JP6396109B2

JP6396109B2 - 非接触電力伝送装置

Info

Publication number: JP6396109B2
Application number: JP2014153570A
Authority: JP
Inventors: 義弘戸高; 淳史田中; 宮内　靖; 靖宮内; 吉弘　昌史; 昌史吉弘; 大貫　悟; 悟大貫; 井戸　寛; 寛井戸
Original assignee: Maxell Holdings Ltd
Current assignee: Maxell Ltd
Priority date: 2014-07-29
Filing date: 2014-07-29
Publication date: 2018-09-26
Anticipated expiration: 2034-07-29
Also published as: JP6518829B2; JP2016032345A; JP2018183056A

Description

本発明は、送電装置に具備された送電コイルと受電装置に具備された受電コイルを介して、非接触（ワイヤレス）で電力の伝送を行う非接触電力伝送装置に関する。

非接触で電力を伝送する方法として、電磁誘導（数１００ｋＨｚ）による電磁誘導型、電界または磁界による共鳴を介したＬＣ共振間伝送による電界・磁界共鳴型、電波（数ＧＨｚ）によるマイクロ波送電型、あるいは可視光領域の電磁波（光）によるレーザ送電型が知られている。この中で既に実用化されているのは、電磁誘導型である。これは簡易な回路（トランス方式）で実現可能であるなどの優位性はあるが、送電距離が短いという課題もある。

そこで、最近になって近距離伝送（〜２ｍ）が可能な電界・磁界共鳴型の電力伝送が注目を浴びてきた。このうち、電界共鳴型の場合、伝送経路中に手などを入れると、人体が誘電体であるため、エネルギーを熱として吸収して誘電体損失を生じる。これに対して磁界共鳴型の場合、人体がエネルギーをほとんど吸収せず、誘電体損失を避けられる。この点から磁界共鳴型に対する注目度が上昇してきている。

一般的に、磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電装置と受電装置を備える。送電装置は少なくとも送電コイルと共振容量で構成される送電共振系と、送電共振器に電力を供給する送電部を有する。受電装置は少なくとも受電コイルと共振容量で構成される受電共振系を有する。磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電共振系と受電共振系が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する。

しかし、送電共振系と受電共振系で構成される共振系の間に、金属片などの異物が挿入されると、共振条件が変化してしまう。この場合、共振系の共振状態が維持できなくなり、電力の伝送効率が低下してしまう。

特許文献１には、磁界共鳴型の非接触電力伝送装置において、共振系の共振状態を維持する目的で、送電共振系と受電共振系の共振状態を自動的に調整する構成とともに、異物の混入や盗電を目的とした端末の接近等により共振系の変化を検出する構成が開示されている。

国際公開第２０１３／１３２７５５号公報

非接触電力伝送装置においては、特許文献１に示されているように、いかなる条件においても、送電共振系と受電共振系で構成される共振系の共振を最適な状態に維持することが必要である。共振系の共振状態は、特許文献１に示されているように、共振系への異物の混入や盗電を目的とした端末の接近等で変動する。

しかしながら、共振系の共振状態の変動は、その他の要因によっても変動する。例えば、負荷で要求される電力の大小によって負荷変動が生じた場合も共振系の共振状態を変化させてしまう。共振系のＱ値が負荷変動によって変化してしまうからである。

一般的に、負荷変動が生じた場合、負荷変動によって共振系のＱ値が高くなってしまうので、一定の駆動電圧と一定の駆動波形で送電系を駆動していると、共振系の共振電圧が異常に上昇してしまう。最悪の場合は、共振電圧が共振回路を構成するコンデンサの耐圧を超えてしまい、コンデンサが破損してしまうという問題があった。

したがって、いかなる条件においても送受電系で構成される共振系の共振を最適な状態に維持するためには、負荷で要求される電力の大小に応じて、非接触電力伝送装置の送電装置側で送電する電力を制御しなければならない。

しかし、特許文献１では負荷変動による共振条件の変動については配慮されておらず、共振系の共振状態を必ずしも最適に維持できるものではなかった。

また、特許文献１では共振制御を最適化するための条件については特段に記載が無く、共振系の共振状態を維持できたとしても、必ずしも最適化された共振条件とは限らなかった。

本発明の非接触電力伝送装置は、送電コイル及び送電容量により構成された送電共振系を有する送電装置と、受電コイル及び受電容量により構成された受電共振系を有する受電装置とを備え、前記送電装置から前記受電装置へ電力を伝送する非接触電力伝送装置において、前記送電装置は、更に、前記送電共振系へ電力を供給する駆動回路と、前記送電共振系の電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器が検出した電流が正から負、或いは負から正に変化する場合のゼロとなる時刻を検出する電流ゼロクロス検出器と、前記電流がゼロとなる時刻に基づいて、前記駆動回路から前記送電共振系へ電力の供給が開始される時刻を制御する駆動制御回路を備え、前記送電共振系と前記受電共振系からなる送受電共振系は、共振状態の変化に応じて発振が継続する自励発振を行うことを特徴とする。

さらに、本発明の非接触電力伝送装置は、前記駆動制御回路が、前記電力の供給を開始する時刻から電力の供給を停止するまでの時間を可変に制御することを特徴とする。

本発明では、送電共振系を流れる電流を検出し、その電流のゼロクロスとなる時刻に基づいて送電共振系への電力の供給を開始する時刻を制御する。これにより、ソフトスイッチングが可能となるので、電流ロスが少ない最適化された共振制御を行う非接触電力伝送装置を提供することができる。

さらに、本発明では、前記電力の供給を開始する時刻から電力の供給を停止するまでの時間を可変に制御する。すなわち、前記電力の供給を開始する時刻からパルス幅変調（以下、ＰＷＭという）で電力の大きさを制御する。これにより、前記駆動回路から前記送電共振系へ供給される電力の大きさを制御できる。

すなわち、本発明の非接触電力伝送装置は、負荷変動が生じた場合でも、最適化された共振制御を行いながら負荷変動に応じた送電側の送電電力の大きさを制御することができるという従来にはない顕著な効果を有する。

また、本発明の非接触電力伝送装置はＰＷＭを用いるので、電力の大きさを制御するに際して送電電圧を変化させる必要が無い。そのため、送電部に印加する電圧を増減させて伝送電力を加減させるためのＤＣ−ＤＣコンバータ等を必要とせず、簡易な構成で実現でき、低価格化を図ることもできる。

本発明における非接触電力伝送装置の構成を示すブロック図本発明における共振制御方法を説明するための簡略化された送電装置のブロック図本発明における共振制御方法を説明するための簡略化された送電装置における波形図本発明におけるハーフブリッジ回路からなる送電装置を備えた非接触電力伝送装置を示すブロック図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第一の例を示す波形図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第二の例を示す波形図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第三の例を示す波形図本発明における送電装置をハーフブリッジ回路で構成した場合の電流経路を模式的に記入した回路図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第四の例を示す波形図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第五の例を示す波形図本発明におけるハーフブリッジ回路の送電装置において電流検出器の設置位置に応じた検出電流を示す波形図本発明における送電装置をハーフブリッジ回路で構成した場合の変形例を示すブロック図本発明におけるフルブリッジ回路の送電装置を備えた非接触電力伝送装置を示すブロック図本発明における送電装置をフルブリッジ回路で構成した場合の電流経路を模式的に記入した回路図本発明におけるフルブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第一の例を示す波形図本発明におけるフルブリッジ回路の送電装置においてＰＷＭで電流レベル制御を行う第二の例を示す波形図

（非接触電力伝送装置の概要）
図１は、本発明における非接触電力伝送装置１００の概略構成を示す。非接触電力伝送装置１００は、送電装置１０と受電装置２０により構成される。送電装置１０は、高周波電力を非接触伝送するための送電共振系５０を備える。受電装置２０は、送電装置１０の送電共振系５０が送電する高周波電力を受電するための受電共振系６０を備える。本発明の非接触電力伝送装置１００は磁界を用いたものであり、送電共振系５０と受電共振系６０が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置１０から受電装置２０に非接触で電力を伝送する。

送電装置１０は、送電共振系５０と、送電共振系５０を駆動する駆動回路３０と、共振系の共振電流を検出する電流検出器４１と、電流検出器４１の検出結果に基づいて共振電流のゼロクロスを検出する電流ゼロクロス検出器４２と、電流ゼロクロス検出器４２の検出信号と受電装置２０の受電状態検出器８０が検出する検波電圧等に基づいて、駆動回路３０の駆動電力を制御する駆動制御回路４０を備える。駆動制御回路４０は通信手段を備え、通信手段により受電装置２０の受電状態検出器８０から検波電圧等を受信する。

受電装置２０は、受電共振系６０と、受電共振系６０の出力を検波する検波器７０と、電力を出力する出力９０と、検波器７０から出力される検波電圧を検出する受電状態検出器８０を備える。受電状態検出器８０は通信手段を備え、受電状態検出器８０が検出した検波電圧は、通信手段により送電装置１０の駆動制御回路４０に伝えられる。

なお、送電装置１０の駆動制御回路４０、及び受電装置２０の受電状態検出器８０に備えられる具体的な通信手段としては、受電共振系６０に抵抗負荷を接続し、その抵抗負荷の電力消費を断続して行うことにより、送電共振系５０の共振電圧を可変して情報を伝達する、いわゆる負荷通信を用いればよい。若しくは、２．４ＧＨｚなどの周波数を使って送受信を行う近距離無線通信規格を利用したの無線モジュールを使った別の通信手段を用いてもよい。

ところで、非接触電力伝送装置に接続された負荷の電力消費は、常に一定ではなく、時間と共に増加したり低下したりすることが多い。通常、非接触電力伝送装置では、負荷の電力消費が低下すると送電共振系５０と受電共振系６０から構成される送受電共振系から外部に出力される電力が低下する。

そこで、本発明の非接触電力伝送装置１００では、受電状態検出器８０が検波手段７１から出力される検波電圧を監視し、受電装置２０の受電状態検出器８０が検出した検波電圧は、通信手段により送電装置１０の駆動制御回路４０に伝えられ、駆動制御回路４０が受信した検波電圧に基づいて駆動回路３０の駆動電力を制御する。

以上が、本発明における非接触電力伝送装置１００の概略である。以下では、本発明の非接触電力伝送装置をさらに詳細に説明する。
（共振電流のゼロクロス点に基づく共振制御）
まず、本発明の非接触電力伝送装置における共振制御の方法について説明する。本発明では、共振電流のゼロクロス点に基づいて、共振制御を行うという従来にない特徴を有する。

図１に示した構成に於いて、駆動回路３０が送電共振系５０に過渡的な電力、例えばステップ状の電圧を印加すると、送電共振系５０と受電共振系６０からなる送受電共振系に固有の共振周波数で振動を始める。電流検出器４１は、送電共振系５０の電流を検出し、その検出結果に基づいて、電流ゼロクロス検出器４２は送電共振系５０の共振状態を検出する。電流ゼロクロス検出器４２は、検出した共振状態を駆動制御回路４０に送り、駆動回路３０を駆動する。

具体的には、電流検出器４１が検出した共振電流のゼロクロス点を共振検出器４２で検出し、この検出点を元にして駆動回路３０の出力を変化させると、正帰還となるように共振状態が定まり共振が開始する。そして、送電共振系５０と受電共振系６０からなる送受電共振系は、送受電共振系の共振周波数に応じて発振が開始され継続する自励発振を行う。非接触電力伝送装置ではこの共振状態を維持しつつ電力が伝送される。

共振電流のゼロクロス点に基づいて正帰還をかけながら共振させる方法について、図２と図３を用いて詳しく説明する。図２は送電装置１０の簡略回路図を示し、図３は図２の挙動を説明する波形図を示す。なお、図２は、本発明の特徴である共振電流のゼロクロス点に基づいて正帰還をかけながら共振させる方法を説明し易くするために、送電装置１０を簡略化したブロック図である。

図２に於いて、ラッチ回路４０６はＤタイプであり、Ｄはデータ入力、Ｃはクロック入力、Ｑはラッチ出力、ＱバーはＱの反転出力を示している。Ｃに入力されるクロックの立ち上がり毎にＤのデータ入力信号をラッチしてＱに出力する。図２では反転出力Ｑバーがデータ入力Ｄに接続されているので、Ｃに入力されるクロックの立ち上がり毎に出力Ｑが反転することになる。なお、ラッチ回路４０６は、不図示のスイッチを介して電源４０５に接続されるとともに、接地もされている。

自励発振開始時に、不図示のスイッチがオンとなり、電源４０５からラッチ回路４０６に電圧の供給が開始される。ラッチ回路４０６の出力Ｑには、抵抗５０３、電力伝送用の送電コイル５０１、送電容量５０２が接続され、送電コイル５０１と送電容量５０２が、図１に記載した送電共振系５０の直列共振回路を構成する。

通常、非接触電力伝送装置では更に受電側に不図示の受電コイルと受電容量等からなる共振系が一定の結合係数で結合して、送受電を含む共振系を構成するが、ここでは、簡単のため送電側共振系のみを示して説明する。送受電系を含む共振系でも全体の共振特性は少なくとも１つの共振点を有する特性となっているので、本構成図のような共振点を有する共振系を駆動することができることを説明すれば十分である。

電流検出手段４５０は、送電共振系５０の直列共振回路に流れる電流を検出する。具体的には、送電共振系５０の直列共振回路に直列に電流検出用の抵抗が設けられ、電流検出手段４５０は、その電流検出用の抵抗の両端の電位差を検出することにより送電共振系５０の直列共振回路に流れる電流を検出する。また、電流検出手段４５０は、検出された電流値に基づいて、電流が０となるゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点でＬｏｗからＨｉに立ち上がりその後立ち下がるパルス状のクロック信号を生成する。電流検出手段４５０が生成したクロック信号は、ラッチ回路４０６のクロックＣに入力される。

以下では、図２のブロック図に基づいた自励発振の動作を説明する。なお、電源投入による動作開始に際して、不図示のセット信号でラッチ回路４０６の出力ＱがＨｉで開始するように初期設定されているとして説明する。セット信号を用いるほかにも、別途、電源電圧の上昇により動作開始を検出して、ラッチ出力ＱがＨｉの場合にはクロック信号を追加で入力してもよいし、更に、電源投入開始後に発振していないことを検出した場合は開始動作のトリガを別途生成し加えてもよい。

図３は図２に示した端子Ｅ、Ｕにおける電圧波形と、送電コイル５０１と送電容量５０２で構成される直列共振回路に流れる電流Ｉの電流波形である。図中においてレベルを表す１や０は、電圧や電流の大きさを模式的に表し、電圧の場合、例えば１Ｖのレベルに相当するものとする。また、Ｔ１、Ｔ２・・・は破線で示したタイミングに付けたラベルである。また、図２において電流Ｉで示す方向に電流が流れる場合を正の電流とする。

図３は、図２の回路のラッチ回路４０６に、時刻Ｔ２のタイミングで電源が投入された場合について説明している。すなわち、時刻Ｔ２以前の破線で囲った５０４の範囲は電源投入前であって、図２Ａの端子Ｅ、Ｕはグランド電位であり、図２の回路には電流が流れていない状態であることを示している。

ラッチ回路４０６に電源が投入されると、図３の５０５に示すようにラッチ出力ＱがＨｉとなり、図２のＥ端子の電圧がＨｉになる。端子Ｅの箇所で電圧が上昇することにより、抵抗５０３、送電コイル５０１を経由して送電容量５０２に充電されるように電流が流れる。その結果、送電容量５０２に電荷が次第に蓄積され、端子Ｕの電圧が上昇し始める。

電流は、端子Ｅの電圧と端子Ｕの電圧が等しくなるまで流れ続ける。すなわち、送電コイル５０１の両端の電位が等しくなるように電流が流れ始め、その結果、送電コイル５０１に流れる電流がついには最大となり、送電コイル５０１に蓄えられる磁界エネルギーも最大となる。その後、送電コイル５０１に蓄えられたエネルギーを放出しようとするため、電流が連続して流れ、これにより更に送電容量５０２が充電され端子Ｕの電圧が上昇する。送電コイル５０１の磁界エネルギーが放出されてしまうと電流が０となり、一方で、送電容量５０２にかかる電圧は最大となる。この時、送電容量５０２の両端の電圧はラッチ回路４０６の出力Ｑから出力されている電圧の約２倍に達する。

ここで、ラッチ出力ＱがＨｉを維持する場合、送電容量５０２にかかる電圧がラッチ出力Ｑの電圧より高いため、送電容量５０２が放電する方向に電流が流れ、送電コイル５０１に再び磁界エネルギーが蓄積されていく。

このような、送電コイル５０１と送電容量５０２の間でエネルギーのやり取りが繰り返されることにより、図２の回路が共振する。ただし、エネルギーが抵抗５０３で消費されるため、このようなエネルギーのやり取りは減衰振動となり、暫時、共振振幅が低下して、最終的には共振が停止する。

そこで、共振状態を維持するために下記の動作を行う。

まず、図２の電流検出手段４５０は、図３に示したような電流のゼロクロス点５０９を検出して、ゼロクロス点５０９でＬｏｗからＨｉに立ち上がりその後立ち下がるパルス状のクロック信号４５１を生成する。図３において、クロック信号４５１は明示されていないが、タイミングさえ判明すればパルス波形の生成は簡単のため省略する。なお、ゼロクロス点５０９は、図３でいうと時刻Ｔ４とほぼ一致する。

図２に示したように、生成されたクロック信号４５１は、ラッチ回路４０６のクロックＣに入力される。反転出力Ｑバーがデータ入力Ｄに接続されているので、Ｃに入力されるクロックの立ち上がり毎に出力Ｑが反転する。したがって、電流のゼロクロス点５０９に対応するクロック信号の立ち上がり応じて、ラッチ回路４０６において時刻Ｔ４でラッチ出力ＱがＨｉからＬｏｗに反転し、図３に示したようにＥ端子の電圧がＬｏｗになる。

ラッチ出力Ｑが反転せずにＨｉのままであった場合には、ラッチ出力Ｑの電圧が１であるのに対して送電容量５０２の電圧が２であり、抵抗５０３と送電コイル５０１との両端には、その差分である１の電圧が印加されていた。

ラッチ出力Ｑが反転し出力がＬｏｗとなると、抵抗５０３と送電コイル５０１との両端には、さらに１の電圧が合わさって、２の電圧が印加することになる。すなわち、更に高い電圧が抵抗５０３と送電コイル５０１との両端に印加され、より多くのエネルギーを送電コイル５０１が一時的に蓄えられることになる。

この動作を、時刻Ｔ６、Ｔ８、・・・と順次繰り返せば、図３に示したように共振電圧が増加していき、図２に示した回路の共振が継続するようになる。

一方、抵抗５０３でエネルギーが消費されるので、最終的には有限の共振電圧で共振を継続し、所謂、ＲＬＣ共振回路のＱ値で決まる電圧まで共振電圧が上昇する。

以上に示したように、最初のステップ状の電圧の印加で共振を開始し、最初のゼロクロス点で駆動する手段の出力を変化させることにより、振動を継続させることができる。

このようなソフトスイッチングを用いることにより、スイッチング損失の少ない最適な状態で自励発振による無線給電が可能となる。

なお、ラッチ回路４０６の出力Ｑの電圧がゼロクロスするタイミング毎に、更なる電圧が共振コンデンサの電圧に加算されるので、本来は、共振開始から急速に共振電圧が上昇していくが、図では共振の動作を分かりやすくするため、振幅の増加を抑えて模式的に示している。

また、抵抗５０３の値のバラツキ等により共振電流や共振電圧が変化するので、共振回路の電流を検出し、その増加を抑制するように駆動電圧を制御することが望ましい。

図２で示した回路は、以下に述べる実施の形態と一部重複する部分もあるが、本発明の特徴である共振電流のゼロクロス点に基づいて正帰還をかけながら共振させる方法のメカニズムをわかりやすく説明するための回路である。図２のラッチ回路４０６は、後に述べる図３の駆動パルス生成回路４０１に相当する。

但し、抵抗５０３は一般的には回路の配線抵抗やコイルの抵抗成分に相当し共振の減衰等の挙動に関わっている。すなわち、共振回路にあえて抵抗５０３を挿入するという意味ではなく、上記において説明の簡単化のために抵抗５０３を明記したものである。
（ハーフブリッジ回路を用いた送電装置）
図４はハーフブリッジ回路を用いた場合における本発明の送電装置１０１の構成を詳細に示したものである。図４に示した送電装置１０１においても、図２及び図３で説明した共振電流のゼロクロス点に基づく共振制御を行っている。なお、図４の受電装置２０は図１に示した受電装置２０と同じであるが、以下の説明で必要な要素部分のみを記載している。

駆動制御回路４０は、駆動パルス生成回路４０１と、ＰＷＭ制御回路４０２と、ＦＥＴ駆動回路４０３で構成される。

図３に示したように、まずは、送電共振系５０に電力を供給して共振を開始させるために、駆動制御回路４０が駆動回路３０にパルス状の信号を供給する。

図４を用いて詳しく説明すると、駆動パルス生成回路４０１は、ＦＥＴ駆動回路４０３を駆動するパルス状のＦＥＴ駆動信号を生成する。ＦＥＴ駆動信号は、ＰＷＭ制御回路４０２でパルス幅変調が施された後、ＦＥＴ駆動回路４０３に供給され、ＦＥＴ３１１と３１２を駆動する。ＦＥＴ３１１と３１２はそのスイッチング動作により、交流電力が発生するように制御される。ＦＥＴ３１１と３１２のスイッチング動作については、後で詳細に説明する。

送電コイル５０１と送電容量５０２は送電側の共振系を構成し、受電コイル６０１と受電容量６０２受電側の共振系と合わせて送受電共振系を構成している。

電流検出手段４１は送電側の共振系における電流を検出する。例えば、電流検出手段４１の箇所に電流検出用の抵抗を挿入し、その抵抗の両端電圧を測定することにより電流を検出できる。電流検出用の抵抗を用いる場合には、電流検出手段４１を小型化できる。

電流ゼロクロス検出器４２は、電流検出手段４１が検出した電流値に基づき、電流のゼロクロスを検出する。

以後は、駆動パルス生成回路４０１が、電流ゼロクロス検出器４２の検出信号に基づいて、ＦＥＴ駆動信号を生成し、図２及び図３で説明したように、電流のゼロクロスに基づいて、ＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１２のオン／オフ制御が行われる。その結果、送電共振系５０と受電共振系６０が共振結合することにより、送受電共振系における周波数特性のピークの周波数で振動が継続するようになる。

次に、電流のゼロクロスに基づいたＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１２のオン／オフ制御と併せて負荷変動が生じた場合の電力制御を行う方法について説明する。

図５Ａ〜図５Ｃは、図４のＰＷＭ制御回路４０２により送電側で電力制御を行う動作概念図である。図４に示したように、図５Ａ〜図５Ｃの端子Ａ、端子Ｂ、電流Ｉは、それぞれ、ＦＥＴ３１１のスイッチ電圧、ＦＥＴ３１２のスイッチ電圧、送電共振系５０に流れる電流を示す。

図５Ａ〜図５Ｃに示したように、本発明では、端子Ａ及び端子Ｂがオンとなる時刻が、電流Ｉのゼロクロス時刻と同期するのが特徴である。本発明は、端子Ａ及び端子Ｂがオンとなる時刻を電流Ｉのゼロクロス時刻と同期させつつ、ＦＥＴ３１１やＦＥＴ３１２がオンとなっている期間を可変にすることによりＰＷＭを行い、送電側で電力制御を行うことを特徴とする。

端子Ａ及び端子Ｂがオンとなる時刻を電流Ｉのゼロクロス時刻とほぼ一致するように同期させているので、ゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳという）のソフトスイッチングとなり、低損失駆動回路として好適である。

図５Ａは最大電力を送電する場合を示し、図５Ｂは最大電力よりも少ない電力を送電する場合を示し、図５Ｃはさらに少ない電力を送電する場合を示す。

このように、端子Ａ及び端子Ｂがオンとなる時刻を電流Ｉのゼロクロス時刻と同期させて効率的な共振制御を行いつつ、さらにＦＥＴ３１１やＦＥＴ３１２がオンとなる時間を可変にすることにより簡単な装置構成で電力制御を行うことができる。

図５Ａ〜図５Ｃを用いて図４のＰＷＭ制御回路４０２により送電側で電力制御を行う動作の概略を説明したが、以下ではより詳細に各部の動作を説明する。

図６は、図４の駆動回路３０と送電共振系５０と電流検出器４１を抜き出して、電流Ｉが流れるルートａ、ｂ、ｃ、ｄを示した回路ブロック図である。また、図７Ａは図６に示した回路ブロックの動作波形図を示す。なお、図７Ａは図６に示した回路ブロックの共振状態が定常状態にある場合を示す。

なお、電流Ｉはボディダイオードの付いたＦＥＴを利用した駆動回路の動作を詳細に説明する為の電流の経路と向きを示しており、主に共振状態の共振系に蓄えられたエネルギーにより流れる。特に、送電コイル５０１のインダクタンスに蓄えられた磁界エネルギーにより、共振電流の連続性を保つために送電コイル５０１の両端電圧が変化する。その為、ＦＥＴがオン状態となっていなくても、ボディダイオードや電源の経路を通じて電流Ｉが流れる。エネルギーの蓄えられた共振状態の共振系である為、共振電流として、電流の大きさ、向きが変化し、更にＦＥＴのオン状態やダイオードの向きに応じて通電経路が変化する。

図７Ａにおいて、時刻Ｔ１では端子Ａと端子Ｂの電圧が共にＬｏｗなので、ＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１２は共にオフである。このとき、電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通って電流ルートｄを流れる。電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、電源３０１の電圧ＶｃよりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分高くなる。

ここで、０．７Ｖとしたのは、一般的なシリコンダイオードの値を示したものであり、ボディダイオードと同一方向に外付けでもっと順方向の電圧の低いショットキーバリアーダイオード等を接続した場合や、ボディダイオード自体を改良した場合、或いは、電流値自体が低い場合は、更に低い電圧となるが、ここでは、ＦＥＴがオフとなった場合の電流の経路の変化が重要であるので、以後、ボディダイオードに電流が流れる場合、順方向電圧を０．７Ｖが発生するとして取り扱う。

やがて、電流Ｉは電流ルートｄを流れながら、負の値から次第に０に近づき、時刻Ｔ２でゼロクロスする。

そして、図４を用いて前記したように、電流検出手段４１が送電側の共振系における電流を検出する。電流ゼロクロス検出器４２が、電流検出手段４１が検出した電流値に基づき電流がゼロとなる時刻を検出する。駆動パルス生成回路４０１が、電流ゼロクロス検出器４２の検出信号に基づいて、ＦＥＴ駆動信号を生成する。

この時、ＦＥＴ駆動信号は、図７Ａに示したように、時刻Ｔ２で端子Ａにおける電圧がＬｏｗからＨｉとなる信号であって、端子Ｂにおける電圧はＬｏｗのまま維持する信号である。よって、ＦＥＴ３１１は時刻Ｔ２でオフからオンになり、ＦＥＴ３１２はオフのままとなる。

時刻Ｔ２でＦＥＴ３１１がオンになると、電源３０１から電力がＦＥＴ３１１を介して送電共振系５０に送られ始める。このとき、電流ルートｄから電流ルートａに電流Ｉのルートが変更になるが、電流Ｉが０において電流ルートが変更になるので、ＺＣＳによるソフトスイッチングとなっている。電流ＩはＦＥＴ３１１を通るので、端子Ｅ電圧は、電源３０１の電圧Ｖｃとほぼ同じになる。

図４のＰＷＭ制御回路４０２は、時刻Ｔ２〜Ｔ４においてＦＥＴ３１１がオンになるように、ＦＥＴ駆動信号の端子ＡがＨｉとなる時間を制御し、電力制御を行う。したがって、時刻Ｔ２から電流Ｉが正の値で増え始める。

この時に、共振による電流Ｉに加えて、端子Ａの電圧が上昇したことにより共振系に電源部から新たに流入する電流が発生する。端子Ａの電位が上昇したことによる流入電流と共振による電流Ｉはこの時刻に於いては同一方向であり、それにより電力が共振系に注入されことになる。従って、この電流が同一方向である状態で、駆動回路のオン期間を可変すれば、電流の注入量を加減することができるので電力制御を行うことができる。

このように電流が増え始めたて時刻Ｔ４になると、端子Ａにおける電圧がＨｉからＬｏｗとなるのでＦＥＴ３１１はオフとなり、電源３０１から送電共振系５０への電力供給が停止される。このとき、正の値の電流ＩはＦＥＴ３１２の寄生ダイオードを通り、電流Ｉのルートは電流ルートａから電流ルートｂに変更になる。電流ＩはＦＥＴ３１２の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１２の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分低くなる。

時刻Ｔ４以後もＦＥＴ３１２の寄生ダイオードを通って、電流Ｉが正の値で流れ続けるが、電源３０１から送電共振系５０への電力供給が停止されているので、共振による電流Ｉだけが電流ルートｂを流れながら正の値から次第に０に近づき、時刻Ｔ５でゼロクロスする。

そして、図４を用いて前記したように、電流検出手段４１が送電側の共振系における電流を検出する。電流ゼロクロス検出器４２が、電流検出手段４１が検出した電流値に基づき電流のゼロクロスを検出する。駆動パルス生成回路４０１が、電流ゼロクロス検出器４２の検出信号に基づいて、ＦＥＴ駆動信号を生成する。

この時、ＦＥＴ駆動信号は、図７Ａに示したように、時刻Ｔ５で端子Ｂにおける電圧がＬｏｗからＨｉとなる信号であって、端子Ａにおける電圧はＬｏｗのまま維持する信号である。よって、ＦＥＴ３１２は時刻Ｔ５でオフからオンになり、ＦＥＴ３１１はオフのままとなる。

時刻Ｔ５でＦＥＴ３１２がオンになると、送電共振系５０に蓄えられたエネルギーによる電流はＦＥＴ３１２を介して接地へ放電される。このとき、電流ルートｂから電流ルートｃに電流Ｉのルートが変更になるが、電流Ｉが０において電流ルートが変更になるので、いわゆるソフトスイッチングとなっている。電流ＩはＦＥＴ３１２を通るので、端子Ｅ電圧は、接地レベル０とほぼ同じになる。

図４のＰＷＭ制御回路４０２は、時刻Ｔ５〜Ｔ７においてＦＥＴ３１２がオンになるように、ＦＥＴ駆動信号の端子ＢがＨｉとなる時間を制御し、電力制御を行う。

これは時刻Ｔ５から共振系に蓄えられたエネルギーによる共振の電流Ｉが負の値で増え始めると共に、端子Ｅ電圧が接地レベル０となるので共振系の送電容量５０２からＦＥＴ３１２を通じて電荷を引き抜くように、電流Ｉの電流の方向と同一方向に電流を加算して共振系のエネルギーを増加させるように働く。従って、端子Ａの場合と同様に、端子ＢのＨｉの時間を可変することにより電力制御を行うことができる。

時刻Ｔ７になると、端子Ｂにおける電圧がＨｉからＬｏｗとなるのでＦＥＴ３１２はオフとなり、送電共振系５０から接地への放電によるエネルギーの増加が停止される。このとき、負の値の電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通り、電流Ｉは電流ルートｃから電流ルートｄにルートが変更になる。電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分高くなる。

やがて、電流Ｉは電流ルートｄを流れながら、負の値から次第に０に近づき、時刻Ｔ８でゼロクロスする。

以上を繰り返すことにより、図４のハーフブリッジ回路を用いた送電装置１０１において、ソフトスイッチングしながら最適な共振状態が維持することができる。

なお、電流の加算による共振系へのエネルギーの増加は、受電側に電力を伝送しそこに接続された負荷等での電力消費や、共振系等に含まれる抵抗成分等による電力消費により費やされ、定常状態での共振が維持される。

図７Ｂは、ＰＷＭ制御回路４０２で図７Ａに比べて電力を小さく制御する場合を示す。なお、図７Ｂは図６に示した回路ブロックの共振状態が定常状態にある場合を示す。図７Ｂでは、端子Ａ及び端子ＢのＨｉとなる時間が図７Ａに比べて短くなるようにＰＷＭ制御回路４０２がＦＥＴ駆動信号のパルス幅を制御する。このように、図４のハーフブリッジ回路を用いた送電装置１０１において、ソフトスイッチングを行うことによって最適な共振状態を維持しながら、ＰＷＭで送電装置１０１の送電電力を制御できる。

なお以上は、図６に示したように、電流検出器４１を送電共振系５０と接地の間であって、ハーフブリッジ回路と接地の間ではない位置に設けた場合について説明した。一方で、図６に示したように、電流検出器４１の代わりに電流検出器４１１や４１２を設けることも考えられる。但しこの場合、電流Ｉをそのまま検出できないので、ソフトスイッチングしながらＰＷＭ制御を行うためのＦＥＴ駆動信号を生成することが困難である。以下に詳しく説明する。

図６に示すように、電流検出器４１１、若しくは４１２を設けた場合における、それぞれの検出電流波形を図８に示す。電流の符号は図６に示したとおりである。図８から分かるように、電流検出器４１１や４１２では良好な正弦波を検出することができない。そのため、電流検出器４１の代わりに電流検出器４１１、若しくは電流検出器４１２を設けて電流のゼロクロスを検出しても、精度のよいＦＥＴ駆動信号を生成することができない。

電流検出器４１の代わりに電流検出器４１１や電流検出器４１２を用いる場合は、電流検出器４１１や電流検出器４１２を併せて設置する必要がある。電流検出波形の適切なゼロクロスポイントを抽出することにより、共振系の電流のゼロクロスポイントを検出でき、その結果、精度のよいＦＥＴ駆動信号を生成できる。但し、電流検出器４１１や電流検出器４１２を併せて設置すると、装置が大型化し、価格も高くなってしまう。

このように、送電装置にハーフブリッジ回路を用いる場合は、送電共振系５０と接地の間であって、ハーフブリッジ回路と接地の間ではない位置に電流検出器４１を用いる方が、装置の構成が簡易となり好適である。

図６に示したように、送電装置１０にハーフブリッジを用いた場合は、送電容量５０２の一端が接地されている。一方、ＦＥＴ３１１がオンになった場合と、ＦＥＴ３１２がオンになった場合とで、送電共振系５０への印加電圧が異なる。定常状態となった場合には送電容量５０２の平均電圧が電源とグランドの略中点電圧付近となるが、共振の開始時や負荷変動による共振電圧の変化時に生じやすい。そのため、電流検出器４１１、若しくは電流検出器４１２で電流を検出する場合は、共振波形が純粋な正弦波の波形から変形し、高調波を発生しやすくなり、良好な正弦波を検出することができない。

図９は、図６の変形例である。送電容量５０２の一端は、電源３０１と接地の間に設けられた２つの容量の大きいコンデンサの中点に接続される。ＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１２のオン／オフに応じて、負荷への印加電圧として電源電圧の中点の電圧、電源電圧、或いは接地電圧が印加されるので、極性の異なる同一の電圧が交互に印加されることになり、電流検出器４１３で良好な正弦波を検出できる。

更に、図９の場合は電流検出器４１３の一端が容量の大きいコンデンサに接続されている為、共振電流による電位変化の影響が少ない。従って、抵抗によって電流検出器４１３を構成する場合でも、その抵抗自体における接地からの電位変動が少ない。そのため、共振電流の影響を受けにくく、良好な性能の電流検出手段の回路が構築できる。

図４や図６に示したように、電流検出器４１の一端を接地することにより、接地端からの電位変化により電流検出回路を構築することができる。その結果、ノイズ耐性を向上させ、回路構成の簡素化を実現できる。
（フルブリッジ回路を用いた送電装置）
図１０はフルブリッジ回路を用いた場合における本発明の送電装置１０２の構成を詳細に示したものである。図１０に示した送電装置１０２においても、図２及び図３で説明した共振電流のゼロクロス点に基づく共振制御を行っている。なお、図１０の受電装置２０は図１に示した受電装置２０と同じであるが、以下の説明で必要な要素部分のみを記載している。

駆動制御回路４０は、駆動パルス生成回路４０１と、ＰＷＭ制御回路４０２と、ＦＥＴ駆動回路４０３、ＦＥＴ駆動回路４０４で構成される。

図１０を用いて詳しく説明すると、駆動パルス生成回路４０１は、ＦＥＴ駆動回路４０３とＦＥＴ駆動回路４０４を駆動するパルス状のＦＥＴ駆動信号を生成する。ＦＥＴ駆動信号は、ＰＷＭ制御回路４０２でパルス幅が変調された後、ＦＥＴ駆動回路４０３とＦＥＴ駆動回路４０４に供給され、ＦＥＴ３１１〜３１４を駆動する。ＦＥＴ３１１〜３１４はそのスイッチング動作により、交流電力が発生するように制御される。送電コイル５０１と送電容量５０２は送電側の共振系を構成し、受電側の共振系と合わせて送受電共振系を構成している。

電流検出手段４１は送電側の共振系における電流を検出する。例えば、電流検出手段４１の箇所に電流検出用の抵抗を挿入し、その抵抗の両端電圧を測定することにより電流を検出できる。電流検出用の抵抗を用いる場合には、電流検出手段４１を小型化でき、好適である。

以後、駆動パルス生成回路４０１は、電流ゼロクロス検出器４２の検出信号に基づいて、ＦＥＴ駆動信号を生成する。

後は、図２及び図３で説明したように、電流のゼロクロスに基づいて、ＦＥＴ３１１〜ＦＥＴ３１４のオン／オフ制御が行われて、共振系の振動が開始されて自励発振が継続する。共振系として送電側共振系と受電側共振系で送受電共振系が構成されており、送電側共振系と受電側共振系が共振結合することにより、送受電共振系における周波数特性のピークの周波数で振動が継続するようになる。

図１１は、図１０の駆動回路３０と送電共振系５０と電流検出器４１を抜き出して、電流Ｉが流れるルートａ、ｂ、ｃ、ｄを示した回路ブロック図である。また、図１２Ａは図６に示した回路ブロックの動作波形図を示す。なお、図１２Ａは図１１に示した回路ブロックの共振状態が定常状態にある場合を示す。

図１２Ａにおいて、時刻Ｔ１では端子Ａと端子Ｂの電圧が共にＬｏｗなので、ＦＥＴ３１１〜ＦＥＴ３１４はオフである。このとき、電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードとＦＥＴ３１４の寄生ダイオードを通って電流ルートｄを流れる。電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、電源３０１の電圧ＶｃよりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分高くなる。また、電流ＩはＦＥＴ３１４の寄生ダイオードを通るので、端子Ｆ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分低くなる。

この時、ＦＥＴ駆動信号は、図１２Ａに示したように、時刻Ｔ２で端子Ａと端子Ｄにおける電圧がＬｏｗからＨｉとなる信号であって、端子Ｂと端子Ｃにおける電圧はＬｏｗのまま維持する信号である。よって、ＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４は時刻Ｔ２でオフからオンになり、ＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３はオフのままとなる。

時刻Ｔ２でＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４がオンになると、電源３０１から電力がＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４を介して送電共振系５０に送られ始める。このとき、電流ルートｄから電流ルートａに電流Ｉのルートが変更になるが、電流Ｉが０において電流ルートが変更になるので、いわゆるソフトスイッチングとなっている。電流ＩはＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４を通るので、端子Ｅ電圧は、電源３０１の電圧Ｖｃとほぼ同じになる。

図１０のＰＷＭ制御回路４０２は、時刻Ｔ２〜Ｔ４においてＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４がオンになるように、ＦＥＴ駆動信号の端子Ａと端子ＤがＨｉとなる時間を制御し、電力制御を行う。これは、図４で説明したように、時刻Ｔ２から電流Ｉが正の値で増え始めるとともに、共振系の両端に端子Ｅと端子Ｆに電源３０１とグランドの電位を与えることにより共振系に電流Ｉと同一方向の電流を加算し共振系へのエネルギー注入を行うので、Ｈｉとなる時間を可変することにより電力制御を実施できる。

時刻Ｔ４になると、端子Ａと端子Ｄにおける電圧がＨｉからＬｏｗとなるのでＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４はオフとなり、電源３０１から送電共振系５０への電力供給が停止される。このとき、正の値の電流ＩはＦＥＴ３１２の寄生ダイオードとＦＥＴ３１３の寄生ダイオードを通り、電流Ｉは電流ルートａから電流ルートｂにルートが変更になる。電流ＩはＦＥＴ３１２の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１２の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分低くなる。また、電流ＩはＦＥＴ３１３の寄生ダイオードを通るので、端子Ｆ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１３の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分高くなる。

時刻Ｔ４以後もＦＥＴ３１２の寄生ダイオードとＦＥＴ３１３の寄生ダイオードを通って、電流Ｉが正の値で流れ続けるが、電源３０１から送電共振系５０への電力供給が停止されているので、電流Ｉは電流ルートｂを流れながら正の値から次第に０に近づき、時刻Ｔ５でゼロクロスする。

この時、ＦＥＴ駆動信号は、図１２Ａに示したように、時刻Ｔ５で端子Ｂと端子Ｃにおける電圧がＬｏｗからＨｉとなる信号であって、端子Ａと端子Ｄにおける電圧はＬｏｗのまま維持する信号である。よって、ＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３は時刻Ｔ５でオフからオンになり、ＦＥＴ３１１とＦＥＴ３１４はオフのままとなる。

時刻Ｔ５でＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３がオンになると、送電共振系５０に蓄えられた電力は、ＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３を介して接地へ放電される。このとき、電流ルートｂから電流ルートｃに電流Ｉのルートが変更になるが、電流Ｉが０において電流ルートが変更になるので、いわゆるソフトスイッチングとなっている。電流ＩはＦＥＴ３１２を通るので、端子Ｅ電圧は、接地レベル０とほぼ同じになる。また、電流ＩはＦＥＴ３１３を通るので、端子Ｆ電圧は、電源３０１の電圧Ｖｃとほぼ同じになる。

図１０のＰＷＭ制御回路４０２は、時刻Ｔ５〜Ｔ７においてＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３がオンになるように、ＦＥＴ駆動信号の端子ＢがＨｉとなる時間を制御し、電力制御を行う。これは、図４で説明したように、時刻Ｔ５から電流Ｉが負の値で増え始めるとともに、共振系の両端に端子Ｅと端子Ｆにグランドと電源３０１の電位を与えることにより共振系に電流Ｉと同一方向の電流を加算し共振系へのエネルギー注入を行うので、Ｈｉとなる時間を可変することにより電力制御を実施できる。

時刻Ｔ７になると、端子Ｂと端子Ｃにおける電圧がＨｉからＬｏｗとなるのでＦＥＴ３１２とＦＥＴ３１３はオフとなり、送電共振系５０から接地への放電が停止される。このとき、負の値の電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードとＦＥＴ３１４の寄生ダイオードを通り、電流Ｉのルートは電流ルートｃから電流ルートｄに変更になる。電流ＩはＦＥＴ３１１の寄生ダイオードを通るので、端子Ｅ電圧は、電源３０１の電圧ＶｃよりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分高くなる。また、電流ＩはＦＥＴ３１４の寄生ダイオードを通るので、端子Ｆ電圧は、接地レベル０よりもＦＥＴ３１１の寄生ダイオードの両端電圧０．７Ｖ分低くなる。

以上を繰り返すことにより、図１０のフルブリッジ回路を用いた送電装置１０２において、ソフトスイッチングしながら最適な共振状態が維持することができる。

図１２Ｂは、ＰＷＭ制御回路４０２で図１２Ａに比べて電力を小さく制御する場合を示す。なお、図１２Ｂは図１１に示した回路ブロックの共振状態が定常状態にある場合を示す。図１２Ｂでは、端子Ａ、端子Ｂ、端子Ｃ、端子ＤのＨｉとなる時間が図１２Ａに比べて短くなるようにＰＷＭ制御回路４０２がＦＥＴ駆動信号のパルス幅を制御する。このように、図１０のフルブリッジ回路を用いた送電装置１０２において、ソフトスイッチングを行うことによって最適な共振状態を維持しながら、ＰＷＭで送電装置１０２の送電電力を制御できる。

これまで、非接触電力伝送装置で電力制御を行う場合には、図４や図１０に示した電源３０１から供給されるＤＣ電力の電圧を可変させていた。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの機能を必要とし、装置の大型化、さらには装置の高価格化という問題があった。

本発明では、ＦＥＴ３１１〜ＦＥＴ３１４がオンとなる期間を可変にしてＰＷＭで電力制御を行うので、電源３０１は略一定の電圧を出力する電源であればよい。したがって、本発明の非接触電力伝送装置では電源３０１として可変電圧電源を用いる必要が無く、電源３０１に略一定の電圧を出力する電源を用いた場合でも、電圧可変式ＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要が無い。

以上のように、本発明の非接触電力伝送装置では、共振電流のゼロクロス点に基づいて正帰還をかけながら共振させるので、最適化された共振制御が可能であり、電源３０１として略一定の電圧を出力する電源を用いても負荷変動に応じて電力制御が可能となり、非接触電力伝送装置の小型化、及び低価格化を実現できる。

なお、以上の説明では、受電装置２０が送電装置１０へ通信手段により電力情報を送信することを例に挙げて説明した。しかし、本発明の主題である、共振電流のゼロクロス点に基づいて正帰還をかけながら共振制御すること、そして前記共振制御のもと行いながらＰＷＭで電力制御を行うことは、送電装置１０でのみ行う行為であるので、受電装置２０が送電装置１０へ通信を行うことは必須ではない。例えば、前記通信を行わず、送電装置１０が受電装置２０側に出力する送電回路の電力の変化や送電側の共振電圧の変化に着目すれば受電装置２０が負荷に出力する電力の変化が推定できるので、送電装置１０の発生する電動電力の増減を制御することが可能であり、通信を行うことは必ずしも必要でない。

例えば、受電装置２０から接続された負荷への出力がなくなり、送受電の共振系から受電装置２０側への電力の供給が減少することは、この共振系からのエネルギーの流出が減少することである。したがって、送電側の駆動回路の駆動条件が一定であれば従来通りに送電側から共振系へ電力を送ろうとするので、共振系ではエネルギーが蓄積されることとなる。このエネルギーの蓄積量の上昇は、共振している共振系の共振電流や共振電圧の上昇となって表れる。よって、共振電圧が上昇すれば受電側へ電力の送りすぎであるので駆動回路から発生させる電力を低減する必要があり、このような制御を行えば通信を介さずに電力御制御が可能となる。

本発明は、負荷の変動に応じて伝送する電力量を調整する非接触電力伝送装置に好適である。

１０、１０１、１０２送電装置
２０受電装置
３０駆動回路
４０駆動制御回路
４１電流検出器
４２電流ゼロクロス検出器
５０送電共振系
６０受電共振系
７０検波器
８０受電状態検出器
９０出力
１００非接触電力伝送装置
３０１、４０５電源
３１１、３１２、３１３、３１４ＦＥＴ
３２０、３２１コンデンサ
４０１駆動パルス生成回路
４０２ＰＷＭ制御回路
４０３、４０４ＦＥＴ駆動回路
４０６ラッチ回路
４５０電流検出手段
４５１クロック信号
５０１送電コイル
５０２送電容量
５０３抵抗
６０１受電コイル
６０２受電容量

Claims

送電コイル及び送電容量により構成された送電共振系を有する送電装置と、
受電コイル及び受電容量により構成された受電共振系を有する受電装置とを備え、
前記送電装置から前記受電装置へ電力を伝送する非接触電力伝送装置において、
前記送電装置は、更に、
前記送電共振系へ電力を供給する駆動回路と、
前記送電共振系の電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器が検出した電流が正から負、或いは負から正に変化する場合のゼロとなる時刻を検出する電流ゼロクロス検出器と、
前記電流がゼロとなる時刻に基づいて、前記駆動回路から前記送電共振系へ電力の供給が開始される時刻を制御する駆動制御回路を備え、
前記送電共振系と前記受電共振系からなる送受電共振系は、共振状態の変化に応じて発振が継続する自励発振を行うことを特徴とする非接触電力伝送装置。
前記駆動制御回路は、前記電流がゼロとなる時刻と前記駆動回路が前記送電共振系への電力の供給を開始する時刻を、略一致させることを特徴とする請求項１に記載の非接触電力伝送装置。
前記駆動制御回路は、前記電力の供給を開始する時刻から電力の供給を停止するまでの時間を可変に制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の非接触電力伝送装置。
前記駆動回路はＦＥＴスイッチからなるハーフブリッジ回路で構成されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の非接触電力伝送装置。
前記電流検出器は、前記送電共振系と接地の間であって、前記ハーフブリッジ回路と接地の間ではない位置に設けられることを特徴とする請求項４に記載の非接触電力伝送装置。
前記駆動回路はＦＥＴスイッチからなるフルブリッジ回路で構成されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の非接触電力伝送装置。
前記受電装置は受電状態検出器を備え、
前記受電状態検出器は、検出した受電状態を通信により前記送電装置に送信し、
前記送電装置の前記駆動制御回路は受電状態を通信により受信し、
前記駆動制御回路は、前記電流がゼロとなる時刻と、前記受電状態に基づいて、前記駆動回路から前記送電共振系へ提供される電力の大きさを制御することを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の非接触電力伝送装置。