電力レベルにおける最大効率をもたらす値に対応する。これが、図５中に与えられた効率の曲線である。図６に示されるように、正規化電源電圧は、−２０ｄＢ〜−１０ｄＢの範囲の正規化出力電力について約０．３５Ｖに設定される。正規化電源電圧は、−７ｄＢ〜−６ｄＢの正規化出力電力について０．５Ｖへと増加される。正規化電源電圧は、−２ｄＢの正規化出力電力について０．８５Ｖに増加され、−１ｄＢの正規化出力電力について１ｖに増加される。図６は、全ての正規化出力電力について１の値を有する負荷制御信号も示す。これは、整合ネットワーク１２６が固定インピーダンスを有することを説明するものである。

第１に、−８ｄＢ出力電力領域における増幅器回路３００の効率は、図２に示される増幅器回路に関して、劇的に増加されたことがわかる。第２に、増幅器の入力および電源電圧を制御する信号は、電力の増加とともに単調に増加する信号であり、そのため、増幅器を駆動する信号の周波数成分は、著しくは増加されない。

増幅器の利得は、電源電圧の強い関数であり、一般的に低い電源電圧では低下する。これは、電源電圧が−１０ｄＢ未満の出力電力では制御されないことの理由でもある。デバイス利得がここでは固定されない電源電圧に依存するという事実に起因して、入力電力は、効率および直線性を最大化するために電源電圧とともに制御されなければならない。このことが、Ｐｉｎ対出力電力の平滑でない曲線をもたらす。

図７は、動的負荷変調を有する増幅器回路７００を示す。図１にも示される要素については、共通の参照数字が使用される。動的負荷変調される増幅器回路７００は、ベースバンド信号１１２を提供することに加えて、負荷制御器７５０によって受け取られる負荷変調信号７５２をも提供するベースバンド処理モジュール７１０を備える。負荷制御器７５０は、増幅要素１２２の出力に結合される同調可能整合ネットワーク（ＴＭＮ）７２６のインピーダンスを制御する。ＴＭＮ７２６のインピーダンスは、負荷制御信号７５４によって制御される。負荷制御器７５０は、負荷制御信号７５４を提供するために負荷変調信号７５２を増幅する増幅器として実装される。増幅器回路７００の残りの特徴は、図１を参照して上に記載されたとおりである。

図８は、図７に示される負荷変調される増幅器の動作領域を示す。図８に示されるように、低い出力電力では、動的負荷変調からの効率の向上はない。高い出力電力では、動的負荷変調が実行される。

図９は、図７に示される動的負荷変調される増幅器回路の利得および効率を示す。図９に示されるように、効率は、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約４％であり、これは、−１ｄＢの正規化出力電力に対して約６０％へとずっと増える。利得は、正規化出力電力で、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約５ｄＢから、−２ｄＢの正規化出力電力に対して約１２ｄＢに増える。

図１０は、図７に示される増幅器回路についての、負荷制御信号を示す。図１０に示されるように、電源電圧は、全ての正規化出力電力に対して１Ｖの正規化電源電圧として示される単一の値をとる。正規化負荷制御信号は、−２０ｄＢの正規化出力電力の約０．１２５の値を有する。これは、−１６ｄＢ〜−１０ｄＢの範囲内の正規化出力電力に対して、０．１に下がる。負荷制御信号の値は、次に、−７ｄＢの正規化出力電力に対して約０．１３に増加する。負荷制御信号の値は、次に、−３ｄＢ〜０ｄＢの正規化出力電力に対して、約０．２から約０．６５へと急激に増加する。

上に記載されたように、図７に見られる動的負荷変調アーキテクチャでは、同調可能整合ネットワーク（ＴＭＮ）は、追加増幅器により制御される。これは、以前に記載された電源変調器と比較して、設計が比較的容易である。これは、システム効率に追加で大きい影響を及ぼさない、低い駆動電流要件のためである。必要な電流は、電源変調器からの電流の１％と低い。このアーキテクチャは、単一ステージのシステムと比較してより大きい効率の増加を依然として実現するが、電源変調ほど高くない。これは２つの理由に起因する。第１には、２つのシステムに含まれ、電源変調に好都合に働く異なる損失メカニズムのためであり、第２には、図１０に示されるような、実際のＴＭＮが提供できる、１：３と１：６の間の有限の同調範囲に起因する。同様に、駆動信号は、信号が大きい周波数拡張を示さないようにするために魅力的である、単調に増加する関数である。

図１１は、実施形態にしたがう増幅器回路１１００を示す。増幅器回路１１００は、その高い有効ダイナミックレンジを拡げるために、電源変調と動的負荷変調との組合せを使用する。

増幅器回路１１００は、ベースバンド処理モジュール１１１０と無線周波数電力増幅器（ＲＦＰＡ）１２０とを備える。ベースバンド処理モジュール１１１０は、負荷制御器としての役割を果たす増幅器７５０、および電源変調器３４０に結合される。ＲＦＰＡ１２０は、増幅要素１２２を備える。同調可能整合ネットワーク（ＴＭＮ）７２６が増幅要素１２２の出力に結合される。負荷制御器は、ＴＭＮ７２６のインピーダンスを制御するように構成される。電源変調器３４０が、増幅要素１２２に結合される。ＲＦＰＡの出力が、カプラ１３０によって、フィードバック経路に結合される。

ベースバンド処理モジュール１１００は、ベースバンド信号１１２と、電源変調器制御信号３４２と、負荷変調信号７５２とを出力する。ベースバンド信号は、局部発振器（ＬＯ）１１６を使用してアップコンバージョンモジュール１１４によってアップコンバートされる。アップコンバートされた信号が、ＲＦＰＡ１２０により増幅される無線周波数（ＲＦ）信号である。

ＲＦ信号１１８は、増幅要素１２２のゲートに供給される。増幅要素１２２のドレインに供給される電源電圧３２４は、電源変調器３４０によって変調される。ＴＭＮ７２６のインピーダンスは、負荷制御信号７５４によって制御される。負荷制御器増幅器７５０は、負荷制御信号７５４を提供するために負荷変調信号７５２を増幅する。

カプラ１３２は、増幅されたＲＦ信号１３０へのフィードバック経路を結合する。フィードバック経路は、ＲＦフィードバック信号１３４を搬送する。ＲＦフィードバック信号１３４は、ＬＯ１１６を使用してダウンコンバージョンモジュール１３６によってダウンコンバートされる。これが、ベースバンド処理モジュール１１０へと送られるベースバンドフィードバック信号１３８を提供する。

図１１に示される増幅器回路は、図１２に示されるような各出力電力レベルにおける電源および負荷変調で動作する。これらの組合せは、較正と特徴付けプロシージャとを使用して決定され得る。

図１２は、図１１の増幅器回路とともに使用される、動的負荷変調および電源変調の制御の例を示す。図１２に示されるように、動的負荷変調と電源変調は、出力電力の範囲にわたって一緒に使用される。

図１３は、図１１に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す。図１３に示されるように、効率は、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約１２％であり、これは、−６ｄＢの正規化出力電力に対して約６５％に増え、次に−４ｄＢ〜−１ｄＢの範囲内の正規化出力電力に対して約６０％に下がる。利得は、正規化出力電力で、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約７ｄＢから、−２ｄＢの正規化出力電力に対して約１２ｄＢに増える。

図１４は、図１２に関して記載されるような動的負荷変調と電源変調を一緒に使用する図１１に示される増幅器回路についての正規化電源電圧および負荷制御信号の例を示す。ここで提示される曲線は、図１２に関して記載されるタイプの増幅器を表すが、当業者は、様々な実装間で値が変わることを理解されよう。当業者は、このことが記載される他の曲線にも該当することも理解されよう。

図１４に示されるように、電源電圧は、−２０ｄＢ〜−１１ｄＢの正規化出力電力に対して０．３Ｖに設定され、次に−１１ｄＢ〜−６ｄＢの正規化出力電力に対して０．５Ｖに増加する。−６ｄＢ〜−１ｄＢの正規化出力電力から、電源電圧は、０．５Ｖから１Ｖの出力電圧で増加される。正規化負荷制御信号は、−２０ｄＢの正規化出力電力の約０．１２５の値を有する。これは、−１４ｄＢの正規化出力電力に対して約０．２に増加し、次に、−１１ｄＢの正規化出力電力に対してより急激に０．５に増加する。負荷制御信号の値は、次に、−９ｄＢの正規化出力電力に対して約０．２２に下がる。負荷制御信号の値は、−９ｄＢ〜−６ｄＢの正規化出力電力に対して約０．２から約０．６５へと増加する。負荷制御信号の値は、正規化出力電力が−６ｄＢから−４ｄＢに変わると、約０．６５から０．５に下がる。負荷制御信号の値は、−３ｄＢの正規化出力電力に対して０．５から、０ｄＢの正規化出力電力に対して１に増加する。

第１の問題は、電源変調器の非常に高い複雑さがこのシステムには存在することになることである。これは、ＲＦＰＡの電源電圧が、その効率を増加させるために、速い速度で変調されなければならないためである。この問題は、やはり速い、すなわち高周波数成分を有する大電流を電源変調器が増幅器に提供しなければならないために発生する。非常に複雑な、または電力的に非効率な変調器を有することなくこれらの条件の両方を実現するのは困難である。これは、大きいサイズのトランジスタが、大電流を提供するのに必要とされることになり、それにより高周波数においてそれらのトランジスタが非効率になるためである。これに対抗するために、信号を低周波数成分と高周波数成分とに分割し、増幅器に送るためそれらを再合成する前に、別個に成分を増幅するというトポロジが存在する。しかし、そのような変調器中に存在する複数の経路に起因して、それらの設計は複雑である。図１３に示されるように、増幅器回路の効率および利得特性は、負荷変調と電源変調の両方を使用することにより改善される。しかし、図１４に示されるように、負荷制御信号は、それが単調増加関数でない、問題となる領域を有する。この問題となる領域が、プロット中に書き込まれている。それらは、時間領域における信号の急激な変化をもたらし、その周波数容量を拡大させる。これは、経路中の回路の周波数応答が高周波数成分に対応できなければならないため、システム入力を駆動するデジタル−アナログ変換器にとって、また回路の部品の両方にとって問題となる。

図１５は、実施形態にしたがう増幅器回路１５００を示す。増幅器回路１５００は、その高い有効ダイナミックレンジを拡張するために、電源変調と動的負荷変調との組合せを使用する。増幅器回路１５００は、電源変調器バイパススイッチ１５４１と負荷制御器バイパススイッチ１５５１とを有する。増幅器回路の残りは、図１１に関して上に記載されたとおりである。電源変調器バイパススイッチ１５４１は、電源変調器３４０がバイパスされることを可能にする。負荷制御器バイパススイッチ１５５１は、負荷制御器７５０がバイパスされることを可能にする。

図１５に示される増幅器回路は、入力信号の特性に基づいて、その動作を適合することができる。ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が低い場合、動的負荷変調または電源変調は、それぞれ負荷制御器７５０または電源変調器３４０をバイパスすることにより、ディセーブルにされ（disabled）得る。

追加または代替として、電源変調器３４０または負荷制御器７５０は、関連する回路が損傷を受け、誤動作している場合にバイパスされ得る。このことは、増幅器回路が、その部品が損傷を受ける場合でも依然として動作することを可能にする。図１５に示されるように、電源変調器が機能しない場合に固定電源電圧が提供され得、一方で動的負荷変調が何らかの効率向上を依然として提供することになるように、バイパスメカニズムが含まれる。同様にして、ＴＭＮまたはＴＭＮ増幅器が機能せず、負荷を変調することができず、増幅器に固定のインピーダンスを示す場合、負荷制御信号がバイパスされ得、電源変調だけが効率を向上させることになる。バイパススイッチは、ベースバンドフィードバック信号１３８に基づいてベースバンド処理モジュール１５１０によって制御され得る。

このようにして、そのような実施形態は、フレキシブルな増幅回路を提供する。信号特性に応じて、増幅器回路は、より良好な性能のためにその動作を適合することができる。例えば、５〜６ｄＢのＰＡＰＲを有する信号のみが増幅される場合、電源変調器およびそれを駆動するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）はスイッチオフされ得、電力消費を減らす一方で、ＰＡのために十分な効率向上を依然として提供する。信号のＰＡＰＲが増加するとすぐに、電源変調が再び導入され得る。そのような制御は、ベースバンド処理モジュール１３１０によって実装され得る。

図１６は、図１５に示される増幅器回路１５００の動作領域を示す。図１６に示されるように、動的負荷変調は、低出力電力領域で動作され、電源変調は、高出力電力領域で動作される。図１６に示される例では、２つの動作領域は重複しない。

図１７は、図１６に示される動作領域で動作される図１５に示される増幅器回路についての利得および効率対出力電力を示す。図１７に示されるように、効率は、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約８％であり、これは、−６ｄＢの正規化出力電力に対して約６５％に増え、次に−４ｄＢ〜−１ｄＢの範囲の正規化出力電力に対して約６０％に下がる。利得は、正規化出力電力で、−２０ｄＢの正規化出力電力に対して約７ｄＢから、−２ｄＢの正規化出力電力に対して約１２ｄＢに増える。

図１７と図１３との比較から、図１６に関して記載されたように動作領域を分離することによって、低出力電力では効率が少し減少することがわかる。

図１８は、図１６に関して記載されるような別個の領域における動的負荷変調と電源変調とを使用する図１５に示される増幅器回路について、正規化電源電圧および負荷制御信号を示す。図１８に示されるように、電源電圧は、−２０ｄＢ〜６ｄＢの範囲における正規化出力電力に対して０．５Ｖに設定され、次に−６Ｂ〜０ｄＢの正規化出力電力の範囲にわたって、徐々に１Ｖに増加する。

正規化負荷制御信号は、−２０ｄＢの正規化出力電力の約０．１２５の値を有する。これは、−１１ｄＢの正規化出力電力に対して約０．２５に増加する。負荷制御信号の値は、次に、−４ｄＢの正規化出力電力に対して１の値に到達するように、正規化出力電力でより急激に増加する。負荷制御信号は、−４ｄＢよりも大きい全ての正規化出力電力に対して、１の値のままとなる。

図１８に示されるように、電源電圧と負荷制御信号の両方の正規化出力電力への依存関係は、単調である。制御信号への高周波成分の導入を避けるので、回路要件を簡略化する。モードの分離は、実際の実装を容易にもする。２つのモードが分離されない場合、システムを駆動することは、特に、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄのような広帯域信号では、不可能ではないにしても、非常に難しくなる。

一実施形態において、電源変調器は、電荷ポンプ変調器として実装される。これは、比較的簡単で効率的な変調器を提供する。他の変調器タイプも使用され得る。

図１９は、一実施形態において、電荷ポンプ変調器として実装される電源変調器を示す。電源変調器１９００は、レベルシフトおよびバイアスネットワーク１９１０と、エンベロープ増幅器１９２０と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ１とを備える。

電源変調器１９００は、エンベロープ信号３４２に応答してＲＦＰＡについての電源電圧３２４を提供する。エンベロープ信号３４２は、上に記載された実施形態中のベースバンド処理モジュールによって提供される電源変調器制御信号３４２である。

変調器電源電圧Ｖ＋が、エンベロープ増幅器１９２０に提供される。変調器電源電圧Ｖ＋は、ダイオードＤ１によってＲＦＰＡの電源電圧３２４に結合される。エンベロープ信号３４２は、レベルシフトおよびバイアスネットワーク１９１０に結合される。レベルシフトおよびバイアスネットワーク１９１０からの出力が、エンベロープ増幅器１９２０の入力に結合される。エンベロープ増幅器１９２０の出力とＲＦＰＡの電源電圧３２４の間に、コンデンサＣ１が接続される。

エンベロープ増幅器１９２０が入力ＲＦ信号の全エンベロープをトラッキングしないように電源変調器１９００が構成される。所望の出力電圧が閾値より下であるとき、レベルシフトおよびバイアスネットワーク１９１０からの出力がゼロに設定され、したがって、エンベロープ増幅器１９２０の出力はゼロである。この動作形態では、変調器電源電圧Ｖ＋は、ＲＦＰＡの電源電圧３２４に結合される。この動作形態では、コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１を通って流れる電流により充電される。

所望の出力電圧が閾値より上であるとき、レベルシフトおよびバイアスネットワーク１９１０は、入力信号をエンベロープ増幅器１９２０に提供する。これが、エンベロープ増幅器１９２０の出力における電圧をもたらす。コンデンサＣ１がＶ＋の電圧で充電されるので、エンベロープ増幅器１９２０の出力電圧が電圧Ｖ＋に加えられるという結果となる。こうして、コンデンサＣ１が電荷ポンプとして働き、電源変調器１９００は、変調器電源電圧Ｖ＋よりも大きい出力電圧３２４を供給することができる。

図２０は、一実施形態において、電荷ポンプ変調器として実装される電源変調器を示す。図２０に示される電源変調器２０００は、電力制御信号２０２０によって制御されるスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）２０１０を備える。電力制御信号２０２０は、上に記載されたベースバンド処理モジュールによって提供される。図２０に示される電源変調器２０００の残りの特徴は、図１９を参照して上に記載されたとおりである。電源変調器２０００中でＳＭＰＳ２０１０を加えることが、回路の全体的な効率を増加させる出力電力制御を実現するという利点をもたらす。

いくつかの実施形態が記載されたが、これらの実施形態は、例としてのみ提示されており、本発明の範囲を限定する意図はない。実際に、本明細書に記載される新規の増幅器回路は、様々な他の形態で実現され得る。さらに、本明細書に記載される方法およびデバイスにおける、様々な省略、代替、および変更が、本発明の精神から逸脱することなくなされ得る。添付する請求項およびそれらの等価物は、本発明の範囲および精神に入るので、そのような形態または変更形態をカバーすることが意図される。
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
〔１〕
無線周波数信号を増幅するように構成される増幅デバイス、前記増幅デバイスは、出力ダイナミックレンジを有する、と、
前記増幅デバイスの出力が前記出力ダイナミックレンジの第１の領域内であるときに前記増幅デバイスに供給される電源電圧を変調するように構成される電源変調器と、
前記増幅デバイスの出力に結合された同調可能整合ネットワークと、
前記増幅デバイスの前記出力が前記出力ダイナミックレンジの第２の領域内であるとき、前記同調可能整合ネットワークを制御し、それによって、前記増幅デバイスの前記出力が加えられる前記負荷を変調するように構成される負荷制御器と
を備える、増幅器回路。
〔２〕
前記電源変調器は、電荷ポンプ回路を備える、〔１〕に記載の増幅器回路。
〔３〕
前記第１の領域と前記第２の領域とは、重複しない、〔１〕に記載の増幅器回路。
〔４〕
前記第１の領域は、前記第２の領域よりも高い出力電力を備える、〔３〕に記載の増幅器回路。
〔５〕
前記電源変調器を選択的にバイパスするように構成される電源変調器バイパス回路をさらに備える、〔１〕に記載の増幅器回路。
〔６〕
前記電源変調器バイパス回路は、前記無線周波数信号の前記ピーク対平均電力比が閾値より下であるときに前記電源変調器をバイパスするように構成される、〔５〕に記載の増幅器回路。
〔７〕
前記電源変調器バイパス回路は、前記電源変調器が動作できないときに前記電源変調器をバイパスするように構成される、〔５〕に記載の増幅器回路。
〔８〕
前記負荷制御器を選択的にバイパスするように構成される負荷制御器バイパス回路をさらに備える、〔１〕に記載の増幅器回路。
〔９〕
前記負荷制御器バイパス回路は、前記無線周波数信号の前記ピーク対平均電力比が閾値より下であるときに前記負荷制御器をバイパスするように構成される、〔８〕に記載の増幅器回路。
〔１０〕
前記負荷制御器バイパス回路は、前記負荷制御器が動作できないときに前記負荷制御器をバイパスするように構成される、〔８〕に記載の増幅器回路。

Claims

無線周波数信号を増幅するように構成される増幅デバイス、前記増幅デバイスは、出力ダイナミックレンジを有する、と、
前記増幅デバイスの出力が前記出力ダイナミックレンジの第１の領域内であるときに前記増幅デバイスに供給される電源電圧を変調するように構成される電源変調器と、
前記増幅デバイスの出力に結合された同調可能整合ネットワークと、
前記増幅デバイスの前記出力が前記出力ダイナミックレンジの第２の領域内であるとき、前記同調可能整合ネットワークを制御し、それによって、前記増幅デバイスの前記出力が加えられる負荷を変調するように構成される負荷制御器とを備え、
ここにおいて、前記第１の領域は、前記第２の領域よりも高い出力電力を備える、増幅器回路。
前記電源変調器は、電荷ポンプ回路を備える、請求項１に記載の増幅器回路。
前記第１の領域と前記第２の領域とは、重複しない、請求項１に記載の増幅器回路。
前記電源変調器を選択的にバイパスするように構成される電源変調器バイパス回路をさらに備える、請求項１に記載の増幅器回路。
前記電源変調器バイパス回路は、前記無線周波数信号のピーク対平均電力比が閾値より下であるときに前記電源変調器をバイパスするように構成される、請求項４に記載の増幅器回路。
前記電源変調器バイパス回路は、前記電源変調器が動作できないときに前記電源変調器をバイパスするように構成される、請求項４に記載の増幅器回路。
前記負荷制御器を選択的にバイパスするように構成される負荷制御器バイパス回路をさらに備える、請求項１に記載の増幅器回路。
前記負荷制御器バイパス回路は、前記無線周波数信号のピーク対平均電力比が閾値より下であるときに前記負荷制御器をバイパスするように構成される、請求項７に記載の増幅器回路。
前記負荷制御器バイパス回路は、前記負荷制御器が動作できないときに前記負荷制御器をバイパスするように構成される、請求項７に記載の増幅器回路。