JP5403288B2 - 電力伝送システム - Google Patents

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Description

本発明は、磁気共鳴方式の磁気共鳴アンテナが用いられるワイヤレス電力伝送システムに関する。
近年、電源コードなどを用いることなく、ワイヤレスで電力（電気エネルギー）を伝送する技術の開発が盛んとなっている。ワイヤレスで電力を伝送する方式の中でも、特に注目されている技術として、磁気共鳴方式と呼ばれるものがある。この磁気共鳴方式は２００７年にマサチューセッツ工科大学の研究グループが提案したものであり、これに関連する技術は、例えば、特許文献１（特表２００９−５０１５１０号公報）に開示されている。
磁気共鳴方式のワイヤレス電力伝送システムは、送電側アンテナの共振周波数と、受電側アンテナの共振周波数とを同一とすることで、送電側アンテナから受電側アンテナに対し、効率的にエネルギー伝達を行うものであり、電力伝送距離を数十ｃｍ〜数ｍとすることが可能であることが大きな特徴の一つである。
特表２００９−５０１５１０号公報
従来の電力伝送システムにおいては、送電側アンテナから受電側アンテナに対し効率的にエネルギー伝達が行われていることを確認するために、方向性結合器などを利用してＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔａｎｄｉｎｉｇ Ｗａｖｅ Ｒａｔｉｏ）を計測していた。送電側アンテナと受電側アンテナとが共振周波数で共振している場合ＶＳＷＲは最小の値をとる。そこで、従来の電力伝送システムにおいては、周波数を変更しつつ方向性結合器を利用することによってＶＳＷＲを計測し、ＶＳＷＲが最小となる周波数を選択して、電力伝送を行っていた。
しかしながら、方向性結合器の感度調整は非常に難しく、一定した出力を得ることが困難であり、従来の電力伝送システムにおいては、ＶＳＷＲが最小となる周波数を選択したとしても、伝送効率が最もよくなる周波数で伝送を行っていない可能性もあり、エネルギー効率上問題であった。
上記問題を解決するために、請求項１に係る発明は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流のピーク値を取得するピークホールド部と、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分のタイマー値を計測するタイマー部と、前記ピークホールド部によって取得されたピーク値と、前記タイマー部によって計測されるタイマー値に基づいて前記周波数を決定する周波数決定部と、前記周波数決定部で決定された周波数に基づいて前記スイッチング素子を駆動して電力伝送を行う制御部と、を有することを特徴とする。
また、請求項２に係る発明は、請求項１に記載の電力伝送システムにおいて、前記周波数決定部が前記スイッチング素子における効率を算出することで前記周波数を決定する。
また、請求項３に係る発明は、請求項１に記載の電力伝送システムにおいて、前記周波数決定部が所定のテーブルを参照することで前記周波数を決定する。
本発明に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部やピークホールド回路などの回路で取得される値に基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。
本発明の実施形態に係る電力伝送システムのブロック図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムを車両充電設備に適用した例を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムのインバータ回路を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムの制御部の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部を説明する図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおけるインバータ駆動波形と位相差検出タイミングを示す図である。 送電アンテナ１０８と受電側システム２００の等価回路を示す図である。 等価回路の入力インピーダンス特性と総合効率を示す図である。 ＦＥＴ（スイッチング素子）の損失を説明する図である。 ＦＥＴ（スイッチング素子）の損失計算に用いるモデル例である。 スイッチング素子ＱA・ＱBの駆動波形と負荷電圧Ｖ波形と駆動電流Ｉの波形の詳しいタイミングチャートを示す図である。 本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。 所定周波数におけるタイマー値とピーク値とインバータ効率との関係を記憶するテーブルのデータ構造を説明する図である。 本発明の他の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。
以下、本発明の実施形態を図面を参照しつつ説明する。図１は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのブロック図である。また、図２は本発明の実施形態に係る電力伝送システムを車両充電設備に適用した例を示す図である。図２は図１中の（Ａ）の構成の具体例である。本発明の電力伝送システムは、例えば、電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）などの車両への充電のためのシステムに用いるのに好適である。そこで、図２に示すような車両充電設備への適用例を用いて以下説明する。なお、本発明の電力伝送システムは、車両充電設備以外の電力伝送にももちろん用いることが可能である。
本発明の実施形態に係る電力伝送システムでは、送電側システム１００側の送電アンテナ１０８から、受電側システム２００側の受電アンテナ２０２へ効率的に電力を伝送することを目的としている。このとき、送電アンテナ１０８の共振周波数と、受電アンテナ２０２の共振周波数とを同一とすることで、送電側アンテナから受電側アンテナに対し、効率的にエネルギー伝達を行うようにする。送電アンテナ１０８はコイルとコンデンサとで構成されており、送電アンテナ１０８を構成するコイルのインダクタンスはLｔであり、
コンデンサのキャパシタンスはCｔである。また、受電アンテナ２０２も、送電アンテナ
同様、コイルとコンデンサとで構成されており、受電アンテナ２０２を構成するコイルの
インダクタンスはLｘであり、コンデンサのキャパシタンスはCｘである。
図２において、一点鎖線の下側に示す構成が送電側システム１００であり、本例では車両充電設備となっている。一方、一点鎖線の上側に示す構成は受電側システム２００であり、本例では電気自動車などの車両となっている。上記のような送電側システム１００は、例えば、地中部に埋設されるような構成となっており、電力を伝送する際には、地中埋設された送電側システム１００の送電アンテナ１０８に対して、車両を移動させて、車両に搭載される受電アンテナ２０２を位置合わせした上で、電力の送受を行うようにする。車両の受電アンテナ２０２は、車両の底面部に配されてなるものである。
送電側システム１００におけるＡＣ／ＤＣ変換部１０４は、入力される商用電源を一定の直流に変換するコンバータである。このＡＣ／ＤＣ変換部１０４からの出力は２系統あり、一方は高電圧部１０５に、他方は低電圧部１０９に出力される。高電圧部１０５はインバータ部１０６に供給する高電圧を生成する回路であり、低電圧部１０９は制御部１１０に用いられるロジック回路に供給する低電圧を生成する回路である。また、高電圧部１０５で生成される電圧の設定は制御部１１０から制御可能となっている。
インバータ部１０６は、高電圧部１０５から供給される高電圧から所定の交流電圧を生成して、送電アンテナ１０８に供給するものである。また、インバータ部１０６から送電アンテナ１０８に供給される電力の電流成分は電流検出部１０７によって検出可能に構成される。
インバータ部１０６周辺の構成について図３を参照してより詳細に説明する。図３は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのインバータ回路を示す図である。この図３は、図１中の（Ｂ）の構成を具体的に示すものでもある。
インバータ部１０６は図３に示すように、フルブリッジ方式で接続されたＱA乃至ＱDからなる４つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）によって構成されている。
本実施形態においては、直列接続されたスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱBの間の接続部Ｔ１と、直列接続されたスイッチング素子ＱCとスイッチング素子ＱDとの間の接続部Ｔ２との間に送電アンテナ１０８が接続される構成となっており、図６に示されるようにスイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱDがオンのとき、スイッチング素子ＱB
とスイッチング素子ＱCがオフとされ、引き続きスイッチング素子ＱBとスイッチング素子ＱCがオンのとき、スイッチング素子ＱAとスイッチング素子ＱDがオフとされることで、
接続部Ｔ１と接続部Ｔ２との間に矩形波の交流電圧を発生させる。
上記のようなインバータ部１０６を構成するスイッチング素子ＱA乃至ＱDに対する駆動信号は制御部１１０から入力されるようになっている。
なお、本実施形態では、定電圧源からの直流電圧を交流電圧として矩形波形の交流電圧を出力するように制御しているが、電圧を制御するのではなく、電流を制御するように構成しても良い。また、本実施形態ではインバータをフルブリッジ構成としたがハーフブリッジ構成としても同様の効果が得られる。
制御部１１０は、後述するようにマイクロコンピュータと論理回路などから構成されるものであり、送電側システム１００の全体的な制御を行う。発振器１０３は、制御部１１０を構成するマイクロコンピュータと論理回路などにクロック信号を供給する。
また、本発明に係る電力伝送システムにおいては、制御部１１０が電力伝送実行の際の
最適周波数を選択する。この際、当該制御部１１０はインバータ部１０６で発生させる交流の周波数を可変しつつ、電力伝送に最適な周波数をサーチする構成となっている。
より具体的には、制御部１１０はインバータ部１０６で所定周波数の交流を発生させて、後述する位相差計測タイマー部１１５によって、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部１０７によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測する。また、ピークホールド回路１２０によって、電流のピーク値Ｉpを取得する。
そして、位相差計測タイマー部１１５によって計測されるタイマー時間ｔm及び電流の
ピーク値Ｉpに基づいて、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を計算する。この計算方法に
ついては、後に詳しく説明する。
制御部１１０は、インバータ部１０６の駆動周波数を変更しつつ、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を算出していき、最もインバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を与える周波数を、電力伝送に最適な周波数として決定する。制御部１１０による電力伝送周波数の決定については後により詳しく説明する。
さて、上記のように電力伝送のための周波数が決定した後には、当該周波数でインバータ部１０６を駆動して、インバータ部１０６から出力される電力を送電アンテナ１０８に投入する。送電アンテナ１０８は、インダクタンス成分Ｌｔを有するコイルとキャパシタンス成分Ｃｔを有するコンデンサとから構成されており、対向するようにして配置される車両搭載の受電アンテナ２０２と共鳴することで、送電アンテナ１０８から出力される電気エネルギーを受電アンテナ２０２に送ることができるようになっている。
次に、車両側に設けられている受電側システム２００について説明する。受電側システム２００において、受電アンテナ２０２は、送電アンテナ１０８と共鳴することによって、送電アンテナ１０８から出力される電気エネルギーを受電するものである。受電アンテナ２０２にも、送電側のアンテナ部と同様、インダクタンス成分Ｌｘを有するコイルと共に、キャパシタンス成分Ｃｘを有するコンデンサも含まれる構成となっている。
受電アンテナ２０２で受電された矩形波の交流電力は、整流部２０３において整流され、整流された電力は充電制御部２０４を通してバッテリー２０５に蓄電されるようになっている。充電制御部２０４は不図示の受電側システム２００主制御部からの指令に基づいてバッテリー２０５の蓄電を制御する。
次に、送電側システム１００における制御部１１０による電力伝送を実行する際の周波数の決定処理についてより詳しく説明する。図４は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの制御部１１０の構成を示す図である。図４に示すように、インバータ部１０６と送電アンテナ１０８との間に取り付けられ、インバータ部１０６から送電アンテナ１０８に供給される電流を検出する電流検出部１０７によって検出された電流値は制御部１１０に入力されるようになっている。
電流検出部１０７から入力された電流検出値は、交流結合１１１によって直流成分が除かれ比較器１１２の一方の入力端に入力される。比較器１１２の他方の入力端にはグランドが接続されており、これにより比較器１１２からは、電流検出部１０７の検出電流ゼロのとき、信号（ゼロクロス信号）が出力されることとなる。このゼロクロス信号（Ｚｅｒｏ）は、位相差計測タイマー部１１５に入力される。
制御部１１０におけるインバータタイミング発生部１１３は、スイッチング素子ＱA乃
至ＱDそれぞれに対する駆動信号を発生する構成であり、一例として、このうちのスイッ
チング素子ＱDへの駆動信号はＰＷＭ信号として、位相差計測タイマー部１１５にも入力
される。当然ながら他の３つのスイッチング素子ＱA、ＱB、ＱCのいずれの駆動信号を入
力しても構わない。
また、制御部１１０におけるマイクロコンピュータ１１７からは、Ｐｈａｓｅ信号及びＴ-Ｒｅｓｅｔ信号が位相差計測タイマー部１１５に対して入力される。逆に、位相差計
測タイマー部１１５が計測したタイマー値はマイクロコンピュータ１１７側に送信されるようになっている。
また、電流検出部１０７で検出された電流値のピーク値Ｉpは、ピークホールド回路１
２０によって取得・保持されるようになっている。このピークホールド回路１２０によって保持されたピーク値については、マイクロコンピュータ１１７に入力されるようになっている。
図５は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部１１５を説明する図であり、図５（Ａ）は位相差計測タイマー部１１５の回路構成例を示す図であり、図５（Ｂ）は位相差計測タイマー部１１５の各構成の動作タイミングを示す図である。図５（Ｂ）に示すように図５（Ａ）に示す回路は以下のように動作する。
位相差計測タイマー部１１５は、ＰＷＭ信号を検出すると、次のクロックパルスでＥｎａｂｌｅ信号をトゥルー（Ｈ）とし、カウンタにおけるタイマーのカウントを開始する。タイマーのカウントを開始後、ゼロクロス信号（Ｚｅｒｏ）の立ち下がりを検出すると、次のクロックパルスでＥｎａｂｌｅ信号をフォルス（Ｌ）として、カウンタによるカウントを中止する。Ｅｎａｂｌｅ信号がフォルス（Ｌ）になると、例えばマイクロコンピュータ１１７に割込が発生するようにしておき（不図示）、前記割込が発生した時点で該カウンタによるカウント値はタイマー値としてマイクロコンピュータ１１７で読み出せばよい。しかる後Ｔ-Ｒｅｓｅｔ信号をアサートしカウンタ値をゼロリセットしＰｈａｓｅ信号
をフォルスとする。
以上のような位相差計測タイマー部１１５によってカウントされるタイマー値ｔmにつ
いて図６を参照して説明する。図６は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおけるインバータ駆動波形と位相差検出タイミングを示す図である。本実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部１１５は、スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部によって電流ゼロが２回目に検出される時刻との差分の時間を計測するようになっている。すなわち、位相差計測タイマー部１１５は、図６で示す場合、ちょうどｔmに
示す時間をカウントして、タイマー値として出力するようになっている。
本実施形態ではカウンタを用いてタイマー計測を行う例で説明したが、ＰＷＭ信号から三角波を生成し、前記三角波を積分回路に入力しＥｎａｂｌｅ信号が能動である期間において積分を実行してタイマー値を電圧信号に変換して検出する構成としても良い（不図示）。
次に、以上のような時間ｔmを検出して、これに基づいて、電力伝送にとって最適な周
波数であるか否かを判定することについて説明する。まず、図７に示す送電アンテナ１０８と受電アンテナ２０２の等価回路について検討する。
図７において、送電アンテナ１０８は、インダクタンス成分Ｌｔを有するコイルとキャパシタンス成分Ｃｔを有するコンデンサとから構成されている。また、Ｒｔは送電アンテナ１０８の抵抗成分である。
受電アンテナ２０２は、インダクタンス成分Ｌｘを有するコイルと共に、キャパシタンス成分Ｃｘを有するコンデンサとから構成されている。Ｒｘは受電アンテナ２０２の抵抗成分である。
また、送電アンテナ１０８と受電アンテナ２０２との間の誘導性結合の結合係数をＫ、また送電アンテナ１０８と受電アンテナ２０２との間の容量性結合成分をＣｓとする。ＲＬは受電アンテナ２０２以降の全ての負荷成分を示している。
以上のような送電アンテナ１０８及び受電アンテナ２０２の等価回路に基づいてシミュレーションによって求めたインピーダンス特性を図８（Ａ）に示す。一方、図１に示すようなインバータ回路１０６までも含めた総合的な電力伝送効率を図８（Ｂ）に示す。図８（Ａ）の横軸と、図８（Ｂ）の横軸は共に周波数を示しており、スケールは同じものである。
図８において、周波数ｆ1、ｆ2はインピーダンスの極小点を与える周波数であり、周波数ｆ0は総合効率の極大点を与える周波数である。本実施形態に係る電力伝送システムに
おいては、インピーダンスが極小となる周波数ｆ1、ｆ2によって電力伝送を行ったとしても総合効率上には不利であるので、周波数ｆ0によって電力伝送を行うようにするもので
ある。
次に、以上のような周波数ｆ0によって総合的な電力伝送効率が極大となる理由につい
て説明する。図９はスイッチング素子であるＦＥＴの損失を説明する図である。以下の説明においては、インバータ部１０６を構成するスイッチング素子のうちＱAとＱDがオンとなる半サイクル分のタイミングに基づいて説明するが、スイッチング素子ＱBとＱCがオンとなる半サイクル分についても同様に考えることができる。
図９（Ａ）はスイッチング素子ＱAのソース出力部における電圧・電流挙動を模式的に
示す図であり、図９（Ｂ）はスイッチング素子ＱDのドレイン入力部における電圧・電流
挙動を模式的に示す図であり、図９（Ｃ）はスイッチング素子ＱAとＱDがオンとなるタイミングを示す図である。図９（Ｃ）においては、スイッチング素子ＱAとＱDがオンとなるときに流れる駆動電流Ｉ（ｔ）、及び負荷に印加される負荷電圧V（ｔ）が示されている
。
図９（Ａ）及び図９（Ｂ）の両方において、ｔ１はスイッチング素子のターンオン損失が発生する期間を示し、ｔ２はスイッチング素子のオン損失が発生する期間を示し、ｔ３はスイッチング素子のターンオフ損失が発生する期間を示している。電力伝送システムの総合効率を検討する上では、アンテナ間のインピーダンス特性のみならず、このようなスイッチング素子に関するロスについても検討することが重要である。
発明者らの知見によれば、先の周波数ｆ0はインバータ効率が最も高くなる点であるの
で、本発明に係る電力伝送システムにおいては、インバータ効率を最大とする周波数ｆ0
によって電力伝送を行うようにするものである。そこで、まず、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）の算出をＦＥＴ（スイッチング素子）の損失モデルについて基づいて計算することを試みる。
図１０はＦＥＴ（スイッチング素子）の損失計算に用いるモデル例である。図１０はスイッチング素子ＱAの及びスイッチング素子ＱDが共にオンであるときのモデルを示している。スイッチング素子ＱBの及びスイッチング素子ＱCがオンのタイミングもこれと同様に考えることができるので、以下、図１０の場合で代表してモデル化を行う。
また、図１１は図１０のモデルにおけるスイッチング素子ＱAの駆動波形及びＱBの駆動波形と負荷電圧Ｖ（ｔ）波形と駆動電流Ｉ（ｔ）の波形の詳細なタイミングチャートを示す図である。図１１において、Ｔは駆動周期、Ｔdeadはデッドタイム、ｔdrはＦＥＴオン遅延時間、ｔrはＦＥＴ出力電圧立ち上がり時間、ｔdfはＦＥＴオフ遅延時間、ｔfはＦＥＴ出力電圧立ち下がり時間、ｔmは位相差計測タイマー部１１５によってカウントされる
タイマー値をそれぞれ示している。これらの時間のうち、ｔm以外は既知量として扱うこ
とができる。
ここで、スイッチング素子のオンオフ制御においては、直列に接続された（例えば、スイッチング素子ＱA及びスイッチング素子ＱB）が同時に導通して過大電流が流れ、素子が破壊しないようにデッドタイムＴdeadが設けられる。このデッドタイムＴdeadは、スイッチング素子の特性に依存して任意に設定される値である。
図１０に示すように、スイッチング素子ＱAのソースドレイン間の抵抗をＲds、及び、
スイッチング素子ＱDのソースドレイン間の抵抗をＲdsと仮定している。高電圧部１０５
によってインバータ部１０６に印加される電圧をVoとすると、負荷（送電アンテナ１０８のインダクタンスＬｔ及びキャパシタンスＣｔ）に印加される電圧はV（ｔ）＝V０−２・I（ｔ）・Ｒｄｓとなる。したがって、送電アンテナ１０８の負荷電力Ｐinは次式（１）
で表すことができる。
Figure 0005403288
 式（１）において、最終行の第１項はインバータ部１０８に供給される電力（Ｐtotal
）に相当するものであり、第２項はＦＥＴオン損失（Ｐonloss）に相当するものである。すなわち、総電力（Ｐtotal）以下の式（２）によって、また、及びＦＥＴオン損失（Ｐonloss）は以下の式（３）によって表すことができる。
Figure 0005403288
Figure 0005403288
 なお、式（１）の最終行において、積分区間は図１１において駆動電流がゼロ交叉（−
から＋へ）する時点Zをゼロとしている。
先に説明したように、インバータ部１０６に使用されるＦＥＴは、オン損失の他にスイッチング損失が存在し、図１１のタイミング例ではｔr、ｔfに相当する期間にそれらの損失が発生する。ここで、ターンオフ損失（Ｐt_off_loss）は、立ち下がり曲線をＶｆ（既知量）として下式（３）のように表すことができる。
Figure 0005403288
 また、ターンオン損失（Ｐt_on_loss）は、立ち上がり曲線をＶｒ（既知量）として下
式（５）のように表すことができる。
Figure 0005403288
 なお、式（５）において積分区間を［０，ｔf］としたのは、ｔfとｔrとがほぼ同値に
なるからである。なお、式（４）及び式（５）の積分を実行する際のｔfは既知量である
。
ただし、ｔfとｔrが周期Ｔに比較して十分小さいと考えられる場合（例えば、１／１００以下）にはターンオフ損失及びターンオン損失は無視しても構わない。
インバータ部１０８のインバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）は、式（２）乃至式（５）を以下の式（６）に代入することによって算出することができる。
Figure 0005403288
 式（２）乃至式（５）における駆動電流Ｉ（ｔ）については、ピークホールド回路１２０によって取得・保持される駆動電流のピーク電流（Ｉp）を利用することで、式（７）
のように近似することが可能である。なお、（７）式のような近似式を用いることに代えて、ＡＤコンバータを用いてデータサンプリングすることによってＩ（ｔ）を求めるようにしてもよい。その場合、１周期あたり数百サンプル以上のデータがないと計算精度が落ちるのでサンプリングレートを高くする必要があり、その分、当然ながらマイクロコンピュータ１１７などに対するデータ収集負荷が増大することとなる。
Figure 0005403288
 また、図１１における駆動電流波形では、スイッチング素子ＱAがターンオフした後で
ゼロクロス（＋から−へ）している例を記載してあるが、スイッチング素子ＱAがオン中
にゼロクロスする場合もあり、このときも上記と同様に考えて効率を算出できる。
図１１のタイミングチャートの関係から、式（２）及び式（３）を計算する際のＴinを算出する方法について説明する。図１１のタイミングチャートを参照すると、式（８）が成立する。
Figure 0005403288
 また、
Figure 0005403288
 の関係があることから、下式（１０）となる。
Figure 0005403288
 以上の式（８）及び式（１０）により、下式（１１）を得ることができる。
Figure 0005403288
 式（１１）の最終行において、Ｔdead、ｔdf、ｔrは既知量である。また、ｔmは位相差計測タイマー部１１５によってカウントすることが可能であり、これにより積分区間のＴinを計算することができる。
本実施形態に係る電力伝送システムによって、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）の算出を行う手順についてあらためて整理する。
まず、位相差計測タイマー部１１５によってカウントされるタイマー値ｔmを式（１１
）に適用することで、積分区間Ｔinを算出する。
また、ピークホールド回路１２０に電流ピーク値Ｉpを取得することで、式（７）で駆
動電流Ｉ（ｔ）を確定する。この駆動電流Ｉ（ｔ）と、積分区間Ｔinに基づいて、式（２）からＰtotalを、また式（３）からＰonlossをそれぞれ算出する。
また、駆動電流Ｉ（ｔ）から、式（４）によってターンオフ損失（Ｐt_off_loss）を、また、式（５）によってターンオン損失（Ｐt_on_loss）を算出する。以上、求められた
Ｐtotal、Ｐonloss、Ｐt_off_loss、Ｐt_on_lossを式（６）に代入することによって、イ
ンバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を最終的に求めることができる。
次に、制御部１１０における最適な周波数を決定するための処理について説明する。図１２は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。制御部１１０のマイクロコンピュータ１１７で実行されるものである。
図１２において、ステップＳ１００で処理が開始されると、続くステップＳ１０１においては、高電圧部１０５で生成する電圧を設定し、ステップＳ１０２では、インバータ部１０６を駆動するための初期周波数の設定を行う。この初期周波数は、例えば下限の周波数値とする。本フローでは、この下限の周波数値から所定周波数分ずつ上昇させつつ、インバータ効率を求めていく。なお、本フローでは、下限の周波数から上限の周波数までスキャンさせる場合で説明するが、上限から下限の周波数へとスキャンするように構成することも可能である。
ステップＳ１０３では、インバータ部１０６を設定した周波数で駆動し、ステップＳ１０４では、Ｐｈａｓｅ＝１として位相差計測タイマー部１１５に出力しカウンタのＥｎａｂｌｅ信号が有効となるようにする。
ステップＳ１０５においては、位相差計測タイマー部１１５によってタイマー値ｔmが
取得できるのを待機する。即ち、Ｅｎａｂｌｅ信号が立ち下がることで、タイマー計測終了を示す割込信号が発生するのを待機する。割込信号が発生した時点ではタイマー値ｔm
、及びピークホールド回路１２０で電流ピーク値Ｉpが取得できている。
ステップＳ１０６においては、位相差計測タイマー部１１５によって取得されたタイマー値ｔmと、ピークホールド回路１２０で取得された電流ピーク値Ｉpとからインバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を算出する。このための算出式については、先ほど説明したとおりのものが用いられる。
ステップＳ１０７においては、駆動周波数と、ステップＳ１０６で算出されたインバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）とを、マイクロコンピュータ１１７内の記憶部（不図示）に記憶する。
ステップＳ１０８では、タイマーリセット（Ｔ−Ｒｅｓｅｔ）信号を出力して、ステップＳ１０９でＰｈａｓｅ信号として０を出力しＥｎａｂｌｅ信号出力を無効化する。ステップＳ１１０で設定周波数を所定の周波数分増やすようにして、ステップＳ１１１で上限周波数に到達したか否かが判定され、当該判定がＮＯである場合には再びステップＳ１０３に戻り、ループする。
一方、ステップＳ１１１の判定がＹＥＳである場合には、ステップＳ１１２で、前記の記憶部に記憶されている最高値のインバータ効率を与える周波数を電力伝送のための周波数として決定し、ステップＳ１１３で処理を終了する。
本発明に係る電力伝送システムにおいては、以上のような方法で決定された周波数に基づいて、制御部１１０がインバータ部１０６を構成する各スイッチング素子ＱA乃至ＱDを駆動して、本番の電力伝送を実行する。
以上、本発明に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部１１５やピークホールド回路１２０などの回路で取得される値に基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。
次に、本発明の他の実施形態について説明する。先の実施形態においては、位相差計測タイマー部１１５によって取得されたタイマー値ｔmと、ピークホールド回路１２０で取
得された電流ピーク値Ｉpとからインバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を逐一算出するように
していたが、本実施形態においては、所定の周波数におけるタイマー値ｔmとピーク値Ｉpとインバータ効率との関係を予めテーブル化しておいて、マイクロコンピュータ１１７が参照可能な不揮発性記憶素子（不図示）に記憶させるようにしている。
図１３は他の実施形態で用いられる、所定周波数におけるタイマー値ｔmとピーク値Ｉpとインバータ効率Ｅとの関係を記憶するテーブルのデータ構造を説明する図である。図１３に示すように本テーブルでは、ある周波数の下で、タイマー値ｔmとピーク値Ｉpとに対応した、インバータ効率Ｅとが記憶されている。（例えば、ｔm＝ｔ2、Ｉp＝Ｉ2のときインバータ効率Ｅ22など。）このようなテーブルを用いることができるのは、ある周波数の下で、タイマー値ｔmとピーク値Ｉpが定まれば、インバータ効率Ｅの傾向も概ね決定されるからである。このようなテーブルを求める上では、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）を算出する前述の各算出式によって予め算出を行っておく。そして、他の実施形態においては、このテーブルを用いることで、インバータ効率（Ｅｆｆｅｃｔ）の演算を省略することが可能となる。
以上のような構成の他の実施形態における制御部１１０での最適な周波数を決定するための処理について説明する図１４は本発明の他の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。
図１４において、ステップＳ２００で処理が開始されると、続くステップＳ２０１においては、高電圧部１０５で生成する電圧を設定し、ステップＳ２０２では、インバータ部１０６を駆動するための初期周波数の設定を行う。この初期周波数は、例えば下限の周波数値とする。本フローでは、この下限の周波数値から所定周波数分ずつ上昇させつつ、インバータ効率を求めていく。なお、本フローでは、下限の周波数から上限の周波数までスキャンさせる場合で説明するが、上限から下限の周波数へとスキャンするように構成することも可能である。
ステップＳ２０３では、インバータ部１０６を設定した周波数で駆動し、ステップＳ２０４では、Ｐｈａｓｅ＝１として位相差計測タイマー部１１５に出力しカウンタのＥｎａｂｌｅ信号が有効となるようにする。
ステップＳ２０５においては、位相差計測タイマー部１１５によってタイマー値ｔmが
取得できるのを待機する。即ち、Ｅｎａｂｌｅ信号が立ち下がることで、タイマー計測終了を示す割込信号が発生するのを待機する。割込信号が発生した時点ではタイマー値ｔm
、及びピークホールド回路１２０で電流ピーク値Ｉpが取得できている。
ステップＳ２０６においては、駆動周波数と、位相差計測タイマー部１１５によって取得されたタイマー値ｔmと、ピークホールド回路１２０で取得された電流ピーク値Ｉpとの組み合わせをマイクロコンピュータ１１７内の記憶部（不図示）に記憶する。
ステップＳ２０７では、タイマーリセット（Ｔ−Ｒｅｓｅｔ）信号を出力して、ステップＳ２０８でＰｈａｓｅ信号として０を出力しＥｎａｂｌｅ信号出力を無効化する。ステップＳ２０９で設定周波数を所定の周波数分増やすようにして、ステップＳ２１０で上限周波数に到達したか否かが判定され、当該判定がＮＯである場合には再びステップＳ２０３に戻り、ループする。
一方、ステップＳ２１０の判定がＹＥＳである場合には、ステップＳ２１１で、図１３のテーブルを参照して、前記の組み合わせの中で、最高値のインバータ効率Ｅを与える周波数を電力伝送のための周波数として決定し、ステップＳ２１２で処理を終了する。
以上、他の実施形態に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部１１５やピークホールド回路１２０などの回路で取得される値とテーブルに基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。さらに、マイクロコンピュータ１１７での演算負担が軽減されるので、周波数の決定処理を高速に行うことが可能となる。
１００・・・送電側システム
１０３・・・発振器
１０４・・・ＡＣ／ＤＣ変換部
１０５・・・高電圧部
１０６・・・インバータ部
１０７・・・電流検出部
１０８・・・送電アンテナ
１０９・・・低電圧部
１１０・・・制御部
１１１・・・交流結合
１１２・・・比較器
１１３・・・インバータタイミング発生部
１１５・・・位相差計測タイマー部
１１７・・・マイクロコンピュータ
１２０・・・ピークホールド回路
２００・・・受電側システム
２０２・・・受電アンテナ
２０３・・・整流部
２０４・・・充電制御部
２０５・・・バッテリー

Claims (3)

  1. 直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、
    前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、
    前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部で検出された電流のピーク値を取得するピークホールド部と、
    前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分のタイマー値を計測するタイマー部と、
    前記ピークホールド部によって取得されたピーク値と、前記タイマー部によって計測されるタイマー値に基づいて前記周波数を決定する周波数決定部と、
    前記周波数決定部で決定された周波数に基づいて前記スイッチング素子を駆動して電力伝送を行う制御部と、を有することを特徴とする電力伝送システム。
  2. 前記周波数決定部が前記スイッチング素子における効率を算出することで前記周波数を決定する請求項１に記載の電力伝送システム。
  3. 前記周波数決定部が所定のテーブルを参照することで前記周波数を決定する請求項１に記載の電力伝送システム。
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