CN103477535A - 电力输送系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种容易并且准确地决定进行电力输送时的频率并且提高能量输送效率的电力输送系统。本发明的电力输送系统的特征在于，具有：被输入交流电压的送电天线部（108）；对在所述送电天线部中流动的电流进行检测的电流检测部（107）；取得由所述电流检测部检测到的电流的峰值的峰值保持部（120）；对所述开关元件接通的时刻和由所述电流检测部检测到电流零点的时刻之间的差值的计时值进行计测的计时部（110）；基于由所述峰值保持部取得的峰值和由所述计时部计测的计时值来决定所述频率的频率决定部（110）；以及基于由所述频率决定部决定的频率来进行电力输送的控制部（110）。

Description

电力输送系统

技术领域

本发明涉及利用磁共振方式的磁共振天线的无线电力输送系统。

背景技术

近年来，不利用电源线（cord）等而是以无线来输送电力（电能）的技术的开发如火如荼。即使在以无线来输送电力的方式中，作为特别受到关注的技术，存在被称为“磁共振方式”的技术。该磁共振方式在2007年由马萨诸塞州工科大学的研究团队提出，与其相关的技术例如被公开在专利文献1（日本特表2009－501510号公报）中。

磁共振方式的无线电力输送系统通过将送电侧天线的共振频率和受电侧天线的共振频率设为相同来从送电侧天线对受电侧天线高效地进行能量传递，能够使电力输送距离为数十厘米（cm）～数米（m）是一个重要特征。

专利文献1:日本特表2009－501510号公报

在现有的电力输送系统中，为了确认从送电侧天线对受电侧天线高效地进行了能量传递，利用方向性耦合器等来计测VSWR（VoltageStanding Wave Ratio）。在送电侧天线和受电侧天线以共振频率共振的情况下VSWR取最小值。因此，在现有的电力输送系统中，通过一边变更频率一边利用方向性耦合器来对VSWR进行计测，选择VSWR最小的频率来进行电力输送。

然而，方向性耦合器的灵敏度调整非常困难，难以得到恒定输出，在现有的电力输送系统中，即使选择了VSWR最小的频率，也存在未以输送效率最佳的频率进行输送的可能性，存在能量效率方面的问题。

发明内容

为了解决上述问题，技术方案1所涉及的发明的特征在于，具有：将直流电压变换成规定频率的交流电压并进行输出的开关元件；被输入所述输出的交流电压的送电天线部；对在所述送电天线部中流动的电流进行检测的电流检测部；取得由所述电流检测部检测到的电流的峰值的峰值保持部；对所述开关元件导通的时刻和由所述电流检测部检测到电流零点的时刻之间的差值的计时值进行计测的计时部；基于由所述峰值保持部取得的峰值和由所述计时部计测到的计时值来决定所述频率的频率决定部；以及基于由所述频率决定部决定出的频率来驱动所述开关元件进行电力输送的控制部。

另外，在技术方案2所涉及的发明中，在技术方案1所记载的电力输送系统中，所述频率决定部通过算出所述开关元件的效率来决定所述频率。

另外，在技术方案3所涉及的发明中，在技术方案1所记载的电力输送系统中，所述频率决定部通过参照规定的表来决定所述频率。

本发明所涉及的电力输送系统基于由相位差计测计时部、峰值保持电路等电路取得的值来判定用于电力输送的频率是否合适，因此根据本发明所涉及的电力输送系统，进行电力输送时的频率的决定变得容易并且准确，能量输送效率提高。

附图说明

图1是本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的框图。

图2是表示将本发明的实施方式所涉及的电力输送系统应用于车辆充电设备的例子的图。

图3是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的逆变器电路的图。

图4是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的控制部的构成的图。

图5是对本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的相位差计测计时部进行说明的图。

图6是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统中的逆变器驱动波形与相位差检测定时的图。

图7是表示送电天线108和受电侧系统200的等效电路的图。

图8是表示等效电路的输入阻抗特性和综合效率的图。

图9是对FET（开关元件）的损耗进行说明的图。

图10是FET（开关元件）的损耗计算中利用的模型例。

图11是表示开关元件Q_A/Q_B的驱动波形、负载电压V波形和驱动电流I的波形的详细时间图表的图。

图12是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统中的频率决定处理流程的图。

图13是对存储规定频率中的计时值、峰值和逆变器效率之间的关系的表的数据结构进行说明的图。

图14是表示本发明的其他实施方式所涉及的电力输送系统中的频率决定处理流程的图。

具体实施方式

以下，一边参照附图一边对本发明的实施方式进行说明。图1是本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的框图。另外，图2是表示将本发明的实施方式所涉及的电力输送系统应用于车辆充电设备的例子的图。图2是图1中的（A）的构成的具体例。本发明的电力输送系统优选用于例如对电动车（EV）、混合动力电动车（HEV）等车辆充电所用的系统。因此，以下利用应用于图2所示那样的车辆充电设备的应用例来进行说明。其中，本发明的电力输送系统当然也能够利用于车辆充电设备以外的电力输送。

在本发明的实施方式所涉及的电力输送系统中，目的在于从送电侧系统100侧的送电天线108向受电侧系统200侧的受电天线202高效地输送电力。此时，通过使送电天线108的共振频率和受电天线202的共振频率相同，来从送电侧天线对受电侧天线高效地进行能量传递。送电天线108由线圈和电容构成，构成送电天线108的线圈的电感是Lt，电容的电容量是Ct。另外，受电天线202也与送电天线同样地由线圈和电容构成，构成受电天线202的线圈的电感是Lx，电容的电容量是Cx。

在图2中，在单点划线的下侧所示的构成是送电侧系统100，在本例中为车辆充电设备。另一方面，在单点划线的上侧所示的构成是受电侧系统200，在本例中为电动车等车辆。上述那样的送电侧系统100例如成为埋设在地中部那样的构成，在输送电力时，在使车辆移动从而使搭载于车辆的受电天线202与在地中埋设的送电侧系统100的送电天线108位置对准的基础上，进行电力的发送和接受。车辆的受电天线202被配设于车辆的底面部。

送电侧系统100中的AC／DC变换部104是将输入的商用电源变换成恒定直流的转换器。来自该AC／DC变换部104的输出是2系统，一方被输出到高电压部105，另一方被输出到低电压部109。高电压部105是生成对逆变器部106供给的高电压的电路，低电压部109是生成对控制部110所用的逻辑电路供给的低电压的电路。另外，由高电压部105生成的电压的设定能够由控制部110控制。

逆变器部106根据从高电压部105供给的高电压来生成规定的交流电压，并向送电天线108供给。另外，构成为从逆变器部106供给至送电天线108的电力的电流分量能够由电流检测部107检测得到。

对于逆变器部106外围的构成参照图3更详细地进行说明。图3表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的逆变器电路的图。该图3具体地表示了图1中的（B）的构成。

逆变器部106如图3所示，由4个电场效应二极管（FET）构成，其中，4个电场效应二极管由以全桥方式连接的Q_A至Q_D构成。

在本实施方式中，构成为串联连接的开关元件Q_A和开关元件Q_B之间的连接部T1、与串联连接的开关元件Q_C和开关元件Q_D之间的连接部T2之间连接着送电天线108，如图6所示那样，当开关元件Q_A和开关元件Q_D接通时，开关元件Q_B和开关元件Q_C断开，接着当开关元件Q_B和开关元件Q_C接通时，开关元件Q_A和开关元件Q_D断开，由此使连接部T1和连接部T2之间产生矩形波的交流电压。

针对上述那样的构成逆变器部106的开关元件Q_A至Q_D的驱动信号被从控制部110输入。

其中，在本实施方式中，按照将来自额定电压源的直流电压作为交流电压输出矩形波形的交流电压的方式进行控制，但是也可以构成为不控制电压而是控制电流。另外，在本实施方式中使逆变器采用全桥构成但是采用半桥构成，也能够得到同样的效果。

控制部110如后述那样由微型计算机和逻辑电路等构成，进行送电侧系统100的整体控制。振荡器103对构成控制部110的微型计算机和逻辑电路等供给时钟信号。

另外，在本发明所涉及的电力输送系统中，控制部110选择电力输送执行时的最佳频率。此时，该控制部110构成为一边使由逆变器部106产生的交流的频率可变一边搜寻对于电力输送最佳的频率的构成。

更具体而言，控制部110利用逆变器部106产生规定频率的交流，利用后述的相位差计测计时部115对所述开关元件接通的时刻和由电流检测部107检测到电流零点的时刻之间的差值的时间进行计测。另外，利用峰值保持电路120来取得电流的峰值I_p。

而且，基于由相位差计测计时部115计测到的计时时间t_m以及电流的峰值I_p，来计算逆变器效率（Effect）。该计算方法在后详细说明。

控制部110一边变更逆变器部106的驱动频率一边算出逆变器效率（Effect），将提供最大的逆变器效率（Effect）的频率决定为电力输送最佳的频率。对于控制部110决定电力输送频率将在后面更为详细地进行说明。

另外，在如上述那样决定了用于电力输送的频率后，以该频率来驱动逆变器部106，将从逆变器部106输出的电力投入送电天线108。送电天线108由具有电感分量Lt的线圈和具有电容量分量Ct的电容器构成，通过与按照对置的方式配置的车辆搭载的受电天线202共振，能够将从送电天线108输出的电能送给受电天线202。

接着，对在车辆侧设置的受电侧系统200进行说明。在受电侧系统200中，受电天线202通过与送电天线108共振来接受从送电天线108输出的电能。受电天线202也与送电侧的天线部同样地，构成为包含具有电感分量Lx的线圈和具有电容量分量Cx的电容器。

由受电天线202接受的矩形波的交流电力在整流部203中被整流，整流后的电力通过充电控制部204被蓄积到电池205中。充电控制部204基于来自未图示的受电侧系统200主控制部的指令来对电池205的蓄电进行控制。

接着，对于送电侧系统100中利用控制部110来执行电力输送时的频率的决定处理更详细地进行说明。图4是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的控制部110的构成的图。如图4所示，由被安装在逆变器部106和送电天线108之间、对从逆变器部106向送电天线108供给的电流进行检测的电流检测部107检测到的电流值被输入控制部110。

从电流检测部107输入的电流检测值通过交流耦合111除去直流分量而被输入比较器112的一个输入端。比较器112的另一个输入端接地，由此当电流检测部107的检测电流零点时，从比较器112输出信号（零点交叉信号）。该零点交叉信号（Zero）被输入相位差计测计时部115。

控制部110中的逆变器定时产生部113是产生分别针对开关元件Q_A至Q_D的驱动信号的构成，作为一例，向其中的开关元件Q_D的驱动信号作为PWM信号还被输入相位差计测计时部115。当然也可以输入其他3个开关元件Q_A、Q_B、Q_C中的任一个驱动信号。

另外，从控制部110中的微型计算机117对相位差计测计时部115输入Phase信号以及T-Reset信号。相反，相位差计测计时部115计测出的计时值被发送给微型计算机117侧。

另外，由电流检测部107检测到的电流值的峰值I_p由峰值保持电路120取得/保持。关于由该峰值保持电路120保持的峰值，被输入微型计算机117。

图5是对本发明的实施方式所涉及的电力输送系统的相位差计测计时部115进行说明的图，图5（A）是表示相位差计测计时部115的电路构成例的图，图5（B）是表示相位差计测计时部115的各构成的动作定时的图。如图5（B）所示那样，图5（A）所示的电路按照以下方式进行动作。

相位差计测计时部115当检测到PWM信号时，在下一个时钟脉冲将Enable（使能）信号设为高电平（true）（H），开始计数器中的计时的计数。当在开始了计时的计数后检测到零点交叉信号（Zero）的下降沿时，在下一个时钟脉冲使Enable信号为低电平（false）（L），中止计数器的计数。如果Enable信号变成低电平（L），则例如在微型计算机117中产生中断（未图示），在所述中断产生的时刻该计数器得到的计数值作为计时值由微型计算机117读出即可。然而之后使T-Reset信号有效（assert），将计数器值重置成零并将Phase信号设为低电平。

对于以上那样的由相位差计测计时部115计数得到的计时值t_m参照图6进行说明。图6是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统中的逆变器驱动波形和相位差检测定时的图。本实施方式所涉及的电力输送系统的相位差计测计时部115对开关元件接通的时刻和由电流检测部第二次检测到电流零点的时刻之间的差值的时间进行计测。即，相位差计测计时部115在图6所示的情况下，对正好由t_m所示的时间进行计数作为计时值输出。

在本实施方式中以利用计数器进行计时计测的例子进行了说明，但是也可以构成为根据PWM信号生成三角波，将所述三角波输入积分电路，在Enable信号是能动的期间执行积分运算，将计时值变换成电压信号来进行检测（未图示）。

接着，对于以上那样的检测时间t_m并基于其来判定对于电力输送而言是否为最佳频率进行说明。首先，对于图7所示的送电天线108和受电天线202的等效电路进行讨论。

在图7中，送电天线108由具有电感分量Lt的线圈和具有电容量分量Ct的电容构成。另外，Rt是送电天线108的电阻分量。

受电天线202由具有电感分量Lx的线圈和具有电容量分量Cx的电容构成。Rx是受电天线202的电阻分量。

另外，将送电天线108与受电天线202之间的激发性耦合的耦合系数设为K，另外将送电天线108与受电天线202之间的容量性耦合分量设为Cs。RL表示受电天线202以后的全部负载分量。

图8（A）表示基于以上那样的送电天线108以及受电天线202的等效电路通过模拟来求出的阻抗特性。另一方面，图8（B）表示还包含图1所示那样的逆变器电路106的综合电力输送效率。图8（A）的横轴和图8（B）的横轴均表示频率，刻度相同。

在图8中，频率f₁、f₂是给予阻抗极小点的频率，频率f₀是给予综合效率极大点的频率。在本实施方式所涉及的电力输送系统中，即使以阻抗极小的频率f₁、f₂来进行了电力输送，在综合效率方面也是不利的，因此使得利用频率f₀来进行电力输送。

接着，对于以上那样根据频率f₀使综合电力输送效率极大的理由进行说明。图9是对开关元件即FET的损耗进行说明的图。在以下的说明中，基于构成逆变器部106的开关元件中的Q_A和Q_D接通的半周期的量的定时来进行了说明，但是对于开关元件Q_B和Q_C接通的半周期的量也可以同样考虑。

图9（A）是示意性地表示开关元件Q_A的源极输出部的电压/电流举动的图，图9（B）是示意性地表示开关元件Q_D的漏极输入部的电压/电流举动的图，图9（C）是表示开关元件Q_A和Q_D接通的定时的图。在图9（C）中表示开关元件Q_A和Q_D接通时流动的驱动电流I（t）、以及施加给负载的负载电压V（t）。

在图9（A）以及图9（B）这双方中，t1表示开关元件产生开通（turn-on）损耗的期间，t2表示开关元件产生接通损耗的期间，t3表示开关元件产生关断（turn-off）损耗的期间。在讨论了电力输送系统的综合效率的基础上，不仅天线间的阻抗特性，针对与这种开关元件相关的损失（loss）的研究也是重要的。

根据发明人的见解，之前的频率f₀是逆变器效率最高的点，因此在本发明所涉及的电力输送系统中，利用使逆变器效率为最大的频率f₀来进行电力输送。因此，首先尝试着基于FET（开关元件）的损耗模型来计算逆变器效率（Effect）。

图10是FET（开关元件）的损耗计算中利用的模型例。图10表示开关元件Q_A以及开关元件Q_D均接通时的模型。在开关元件Q_B以及开关元件Q_C均接通的定时也可以与其同样的考虑，因此以下，在图10的情况中代表性地进行模型化。

另外，图11是表示图10的模型中的开关元件Q_A的驱动波形以及Q_B的驱动波形、负载电压V（t）波形和驱动电流I（t）的波形的详细时间图表的图。在图11中，T表示驱动周期，T_dead表示空载时间（deadtime），t_dr表示FET导通延迟时间，t_r表示FET输出电压上升时间，t_df表示FET截止延迟时间，t_f表示FET输出电压下降时间，t_m表示由相位差计测计时部115计数得到的计时值。这些时间中除了t_m以外均能够作为已知量来进行处理。

在此，在开关元件的接通断开控制中，串联连接的（例如开关元件Q_A以及开关元件Q_B）同时导通而流过过大电流，为了使元件不会损坏，设置空载时间T_dead。该空载时间T_dead是依赖于开关元件的特性而任意地设定的值。

如图10所示，假定开关元件Q_A的源极漏极间的电阻是R_ds，以及开关元件Q_D的源极漏极间的电阻是R_ds。如果将由高电压部105施加给逆变器部106的电压作为V_o，则施加给负载（送电天线108的电感Lt以及电容量Ct）的电压变成V（t）＝V0－2·I（t）·Rds。因此，送电天线108的负载电力P_in能够以下式（1）表示。

[数式1]

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{in}}\\ \stackrel{+}{=}\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}V\left(t\right)I\left(t\right)\mathrm{dt}\\ =\frac{1}{T}({\∫}_0^T{V}_{0}I\left(t\right)\mathrm{dt}-2{\∫}_0^{T}I\left(t\right)I\left(t\right)R_{\mathrm{ds}}\mathrm{dt})\\ =\frac{1}{T}{\∫}_0^{T_{\mathrm{in}}}{V}_{0}I\left(t\right)\mathrm{dt}-2{\∫}_0^{T_{\mathrm{in}}}I\left(t\right)I\left(t\right)R_{\mathrm{ds}}\mathrm{dt})\end{array}-...\left(1\right)$

在式（1）中，最终行的第1项与供给至逆变器部108的电力（P_total）相当，第2项与FET导通损耗（P_onloss）相当。即，总电力（P_total）能够以以下的式（2）表示，另外，FET导通损耗（P_onloss）能够由以下的式（3）表示。

[数式2]

$P_{\mathrm{total}}\stackrel{+}{=}\frac{1}{T}{\∫}_0^{T_{\mathrm{in}}}{V}_{0}I\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(2\right)$

[数式3]

$P_{\mathrm{onloss}}=\frac{2}{T}{\∫}_0^{T_{\mathrm{in}}}I\left(t\right)I\left(t\right)R_{\mathrm{ds}}\mathrm{dt}...\left(3\right)$

其中，在式（1）的最终行中，积分区间在图11中将驱动电流零点交叉（由负转正）的时刻Z设为零点。

如之前所说明了的那样，在逆变器部106中使用的FET除了接通损耗之外还存在开关损耗，在图11的定时例中在与t_r、t_f相当的期间产生这些损耗。在此，关断损耗（P_t#off#loss）能够由将下降曲线设为Vf（已知量）如下式（3）那样表示。

[数式4]

$P_{t\_\mathrm{off}\_\mathrm{loss}}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{t_f}{V}_{f}I\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(4\right)$

另外，开通损耗（P_t#on#loss）能够由将上升曲线作为Vr（已知量）以下式（5）那样表示。

[数式5]

$P_{t\_\mathrm{on}\_\mathrm{loss}}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{t_f}{V}_{r}I\left(t\right)\mathrm{dt}...\left(5\right)$

其中，之所以在式（5）中将积分区间设为［0，t_f］，是因为t_f和t_r大致为相同的值。其中，执行式（4）以及式（5）的积分时的t_f是已知量。

其中，在认为t_f和t_r与周期T相比较为充分小的情况下（例如，1／100以下）关断损耗以及开通损耗也可以忽视。

逆变器部108的逆变器效率（Effect）能够通过将式（2）至式（5）代入以下的式（6）来算出。

[数式6]

$\mathrm{Effect}=(P_{\mathrm{total}}-P_{t\_\mathrm{on}\_\mathrm{loss}}-P_{\mathrm{on}\_\mathrm{loss}}-P_{t\_\mathrm{off}\_\mathrm{loss}})/P_{\mathrm{total}}...\left(6\right)$

针对式（2）至式（5）中的驱动电流I（t），能够通过利用由峰值保持电路120取得/保持的驱动电流的峰值电流（I_p），如式（7）那样近似得到。其中，也可以取代利用（7）式那样的近似式，而是利用AD转换器来进行数据取样，从而求出I（t）。该情况下，如果1个周期没有数百个采样以上的数据则计算精度会降低，因此需要提高取样率，对应地当然要增大针对微型计算机117等的数据收集负荷。

[数式7]

$I\left(t\right)\stackrel{+}{=}{I}_p\sin \left(\frac{2\mathrm{\πt}}{T}\right)...\left(7\right)$

另外，在图11的驱动电流波形中，记载了开关元件Q_A关断后为零点交叉（由正转负）的例子，但是也存在开关元件Q_A接通中发生零点交叉的情况，此时能够基于与上述同样的考虑算出效率。

针对根据图11的定时图表的关系对计算式（2）以及式（3）时的T_in进行算出的方法进行说明。参照图11的定时图表，式（8）成立。

[数式8]

$t_p=t_m-t_{d\stackrel{+}{r}}-T/2...\left(8\right)$

另外，由于具有[数式9]的关系：

$T_1=T\stackrel{+}{/}2-T_{\mathrm{dead}}/2...\left(9\right)$

因此成为下式（10）。

[数式10]

$\begin{array}{c}{T}_{o{n}^{+}}=T_1+t_{\mathrm{df}}-t_{\mathrm{dr}}-t_r\\ =T/2-T_{\mathrm{dead}}/2+t_{\mathrm{df}}-t_{\mathrm{dr}}-t_r\end{array}...\left(10\right)$

根据以上的式（8）以及式（10），就能够得到下式（11）。

[数式11]

$\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{in}}=T_{\mathrm{on}}-t_p\\ =T/2-T_{\mathrm{dead}}/2+t_{\mathrm{df}}-t_{\mathrm{dr}}-t_r-(t_m-t_{\mathrm{dr}}-T/2)\\ =T-T_{\mathrm{dead}}/2+t_{\mathrm{df}}-t_r-t_m\end{array}...\left(11\right)$

在式（11）的最终行中，T_dead、t_df、t_r是已知量。另外，t_m能够由相位差计测计时部115计数，由此能够计算积分区间的T_in。

针对根据本实施方式所涉及的电力输送系统进行逆变器效率（Effect）的算出的步骤再次进行整理。

首先，通过将由相位差计测计时部115计数得到的计时值t_m应用于式（11），来算出积分区间T_in。

另外，通过在峰值保持电路120中取得电流峰值I_p，利用式（7）来确定驱动电流I（t）。基于该驱动电流I（t）和积分区间T_in，根据式（2）算出P_total，另外根据式（3）算出P_onloss。

另外，根据驱动电流I（t），利用式（4）算出关断损耗（P_t#off#loss），另外利用式（5）算出开通损耗（P_t#on#loss）。以上，通过将求出的P_total、P_onloss、P_t#off#loss、P_t#on#loss代入式（6），能够最终求出逆变器效率（Effect）。

下面，针对控制部110中决定最佳频率所用的处理进行说明。图12是表示本发明的实施方式所涉及的电力输送系统中的频率决定处理流程的图。由控制部110的微型计算机117执行。

在图12中，如果在步骤S100开始处理，则接着在步骤S101，设定在高电压部105中生成的电压，在步骤S102，进行用于驱动逆变器部106的初始频率的设定。该初始频率是例如下限的频率值。在本流程中，一边从该下限的频率值以规定频率的量逐步上升，一边求出逆变器效率。其中，在本流程中，利用从下限的频率到上限的频率扫描的情况进行了说明，但是也能够以从上限向下限的频率扫描那样地构成。

在步骤S103，以设定的频率驱动逆变器部106，在步骤S104，设定Phase＝1来向相位差计测计时部115输出，从而计数器的Enable信号有效。

在步骤S105，等待由相位差计测计时部115取得计时值t_m。即，Enable信号下降，由此等待表示定时计测结束的中断信号产生。在产生了中断信号的时刻能够取得计时值t_m以及利用峰值保持电路120取得电流峰值I_p。

在步骤S106根据由相位差计测计时部115取得的计时值t_m和由峰值保持电路120取得的电流峰值I_p来算出逆变器效率（Effect）。针对用于其的算出式，利用之前所说明的公式。

在步骤S107中，将驱动频率和在步骤S106算出的逆变器效率（Effect）存储到微型计算机117内的存储部（未图示）中。

在步骤S108中，输出定时重置（T－Reset）信号，在步骤S109中作为Phase信号，输出0使Enable信号输出无效化。在步骤S110使设定频率增大规定频率，在步骤S111判定是否到达了上限频率，在该判定为NO（否）的情况下再次返回步骤S103，进行循环。

另一方面，在步骤S111的判定为YES（是）的情况下，在步骤S112中，将给予在所述存储部中存储的最高值的逆变器效率的频率决定为用于电力输送的频率，在步骤S113结束处理。

在本发明所涉及的电力输送系统中，基于以以上那样的方法决定出的频率，控制部110驱动构成逆变器部106的各开关元件Q_A至Q_D，执行正式的电力输送。

根据以上内容，本发明所涉及的电力输送系统基于由相位差计测计时部115、峰值保持电路120等电路取得的值来判定用于电力输送的频率是否合适，因此根据本发明所涉及的电力输送系统，进行电力输送时的频率的决定变得容易并且准确，能量输送效率提高。

接着，针对本发明的其他实施方式进行说明。在之前的实施方式中，根据由相位差计测计时部115取得的计时值t_m和由峰值保持电路120取得的电流峰值I_p逐一算出逆变器效率（Effect），但是在本实施方式中，预先将规定频率下的计时值t_m、峰值I_p以及逆变器效率之间的关系表格化，并存储在微型计算机117能够参照的非易失性存储元件（未图示）中。

图13是对在其他实施方式中利用的存储规定频率下的计时值t_m、峰值I_p以及逆变器效率E之间的关系的表的数据结构进行说明的图。在图13所示那样的本表中，在某个频率下存储与计时值t_m和峰值I_p对应的逆变器效率E。（例如，t_m＝t₂，I_p＝I₂时的逆变器效率E22等。）之所以能够利用这种表，是因为在某个频率下如果计时值t_m和峰值I_p被设定，则逆变器效率E的趋势也大致被决定。在求出这种表的基础上，利用算出逆变器效率（Effect）的前述的各算出式来预先进行算出。而且，在其他实施方式中，通过利用该表，能够省略逆变器效率（Effect）的运算。

针对以上那样的构成的其他实施方式中的利用控制部110来决定最佳频率所用的处理进行说明的图14是表示本发明的其他实施方式所涉及的电力输送系统中的频率决定处理流程的图。

在图14中，如果在步骤S200开始处理，则在接着的步骤S201中，设定在高电压部105中生成的电压，在步骤S202，进行用于驱动逆变器部106的初始频率的设定。该初始频率例如是下限的频率值。在本流程中，一边从该下限的频率值以规定频率的量逐步上升一边求出逆变器效率。其中，在本流程中，利用从下限的频率到上限的频率进行扫描的情况进行了说明，但是也可以以从上限向下限的频率进行扫描的方式构成。

在步骤S203中，以设定的频率来驱动逆变器部106，在步骤S204，设定Phase＝1来向相位差计测计时部115输出，从而计数器的Enable信号有效。

在步骤S205中，等待由相位差计测计时部115取得计时值t_m。即，Enable信号下降，由此等待表示定时计测结束的中断信号产生。在中断信号产生的时刻能够取得计时值t_m以及利用峰值保持电路120取得电流峰值I_p。

在步骤S206，将驱动频率、由相位差计测计时部115取得的计时值t_m以及由峰值保持电路120取得的电流峰值I_p的组合存储在微型计算机117内的存储部（未图示）中。

在步骤S207，输出定时重置（T－Reset）信号，在步骤S208作为Phase信号，输出0使Enable信号输出无效化。在步骤S209中使设定频率增大规定的频率，在步骤S210判定是否到达了上限频率，在该判定是NO（否）的情况下再次返回步骤S203，进行循环。

另一方面，在步骤S210的判定是YES的情况下，在步骤S211，参照图13的表在所述的组合中，将给予最高值的逆变器效率E的频率决定为用于电力输送的频率，在步骤S212结束处理。

以上，其他实施方式所涉及的电力输送系统，基于由相位差计测计时部115、峰值保持电路120等电路取得的值和表来判定用于电力输送的频率是否合适，因此根据本发明所涉及的电力输送系统，进行电力输送时的频率的决定变得容易并且准确，能量输送效率提高。并且，在微型计算机117中的运算负担被减轻，因此能够高速地进行频率的决定处理。

产业上的利用性

本发明的电力输送系统适用于向近年来正在急速地普及的电动车（EV）、混合动力电动车（HEV）等车辆充电所用的系统。在到目前为止的电力输送系统中，为了确认高效地进行能量传递利用了方向性耦合器，但是该方向性耦合器的灵敏度调整非常困难，未必能够选择出最佳频率，存在能量效率方面的问题，但是在本发明所涉及的电力输送系统中，利用简单并且调整容易的计时部来判定所设定的频率是否合适，因此进行电力输送时的频率的决定变得容易并且准确，能量输送效率提高，产业上的利用性非常大。

图中符号说明：

100…送电侧系统；103…振荡器；104…AC／DC变换部；105…高电压部；106…逆变器部；107…电流检测部；108…送电天线；109…低电压部；110…控制部；111…交流耦合；112…比较器；113…逆变器定时产生部；115…相位差计测计时部；117…微型计算机；120…峰值保持电路；200…受电侧系统；202…受电天线；203…整流部；204…充电控制部；205…电池。

Claims (3)

1.一种电力输送系统，其特征在于，具有：

将直流电压变换成规定的频率的交流电压并进行输出的开关元件；

被输入所述输出的交流电压的送电天线部；

对在所述送电天线部中流动的电流进行检测的电流检测部；

取得由所述电流检测部检测到的电流的峰值的峰值保持部；

对所述开关元件接通的时刻和由所述电流检测部检测到电流零点的时刻之间的差值的计时值进行计测的计时部；

基于由所述峰值保持部取得的峰值和由所述计时部计测到的计时值来决定所述频率的频率决定部；以及

基于由所述频率决定部决定的频率来驱动所述开关元件从而进行电力输送的控制部。

2.根据权利要求1所述的电力输送系统，其中，

所述频率决定部通过算出所述开关元件的效率来决定所述频率。

3.根据权利要求1所述的电力输送系统，其中，

所述频率决定部通过参照规定的表来决定所述频率。

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