JP2014183463A - 電力増幅器の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力増幅器の高効率化を図る。
【解決手段】電力増幅器４０への入力信号のレベルを制限するリミッタ４２と、リミッタ４２の動作中は、電力増幅器４０の動作電圧を一定として前記入力信号の振幅に応じ電力増幅器４０の出力整合回路４３の負荷を制御し、前記リミッタ４２の非動作中は、前記出力整合回路４３の負荷を一定とし、前記動作電圧を制御する制御部４５と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明の一態様は、電力増幅器の制御装置及び制御方法に関する。

携帯電話等の無線通信端末や移動体通信基地局装置等の無線装置においては、省電性に優れ、かつ歪みの少ない増幅器が求められる。一般に、送信機における電力増幅器は、歪性能を満足するため、飽和出力から十分にバックオフを取った線形性の良好な出力レベルで使用されている。

しかし、これは電力増幅器を電力効率の悪い状態で使用することになり、消費電力を増加させる原因となっている。従って、無線通信端末や移動体通信基地局装置等において、電力増幅器の高効率化は重要な課題である。

一般に、電力増幅器は正弦波で励振した場合、例えば図２０に示すように、最大出力電力にて最大効率が得られ、最大出力電力から入力信号の振幅（レベル）が下がるに従って急速に効率が低下する傾向にある。

従って、近年の移動体通信システムに用いられるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）のようなＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）が大きい信号を増幅する場合、電力増幅器に大きなバックオフが必要となり、電力効率（平均効率）が低下する。

次表１に、ＧＳＭ（登録商標、Global System for Mobile communications）、ＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）、及び、ＬＴＥ（Long Term Evolution）に使用される電力増幅器の一般的な平均効率の関係を示す。

特開２０１１−２４４０７０号公報 特開２００８−１２４９４７号公報 特開２０１１−２２９１２２号公報 特開２００６−９３８９６号公報 特開２００９−２５３８０９号公報

表１に例示するように、ＬＴＥにおいてＯＦＤＭ信号を増幅する電力増幅器では、ＧＳＭやＷＣＤＭＡに比べて電力効率が顕著に低いことがわかる。ＰＡＰＲの大きい信号に対して平均効率を向上するには、以下の（１）及び（２）に例示するような２種類のアプローチが考えられる。

（１）負荷変調（ＬＭ：Load Modulation）方式
一般に電力増幅器においては、最大出力が得られる負荷インピーダンス、及び、最大効率が得られる負荷インピーダンスは、入力電力毎に異なっている。図２１（Ｂ）に電力増幅器のスミスチャートの一例を示す。

図２１（Ｂ）において、「等出力円」は中心から離れるほど電力増幅器の出力が低くなる負荷の等高線を表しており、「等効率円」は、中心から離れるほど電力増幅器の平均効率が低くなる負荷の等高線を表している。

図２１（Ｂ）において、入力信号のエンベロープ（振幅）に対して負荷を適切に選ぶように制御すれば、常に電力増幅器を飽和出力電力で動作させることが可能になる。この方式として負荷変調（ＬＭ：Load Modulation）方式が検討されている。

図２１（Ａ）にＬＭ方式の電力増幅器の構成例を示す。図２１（Ａ）に例示する電力増幅器は、パワーアンプ（ＰＡ）、固定電圧源、振幅検出部、制御部、及び、（可変）整合回路を備える。ＰＡは、固定電圧源から固定電圧を受けて入力信号の増幅を行なう。振幅検出部は、入力信号のエンベロープ（振幅）を検出する。制御部は、振幅検出部で検出されたエンベロープに応じて可変制御回路（負荷）を制御することで、ＰＡを飽和出力電力で動作させる。

（２）ドレイン電圧制御（ＤＶＣ：Drain Voltage Control）方式
一般に電力増幅器においては、ドレイン電圧を高く設定するほど飽和電力も上がる。従って、入力信号のエンベロープ（振幅）に対して、ドレイン電圧を適切に制御すれば、常に電力増幅器を飽和出力電力で動作させることが可能になる。この方式としてＤＶＣ方式が検討されている。

図２２（Ａ）にＤＶＣ方式の電力増幅器の構成例を示す。図２２（Ａ）に例示する電力増幅器は、パワーアンプ（ＰＡ）、可変電圧電源、振幅検出部、制御部、及び、（固定）整合回路を備える。振幅検出部は、入力信号のエンベロープ（振幅）を検出する。制御部は、振幅検出部で検出されたエンベロープに応じて可変電圧電源を制御することにより、ＰＡのドレイン電圧を制御する。図２２（Ｂ）に例示するように、入力信号のエンベロープに対してドレイン電圧Ｖｄｓが制御されることで、ＰＡを飽和出力電力で動作させることが可能となる。

無線基地局等の無線装置に用いる電力増幅器では、ＬＭ方式により入力信号に応じて負荷を制御（図２４中の矢印で示す軌跡を参照）しても、例えば図２３に示すように、高効率領域が飽和出力電力から６ｄＢ程度であり、当該領域以外の小信号領域では効率が著しく劣化する。

また、ＤＶＣ方式により、ＰＡの入出力特性が線形（例えば図２５（Ｃ）参照）になるようにドレイン電圧Ｖｄｓを制御（例えば図２５（Ｂ）参照）すると、ドレイン電圧Ｖｄｓに高電圧（高電流）が必要となる。

そのため、ＰＡを飽和出力電力で動作させようとすると、高電圧及び高電流での高速な電源制御が必要になる。例えば図２５（Ａ）は、ＰＡの出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ：横軸）に対するドレイン電流Ｉｄｓ（ｍＡ：右側縦軸）及び平均効率Ｄｒａｉｎ Ｅｆｆ（％：左側縦軸）の特性をそれぞれ表している。

図２５（Ａ）において、下側の軌跡がドレイン電流Ｉｄｓの軌跡を表し、上側の軌跡が平均効率Ｄｒａｉｎ Ｅｆｆの軌跡を表している。この図２５（Ａ）に例示するように、ＰＡの飽和出力電力から例えば６ｄＢ以内の出力電力を制御しようとすると、ＰＡのドレインに関して高電圧及び高電流での高速な電源制御が必要となる。しかし、このような電源制御は非常に困難である。

本発明の目的の１つは、簡易な制御で電力増幅器の高効率化を図ることにある。

なお、前記目的に限らず、後述する発明を実施するための最良の形態に示す各構成により導かれる作用効果であって、従来の技術によっては得られない作用効果を奏することも本発明の他の目的の一つとして位置付けることができる。

電力増幅装置の一態様は、電力増幅器への入力信号のレベルを制限するリミッタと、前記リミッタの動作中は、前記電力増幅器の動作電圧を一定として前記入力信号の振幅に応じ前記電力増幅器の出力整合回路の負荷を制御し、前記リミッタの非動作中は、前記出力整合回路の負荷を一定とし、前記動作電圧を制御する制御部と、を備える。

上記電力増幅装置によれば、簡易な制御で電力増幅器の高効率化を図ることができる。

一実施形態に係る無線装置の構成例を示すブロック図である。 一実施形態に係る電力増幅器の構成例を示すブロック図である。 図２に例示するリミッタ機能部のリミッタ機能を説明すべく電力増幅器の入出力特性の一例を示す図である。 図２に例示する電力増幅器の入出力特性の一例を示す図である。 図２に例示する電力増幅器における負荷制御の一例を説明するスミスチャートである。 図２に例示する電力増幅器におけるドレイン電圧制御を説明する図である。 図２に例示する電力増幅器の具体例（ドライバアンプがリミッタ機能を有する場合）を示すブロック図である。 図２に例示する電力増幅器の具体例（ベースバンド処理部がリミッタ機能を有する場合）を示すブロック図である。 図７に例示する電力増幅器の動作例を説明するフローチャートである。 図８に例示する電力増幅器の動作例を説明するフローチャートである。 第１変形例に係る電力増幅器の構成例を示すブロック図である。 第１変形例に係る電力増幅器の動作例を模式的に示す図である。 第２変形例に係る電力増幅器の構成例を示すブロック図である。 第２変形例に係る電力増幅器の動作例を模式的に示す図である。 第３変形例に係る電力増幅器の構成例を示すブロック図である。 第３変形例に係る電力増幅器の動作例を模式的に示す図である。 一実施形態に係る電力増幅器の効率特性の一例を示す図である。 図１７に例示する効率特性との比較例を示す図である。 図１７に例示する効率特性との比較例を説明するためのスミスチャートである。 電力増幅器の入出力特性及び効率特性の一例を示す図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は負荷変調（ＬＭ）制御を説明するための図である。 （Ａ）及び（Ｂ）はドレイン電圧制御（ＤＶＣ）を説明するための図である。 電力増幅器の効率特性の一例を示す図である。 ＬＭ制御を説明するためのスミスチャートである。 （Ａ）〜（Ｃ）はＤＶＣを説明するための特性図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。ただし、以下に説明する実施形態は、あくまでも例示であり、以下に明示しない種々の変形や技術の適用を排除する意図はない。なお、以下の実施形態で用いる図面において、同一符号を付した部分は、特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を表す。

図１は、一実施形態に係る無線装置の構成例を示すブロック図である。無線装置は、例示的に、無線基地局や移動局等である。図１に示す無線装置は、例示的に、ベースバンド処理部１０、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）２０、直交変調部（ＱＭＯＤ）３０、電力増幅器（ＰＡ）４０、送信フィルタ５０、送受信アンテナ６０、受信フィルタ７０、低雑音増幅器（ＬＮＡ）８０、直交復調部（ＱＤＥＭ）９０、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１００、及び、ローカル発振器１１０を備える。

ベースバンド処理部１０は、送信デジタル信号及び受信デジタル信号のベースバンド信号処理を行なう。

ＤＡＣ２０は、送信デジタル信号をアナログ信号に変換する。

ＱＭＯＤ３０は、ＤＡＣ２０によりアナログ信号に変換された信号を、ローカル発振器１１０から入力されるキャリア信号を用いて直交変調（例えばＱＡＭ変調）することでアップコンバートし、送信無線信号を得る。

ＰＡ４０は、ＱＭＯＤ３０での直交変調により得られた送信無線信号を所定の送信出力レベルに増幅する。

送信フィルタ５０は、ＰＡ４０により増幅された送信無線信号のノイズ成分等を除去するバンドパスフィルタである。

送受信アンテナ６０は、送信フィルタ５０を通過した無線信号を通信相手である無線装置（基地局あるあいは移動局等：図示省略）に向けて空間に放射する一方、通信相手である無線装置から空間に放射された無線信号を受信する。

受信フィルタ７０は、送受信アンテナで受信された無線信号のノイズ成分を除去するバンドパスフィルタである。

ＬＮＡ８０は、受信フィルタ７０を通過した受信無線信号を所定の受信レベルに増幅する。

ＱＤＥＭ９０は、ＬＮＡ８０で増幅された受信無線信号を、ローカル発振器１１０から入力されるキャリア信号を用いて直交復調（例えばＱＡＭ復調）することでダウンコンバートし、受信ベースバンド信号を得る。

ＡＤＣ１００は、ＱＤＥＭ９０での直交復調により得られた受信ベースバンド信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換してベースバンド処理部に入力する。

図２に例示するように、ＰＡ４０の前段（入力側）には、振幅検出部４１及びリミッタ機能部（以下、単に「リミッタ」ともいう。）４２が設けられ、ＰＡ４０の後段（出力側）には、負荷が可変の出力整合回路（以下「可変整合回路」ともいう。）４３が設けられる。

また、無線装置は、ＰＡ４０に対して可変のドレイン電圧を与える可変電圧源４４と、可変電圧源４４（ＰＡのドレイン電圧）及び可変整合回路（負荷）４３の一方を選択的に制御する制御部４５と、を備える。振幅検出部４１、リミッタ４２、及び、制御部４５は、ＰＡ４０の制御装置の一例を成す。

振幅検出部４１は、入力信号（例えば、ＱＭＯＤ３０から入力される直交変調信号）のエンベロープ（振幅）を例えば包絡線検波により検出する。検出結果である包絡線情報は、制御部４５に与えられる。

リミッタ４２は、ＰＡ４０への入力信号のレベルをリミッタレベル（閾値）以下に制限する（例えば図３参照）。入力信号レベルがリミッタレベルに達している場合（リミッタ機能が動作している場合）、リミッタ機能部４２は、その旨を示す信号（以下「リミッタ動作通知」と称することがある。）を制御部４５に与える。

制御部４５は、リミッタ機能部４２からのリミッタ動作通知の有無に応じて、可変電圧源４４（ＰＡ４０のドレイン電圧）及び可変整合回路（負荷）４３の一方を選択的に制御する。以下において、ドレイン電圧の制御を「可変電圧制御（ＤＶＣモード）」と称し、可変整合回路（負荷）の制御を「可変負荷制御（ＬＭ制御モード）」と称することがある。

例えば図３に示すように、制御部４５は、リミッタ動作通知により入力信号レベルがリミッタレベルに達しておりリミッタ機能が動作している場合（リミッタ動作中）、可変負荷制御を実施する。入力信号レベルがリミッタレベルに達していない場合（リミッタ非動作中）には、制御部４５は、可変電圧制御を実施する。

可変負荷（ＬＭ）制御モードでは、ＰＡの動作ドレイン電圧を一定とし、且つ、入力信号レベルをリミッタ機能により制限した一定の状態で、振幅検出部４１による入力信号のエンベロープ（包絡線情報）に応じて、可変整合回路（負荷）４３を制御する。

非限定的な一例として、制御部４５は、図５に例示するスミスチャートにおいて、等出力円の中心から離れるとともに等効率線の中心に向かう方向（ＰＡの出力電力が減少するにつれてＰＡの電力効率が上がる方向）に沿って軌跡を描くように負荷を可変制御する。これにより、制御部４５は、ＰＡの飽和出力電力から例えば６ｄＢ以内の出力電力を制御することができる。

一方、可変電圧制御（ＤＶＣ）モードでは、制御部４５は、負荷４３を最小電力時の負荷に固定し、振幅検出部４１による入力信号のエンベロープに応じて、ＰＡ４０のドレイン電圧を可変制御する。その際、制御部４５は、例えば図６に示すようにＰＡ４０の入出力特性が線形になるようにドレイン電圧を制御する。

なお、図６においては、非限定的な一例として、入力電力が１２ｄＢｍ〜２２ｄＢｍの領域において線形制御が実施され、入力電力が２２ｄＢｍ以上の領域ではドレイン電圧が固定されて、図５に例示したＬＭ制御が実施されることを表している。つまり、２２ｄＢｍという値は、既述のリミッタレベル（閾値）の一例である。

図５及び図６により上述した制御により、ＰＡ４０の入出力特性は、図４に例示するようになる。すなわち、入力電力が１２ｄＢｍ〜２２ｄＢｍの領域（範囲）においてはＤＶＣが実施され、入力電力が２２ｄＢｍを超える範囲についてはＬＭ制御が実施される。

このように、入力信号のエンベロープに対して動的にＰＡ４０を制御する。すなわち、ＰＡ４０の高出力電力領域では固定電圧でＬＭ制御を実施し、低出力電力領域では固定負荷でＤＶＣを実施することで、ＰＡＰＲの大きなシステムに対してＰＡの電力効率を向上できる。

別言すると、ＰＡ４０の入力信号のエンベロープに対して、ＰＡ４０の出力電力が相対的に大きい領域では負荷を、ＰＡ４０の出力電力が相対的に小さい領域ではＰＡ４０のドレイン電圧を適切に選ぶことで、ＰＡ４０の平均効率を飛躍的に向上させることが可能である。

図１７に、本実施形態におけるＰＡの効率特性の一例を示す。図１７に例示するように、ＯＦＤＭ信号のようなＰＡＰＲが大きな信号でも高効率な特性が得られる。すなわち、出力電力が３０ｄＢｍ〜４２ｄＢｍの１２ｄＢのダイナミックレンジで７０％以上の平均効率を得ることができる。

なお、図１７には、ＬＭ制御とＤＶＣとを出力電力３７ｄＢｍにおいて切り替えた場合の効率特性を例示している。比較例として、図１８に、出力電力３５ｄＢｍでＬＭ制御とＤＶＣとを切り替えた場合の効率特性を示す。

図１９に例示するスミスチャートから理解されるように、出力電力３５ｄＢｍでの切り替えでは、負荷インピーダンスが等効率円のより効率の低いポイントにある。そのため、図１８に例示するように、出力電力３５ｄＢｍ付近で最大効率から約８％程度の効率低下がみられる。別言すると、ＬＭ制御とＤＶＣとを切り替える負荷によって、効率特性が異なる。

また、ＤＶＣ及びＬＭ制御のうちＤＶＣのみを適用した場合（図１７において点線で示す効率特性）に比べて、低出力電力時の効率を１０％程度向上することができる。これは、ＤＶＣとＬＭ制御との単なる組合せより効果が大きい。

さらに、ＰＡは入力信号レベルに応じて負荷特性が変動するが、リミッタ機能部を設けることで、入力信号レベルを一定に制限して負荷特性の変動を抑えた状態で制御できるので、制御性が向上する。ＬＭ制御とＤＶＣとを単純に組み合わせた場合では、入力信号レベルに応じて負荷特性が変動するため、最適な負荷と電圧とを選ぶことが難しく、制御が複雑化する。

これに対し、上述したように、入力信号レベルがリミッタレベルを超える場合には固定ドレイン電圧及び負荷制御を実施し、入力信号レベルがリミッタレベル以下の場合には固定負荷及びドレイン電圧制御を実施することで、制御性を向上できる。

なお、既述のリミッタ機能部４２は、図７に例示するように、リミッタ機能を有するドライバアンプ（以下「リミッタアンプ」ともいう。）４２２を用いて実現してもよいし、図８に例示するように、ベースバンド処理部１０に設けられたＤＳＰ（Digital Signal Processor）１１を用いて実現してもよい。ＤＳＰ１１は、デジタル信号処理回路の一例である。別言すると、ＰＡ４０へ入力される高周波信号レベルの制限（リミッタ動作）は、アナログ的に実現してもよいし、デジタル的に実現してもよい。

図７の場合、リミッタアンプ４２２の入出力側それぞれに振幅検出器４２１及び４２３を設けて、各振幅検出器４２１及び４２３で検出されたエンベロープを制御部４５に与える。なお、振幅検出器４２１及び４２３は、既述の振幅検出部４１に相当する。制御部４５は、リミッタアンプ４２２の入出力信号のエンベロープにより、リミッタ機能が動作しているか否かを判断することができる。

一方、図８の場合、ＤＳＰ１１にてＰＡ４０への入力信号のエンベロープを検出することができ、当該ＤＳＰ１１によりエンベロープ及びリミッタ動作通知を制御部４５に与えることができる。

図９に図７の場合の電力制御動作例（フローチャート）を示し、図１０に図８の場合の電力制御動作例（フローチャート）を示す。

図９に例示するように、ドライバアンプ４２２がリミッタ機能を有する場合、ＱＭＯＤ３０から高周波信号が入力されると（ステップＳ１０）、当該高周波信号は、各振幅検出器４２１及び４２３を経由して制御部４５に出力される経路と、ＰＡ４０に出力される経路とに分岐される（ステップＳ２０）。

各振幅検出器４２１及び４２３では、包絡線検波が行なわれて入力高周波信号のエンベロープが検出され、検出されたエンベロープが制御部４５に与えられる（ステップＳ３０）。制御部４５は、リミッタアンプ４２２がリミッタ動作しているか否かを判定する（ステップＳ４０）。

リミッタアンプ４２２がリミッタ動作していれば（ステップＳ４０でＹＥＳの場合）、制御部４５は、各振幅検出器４２１及び４２３から与えられるエンベロープを基に、可変整合回路４３の負荷を計算し（ステップＳ５０及びＳ６０）、計算結果に従って可変整合回路４３の負荷を制御（変更）する（ステップＳ７０）。

これに対し、リミッタアンプ４２２がリミッタ動作していなければ（ステップＳ４０でＮＯの場合）、制御部４５は、各振幅検出器４２１及び４２３から与えられるエンベロープを基に、ＰＡ４０のドレイン電圧を計算し（ステップＳ８０及びＳ９０）、計算結果に従って可変電圧源の出力電圧（ドレイン電圧）を制御する（ステップＳ１００）。

一方、図１０に例示するように、ベースバンド処理部１０がリミッタ機能を有する場合、ＰＡ４０への出力信号の一部がＤＳＰ１１に分岐され（ステップＳ１１０）、ＤＳＰ１１において包絡線検波が行なわれる（ステップＳ１２０）。包絡線検波により得られたエンベロープ及び当該エンベロープに基づいたリミッタ動作通知が制御部４５に与えられる。

制御部４５は、リミッタ動作通知がＤＳＰ１１から与えられていれば（ステップＳ１３０でＹＥＳの場合）、ＤＳＰ１１から与えられるエンベロープを基に、可変整合回路４３の負荷を計算し（ステップＳ１４０及びＳ１５０）、計算結果に従って可変整合回路４３の負荷を制御（変更）する（ステップＳ１６０）。

これに対し、リミッタアンプ動作通知がＤＳＰ１１から与えられていなければ（ステップＳ１３０でＮＯの場合）、制御部４５は、ＤＳＰ１１から与えられるエンベロープを基に、ＰＡ４０のドレイン電圧を計算し（ステップＳ１７０及びＳ１８０）、計算結果に従って可変電圧源４４の出力電圧（ドレイン電圧）を制御する（ステップＳ１９０）。

なお、ステップＳ２００は、リミッタ動作通知の有無に関わらず、ベースバンド処理部１０からＤＡＣ２０及びＱＭＯＤ３０を通じて高周波信号がＰＡ４０に出力されることを表している。

（第１変形例）
図１１は、図２に例示した構成の第１変形例を示すブロック図である。図１１に例示する電力増幅器は、図２に例示した構成に比して、可変電圧源４４からＰＡ４０に与えられるドレイン電流（動作電流）を検出する動作電流検出部４６が追加的に備えられている点が異なる。

動作電流検出部４６による検出結果は、制御部４５に与えられる。制御部４５は、例えば図１２に模式的に示すように、動作電流に応じてＤＶＣとＬＭ制御とを切り替える。この場合、動作電流に基づく切り替え制御をリミッタ動作通知に基づく切り替え制御よりも優先してよい。エンベロープ検出には一般的にダイオードを用いるが、電流検出の場合には１つの抵抗で構成できるので、構成の簡易化を図ることができる。

（第２変形例）
既述のリミッタ機能部は、図１３に例示するように、リミッタレベルを制御部４５からの制御に応じて可変できるようにしてもよい。リミッタレベルを変更することで、例えば図１４に模式的に示すように、ＤＶＣとＬＭ制御との切り替え点を変更することができる。第２変形例は、システム変更が可能なソフトウェア無線機に用いると有利である。

（第３変形例）
図１５に例示するように、リミッタ機能部４２と制御部４５との間に遅延回路４７を設けて、制御部４５に与えられるリミッタ動作通知に遅延を与えてもよい（つまり、リミッタ検出の信号を遅延させてもよい）。リミッタ動作通知に遅延を与えることで、例えば図１６に模式的に例示するように、ＤＶＣとＬＭ制御とを部分的にオーバーラップさせることができる。

１０ ベースバンド処理部
２０ ＤＡＣ
３０ 直交変調部（ＱＭＯＤ）
４０ ＰＡ
４１ 振幅検出部
４２ リミッタ機能部
４３ 可変整合回路
４４ 可変電圧電源
４５ 制御部
４６ 動作電流検出部
４７ 遅延回路
５０ 送信フィルタ（バンドパスフィルタ）
６０ 送受信アンテナ
７０ 受信フィルタ（バンドパスフィルタ）
８０ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
９０ 直交復調部（ＱＤＥＭ）
１００ ＡＤＣ
１１０ ローカル発振器
４２１，４２３ 振幅検出器
４２２ ドライバアンプ（リミッタアンプ）

Claims (8)

1. 電力増幅器への入力信号のレベルを制限するリミッタと、
   前記リミッタの動作中は、前記電力増幅器の動作電圧を一定として前記入力信号の振幅に応じ前記電力増幅器の出力整合回路の負荷を制御し、前記リミッタの非動作中は、前記出力整合回路の負荷を一定とし、前記動作電圧を制御する制御部と、
   を備えた、電力増幅器の制御装置。
2. 前記リミッタは、前記電力増幅器の前段に設けられた、リミッタ機能を有するドライバアンプであり、
   前記入力信号の前記振幅は、前記ドライバアンプの入出力側に設けられた振幅検出器によって検出される、請求項１に記載の電力増幅器の制御装置。
3. 前記リミッタは、前記電力増幅器へ出力する前記入力信号をベースバンド信号処理するベースバンド処理部に設けられたデジタル信号処理回路であり、
   前記入力信号の前記振幅は、前記デジタル信号処理回路による前記ベースバンド信号処理において検出される、請求項１に記載の電力増幅器の制御装置。
4. 前記制御部は、前記リミッタの前記非動作中において前記電力増幅器の入出力特性が線形となるように前記動作電圧の制御を行なう、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力増幅器の制御装置。
5. 前記電力増幅器の動作電流を検出する動作電流検出部を更に備え、
   前記制御部は、前記動作電流検出部で検出された動作電流に応じて前記負荷の制御と前記動作電圧の制御とを切り替える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力増幅器の制御装置。
6. 前記制御部は、前記リミッタが前記入力信号を制限するレベルを可変制御する、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力増幅器の制御装置。
7. 前記リミッタが動作中か否かを前記制御部に示すリミッタ通知を時間的に遅延させる遅延回路を備えた、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力増幅器の制御装置。
8. 電力増幅器への入力信号のレベルをリミッタによって制限する処理と、
   前記リミッタの動作中は、前記電力増幅器の動作電圧を一定として前記入力信号の振幅に応じ前記電力増幅器の出力整合回路の負荷を制御し、前記リミッタの非動作中は、前記出力整合回路の負荷を一定とし、前記動作電圧を制御する処理と、
   を含む、電力増幅器の制御方法。

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